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JP7200727B2 - スイッチング電源の制御装置 - Google Patents

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Description

本発明は、電流共振型スイッチング電源を制御する制御装置であって、バースト動作でスイッチングが一定期間停止しているときにハイサイド電源の電圧を維持できるようにしたスイッチング電源の制御装置に関する。
電流共振型スイッチング電源は、高効率化・薄型化に適しているため、液晶テレビ、AC-DCアダプタなどに広く採用されている。電流共振型スイッチング電源は、ハイサイドおよびローサイドにそれぞれスイッチング素子を縦続接続して構成したハーフブリッジ回路を用いて直流電圧を所定の交流電圧に変換し、さらに、その交流電圧を所定の直流電圧に変換している。ハイサイドのスイッチング素子は、ハイサイドドライブ回路によってドライブされ、ローサイドのスイッチング素子は、ローサイドドライブ回路によってドライブされる。ハイサイドドライブ回路およびローサイドドライブ回路は、IC(Integrated Circuit)化された制御装置に収容され、それぞれ独立したハイサイド電源およびローサイド電源によって給電されている。このようにハイサイドドライブ回路およびローサイドドライブ回路が収容された制御装置でのハイサイド電源は、ローサイドドライブ回路のグランド電位からフローティングされたブートストラップ電源が一般に用いられている。
ブートストラップ電源は、ハイサイドおよびローサイドのスイッチング素子がスイッチング動作をしているときにハイサイド基準電位がローサイド電源の電圧とグランド電位との間をスイングすることを利用している。すなわち、ブートストラップ電源は、ローサイドのスイッチング素子がオンのときに、ローサイド電源がブートストラップダイオードを介してブートストラップコンデンサを充電する。また、ローサイドのスイッチング素子がオフのとき、ブートストラップコンデンサは、その正極端子がブートストラップダイオードにより絶縁され、負極端子がローサイドのスイッチング素子により絶縁されて、独立したハイサイド電源となる。
ところで、近年の地球温暖化対策に対応するために、負荷である電気機器の機能の一部が使用されていないときに消費される電力をなるべく低減するようにした電流共振型スイッチング電源が開発されている。このようなスイッチング電源では、通常動作時の通常動作モードに加え、軽負荷のときに消費電力を抑える待機モード(スタンバイモード)を備えている。
スタンバイモードでは、スイッチング素子のスイッチングを一定期間実施後に一定期間スイッチングを停止することを繰り返すようにしたバースト動作が行われている。バースト動作によれば、スイッチングの停止期間を設けることにより、スイッチング電源のスタンバイモード時の平均的な待機電力を大幅に削減することができるようになる。しかも、このバースト動作では、負荷が軽くなるに従ってスイッチングの停止期間の長さが長くなるようにしており、無負荷では、スイッチングの停止期間がさらに長くなって待機電力をさらに削減している。
このようなスイッチング電源では、バースト動作をしているときに、負荷が軽負荷から無負荷になるようなことがあると、スイッチングの停止期間が非常に長くなることがある。スイッチングが停止されている間、ハイサイドドライブ回路の動作が継続されていてハイサイド電源のエネルギが消費され続けるが、その間、ブートストラップコンデンサへの充電はない。このため、スイッチングの停止期間にハイサイド電源の電圧がハイサイドドライブ回路の動作を維持するのに必要な電圧より低下することがある。このようなとき、負荷が無負荷状態から軽負荷状態または通常負荷状態に復帰するようなことがあると、ハイサイドドライブ回路が正常に動作しなくなり、共振はずれ現象の発生およびそれによるスイッチング素子の破壊が生じることがある。
これに対し、バースト動作のときに、ハイサイド電源であるブートストラップコンデンサの電圧をハイサイドドライブ回路の動作を維持するのに必要な電圧より低下しないようにした技術が知られている(たとえば、特許文献1参照)。この特許文献1に記載の技術によれば、トランスの二次側にある出力コンデンサに蓄積されたエネルギを一次側のブートストラップコンデンサに供給してブートストラップコンデンサの電圧低下を抑制している。このためには、トランスの二次側の整流器を同期整流スイッチで構成し、バースト動作でのスイッチングの停止期間の間、同期整流スイッチをスイッチングさせることにより出力コンデンサのエネルギを一次側に送り、ブートストラップコンデンサを充電している。これにより、バースト動作でのスイッチングの停止期間の間、ハイサイド電源として必要な電圧が常時確保され、共振はずれ現象が発生するようなこともない。
