JPH082060B2 - 搬送波再生方式およびディジタル位相復調装置 - Google Patents
搬送波再生方式およびディジタル位相復調装置Info
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- JPH082060B2 JPH082060B2 JP2240691A JP24069190A JPH082060B2 JP H082060 B2 JPH082060 B2 JP H082060B2 JP 2240691 A JP2240691 A JP 2240691A JP 24069190 A JP24069190 A JP 24069190A JP H082060 B2 JPH082060 B2 JP H082060B2
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2275—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses the received modulated signals
- H04L27/2276—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses the received modulated signals using frequency multiplication or harmonic tracking
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は搬送波再生方式およびディジタル位相復調装
置に関し、特に移動通信システムにおける搬送波再生方
式およびこの搬送波再生方式で再生した搬送波位相を用
いてディジタル位相変調信号を復調するディジタル位相
復調装置に関する。
置に関し、特に移動通信システムにおける搬送波再生方
式およびこの搬送波再生方式で再生した搬送波位相を用
いてディジタル位相変調信号を復調するディジタル位相
復調装置に関する。
ディジタル位相変調信号を復調するディジタル位相復
調装置として、同期検波によるものと、遅延検波による
ものとがある。
調装置として、同期検波によるものと、遅延検波による
ものとがある。
同期検波によるディジタル位相復調装置は、受信信号
から搬送波位相を再生し、再生した搬送波位相を有する
基準搬送波信号を生成し、この基準搬送波信号を用いて
受信信号を同期検波する。
から搬送波位相を再生し、再生した搬送波位相を有する
基準搬送波信号を生成し、この基準搬送波信号を用いて
受信信号を同期検波する。
搬送波位相の再生には、コスタス（Costas）ループ等
の位相同期ループ（phase lock loop;PLL）を含む方式
がよく用いられている（例えばF.M Gardner,“Phaseloc
k Techniques"（1979）John Wiley＆Sons（米）P.21
7）。低い搬送波電力対雑音電力比（C/N）での位相ジッ
タによる誤り率の劣化の防止のために、PLLループのル
ープ雑音帯域幅を変調速度の1/50〜1/200に十分狭くす
る必要がある。
の位相同期ループ（phase lock loop;PLL）を含む方式
がよく用いられている（例えばF.M Gardner,“Phaseloc
k Techniques"（1979）John Wiley＆Sons（米）P.21
7）。低い搬送波電力対雑音電力比（C/N）での位相ジッ
タによる誤り率の劣化の防止のために、PLLループのル
ープ雑音帯域幅を変調速度の1/50〜1/200に十分狭くす
る必要がある。
PLLループを含む搬送波位相再生方式は、受信信号が
最初に入力してからループが定常状態になるまでの捕捉
時間が長いので、信号をバースト状に伝送するTDMAシス
テムや瞬断がしばしば発生する移動通信システムには適
しない。
最初に入力してからループが定常状態になるまでの捕捉
時間が長いので、信号をバースト状に伝送するTDMAシス
テムや瞬断がしばしば発生する移動通信システムには適
しない。
受信信号を非直線操作して搬送波成分を抽出し、抽出
した搬送波成分の位相を時間的に平均して搬送波位相を
再生するオープンループの方式も知られている。この方
式では捕捉時間は短く、しかも、入力位相条件にかかわ
らず一定値になる。しかし、位相平均時間を十分長くす
る、いいかえれば、位相平均操作をするフィルタの帯域
幅を十分狭くする必要があることはPLLループを含む方
式におけると同じである。このオープンループの搬送波
位相再生方式の動作について、エー・ジェー・ビタビ
（A.J.Viterbi）等が詳細に解析している（A.J.Viterb
i,A.M.Viterbi,“Nonlinear Estimation of PSK−Modul
ated Carrier Phase with Application to Burst Digit
al Transmission"IEEE Transactions on Information T
heory,IT−29.［５］（1983−７）（米）P.543−55
1）。
した搬送波成分の位相を時間的に平均して搬送波位相を
再生するオープンループの方式も知られている。この方
式では捕捉時間は短く、しかも、入力位相条件にかかわ
らず一定値になる。しかし、位相平均時間を十分長くす
る、いいかえれば、位相平均操作をするフィルタの帯域
幅を十分狭くする必要があることはPLLループを含む方
式におけると同じである。このオープンループの搬送波
位相再生方式の動作について、エー・ジェー・ビタビ
（A.J.Viterbi）等が詳細に解析している（A.J.Viterb
i,A.M.Viterbi,“Nonlinear Estimation of PSK−Modul
ated Carrier Phase with Application to Burst Digit
al Transmission"IEEE Transactions on Information T
heory,IT−29.［５］（1983−７）（米）P.543−55
1）。
ところで、地上移動通信システムや衛星移動通信シス
テムでは、移動体の動きに伴い、地形あるいは建築物な
どからの多重反射によって多重伝搬フェージングが生じ
る。
テムでは、移動体の動きに伴い、地形あるいは建築物な
どからの多重反射によって多重伝搬フェージングが生じ
る。
このフェージングを受けた信号の振幅位相分布が直接
波と反射波との合成信号の振幅位相分布であるライス
（Rice）モデル（例えばM.Schwartz,W.R.Bennet,S.Stei
n,“Communication Systems and Techniques"（1966）M
cGraw−Hill（米）P.372）で近似されることから、この
多重伝搬フェージングはライスフェージングといわれて
いる。
波と反射波との合成信号の振幅位相分布であるライス
（Rice）モデル（例えばM.Schwartz,W.R.Bennet,S.Stei
n,“Communication Systems and Techniques"（1966）M
cGraw−Hill（米）P.372）で近似されることから、この
多重伝搬フェージングはライスフェージングといわれて
いる。
このフェージングによるスペクトルの広がり、すなわ
ち、フェージングピッチは使用される搬送波周波数と移
動体の移動速度とによって決まる。たとえば、搬送波周
波性を1.5GHz、移動体の速度を最大120km/hとすると、
フェージングピッチは最大200Hz程度になる。一方、音
声信号を高能率符号化し、更に誤り訂正符号化した上で
伝送するとし、変調に４相PSKを用いるとすると、変調
速度は、例えば、3.2kボーとなる。この場合、搬送波位
相再生方式におけるPLLループの帯域幅あるいは位相平
均操作のためのフィルタの帯域幅を、上述したように、
変調速度の1/50〜1/200にすると、帯域幅は64〜16Hzと
なり、フェージングピッチの最大値よりかなり小さくな
る。従って、再生された搬送位相はフェージングを受け
た受信搬送波の位相に追従できない。その結果として、
受信搬送波がフェージングにより受けた高速の位相変動
は再生された搬送波位相の位相誤差として現れる。従っ
て、この再生された搬送波位相を基準にして受信信号を
復調すれば誤り率の劣化を招く。
ち、フェージングピッチは使用される搬送波周波数と移
動体の移動速度とによって決まる。たとえば、搬送波周
波性を1.5GHz、移動体の速度を最大120km/hとすると、
フェージングピッチは最大200Hz程度になる。一方、音
声信号を高能率符号化し、更に誤り訂正符号化した上で
伝送するとし、変調に４相PSKを用いるとすると、変調
速度は、例えば、3.2kボーとなる。この場合、搬送波位
相再生方式におけるPLLループの帯域幅あるいは位相平
均操作のためのフィルタの帯域幅を、上述したように、
変調速度の1/50〜1/200にすると、帯域幅は64〜16Hzと
なり、フェージングピッチの最大値よりかなり小さくな
る。従って、再生された搬送位相はフェージングを受け
た受信搬送波の位相に追従できない。その結果として、
受信搬送波がフェージングにより受けた高速の位相変動
は再生された搬送波位相の位相誤差として現れる。従っ
て、この再生された搬送波位相を基準にして受信信号を
復調すれば誤り率の劣化を招く。
一方、フェージング環境に比較的適していると言われ
ている遅延検波によるディジタル位相復調装置は、元
来、誤り率が同期検波のディジタル位相復調装置と比較
して２〜3dB劣っている上に、１シンボル周期内で位相
変化が見られるようなフェージングによる拘束の位相変
動が存在する状況下では、更にある程度の誤り率の劣化
は免れ得ない。直接搬送波電力対反射波電力比（C/M）
が７〜10dBになり、フェージングピッチが前述したよう
に変調速度の1/16程度になる、運用上考えられる最悪の
フェージング環境下では、遅延検波によっても同期検波
によっても、誤り率の劣化量はほぼ等しくなる。
ている遅延検波によるディジタル位相復調装置は、元
来、誤り率が同期検波のディジタル位相復調装置と比較
して２〜3dB劣っている上に、１シンボル周期内で位相
変化が見られるようなフェージングによる拘束の位相変
動が存在する状況下では、更にある程度の誤り率の劣化
は免れ得ない。直接搬送波電力対反射波電力比（C/M）
が７〜10dBになり、フェージングピッチが前述したよう
に変調速度の1/16程度になる、運用上考えられる最悪の
フェージング環境下では、遅延検波によっても同期検波
によっても、誤り率の劣化量はほぼ等しくなる。
以上説明したように従来のディジタル位相復調装置
は、ライスフェージング環境下で生じる変調速度に対し
て無視できない比較的高速の位相変動に対して何等の補
償対策も施していない。
は、ライスフェージング環境下で生じる変調速度に対し
て無視できない比較的高速の位相変動に対して何等の補
償対策も施していない。
従って、本発明の目的は、高速位相変動に対する追従
性を向上した搬送波再生方式を提供することにある。
性を向上した搬送波再生方式を提供することにある。
本発明の他の目的は、移動体通信システムに適するデ
ィジタル位相復調装置を提供することにある。
ィジタル位相復調装置を提供することにある。
本発明の更に他の目的は、ディジタル演算により信号
処理ができ容易にIC化ができる搬送波再生方式およびデ
ィジタル位相復調装置を提供することにある。
処理ができ容易にIC化ができる搬送波再生方式およびデ
ィジタル位相復調装置を提供することにある。
本発明の搬送波再生方式は、ライスフェージング環境
下で伝送されたディジタル位相変調信号を受信し、前記
受信信号を非直線操作して搬送波成分を抽出し、前記搬
送波成分に含まれる雑音を抑圧するに十分な第１の時間
だけ位相平均化操作する第１の搬送波再生手段と、前記
受信信号を非直線操作して搬送波成分を抽出し、前記搬
送波成分を前記第１の時間より短く、かつフェージング
による位相変動に追従できる範囲でできるだけ長い第２
の時間だけ位相平均化操作する第２の搬送波再生手段
と、前記第１の搬送波再生手段が位相平均化操作して得
た信号の位相を基準とした前記第２の搬送波再生手段が
位相平均化操作して得た信号の位相偏差を求め、前記位
相偏差の変動範囲を限定した上で前記第１の搬送波再生
手段が位相平均化操作して得た信号の位相に加算する位
相合成手段とを備えている。
下で伝送されたディジタル位相変調信号を受信し、前記
受信信号を非直線操作して搬送波成分を抽出し、前記搬
送波成分に含まれる雑音を抑圧するに十分な第１の時間
だけ位相平均化操作する第１の搬送波再生手段と、前記
受信信号を非直線操作して搬送波成分を抽出し、前記搬
送波成分を前記第１の時間より短く、かつフェージング
による位相変動に追従できる範囲でできるだけ長い第２
の時間だけ位相平均化操作する第２の搬送波再生手段
と、前記第１の搬送波再生手段が位相平均化操作して得
た信号の位相を基準とした前記第２の搬送波再生手段が
位相平均化操作して得た信号の位相偏差を求め、前記位
相偏差の変動範囲を限定した上で前記第１の搬送波再生
手段が位相平均化操作して得た信号の位相に加算する位
相合成手段とを備えている。
前記第１および第２の搬送波再生手段のうち少くとも
一方は、前記受信信号の２つの直交成分のサンプルデー
タ列である入力信号を前記受信信号の変調相数だけ周波
数逓倍する非線形操作手段を有し、前記第１の搬送波再
生手段は、前記非線形操作手段からの信号またはこの信
号と等価な信号を前記第１の時間位相平均化操作する第
１のディジタルフィルタを有し、前記第２の搬送波再生
手段は、前記非線形操作手段からの信号またはこの信号
と等価な信号を前記第２の時間位相平均化操作する第２
のディジタルフィルタを有し、前記第１の搬送波再生手
段および前記位相合成手段のうちいずれか一方は、前記
第１のディジタルフィルタからの信号の位相を算出する
第１の位相算出手段を有し、前記第２の搬送波再生手段
および前記位相合成手段のうちいずれか一方は、前記第
２のディジタルフィルタからの信号の位相を算出する第
２の位相算出手段を有し、前記位相合成手段は、前記第
１の位相算出手段からの位相を前記受信信号の変調相数
で除算する第１の分周手段と、前記第１の位相算出手段
からの位相の１サンプル周期での変化量およびこの変化
量の符号に基づき前記第１の分周手段からの位相を±π
の範囲に拡張する象限補正手段と、前記第２の位相算出
手段からの位相から前記第１の位相算出手段からの位相
を減算する減算回路と、この減算回路の位相を前記受信
信号の変調相数で除算する第２の分周手段と、この第２
の分周手段からの位相を前記象限補正手段からの位相に
加算する加算手段とを有して構成されていてもよい。
一方は、前記受信信号の２つの直交成分のサンプルデー
タ列である入力信号を前記受信信号の変調相数だけ周波
数逓倍する非線形操作手段を有し、前記第１の搬送波再
生手段は、前記非線形操作手段からの信号またはこの信
号と等価な信号を前記第１の時間位相平均化操作する第
１のディジタルフィルタを有し、前記第２の搬送波再生
手段は、前記非線形操作手段からの信号またはこの信号
と等価な信号を前記第２の時間位相平均化操作する第２
のディジタルフィルタを有し、前記第１の搬送波再生手
段および前記位相合成手段のうちいずれか一方は、前記
第１のディジタルフィルタからの信号の位相を算出する
第１の位相算出手段を有し、前記第２の搬送波再生手段
および前記位相合成手段のうちいずれか一方は、前記第
２のディジタルフィルタからの信号の位相を算出する第
２の位相算出手段を有し、前記位相合成手段は、前記第
１の位相算出手段からの位相を前記受信信号の変調相数
で除算する第１の分周手段と、前記第１の位相算出手段
からの位相の１サンプル周期での変化量およびこの変化
量の符号に基づき前記第１の分周手段からの位相を±π
の範囲に拡張する象限補正手段と、前記第２の位相算出
手段からの位相から前記第１の位相算出手段からの位相
を減算する減算回路と、この減算回路の位相を前記受信
信号の変調相数で除算する第２の分周手段と、この第２
の分周手段からの位相を前記象限補正手段からの位相に
加算する加算手段とを有して構成されていてもよい。
前記非線形操作手段は、前記入力信号の振幅および位
相のうち振幅をそのまま保ち位相を前記受信信号の変調
相数だけ倍して出力する累乗回路であってもよい。
相のうち振幅をそのまま保ち位相を前記受信信号の変調
相数だけ倍して出力する累乗回路であってもよい。
前記第１のディジタルフィルタは、前記第１の時間に
対応するタップ数を有しすべてのタップ係数を等しくし
た第１の有限長インパルス応答フィルタであってもよ
い。
対応するタップ数を有しすべてのタップ係数を等しくし
た第１の有限長インパルス応答フィルタであってもよ
い。
前記第２のディジタルフィルタは、前記第２の時間に
対応するタップ数を有しすべてのタップ係数を等しくし
た第２の有限長インパルス応答フィルタであってよい。
対応するタップ数を有しすべてのタップ係数を等しくし
た第２の有限長インパルス応答フィルタであってよい。
本発明のディジタル位相復調装置は、ライスフェージ
ング環境下で伝送されたディジタル位相変調信号を受信
し、前記受信信号を非直線操作して搬送波成分を抽出
し、前記搬送波成分に含まれる雑音を抑圧するに十分な
第１の時間だけ位相平均化操作する第１の搬送波再生手
段と、前記受信信号を非直線操作して搬送波成分を抽出
し、前記搬送波成分を前記第１の時間より短く、かつフ
ェージングによる位相変動に追従できる範囲でできるだ
け長い第２の時間だけ位相平均化操作する第２の搬送波
再生手段と、前記第１の搬送波再生手段が位相平均化操
作して得た信号の位相を基準とした前記第２の搬送波再
生手段が位相平均化操作して得た信号の位相偏差を求
め、前記位相偏差の変動範囲を限定した上で前記第１の
搬送波再生手段が位相平均化操作して得た信号の位相に
加算する位相合成手段と、前記第１および第２の搬送波
再生手段に前記受信信号を入力してから前記位相合成手
段が再生した位相を出力するまでの応答時間だけ前記受
信信号を遅延させる第１の遅延手段と、この第１の遅延
手段からの信号に前記位相合成手段からの位相で位相回
転を与える第１の回転手段とを備えている。
ング環境下で伝送されたディジタル位相変調信号を受信
し、前記受信信号を非直線操作して搬送波成分を抽出
し、前記搬送波成分に含まれる雑音を抑圧するに十分な
第１の時間だけ位相平均化操作する第１の搬送波再生手
段と、前記受信信号を非直線操作して搬送波成分を抽出
し、前記搬送波成分を前記第１の時間より短く、かつフ
ェージングによる位相変動に追従できる範囲でできるだ
け長い第２の時間だけ位相平均化操作する第２の搬送波