米国特許第9979308号明細書
しかしながら、特許文献1に記載の技術では、スタンバイモードのとき、待機電力を削減するためにバースト動作を実施しているにも拘わらず、同期整流スイッチを常に動作しているので、待機電力が悪化してしまうという問題点があった。
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、待機電力を低減することと共振はずれを防止することとを両立させたスイッチング電源の制御装置を提供することを目的とする。
本発明では、上記の課題を解決するために、スイッチング電源の制御装置が提供される。このスイッチング電源の制御装置は、ハイサイドドライブ回路と、ローサイドドライブ回路と、制御回路と、発振回路と、プリチャージ回路とを備えている。制御回路は、ハイサイドドライブ回路にハイサイドドライブ信号を供給し、ローサイドドライブ回路にローサイドドライブ信号を供給する。発振回路は、所定の第1電圧信号に応じたスイッチング周波数のオントリガ信号およびオフトリガ信号を発生して制御回路に供給する。そして、プリチャージ回路は、制御回路からスタンバイモードのバースト動作であることを示すバースト動作信号を受けていて第1電圧信号が所定の閾値電圧である第2電圧信号より低下してスイッチング停止期間に入ったときであって、スイッチング停止期間が第1の期間を経過したとき第2の期間だけ制御回路にローサイドドライブ信号を出力させるプリチャージ信号を供給する。
上記構成のスイッチング電源の制御装置は、スタンバイモードのバースト動作におけるスイッチング停止期間が長くなると、ハイサイドの電源であるブートストラップコンデンサを短期間だけプリチャージするので待機電力の低減を維持しながらハイサイドの電源電圧が維持されることによりスイッチング再開時の共振はずれが発生しないという利点がある。
本発明の実施の形態に係る制御ICを備えた電流共振型スイッチング電源の構成例を示す回路図である。 制御ICの構成例を示す機能ブロック図である。 発振回路の構成例を示す回路図である。 充放電回路の構成例を示す回路図である。 ピークパワー制限回路の構成例を示す回路図である。 プリチャージ回路の構成例を示す回路図である。 プリチャージ制御部のステートマシンを記述した状態遷移図である。 ステートマシンの状態を説明した状態説明図である。 軽負荷時のバースト動作における動作波形を示す図である。 超軽負荷時のバースト動作における動作波形を示す図である。
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、図中、同一の符号で示される部分は、同一の構成要素を示している。また、以下の説明において、端子名とその端子における電圧、信号などは、同じ符号を用いることがある。
図1は本発明の実施の形態に係る制御ICを備えた電流共振型スイッチング電源の構成例を示す回路図、図2は制御ICの構成例を示す機能ブロック図である。
図1に示すスイッチング電源は、入力端子10p,10nを有し、この入力端子10p,10nには、たとえば、力率改善回路によって生成された高圧で一定にされた直流の入力電圧Viを受けている。入力端子10p,10nには、また、入力コンデンサC1とハイサイドのスイッチング素子Qaおよびローサイドのスイッチング素子Qbによるハーフブリッジ回路とが並列に接続されている。スイッチング素子Qa,Qbは、図示の例では、NチャネルMOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)を使用している。スイッチング素子Qa,Qbは、また、コンデンサCa,Cbがそれぞれ並列に接続されている。このコンデンサCa,Cbは、主にスイッチング素子Qa,Qbのドレイン端子およびソース端子との間の寄生容量からなる。
スイッチング素子Qa,Qbの共通の接続点は、トランスT1の一次巻線P1の一方の端子に接続され、一次巻線P1の他方の端子は、共振コンデンサC6を介してグランドに接続されている。ここで、トランスT1の一次巻線P1と二次巻線S1,S2との間にあるリーケージインダクタンス成分および共振コンデンサC6は、共振回路を構成している。なお、リーケージインダクタンスを用いず、共振コンデンサC6にトランスT1を構成するインダクタンスとは別のインダクタンスを直列に接続して、当該インダクタンスを共振回路の共振リアクタンスとしてもよい。
トランスT1の二次巻線S1の一方の端子は、ダイオードD3のアノード端子に接続され、二次巻線S2の一方の端子は、ダイオードD4のアノード端子に接続されている。ダイオードD3,D4のカソード端子は、出力コンデンサC10の正極端子および出力端子11pに接続されている。出力コンデンサC10の負極端子は、二次巻線S1,S2の共通の接続点および出力端子11nに接続されている。二次巻線S1,S2、ダイオードD3,D4および出力コンデンサC10は、二次巻線S1,S2に生起された交流電圧を整流・平滑して直流の出力電圧Voに変換する回路を構成し、スイッチング電源の出力回路を構成している。
出力コンデンサC10の正極端子は、抵抗R8を介してフォトカプラPC1の発光ダイオードのアノード端子に接続され、発光ダイオードのカソード端子は、シャントレギュレータSR1のカソード端子に接続されている。発光ダイオードのアノード端子およびカソード端子間には、抵抗R6が接続されている。シャントレギュレータSR1のアノード端子は、出力端子11nに接続されている。シャントレギュレータSR1は、出力コンデンサC10の正極端子と負極端子との間に直列接続された抵抗R9,R10の接続点に接続されたリファレンス端子を有している。シャントレギュレータSR1は、リファレンス端子とカソード端子との間に、抵抗R7およびコンデンサC11の直列回路が接続されている。このシャントレギュレータSR1は、出力電圧Vo(出力コンデンサC10の両端電圧)を分圧した電位と内蔵の基準電圧との差に応じた電流をフォトカプラPC1の発光ダイオードに流すものである。フォトカプラPC1のフォトトランジスタは、そのコレクタ端子が制御IC(Integrated Circuit)12のFB端子に接続され、エミッタ端子がグランドに接続され、コレクタ端子およびエミッタ端子間には、コンデンサC2が接続されている。
制御IC12は、このスイッチング電源を制御する制御装置であり、入力コンデンサC1の正極端子に接続されたVH端子、グランドに接続されたGND端子を有している。制御IC12は、また、抵抗R1を介してスイッチング素子Qaのゲート端子に接続されたHO端子、抵抗R2を介してスイッチング素子Qbのゲート端子に接続されたLO端子、さらには、CS端子、VB端子、VS端子、VCC端子およびPL端子を有している。
VB端子とVS端子との間には、ハイサイド回路の電源となるブートストラップコンデンサC5が接続され、VS端子は、スイッチング素子Qa,Qbの共通の接続点に接続されている。VCC端子は、ローサイド回路の電源端子であってコンデンサC3の正極端子に接続され、コンデンサC3の負極端子は、グランドに接続されている。VCC端子は、また、ブートストラップダイオードD2のアノード端子に接続され、このブートストラップダイオードD2のカソード端子は、VB端子に接続されている。なお、VCC端子は、図面を簡単にするために図示はしないが、トランスT1が備える補助巻線にダイオードを介して接続され、このスイッチング電源が起動後は、その補助巻線に誘起された電流をコンデンサC3に蓄積して制御IC12の電源としている。CS端子は、三角波を形成するために充放電されるコンデンサC4が接続されている。この三角波の電圧が、第1電圧信号となる。PL端子は、直列接続された抵抗R3,R4の共通の接続点に接続され、直列接続された抵抗R3,R4は、共振コンデンサC6に並列に接続されている。これにより、PL端子には、共振コンデンサC6の端子電圧を分圧した電圧がパワーを表す信号として供給される。
制御IC12は、図2に示したように、入力端子がVH端子に接続された起動回路21を有し、起動回路21の出力端子は、VCC端子に接続されている。FB端子およびCS端子は、発振回路22の入力端子に接続され、発振回路22の出力端子は、制御回路23に接続されてオントリガの信号on_trgおよびオフトリガの信号off_trgを制御回路23に供給する。なお、FB端子は図示しない抵抗を介して図示しない基準電圧にプルアップされている。制御回路23のハイサイド出力端子は、ハイサイドドライブ回路24の入力端子に接続されてハイサイドドライブ信号hi_preを供給する。制御回路23のローサイド出力端子は、ローサイドドライブ回路25の入力端子に接続されてローサイドドライブ信号lo_preを供給する。ハイサイドドライブ回路24の出力端子は、HO端子に接続され、ローサイドドライブ回路25の出力端子は、LO端子に接続されている。ハイサイドドライブ回路24は、また、ハイサイドの電源用のVB端子およびハイサイドの基準電位となるVS端子に接続されている。ローサイドドライブ回路25は、また、VCC端子にも接続されている。