再生手段と、前記第１の搬送波再生手段が位相平均化操
作して得た信号の位相を基準とした前記第２の搬送波再
生手段が位相平均化操作して得た信号の位相偏差を求
め、前記位相偏差の変動範囲を限定した上で前記第１の
搬送波再生手段が位相平均化操作して得た信号の位相に
加算する位相合成手段と、前記第１および第２の搬送波
再生手段に前記受信信号を入力してから前記位相合成手
段が再生した位相を出力するまでの応答時間だけ前記受
信信号を遅延させる第１の遅延手段と、この第１の遅延
手段からの信号に前記位相合成手段からの位相で位相回
転を与える第１の回転手段とを備えている。
また、本発明のディジタル位相復調装置は、複素平面
上で誤り率が最低になる判定領域を設定し前記第１の位
相回路手段からの信号を対応する前記判定領域の基準信
号に変換する判定手段と、この判定手段からの前記基準
信号で前記第１の遅延手段からの信号を逆変調して得た
搬送波成分を前記第２の時間と同程度にあらかじめ定め
た第３の時間位相平均化操作する第３の搬送波再生手段
とをさらに有して構成されていてもよい。
上で誤り率が最低になる判定領域を設定し前記第１の位
相回路手段からの信号を対応する前記判定領域の基準信
号に変換する判定手段と、この判定手段からの前記基準
信号で前記第１の遅延手段からの信号を逆変調して得た
搬送波成分を前記第２の時間と同程度にあらかじめ定め
た第３の時間位相平均化操作する第３の搬送波再生手段
とをさらに有して構成されていてもよい。
前記第３の搬送波再生手段は、前記判定手段からの前
記基準信号で前記第１の遅延手段からの信号を逆変調す
る逆変調手段と、この逆変調手段からの信号を前記第３
の時間位相平均化操作する第３のディジタルフィルタと
を有して構成されていてもよい。
記基準信号で前記第１の遅延手段からの信号を逆変調す
る逆変調手段と、この逆変調手段からの信号を前記第３
の時間位相平均化操作する第３のディジタルフィルタと
を有して構成されていてもよい。
前記第３のディジタルフィルタは、前記第３の時間に
対応するタップ数を有しすべてのタップ係数を等しくし
た第３の有限長インパルス応答フィルタであってもよ
い。
対応するタップ数を有しすべてのタップ係数を等しくし
た第３の有限長インパルス応答フィルタであってもよ
い。
前記第１および第２の搬送波再生手段のうち少くとも
一方は、前記受信信号の２つの直交成分のサンプルデー
タ列である入力信号を前記受信信号の変調相数だけ周波
数逓倍する非線形操作手段を有し、前記第１の搬送波再
生手段は、前記非線形操作手段からの信号またはこの信
号と等価な信号を前記第１の時間位相平均化操作する第
１のディジタルフィルタを有し、前記第２の搬送波再生
手段は、前記非線形操作手段からの信号またはこの信号
と等価な信号を前記第２の時間位相平均化操作する第２
のディジタルフィルタを有し、前記第１の搬送波再生手
段および前記位相合成手段のうちいずれか一方は、前記
第１のディジタルフィルタからの信号の位相を算出する
第１の位相算出手段を有し、前記第２の搬送波再生手段
および前記位相合成手段のうちいずれか一方は、前記第
２のディジタルフィルタからの信号の位相を算出する第
２の位相算出手段を有し、前記位相合成手段は、前記第
１の位相算出手段からの位相を前記受信信号の変調相数
で除算する第１の分周手段と、前記第１の位相算出手段
からの位相の１サンプル周期での変化量およびこの変化
量の符号に基づき前記第１の分周手段からの位相を±π
の範囲に拡張する象限補正手段と、前記第２の位相算出
手段からの位相から前記第１の位相算出手段からの位相
を減算する減算回路と、この減算回路の位相を前記受信
信号の変調相数で除算する第２の分周手段と、この第２
の分周手段からの位相を前記象限補正手段からの位相に
加算する加算手段とを有し、前記第１の位相回転手段
は、前記位相合成手段からの位相をこの位相に等しい位
相の信号に変換する極・直交信号変換手段と、この極・
直交信号変換手段からの信号と前記第１の遅延手段から
の信号とを複素乗算する第１の乗算手段とを有して構成
されていてもよい。
一方は、前記受信信号の２つの直交成分のサンプルデー
タ列である入力信号を前記受信信号の変調相数だけ周波
数逓倍する非線形操作手段を有し、前記第１の搬送波再
生手段は、前記非線形操作手段からの信号またはこの信
号と等価な信号を前記第１の時間位相平均化操作する第
１のディジタルフィルタを有し、前記第２の搬送波再生
手段は、前記非線形操作手段からの信号またはこの信号
と等価な信号を前記第２の時間位相平均化操作する第２
のディジタルフィルタを有し、前記第１の搬送波再生手
段および前記位相合成手段のうちいずれか一方は、前記
第１のディジタルフィルタからの信号の位相を算出する
第１の位相算出手段を有し、前記第２の搬送波再生手段
および前記位相合成手段のうちいずれか一方は、前記第
２のディジタルフィルタからの信号の位相を算出する第
２の位相算出手段を有し、前記位相合成手段は、前記第
１の位相算出手段からの位相を前記受信信号の変調相数
で除算する第１の分周手段と、前記第１の位相算出手段
からの位相の１サンプル周期での変化量およびこの変化
量の符号に基づき前記第１の分周手段からの位相を±π
の範囲に拡張する象限補正手段と、前記第２の位相算出
手段からの位相から前記第１の位相算出手段からの位相
を減算する減算回路と、この減算回路の位相を前記受信
信号の変調相数で除算する第２の分周手段と、この第２
の分周手段からの位相を前記象限補正手段からの位相に
加算する加算手段とを有し、前記第１の位相回転手段
は、前記位相合成手段からの位相をこの位相に等しい位
相の信号に変換する極・直交信号変換手段と、この極・
直交信号変換手段からの信号と前記第１の遅延手段から
の信号とを複素乗算する第１の乗算手段とを有して構成
されていてもよい。
また、本発明のディジタル位相復調装置は、前記第３
の搬送波再生手段に前記判定手段からの前記基準信号お
よび前記第１の遅延手段かの信号を入力してから位相平
均化操作が完了するまでの応答時間だけ前記第１の遅延
手段からの信号を遅延させる第２の遅延手段と、この第
２の遅延手段からの信号に前記第３の搬出波再生手段か
らの信号の位相で位相回転を与える第２の位相回転手段
とをさらに有して構成されていてもよい。
の搬送波再生手段に前記判定手段からの前記基準信号お
よび前記第１の遅延手段かの信号を入力してから位相平
均化操作が完了するまでの応答時間だけ前記第１の遅延
手段からの信号を遅延させる第２の遅延手段と、この第
２の遅延手段からの信号に前記第３の搬出波再生手段か
らの信号の位相で位相回転を与える第２の位相回転手段
とをさらに有して構成されていてもよい。
前記第２の位相回転手段は、前記第２の遅延手段から
の信号と前記第３の搬送波再生手段からの信号とを複素
乗算する第２の乗算手段であってもよい。
の信号と前記第３の搬送波再生手段からの信号とを複素
乗算する第２の乗算手段であってもよい。
第１図を参照すると、本発明の搬送波再生方式を用い
たディジタル位相復調装置は、第１の搬送波再生部10
と、第２の搬送波再生部20と、位相合成部30と、遅延回
路40と、位相回転部50とから構成されている。第１図に
おいて、第１および第２の搬送波再生部10,20と位相合
成部30とが本発明の搬送波再生方式を構成している。
たディジタル位相復調装置は、第１の搬送波再生部10
と、第２の搬送波再生部20と、位相合成部30と、遅延回
路40と、位相回転部50とから構成されている。第１図に
おいて、第１および第２の搬送波再生部10,20と位相合
成部30とが本発明の搬送波再生方式を構成している。
直交信号（または複素信号）である受信信号は入力信
号線１から供給され、遅延回路40を経て信号線２によっ
て位相回転部50に加えられ、直交信号の復調信号として
出力信号線６から出力される。第１および第２の搬送波
再生部10,20は実数信号の信号線3,4によって出力を位相
合成部30に送り、その出力が実数信号の信号線５によっ
て位相回転部50に供給される。第２図以降においても同
様に、２重線の信号線は直交信号の経路を示し、単線の
信号線は実数信号の経路を示す。
号線１から供給され、遅延回路40を経て信号線２によっ
て位相回転部50に加えられ、直交信号の復調信号として
出力信号線６から出力される。第１および第２の搬送波
再生部10,20は実数信号の信号線3,4によって出力を位相
合成部30に送り、その出力が実数信号の信号線５によっ
て位相回転部50に供給される。第２図以降においても同
様に、２重線の信号線は直交信号の経路を示し、単線の
信号線は実数信号の経路を示す。
第１図に示すディジタル位相復調装置において、第１
の搬送波再生部10は、ライスフェージング環境下で伝送
されたディジタル位相変調信号の受信信号を入力信号線
１から受け、この受信信号から搬送波成分を抽出し、抽
出した搬送波成分を位相平均化操作する。この位相平均
化操作は狭帯域のフィルタリングにより行う。このフィ
ルタリングの帯域幅は、従来の搬送波再生方式における
PLLグループの雑音帯域幅と同程度に、受信信号の変調
速度の1/50から1/200程度に設定する。このフィルタリ
ングにより、抽出した搬送波成分のC/Nが改善され、搬
送波部分の位相スリップ率も非常に小さくなる。このフ
ィルタリングにより比較的長時間の位相平均化操作が行
われるので、抽出した搬送波成分の雑音による位相ジッ
タは十分小さくなるが、同時に、フェージングに起因す
る搬送波成分の高速の位相変動まで平均化されてしま
う。従って、フィルタリングされた搬送波成分の位相は
フェージングによる高速の位相変動に追従できない。
の搬送波再生部10は、ライスフェージング環境下で伝送
されたディジタル位相変調信号の受信信号を入力信号線
１から受け、この受信信号から搬送波成分を抽出し、抽
出した搬送波成分を位相平均化操作する。この位相平均
化操作は狭帯域のフィルタリングにより行う。このフィ
ルタリングの帯域幅は、従来の搬送波再生方式における
PLLグループの雑音帯域幅と同程度に、受信信号の変調
速度の1/50から1/200程度に設定する。このフィルタリ
ングにより、抽出した搬送波成分のC/Nが改善され、搬
送波部分の位相スリップ率も非常に小さくなる。このフ
ィルタリングにより比較的長時間の位相平均化操作が行
われるので、抽出した搬送波成分の雑音による位相ジッ
タは十分小さくなるが、同時に、フェージングに起因す
る搬送波成分の高速の位相変動まで平均化されてしま
う。従って、フィルタリングされた搬送波成分の位相は
フェージングによる高速の位相変動に追従できない。
一方、第２の搬送波再生部20も、入力信号線１から供
給される受信信号から搬送波成分を抽出し、位相平均化
操作する。この位相平均化操作は広帯域のフィルタリン
グにより行う。このフィルタリングの帯域幅は、フェー
ジングピッチの最大値と同程度、あるいはそれよりやや
広い値に設定する。このフィルタリングにより比較的短
時間の位相平均化操作が行われるので、フィルタリング
された搬送波成分の位相はフェージングによる高速の位
相変動に追従するが、搬送波成分の雑音による位相ジッ
タは比較的大きい。
給される受信信号から搬送波成分を抽出し、位相平均化
操作する。この位相平均化操作は広帯域のフィルタリン
グにより行う。このフィルタリングの帯域幅は、フェー
ジングピッチの最大値と同程度、あるいはそれよりやや
広い値に設定する。このフィルタリングにより比較的短
時間の位相平均化操作が行われるので、フィルタリング
された搬送波成分の位相はフェージングによる高速の位
相変動に追従するが、搬送波成分の雑音による位相ジッ
タは比較的大きい。
位相合成部30は、第１の搬送波再生部10で位相平均化
操作された搬送波成分の位相を基準とした、第２の搬送
波再生部20で位相平均化操作された遅延波成分の位相の
偏差を求め、求めた偏差を変動範囲を限定した上で第１
の搬送波再生部10で位相平均化操作された搬送波成分の
位相に加算する。上述した偏差は、雑音やフェージング
による位相変動を十分に除去した搬送波位相を基準とし
た、第２の搬送波再生部20で位相平均化操作された搬送
波成分の位相の偏差である。従って、この偏差には、フ
ェージングによる高速の位相変動の他、雑音による比較
的大きい位相ジッタも含んでいる。偏差の変動範囲の限
定により、雑音による位相ジッタに起因する位相スリッ
プを防止することができる。従って、位相合成部30が出
力する位相は、限定した位相変動範囲内で、フェージン
グによる位相変動に追従でき、位相スリップ率は十分に
小さい。ここで重要なのは、偏差を求めてからその変動
範囲を限定していることである。搬送波再生部20で位相
平均化操作した搬送波成分を直接操作して位相スリップ
を防止することはできない。
操作された搬送波成分の位相を基準とした、第２の搬送
波再生部20で位相平均化操作された遅延波成分の位相の
偏差を求め、求めた偏差を変動範囲を限定した上で第１
の搬送波再生部10で位相平均化操作された搬送波成分の
位相に加算する。上述した偏差は、雑音やフェージング
による位相変動を十分に除去した搬送波位相を基準とし
た、第２の搬送波再生部20で位相平均化操作された搬送
波成分の位相の偏差である。従って、この偏差には、フ
ェージングによる高速の位相変動の他、雑音による比較
的大きい位相ジッタも含んでいる。偏差の変動範囲の限
定により、雑音による位相ジッタに起因する位相スリッ
プを防止することができる。従って、位相合成部30が出
力する位相は、限定した位相変動範囲内で、フェージン
グによる位相変動に追従でき、位相スリップ率は十分に
小さい。ここで重要なのは、偏差を求めてからその変動
範囲を限定していることである。搬送波再生部20で位相
平均化操作した搬送波成分を直接操作して位相スリップ
を防止することはできない。
遅延回路40は、第１および第２の搬送波再生部10およ
び20に受信信号が入力されてから位相合成部30で位相再
生が行なわれるまでの応答時間分だけ受信信号を遅延さ
せる。位相回転部50は、位相合成部30の出力位相によっ
て遅延回路40からの信号に位相回転を与える。位相回転
部50の出力が復調信号となる。
び20に受信信号が入力されてから位相合成部30で位相再
生が行なわれるまでの応答時間分だけ受信信号を遅延さ
せる。位相回転部50は、位相合成部30の出力位相によっ
て遅延回路40からの信号に位相回転を与える。位相回転
部50の出力が復調信号となる。
第２図から第５図を参照して、第１図に示すディジタ
ル位相復調装置について更に詳細に説明する。
ル位相復調装置について更に詳細に説明する。
第２図を参照すると、第１の搬送波再生部10は、Ｍ乗
操作器11と、FIR（finite impulseresponse）フィルタ1
2と、逆正接操作器13とから構成されている。
操作器11と、FIR（finite impulseresponse）フィルタ1
2と、逆正接操作器13とから構成されている。
Ｍ乗操作器11に入力する信号は、Ｍ相位相変調されて
いる受信信号の２つの直交成分をビットタイミングでサ
ンプリングし数値化したサンプリングデータ列である。
Ｍ乗操作器11は、入力した信号を受信信号の変調相数Ｍ
だけ周波数逓倍して入力信号の変調を除去する。入力信
号S1（ｎ）を S1（ｎ）＝I1（ｎ）＋jQ1（ｎ） ＝|S1（ｎ）|exp｛ｊθ１（ｎ）｝ （１） とすると、Ｍ乗操作器11の出力信号S2（ｎ）は S2（ｎ）＝|S1（ｎ）|exp｛jMθ１（ｎ）｝ ＝I2（ｎ）＋jQ2（ｎ） （２） となる。すなわち、Ｍ乗操作器11は、入力信号の振幅を
そのまま保ち、位相だけをＭ倍して出力する。通常の周
波数逓倍操作では入力信号の振幅のＭ乗が出力信号の振
幅になる。上述したようにＭ乗操作器11の周波数逓倍操
作において出力信号の振幅を入力信号の振幅と同じにす
るのは、非線形損失を最小に抑えるためである。このこ
とについては、前述したエー・ジェー・ビタビ（A.J.Vi
terbi）等の論文に詳細に解析されている。
いる受信信号の２つの直交成分をビットタイミングでサ
ンプリングし数値化したサンプリングデータ列である。
Ｍ乗操作器11は、入力した信号を受信信号の変調相数Ｍ
だけ周波数逓倍して入力信号の変調を除去する。入力信
号S1（ｎ）を S1（ｎ）＝I1（ｎ）＋jQ1（ｎ） ＝|S1（ｎ）|exp｛ｊθ１（ｎ）｝ （１） とすると、Ｍ乗操作器11の出力信号S2（ｎ）は S2（ｎ）＝|S1（ｎ）|exp｛jMθ１（ｎ）｝ ＝I2（ｎ）＋jQ2（ｎ） （２） となる。すなわち、Ｍ乗操作器11は、入力信号の振幅を
そのまま保ち、位相だけをＭ倍して出力する。通常の周
波数逓倍操作では入力信号の振幅のＭ乗が出力信号の振
幅になる。上述したようにＭ乗操作器11の周波数逓倍操
作において出力信号の振幅を入力信号の振幅と同じにす
るのは、非線形損失を最小に抑えるためである。このこ
とについては、前述したエー・ジェー・ビタビ（A.J.Vi
terbi）等の論文に詳細に解析されている。
FIRフィルタ12は、Ｍ乗操作器11の出力信号S2（ｎ）
である搬送波成分のC/Nを改善して位相スリップ率を抑
える狭帯域の搬送波フィルタである。FIRフィルタ12を
トランスバーサルフィルタによって達成する.FIRフィル
タ12のタップ数をN1、タップ係数をＣ（ｉ）（ｉ＝−
（N1−１）/2〜（N1−１）/2）とすると、FIRフィルタ1
2の出力信号S3（ｎ）は となる。このとき、受信信号の変調周期をTbとして、FI
Rフィルタ12の帯域幅は1/（N1−Tb）であるから、タッ
プ数N1を50から200に設定することにより、FIRフィルタ
12の帯域幅を受信信号の変調速度1/Tbの1/50から1/200
に設定する。また、すべてのタップ係数Ｃ（ｉ）を1/N1
に設定することにより、理想的な位相平均化操作ができ
る。このように、FIRフィルタ12のインパルス応答を矩
形にすることにより、演算負荷も小さくできる。
である搬送波成分のC/Nを改善して位相スリップ率を抑
える狭帯域の搬送波フィルタである。FIRフィルタ12を
トランスバーサルフィルタによって達成する.FIRフィル
タ12のタップ数をN1、タップ係数をＣ（ｉ）（ｉ＝−
（N1−１）/2〜（N1−１）/2）とすると、FIRフィルタ1
2の出力信号S3（ｎ）は となる。このとき、受信信号の変調周期をTbとして、FI
Rフィルタ12の帯域幅は1/（N1−Tb）であるから、タッ
プ数N1を50から200に設定することにより、FIRフィルタ
12の帯域幅を受信信号の変調速度1/Tbの1/50から1/200
に設定する。また、すべてのタップ係数Ｃ（ｉ）を1/N1
に設定することにより、理想的な位相平均化操作ができ
る。このように、FIRフィルタ12のインパルス応答を矩