FB端子は、また、充放電回路26の入力端子に接続され、充放電回路26は、また、制御回路23からバースト動作信号bur_enを受けるように接続されている。充放電回路26の出力端子は、CS端子および発振回路22の入力端子に接続されている。PL端子は、ピークパワー制限回路27の入力端子に接続され、ピークパワー制限回路27は、また、制御回路23からバースト動作信号bur_enを受けるように接続されている。ピークパワー制限回路27の出力端子は、強制ターンオフ信号off_trg_pを供給するよう発振回路22の入力端子に接続されている。CS端子は、また、プリチャージ回路28の入力端子に接続され、プリチャージ回路28は、また、制御回路23からバースト動作信号bur_enを受けるように接続されている。プリチャージ回路28の出力端子は、プリチャージ信号Cbs_chgを供給するよう制御回路23に接続されている。
次に、制御IC12の発振回路22、充放電回路26、ピークパワー制限回路27およびプリチャージ回路28の具体的な構成例について説明する。
図3は発振回路の構成例を示す回路図、図4は充放電回路の構成例を示す回路図、図5はピークパワー制限回路の構成例を示す回路図、図6はプリチャージ回路の構成例を示す回路図である。また、図7はプリチャージ制御部のステートマシンを記述した状態遷移図であり、図8はステートマシンの状態を説明した状態説明図である。
発振回路22は、図3に示したように、FB端子およびCS端子にカソード端子がそれぞれ接続されたダイオードD11,D12を有している。ダイオードD11,D12のアノード端子は、比較器COMP1の反転入力端子およびヒステリシス比較器COMP2の反転入力端子にともに接続されている。比較器COMP1の非反転入力端子は、定電流源Iosの一方の端子とコンデンサCosの一方の端子との接続点に接続されている。ヒステリシス比較器COMP2の非反転入力端子は、制御IC12の内部で作られる閾値電圧vcsonまたはvcsoffを受ける端子に接続されている。定電流源Iosの他方の端子は、電源VDDに接続され、コンデンサCosの他方の端子は、グランドに接続されている。コンデンサCosには、スイッチSW1が並列に接続されている。
比較器COMP1の出力端子は、論理和回路OR1の第1の入力端子に接続されている。論理和回路OR1の第2の入力端子は、ピークパワー制限回路27から強制ターンオフ信号off_trg_pを受ける端子に接続され、論理和回路OR1の第3の入力端子は、ヒステリシス比較器COMP2の出力端子に接続されている。論理和回路OR1の出力端子は、RSフリップフロップRS-FF1のセット入力端子Sに接続されている。
RSフリップフロップRS-FF1の出力端子Qは、スイッチSW1の制御入力端子と、インバータ回路INV3の入力端子と、ワンショット回路OS2の入力端子とに接続されている。インバータ回路INV3の出力端子は、ワンショット回路OS1の入力端子に接続されている。ワンショット回路OS1の出力端子は、発振回路22のオントリガの信号on_trgを出力する端子を構成している。ワンショット回路OS2の出力端子は、発振回路22のオフトリガの信号off_trgを出力する端子を構成している。
インバータ回路INV3の出力端子は、また、スイッチSW2の制御入力端子に接続されている。スイッチSW2の一方の端子は、定電流源Itdの一方の端子と、コンデンサCtdの一方の端子と、インバータ回路INV1の入力端子とに接続されている。定電流源Itdの他方の端子は、電源VDDに接続され、スイッチSW2の他方の端子は、コンデンサCtdの他方の端子およびグランドに接続されている。インバータ回路INV1の出力端子は、インバータ回路INV2の入力端子に接続され、インバータ回路INV2の出力端子は、RSフリップフロップRS-FF1のリセット入力端子Rに接続されている。
発振回路22のCS端子に接続される充放電回路26は、図4に示したように、ヒステリシス比較器COMP3を有している。このヒステリシス比較器COMP3の反転入力端子は、制御IC12のFB端子に接続され、ヒステリシス比較器COMP3の非反転入力端子は、制御IC12の内部で作られる閾値電圧vfbss,vfbseを受ける端子に接続されている。ヒステリシス比較器COMP3の出力端子は、論理積回路AND1の一方の入力端子に接続され、論理積回路AND1の他方の入力端子は、制御回路23からバースト動作信号bur_enを受ける端子に接続されている。論理積回路AND1の出力端子は、インバータ回路INV4を介してスイッチSW3の制御入力端子に接続されている。スイッチSW3は、一方の端子が定電流源Ichgの一方の端子に接続され、定電流源Ichgの他方の端子は、電源VDDに接続されている。スイッチSW3の他方の端子は、CS端子と定電流源Idchgの一方の端子とに接続され、定電流源Idchgの他方の端子は、スイッチSW4を介してグランドに接続されている。スイッチSW4の制御入力端子は、論理積回路AND1の出力端子に接続されている。なお、定電流源Ichgは、ソフトスタート時の三角波の傾きを決めるものであり、定電流源Idchgは、ソフトエンド時の三角波の傾きを決めるものである。