形にすることにより、演算負荷も小さくできる。
逆正接操作器13は、FIRフィルタ12の出力信号S
3（ｎ）をその位相θｎ（ｎ）に変換して信号線３に出
力する。
3（ｎ）をその位相θｎ（ｎ）に変換して信号線３に出
力する。
第３図を参照すると、第２の搬送波再生部20は、Ｍ乗
操作器21とFIRフィルタ22と、遅延回路23と、逆正接操
作器24とから構成されている。
操作器21とFIRフィルタ22と、遅延回路23と、逆正接操
作器24とから構成されている。
Ｍ乗操作器21は、Ｍ乗操作器11と同じ動作をして、入
力信号S1（ｎ）から搬送波成分S2（ｎ）を抽出する。従
って、Ｍ乗操作器11および21のうちの一方の出力信号を
FIRフィルタ12および22に入力し、他方を省略すること
もできる。
力信号S1（ｎ）から搬送波成分S2（ｎ）を抽出する。従
って、Ｍ乗操作器11および21のうちの一方の出力信号を
FIRフィルタ12および22に入力し、他方を省略すること
もできる。
FIRフィルタ22は、搬送波成分である信号S2（ｎ）のC
/Nを改善し、かつ、フェージングによる位相変動には追
従する広帯域の搬送波フィルタである。FIRフィルタ22
もトランスバーサルフィルタによって構成する。FIRフ
ィルタ22のタップ数をN2として、FIRフィルタ22の帯域
幅1/（N2Tb）がフェージングピッチの最大値と同程度、
あるいはそれよりやや広い値になるようにタップ数N2を
設定する。例えば、フェージングピッチの最大値が受信
信号の変調速度1/Tbの1/16程度であれば、タップ数N2を
16程度あるいは16よりやや小さい数に設定する。FIRフ
ィルタ22のインパルス応答も、FIRフィルタ12の場合と
同じ理由で、矩形にする。この場合、各タップ係数を1/
N2にする。
/Nを改善し、かつ、フェージングによる位相変動には追
従する広帯域の搬送波フィルタである。FIRフィルタ22
もトランスバーサルフィルタによって構成する。FIRフ
ィルタ22のタップ数をN2として、FIRフィルタ22の帯域
幅1/（N2Tb）がフェージングピッチの最大値と同程度、
あるいはそれよりやや広い値になるようにタップ数N2を
設定する。例えば、フェージングピッチの最大値が受信
信号の変調速度1/Tbの1/16程度であれば、タップ数N2を
16程度あるいは16よりやや小さい数に設定する。FIRフ
ィルタ22のインパルス応答も、FIRフィルタ12の場合と
同じ理由で、矩形にする。この場合、各タップ係数を1/
N2にする。
FIRフィルタ22の出力信号S4（ｎ）は、遅延回路23を
通り、逆正接操作器24に入力する。逆正接操作器24は、
入力した信号S4（ｎ）をその位相θｗ（ｎ）に変換して
信号線４に出力する。逆正接操作器13,24が同じタイミ
ングで位相θｎ（ｎ），θｗ（ｎ）を出力するように、
遅延回路23はFIRフィルタ12とFIRフィルタ22との応答時
間差（N1−N2）Tb/2を補償する。第４図を参照すると、
位相合成部30はＭ分周器31と、象限補正回路32と、減算
器33と、Ｍ分周器34と、加算器35とから構成されてい
る。
通り、逆正接操作器24に入力する。逆正接操作器24は、
入力した信号S4（ｎ）をその位相θｗ（ｎ）に変換して
信号線４に出力する。逆正接操作器13,24が同じタイミ
ングで位相θｎ（ｎ），θｗ（ｎ）を出力するように、
遅延回路23はFIRフィルタ12とFIRフィルタ22との応答時
間差（N1−N2）Tb/2を補償する。第４図を参照すると、
位相合成部30はＭ分周器31と、象限補正回路32と、減算
器33と、Ｍ分周器34と、加算器35とから構成されてい
る。
Ｍ分周器31は信号線３を経て入力した逆正接操作器13
からの位相θｎ（ｎ）を受信信号の変調相数Ｍで除算す
る。除算結果は±π/Mの範囲に限定されている。象限補
正回路32は、Ｍ分周器31に入力した位相θｎ（ｎ）と１
シンボル前の位相θｎ（ｎ−１）との変化量を見ること
により位相θｎ（ｎ）の回転方向を知り、この回転方向
に基づいてＭ分周器31からの位相θｎ（ｎ）/Mを±πの
範囲に拡張する。この位相範囲の拡張を式で示すと次の
ようになる。
からの位相θｎ（ｎ）を受信信号の変調相数Ｍで除算す
る。除算結果は±π/Mの範囲に限定されている。象限補
正回路32は、Ｍ分周器31に入力した位相θｎ（ｎ）と１
シンボル前の位相θｎ（ｎ−１）との変化量を見ること
により位相θｎ（ｎ）の回転方向を知り、この回転方向
に基づいてＭ分周器31からの位相θｎ（ｎ）/Mを±πの
範囲に拡張する。この位相範囲の拡張を式で示すと次の
ようになる。
θr1(n)＝mod{θｎ(n)/M＋２πｉ(n)/M,2π} （４） ここでθr1（ｎ）は象限補正回路32が範囲を拡大して出
力する位相であり、｜θｎ（ｎ）−θｎ（ｎ−１）｜＞
πであればｉ（ｎ）はmod｛ｉ（ｎ−１）−sign〔θｎ
（ｎ）−θｎ（ｎ−１）,1,〕Ｍ｝、そうでなければｉ
（ｎ）はｉ（ｎ−１）である。なお、sign〔・,1〕は・
が正であれば＋1,負であれば−１の値をとる関数であ
る。
力する位相であり、｜θｎ（ｎ）−θｎ（ｎ−１）｜＞
πであればｉ（ｎ）はmod｛ｉ（ｎ−１）−sign〔θｎ
（ｎ）−θｎ（ｎ−１）,1,〕Ｍ｝、そうでなければｉ
（ｎ）はｉ（ｎ−１）である。なお、sign〔・,1〕は・
が正であれば＋1,負であれば−１の値をとる関数であ
る。
減算器33は、信号線４を経て入力した逆正接操作器24
の出力位相θｗ（ｎ）から逆正接操作器13の出力位相θ
ｎ（ｎ）を減算することにより、位相θｎ（ｎ）を基準
とした位相θｗ（ｎ）の偏差を出力する。Ｍ分周器34は
減算器33が出力した偏差を変調相数Ｍで除算する。除算
結果は±π/Mの範囲に限定されているが、位相スリップ
を防止するため、Ｍ分周器34の出力位相を±πの範囲に
拡張することは行わない。
の出力位相θｗ（ｎ）から逆正接操作器13の出力位相θ
ｎ（ｎ）を減算することにより、位相θｎ（ｎ）を基準
とした位相θｗ（ｎ）の偏差を出力する。Ｍ分周器34は
減算器33が出力した偏差を変調相数Ｍで除算する。除算
結果は±π/Mの範囲に限定されているが、位相スリップ
を防止するため、Ｍ分周器34の出力位相を±πの範囲に
拡張することは行わない。
加算器35は、象限補正回路34からの位相θr1（ｎ）と
Ｍ分周器34からの位相とを加算する。加算結果θ
r2（ｎ）は θr2（ｎ）＝mod｛θr1（ｎ）＋mod〔θｗ（ｎ） −θｎ（ｎ）,2π〕/M,2π｝ （５） となる。位相θr2（ｎ）は入力信号S1（ｎ）から再生し
た搬送波位相であり、信号線５に出力される。
Ｍ分周器34からの位相とを加算する。加算結果θ
r2（ｎ）は θr2（ｎ）＝mod｛θr1（ｎ）＋mod〔θｗ（ｎ） −θｎ（ｎ）,2π〕/M,2π｝ （５） となる。位相θr2（ｎ）は入力信号S1（ｎ）から再生し
た搬送波位相であり、信号線５に出力される。
第５図を参照すると、位相回転部50は、極・直交変換
回路51と、複素乗算器52とから構成されている。
回路51と、複素乗算器52とから構成されている。
極・直交変換回路51は、加算器35からの再生搬送波位
相θr2（ｎ）の位相をもつ、直交信号の形の基準搬送波
信号Sr2（ｎ）を生成する。複素乗算器52は、遅延回路4
0から信号線２を介して供給される信号S1（ｎ）と基準
搬送波信号Sr2（ｎ）とを複素乗算し、直交信号の形で
復調信号S5（ｎ）を出力信号線６に出力する。入力信号
S1（ｎ）が搬送波再生部10および20に入力してから極・
直交変換回路51が基準搬送波信号Sr2（ｎ）を出力する
までの応答時間はFIRフィルタ12の応答時間（N1−１）T
b/2と実質的に等しいから、信号S1（ｎ）と基準搬送波
信号Sr2（ｎ）とが同じタイミングで複素乗算器52に入
力するように、遅延回路40は入力信号S1（ｎ）を時間
（N1−１）Tb/2だけ遅延させる。
相θr2（ｎ）の位相をもつ、直交信号の形の基準搬送波
信号Sr2（ｎ）を生成する。複素乗算器52は、遅延回路4
0から信号線２を介して供給される信号S1（ｎ）と基準
搬送波信号Sr2（ｎ）とを複素乗算し、直交信号の形で
復調信号S5（ｎ）を出力信号線６に出力する。入力信号
S1（ｎ）が搬送波再生部10および20に入力してから極・
直交変換回路51が基準搬送波信号Sr2（ｎ）を出力する
までの応答時間はFIRフィルタ12の応答時間（N1−１）T
b/2と実質的に等しいから、信号S1（ｎ）と基準搬送波
信号Sr2（ｎ）とが同じタイミングで複素乗算器52に入
力するように、遅延回路40は入力信号S1（ｎ）を時間
（N1−１）Tb/2だけ遅延させる。
なお、逆正接操作器13,24は位相合成部30内に配置さ
れていてもよい。
れていてもよい。
第６図を参照すると、本発明の第２の実施例であるデ
ィジタル位相復調装置は、第１図に示すディジタル位相
復調装置と、判定回路60と、搬送波再生部70と、遅延回
路80と、位相回転部90とから構成されている。
ィジタル位相復調装置は、第１図に示すディジタル位相
復調装置と、判定回路60と、搬送波再生部70と、遅延回
路80と、位相回転部90とから構成されている。
第６図に示すディジタル位相復調装置において、判定
回路60は、複素平面上で誤り率が最低となる判定領域を
設定し、位相回転部50からの復調信号S5（ｎ）の複素平
面上の信号点がどの判定領域に含まれるかを判定し、復
調信号S5（ｎ）を対応する判定領域の基準信号に変換し
て信号線７に出力する。変調相数Ｍ＝４の場合を例にと
ると、判定回路60は、第７図に図示するように、復調信
号の複素平面上での４つの基準信号点（それぞれを黒丸
で図示した）に対応して４つの判定領域を設定し、復調
信号S5（ｎ）の信号点が例えばハッチングを施した判定
領域内にあれば、送信された直交信号Ｉ（ｎ）＋jQ
（ｎ）は４つの直交信号±0.707±j0.707の中で最も送
信された可能性のある0.707＋j0.707であると判定し、
基準信号0.707＋j0.707を出力する。この場合、復調信
号S5（ｎ）の実数成分および虚数成分の符号から信号点
がどの判定領域に含まれるかがわかるので、判定回路60
を２つの比較器によって構成できる。変調相数Ｍ＝８の
場合は、第８図に図示するように、判定領域は８つにな
る。復調信号S5（ｎ）が例えばハッチングを施した判定
領域内にあれば、出力される基準信号は0.924＋j0.383
となる。この場合、判定回路60は、復調信号S5（ｎ）の
位相を算出し、算出した位相から信号点がどの判定領域
に含まれるか判定する。
回路60は、複素平面上で誤り率が最低となる判定領域を
設定し、位相回転部50からの復調信号S5（ｎ）の複素平
面上の信号点がどの判定領域に含まれるかを判定し、復
調信号S5（ｎ）を対応する判定領域の基準信号に変換し
て信号線７に出力する。変調相数Ｍ＝４の場合を例にと
ると、判定回路60は、第７図に図示するように、復調信
号の複素平面上での４つの基準信号点（それぞれを黒丸
で図示した）に対応して４つの判定領域を設定し、復調
信号S5（ｎ）の信号点が例えばハッチングを施した判定
領域内にあれば、送信された直交信号Ｉ（ｎ）＋jQ
（ｎ）は４つの直交信号±0.707±j0.707の中で最も送
信された可能性のある0.707＋j0.707であると判定し、
基準信号0.707＋j0.707を出力する。この場合、復調信
号S5（ｎ）の実数成分および虚数成分の符号から信号点
がどの判定領域に含まれるかがわかるので、判定回路60
を２つの比較器によって構成できる。変調相数Ｍ＝８の
場合は、第８図に図示するように、判定領域は８つにな
る。復調信号S5（ｎ）が例えばハッチングを施した判定
領域内にあれば、出力される基準信号は0.924＋j0.383
となる。この場合、判定回路60は、復調信号S5（ｎ）の
位相を算出し、算出した位相から信号点がどの判定領域
に含まれるか判定する。
第９図を参照すると、搬送波再生部70は、逆変調器71
と、FIRフィルタ72と、逆正接操作器73とから構成され
ている。
と、FIRフィルタ72と、逆正接操作器73とから構成され
ている。
逆変調器71は、判定回路60から信号線７を介して送ら
れた基準信号で遅延回路40から信号線２を介して送られ
た信号S1（ｎ）を逆変調し、搬送波成分を抽出する。こ
の逆変調は、基準信号の共役複素信号と信号S1（ｎ）と
の複素乗算によって行われる。
れた基準信号で遅延回路40から信号線２を介して送られ
た信号S1（ｎ）を逆変調し、搬送波成分を抽出する。こ
の逆変調は、基準信号の共役複素信号と信号S1（ｎ）と
の複素乗算によって行われる。
FIRフィルタ72は、逆変調器71からの搬送波成分のC/N
を改善し、かつ、フェージングによる位相変動には追従
する広帯域の搬送波フィルタである。FIRフィルタ72の
帯域幅はFIRフィルタ22の帯域幅と同程度に設定する。
従って、FIRフィルタ72はFIRフィルタ22と同じ構成であ
ってもよい。
を改善し、かつ、フェージングによる位相変動には追従
する広帯域の搬送波フィルタである。FIRフィルタ72の
帯域幅はFIRフィルタ22の帯域幅と同程度に設定する。
従って、FIRフィルタ72はFIRフィルタ22と同じ構成であ
ってもよい。
逆正接操作器73は、逆変調回路71により抽出されFIR
フィルタ72により位相平均化操作された搬送波成分をそ
の位相に変換して出力する。
フィルタ72により位相平均化操作された搬送波成分をそ
の位相に変換して出力する。
第６図を再び参照すると、位相回転部90は、位相回転
部50と同じ構成であり、搬送波再生部70の出力位相によ
って遅延回路40および80を通って信号線８を経て送られ
た信号S1（ｎ）に位相回転を与える。位相回転部90の出
力信号線16から復調信号が出力される。遅延回路80はFI
Rフィルタ72による搬送波成分の遅延時間だけ遅延回路4
0の出力信号を遅延させるのに用いられている。FIRフィ
ルタ72のタップ数をN3とすれば遅延時間は（N3−１）Tb
/2である。なお、搬送波再生部70の逆正接操作器73およ
び位相回転部90の極・直交変換回路（図示せず）は、FI
Rフィルタ72の出力信号の振幅を一定にするために用い
られている。従って、これら２つの回路をリミッタ回路
で置換えることもできる。
部50と同じ構成であり、搬送波再生部70の出力位相によ
って遅延回路40および80を通って信号線８を経て送られ
た信号S1（ｎ）に位相回転を与える。位相回転部90の出
力信号線16から復調信号が出力される。遅延回路80はFI
Rフィルタ72による搬送波成分の遅延時間だけ遅延回路4
0の出力信号を遅延させるのに用いられている。FIRフィ
ルタ72のタップ数をN3とすれば遅延時間は（N3−１）Tb
/2である。なお、搬送波再生部70の逆正接操作器73およ
び位相回転部90の極・直交変換回路（図示せず）は、FI
Rフィルタ72の出力信号の振幅を一定にするために用い
られている。従って、これら２つの回路をリミッタ回路
で置換えることもできる。
ところで、位相合成部30は、雑音による位相スリップ
を防止するため、第２と搬送波再生部20で得た再生搬送
波位相θｗ（ｎ）の高速の位相変動の範囲を±π/Mに限
定している。そのため、フェージングによる高速の位相
変動が±π/Mの範囲を超えると、位相合成部30が出力す
る再生搬送波位相θr2（ｎ）に一時的な位相ジャンプが
生じる。この位相ジャンプを含む再生搬送波位相θ
r2（ｎ）をもとに入力信号S1（ｎ）を復調し判定して得
た基準信号には誤りが生じる。運用上考えられる最悪の
フェージング環境下でC/Mは７から10dBであり、この場
合でも基準信号の誤りは相当小さいがまったく無視でき
るほどに小さくはない。逆変調器71は誤りを含む基準信
号で入力信号S1（ｎ）を逆変調するので、得られる搬送
波成分に位相ジャンプを含んでいる。しかし、FIRフィ
ルタ72による位相平均化操作は雑音による位相ジッタを
改善すると同時に位相ジャンプの平滑化をも行うので、
搬送波再生部70が出力する再生搬送波位相における、位
相合成部30で生じた位相ジャンプの影響は軽減される。
一方、搬送波再生部70では、位相合成部30で行ったよう
な高速の位相変動の範囲の限定は行わないので、フェー
ジングによる高速の位相変動が±π/Mを超えても位相ジ
ャンプは生じない。従って、位相回転部90が出力する復
調信号の誤り率は、位相回転部50の出力信号線６に得ら
れる復調信号、いいかえれば、第１図に示すディジタル
位相復調装置の出力信号の誤り率と比較して、若干改善
されている。
を防止するため、第２と搬送波再生部20で得た再生搬送
波位相θｗ（ｎ）の高速の位相変動の範囲を±π/Mに限
定している。そのため、フェージングによる高速の位相
変動が±π/Mの範囲を超えると、位相合成部30が出力す
る再生搬送波位相θr2（ｎ）に一時的な位相ジャンプが
生じる。この位相ジャンプを含む再生搬送波位相θ
r2（ｎ）をもとに入力信号S1（ｎ）を復調し判定して得
た基準信号には誤りが生じる。運用上考えられる最悪の
フェージング環境下でC/Mは７から10dBであり、この場
合でも基準信号の誤りは相当小さいがまったく無視でき
るほどに小さくはない。逆変調器71は誤りを含む基準信
号で入力信号S1（ｎ）を逆変調するので、得られる搬送
波成分に位相ジャンプを含んでいる。しかし、FIRフィ
ルタ72による位相平均化操作は雑音による位相ジッタを
改善すると同時に位相ジャンプの平滑化をも行うので、
搬送波再生部70が出力する再生搬送波位相における、位
相合成部30で生じた位相ジャンプの影響は軽減される。
一方、搬送波再生部70では、位相合成部30で行ったよう
な高速の位相変動の範囲の限定は行わないので、フェー
ジングによる高速の位相変動が±π/Mを超えても位相ジ
ャンプは生じない。従って、位相回転部90が出力する復
調信号の誤り率は、位相回転部50の出力信号線６に得ら
れる復調信号、いいかえれば、第１図に示すディジタル
位相復調装置の出力信号の誤り率と比較して、若干改善
されている。
以上説明したように本発明では、受信信号を非線形操作
して得た搬送波成分を比較的長時間位相平均化操作して
再生搬送波位相を得る第１の搬送波再生手段と、受信信
号を非線形操作して得た搬送波成分を比較的短時間位相
平均化操作して再生搬送波位相を得る第２の搬送波再生
手段と、第１の搬送波再生手段で得た再生搬送波位相を
基準とした第２の搬送波再生手段で得た再生搬送波位相
の偏差を変動範囲を限定した上で第１の搬送波再生手段
で得た再生搬送波位相に加算する位相合成手段とを備え
ることにより、再生搬送位相の位相スリップ率を抑える
と共に、高速の位相変動に対する追従性を高めることが
できる。このようにして得た再生搬送位相を用いてディ
ジタル位相変調された受信信号を同期検波することによ
り、フェージング環境下では従来不利とされていた同期