強制ターンオフ信号off_trg_pを受けるよう発振回路22の端子に接続されるピークパワー制限回路27は、図5に示したように、2つの比較器COMP4,COMP5を有している。比較器COMP4の反転入力端子は、制御IC12の内部で作られた閾値電圧Vref_hを受ける端子に接続され、比較器COMP5の非反転入力端子は、制御IC12の内部で作られた閾値電圧Vref_lを受ける端子に接続されている。比較器COMP4の非反転入力端子および比較器COMP5の反転入力端子は、制御IC12のPL端子に接続されている。比較器COMP4の出力端子は、ワンショット回路OS3を介して論理和回路OR2の一方の入力端子に接続されており、比較器COMP5の出力端子は、ワンショット回路OS4を介して論理和回路OR2の他方の入力端子に接続されている。論理和回路OR2の出力端子は、論理積回路AND2の一方の入力端子に接続され、論理積回路AND2の他方の入力端子は、制御回路23からバースト動作信号bur_enを受ける端子に接続されている。論理積回路AND2の出力端子は、ピークパワー制限回路27の出力端子を構成し、発振回路22に強制ターンオフ信号off_trg_pを供給する。
発振回路22のCS端子に接続されるプリチャージ回路28は、図6に示したように、比較器COMP6を有している。この比較器COMP6は、その反転入力端子に第1電圧信号を生成する制御IC12のCS端子が接続され、非反転入力端子に制御IC12の内部で作られる第2電圧信号としての閾値電圧vcsbsを受ける端子が接続され、バースト動作におけるスイッチング停止状態を検出する機能を有する。比較器COMP6の出力端子は、プリチャージ制御部PC_CTLに接続され、比較器COMP6が検出したバースト動作におけるスイッチング停止状態をプリチャージ制御部PC_CTLに通知する。
プリチャージ制御部PC_CTLは、制御回路23からバースト動作中か否かを示すバースト動作信号bur_enを受けている。プリチャージ制御部PC_CTLは、さらに、バースト動作におけるスイッチングの停止期間の上限を設定する10ビットの停止期間設定値Toff_bsとプリチャージする期間を設定する10ビットのプリチャージ期間設定値Ton_bsとを受ける。なお、停止期間設定値Toff_bsとしては、たとえば、100マイクロ秒(μs)が設定され、プリチャージ期間設定値Ton_bsとしては、たとえば、20μsが設定されている。プリチャージ制御部PC_CTLは、入力された複数の状態と状態間の遷移を定義したステートマシンSMおよびスイッチング停止期間およびプリチャージ期間をそれぞれカウントするダウンカウンタDown_Cを有している。プリチャージ制御部PC_CTLの出力端子は、制御回路23にプリチャージ信号Cbs_chgを供給する端子に接続されている。
プリチャージ制御部PC_CTLが有するステートマシンSMは、図7および図8に示したように、アイドル状態St0、Toff_burstカウント状態St1およびTcbs_chgカウント状態St2を有している。
プリチャージ制御部PC_CTLは、アイドル状態St0では、バースト動作信号bur_enがハイ(H)レベルであるとともに比較器COMP6が「CS<vcsbs」を検出したとき、状態は、Toff_burstカウント状態St1に遷移する。
Toff_burstカウント状態St1では、ダウンカウンタDown_Cがあらかじめ設定された停止期間設定値Toff_bsをカウントダウンすることでスイッチング停止期間Toff_burstの長さをカウントする。ここで、スイッチング停止期間Toff_burstのカウント中にバースト動作信号bur_enがロー(L)レベルになるか比較器COMP6が「CS>vcsbs」を検出すると、状態は、アイドル状態St0に遷移する。また、スイッチング停止期間Toff_burstのカウント中に停止期間設定値Toff_bsのカウントダウン値が0になると、状態は、Tcbs_chgカウント状態St2に遷移する。