検波の移動体通信システムへの適応性が向上する。
して得た搬送波成分を比較的長時間位相平均化操作して
再生搬送波位相を得る第１の搬送波再生手段と、受信信
号を非線形操作して得た搬送波成分を比較的短時間位相
平均化操作して再生搬送波位相を得る第２の搬送波再生
手段と、第１の搬送波再生手段で得た再生搬送波位相を
基準とした第２の搬送波再生手段で得た再生搬送波位相
の偏差を変動範囲を限定した上で第１の搬送波再生手段
で得た再生搬送波位相に加算する位相合成手段とを備え
ることにより、再生搬送位相の位相スリップ率を抑える
と共に、高速の位相変動に対する追従性を高めることが
できる。このようにして得た再生搬送位相を用いてディ
ジタル位相変調された受信信号を同期検波することによ
り、フェージング環境下では従来不利とされていた同期
検波の移動体通信システムへの適応性が向上する。
また、位相合成手段が出力した再生搬送位相を用いて
受信信号を復調して判定し、判定結果で受信信号を逆変
調して得た搬送波成分を第２の搬送波再生手段における
と同程度の時間位相平均化操作することにより得た再生
搬送波位相を用いて受信信号を同期検波すれば、誤り率
を更に改善できる。
受信信号を復調して判定し、判定結果で受信信号を逆変
調して得た搬送波成分を第２の搬送波再生手段における
と同程度の時間位相平均化操作することにより得た再生
搬送波位相を用いて受信信号を同期検波すれば、誤り率
を更に改善できる。
更に、本発明における各部の信号処理にはディジタル
的演算が用いられるから、ICとして供給されているディ
ジタル信号処理プロセッサ（digital signal processo
r;DSP）を組合せて本発明を実現することができ、調整
を要せず取扱が容易で小型のディジタル位相復調装置が
得られる。
的演算が用いられるから、ICとして供給されているディ
ジタル信号処理プロセッサ（digital signal processo
r;DSP）を組合せて本発明を実現することができ、調整
を要せず取扱が容易で小型のディジタル位相復調装置が
得られる。
第１図は本発明の第１の実施例であるディジタル位相復
調装置を示すブロック図、第２図は第１図における搬送
波再生部10の詳細を示すブロック図、第３図は第１図に
おける搬送波再生部20の詳細を示すブロック図、第４図
は第１図における位相合成部30の詳細を示すブロック
図、第５図は第１図における位相回転部50の詳細を示す
ブロック図、第６図は本発明の第２の実施例であるディ
ジタル位相復調装置を示すブロック図、第７図は４相位
相変調信号を復調した信号の４つの基準信号点,4つの判
定領域，および，これら判定領域のうちの１つに対応す
る基準信号の組を示す図、第８図は８相位相変調信号を
復調した信号の８つの基準信号点,8つの判定領域，およ
び，これら判定領域のうちの１つに対応する基準信号の
組を示す図、第９図は第６図における搬送波再生部70の
詳細を示すブロック図である。 10,20,70……搬送波再生部、11,21……Ｍ乗操作器、12,
22,72……FIRフィルタ、13,24,73……逆正接操作器、2
3,40,80……遅延回路、30……位相合成部、31,34……Ｍ
分周器、32……象限補正回路、33……減算器、35……加
算器、50,90……位相回転部、51……極・直交変換回
路、52……複素乗算器、60……判定回路、71……逆変調
器。
調装置を示すブロック図、第２図は第１図における搬送
波再生部10の詳細を示すブロック図、第３図は第１図に
おける搬送波再生部20の詳細を示すブロック図、第４図
は第１図における位相合成部30の詳細を示すブロック
図、第５図は第１図における位相回転部50の詳細を示す
ブロック図、第６図は本発明の第２の実施例であるディ
ジタル位相復調装置を示すブロック図、第７図は４相位
相変調信号を復調した信号の４つの基準信号点,4つの判
定領域，および，これら判定領域のうちの１つに対応す
る基準信号の組を示す図、第８図は８相位相変調信号を
復調した信号の８つの基準信号点,8つの判定領域，およ
び，これら判定領域のうちの１つに対応する基準信号の
組を示す図、第９図は第６図における搬送波再生部70の
詳細を示すブロック図である。 10,20,70……搬送波再生部、11,21……Ｍ乗操作器、12,
22,72……FIRフィルタ、13,24,73……逆正接操作器、2
3,40,80……遅延回路、30……位相合成部、31,34……Ｍ
分周器、32……象限補正回路、33……減算器、35……加
算器、50,90……位相回転部、51……極・直交変換回
路、52……複素乗算器、60……判定回路、71……逆変調
器。
Claims (12)
- 【請求項１】ライスフェージング環境下で伝送されたデ
ィジタル位相変調信号を受信し、前記受信信号を非直線
操作して搬送波成分を抽出し、前記搬送波成分に含まれ
る雑音を抑圧するに十分な第１の時間だけ位相平均化操
作する第１の搬送波再生手段と、前記受信信号を非直線
操作して搬送波成分を抽出し、前記搬送波成分を前記第
１の時間より短く、かつフェージングによる位相変動に
追従できる範囲でできるだけ長い第２の時間だけ位相平
均化操作する第２の搬送波再生手段と、前記第１の搬送
波再生手段が位相平均化操作して得た信号の位相を基準
とした前記第２の搬送波再生手段が位相平均化操作して
得た信号の位相偏差を求め、前記位相偏差の変動範囲を
限定した上で前記第１の搬送波再生手段が位相平均化操
作して得た信号の位相に加算する位相合成手段とを備え
たことを特徴とする搬送波再生方式。 - 【請求項２】前記第１および第２の搬送波再生手段のう
ち少なくとも一方は、前記受信信号の２つの直交成分の
サンプルデータ列である入力信号を前記受信信号の変調
相数だけ周波数逓倍する非線形操作手段を有し、前記第
１の搬送波再生手段は、前記非線形操作手段からの信号
またはこの信号と等価な信号を前記第１の時間位相平均
化操作する第１のディジタルフィルタを有し、前記第２
の搬送波再生手段は、前記非線形操作手段からの信号ま
たはこの信号と等価な信号を前記第２の時間位相平均化
操作する第２のディジタルフィルタを有し、前記第１の
搬送波再生手段および前記位相合成手段のうちいずれか
一方は、前記第１のディジタルフィルタからの信号の位
相を算出する第１の位相算出手段を有し、前記第２の搬
送波再生手段および前記位相合成手段のうちいずれか一
方は、前記第２のディジタルフィルタからの信号の位相
を算出する第２の位相算出手段を有し、前記位相合成手
段は、前記第１の位相算出手段からの位相を前記受信信
号の変調相数で除算する第１の分周手段と、前記第１の
位相算出手段からの位相の１サンプル周期での変化量お
よびこの変化量の符号に基づき前記第１の分周手段から
の位相を±πの範囲に拡張する象限補正手段と、前記第
２の位相算出手段からの位相から前記第１の位相算出手
段からの位相を減算する減算回路と、この減算回路の位
相を前記受信信号の変調相数で除算する第２の分周手段
と、この第２の分周手段からの位相を前記象限補正手段
からの位相に加算する加算手段とを有することを特徴と
する請求項１記載の搬送波再生方式。 - 【請求項３】前記非線形操作手段は、前記入力信号の振
幅および位相のうち振幅をそのまま保ち位相を前記受信
信号の変調相数だけ倍して出力する累乗回路であること
を特徴とする請求項２記載の搬送波再生方式。 - 【請求項４】前記第１のディジタルフィルタは、前記第
１の時間に対応するタップ数を有しすべてのタップ係数
を等しくした第１の有限長インパルス応答フィルタであ
ることを特徴とする請求項２記載の搬送波再生方式。 - 【請求項５】前記第２のディジタルフィルタは、前記第
２の時間に対応するタップ数を有しすべてのタップ係数
を等しくした第２の有限長インパルス応答フィルタであ
ることを特徴とする請求項２記載の搬送波再生方式。 - 【請求項６】ライスフェージング環境下で伝送されたデ
ィジタル位相変調信号を受信し、前記受信信号を非直線
操作して搬送波成分を抽出し、前記搬送波成分に含まれ
る雑音を抑圧するに十分な第１の時間だけ位相平均化操
作する第１の搬送波再生手段と、前記受信信号を非直線
操作して搬送波成分を抽出し、前記搬送波成分を前記第
１の時間より短く、かつフェージングによる位相変動に
追従できる範囲でできるだけ長い第２の時間だけ位相平
均化操作する第２の搬送波再生手段と、前記第１の搬送
波再生手段が位相平均化操作して得た信号の位相を基準
とした前記第２の搬送波再生手段が位相平均化操作して
得た信号の位相偏差を求め、前記位相偏差の変動範囲を
限定した上で前記第１の搬送波再生手段が位相平均化操
作して得た信号の位相に加算する位相合成手段と、前記
第１および第２の搬送波再生手段に前記受信信号を入力
してから前記位相合成手段が再生した位相を出力するま
での応答時間だけ前記受信信号を遅延させる第１の遅延
手段と、この第１の遅延手段からの信号に前記位相合成
手段からの位相で位相回転を与える第１の回転手段とを
備えたことを特徴とするディジタル位相復調装置。 - 【請求項７】複素平面上で誤り率が最低になる判定領域
を設定し前記第１の位相回転手段からの信号を対応する
前記判定領域の基準信号に変換する判定手段と、この判
定手段からの前記基準信号で前記第１の遅延手段からの
信号を逆変調して得た搬送波成分を前記第２の時間と同
程度にあらかじめ定めた第３の時間位相平均化操作する
第３の搬送波再生手段とをさらに有することを特徴とす
る請求項６記載のディジタル位相復調装置。 - 【請求項８】前記第３の搬送波再生手段は、前記判定手
段からの前記基準信号で前記第１の遅延手段からの信号
を逆変調する逆変調手段と、この逆変調手段からの信号
を前記第３の時間位相平均化操作する第３のディジタル
フィルタとを有することを特徴とする請求項７記載のデ
ィジタル位相復調装置。 - 【請求項９】前記第３のディジタルフィルタは、前記第
３の時間に対応するタップ数を有しすべてのタップ係数
を等しくした第３の有限長インパルス応答フィルタであ
ることを特徴とする請求項８記載のディジタル位相復調
装置。 - 【請求項１０】前記第１および第２の搬送波再生手段の
うち少くとも一方は、前記受信信号の２つの直交成分の
サンプルデータ列である入力信号を前記受信信号の変調
相数だけ周波数逓倍する非線形操作手段を有し、前記第
１の搬送波再生手段は、前記非線形操作手段からの信号
またはこの信号と等価な信号を前記第１の時間位相平均
化操作する第１のディジタルフィルタを有し、前記第２
の搬送波再生手段は、前記非線形操作手段からの信号ま
たはこの信号と等価な信号を前記第２の時間位相平均化
操作する第２のディジタルフィルタを有し、前記第１の
搬送波再生手段および前記位相合成手段のうちいずれか
一方は、前記第１のディジタルフィルタからの信号の位
相を算出する第１の位相算出手段を有し、前記第２の搬
送波再生手段および前記位相合成手段のうちいずれか一
方は、前記第２のディジタルフィルタからの信号の位相
を算出する第２の位相算出手段を有し、前記位相合成手
段は、前記第１の位相算出手段からの位相を前記受信信
号の変調相数で除算する第１の分周手段と、前記第１の
位相算出手段からの位相の１サンプル周期での変化量お
よびこの変化量の符号に基づき前記第１の分周手段から
の位相を±πの範囲に拡張する象限補正手段と、前記第
２の位相算出手段からの位相から前記第１の位相算出手
段からの位相を減算する減算回路と、この減算回路の位
相を前記受信信号の変調相数で除算する第２の分周手段
と、この第２の分周手段からの位相を前記象限補正手段
からの位相に加算する加算手段とを有し、前記第１の位
相回転手段は、前記位相合成手段からの位相をこの位相
に等しい位相の信号に変換する極・直交信号変換手段
と、この極・直交信号変換手段からの信号と前記第１の
遅延手段からの信号とを複素乗算する第１の乗算手段と
を有することを特徴とする請求項６記載のディジタル位
相復調装置。 - 【請求項１１】前記第３の搬送波再生手段に前記判定手
段からの前記基準信号および前記第１の遅延手段からの
信号を入力してから位相平均化操作が完了するまでの応
答時間だけ前記第１の遅延手段からの信号を遅延させる
第２の遅延手段と、この第２の遅延手段からの信号に前
記第３の搬出波再生手段からの信号の位相で位相回転を
与える第２の位相回転手段とをさらに有することを特徴
とする請求項７記載のディジタル位相復調装置。 - 【請求項１２】前記第２の位相回転手段は、前記第２の
遅延手段からの信号と前記第３の搬送波再生手段からの
信号とを複素乗算する第２の乗算手段であることを特徴
とする請求項11記載のディジタル位相復調装置。
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1-237855 | 1989-09-13 | ||
| JP23785589 | 1989-09-13 | ||
| JP1-283971 | 1989-10-31 | ||
| JP28397189 | 1989-10-31 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03205939A JPH03205939A (ja) | 1991-09-09 |
| JPH082060B2 true JPH082060B2 (ja) | 1996-01-10 |
Family
ID=26533406
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2240691A Expired - Fee Related JPH082060B2 (ja) | 1989-09-13 | 1990-09-11 | 搬送波再生方式およびディジタル位相復調装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5049830A (ja) |
| JP (1) | JPH082060B2 (ja) |
| AU (1) | AU629502B2 (ja) |
| CA (1) | CA2025232C (ja) |
Families Citing this family (30)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| IT1244206B (it) * | 1990-12-19 | 1994-07-08 | Telettra Spa | Sistema e circuito per la stima della frequenza di portante di un segnale |
| FR2672454B1 (fr) * | 1991-01-31 | 1994-10-07 | Alcatel Telspace | Procede de demodulation coherente pour modulation a deplacement de phase et dispositif de mise en óoeuvre de ce procede. |
| US5289505A (en) * | 1991-12-13 | 1994-02-22 | Motorola, Inc. | Frequency translation apparatus and method |
| US5422917A (en) * | 1993-01-04 | 1995-06-06 | Novatel Communications Ltd. | Frequency offset estimation using the phase rotation of channel estimates |
| JPH06205062A (ja) * | 1993-01-08 | 1994-07-22 | Nec Corp | 遅延検波回路 |
| JP3179267B2 (ja) * | 1993-01-19 | 2001-06-25 | 三菱電機株式会社 | フィルタ及びこのフィルタを用いたキャリア位相推定装置 |
| US5361036A (en) * | 1993-08-12 | 1994-11-01 | Rockwell International Corporation | Complex digital demodulator employing Chebychev-approximation derived synthetic sinusoid generation |
| JP2741336B2 (ja) * | 1993-11-26 | 1998-04-15 | エヌ・ティ・ティ移動通信網株式会社 | 帯域拡散信号受信機の周波数誤差補正装置 |
| US5497400A (en) * | 1993-12-06 | 1996-03-05 | Motorola, Inc. | Decision feedback demodulator with phase and frequency estimation |
| US5490148A (en) * | 1993-12-15 | 1996-02-06 | Motorola, Inc. | Bit error rate estimator |
| US5436589A (en) * | 1994-01-31 | 1995-07-25 | Motorola, Inc. | Demodulator for frequency shift keyed signals |
| KR100311965B1 (ko) * | 1994-03-07 | 2001-12-28 | 박종섭 | 동기검출장치및그방법 |
| US5703597A (en) * | 1995-12-22 | 1997-12-30 | Alliedsignal, Inc. | Adaptive carrier phase lock loop in a GPS receiver |
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| US6067328A (en) * | 1996-12-12 | 2000-05-23 | Alliedsignal | High precision hardware carrier frequency and phase aiding in a GPS receiver |
| US6055231A (en) | 1997-03-12 | 2000-04-25 | Interdigital Technology Corporation | Continuously adjusted-bandwidth discrete-time phase-locked loop |
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