Tcbs_chgカウント状態St2では、ダウンカウンタDown_Cがあらかじめ設定されたプリチャージ期間設定値Ton_bsをカウントダウンすることでプリチャージ期間Tcbs_chgの長さをカウントする。ここで、プリチャージ期間Tcbs_chgのカウント中にバースト動作信号bur_enがLレベルになるか比較器COMP6が「CS>vcsbs」を検出すると、状態は、アイドル状態St0に遷移する。または、プリチャージ期間Tcbs_chgのカウント中にプリチャージ期間設定値Ton_bsのカウントダウン値が0になると、状態は、アイドル状態St0に遷移する。これにより、Tcbs_chgカウント状態St2では、プリチャージ信号Cbs_chgのオン幅がカウントされることになる。
このようにして、プリチャージ制御部PC_CTLは、バースト動作でのスイッチング停止期間Toff_burstが100μsを超えて継続すると、20μsのオン幅を有するプリチャージ信号Cbs_chgを出力する。プリチャージ信号Cbs_chgを受けた制御回路23は、ローサイドのスイッチング素子Qbをプリチャージ期間設定値Ton_bsの期間だけオンすることで、ブートストラップコンデンサC5がプリチャージされ、ハイサイド電源の電圧が確保される。
以上の構成の電流共振型のスイッチング電源の動作について説明する。まず、スイッチング電源が通常モードで動作しているとき、制御回路23は、Lレベルのバースト動作信号bur_enを出力している。これにより、充放電回路26では、論理積回路AND1の出力がLレベルに固定されることにより、ハイサイドのスイッチSW3が導通され、ローサイドのスイッチSW4が遮断される。したがって、CS端子に接続されたコンデンサC4は、定電流源Ichgの充電電流により充電され続け、CS端子は、高い値の電圧信号に維持される。
このとき、発振回路22では、そのスイッチング周波数は、FB端子の電圧およびCS端子の電圧の値のいずれか小さい方に応じて決定される。ここでは、CS端子に高い値の電圧信号を受けているため、発振回路22は、FB端子が受けるフィードバック信号によりスイッチング周波数が決定される。すなわち、通常モードでは、ヒステリシス比較器COMP2の出力は、Lレベルであるので、比較器COMP1がFB端子の電圧よりもコンデンサCosの充電電圧Vosが高くなったときに、RSフリップフロップRS-FF1がセットされてHレベルの信号Tdを出力する。
この信号Tdは、ワンショット回路OS2に入力され、ワンショット回路OS2は、信号Tdの立ち上がりエッジに同期して立ち上がる所定のオン幅を有するオフトリガの信号off_trgを出力する。
このとき、Hレベルの信号TdによりスイッチSW1がオン(導通)するので、コンデンサCosの電荷は放電される。また、インバータ回路INV3の出力がLレベルとなってスイッチSW2がオフ(遮断)するので、インバータ回路INV1,INV2を含む遅延回路は、遅延動作を開始する。この遅延回路において、コンデンサCtdの充電電圧Vtdがインバータ回路INV1の閾値電圧より高くなると、RSフリップフロップRS-FF1がリセットされ、信号Tdは、Lレベルになる。信号Tdは、インバータ回路INV3により論理反転されてワンショット回路OS1に入力され、ワンショット回路OS1は、信号Tdの立ち下がりエッジに同期して立ち上がる所定のオン幅の信号on_trgを出力する。これにより、制御回路23は、信号off_trgおよび信号on_trgを受けて、信号on_trgで立ち上がり、信号off_trgで立ち下がるハイサイドドライブ信号hi_preおよびローサイドドライブ信号lo_preを出力する。これにより、ハイサイドドライブ回路24は、スイッチング素子Qaをオン・オフ制御し、ローサイドドライブ回路25は、スイッチング素子Qbをオン・オフ制御する。このスイッチング素子Qa,Qbをオン・オフ制御することで、共振回路の共振電流が制御され、トランスT1の一次巻線P1および共振コンデンサC6に共振電流が流れる。
このとき、共振コンデンサC6の端子間に現れる電圧は、抵抗R3,R4による分圧回路により分圧され、分圧された電圧VPLがPL端子に入力される。ただ、電圧VPLがPL端子に入力されていても、ピークパワー制限回路27は、論理積回路AND2がLレベルのバースト動作信号bur_enを受けていることで出力端子にLレベルの強制ターンオフ信号off_trg_pを出力している。
また、プリチャージ回路28は、制御回路23からLレベルのバースト動作信号bur_enを入力しているので、プリチャージ動作が無効にされ、Lレベルのプリチャージ信号Cbs_chgを出力している。
次に、スタンバイモードのバースト動作におけるスイッチング電源の動作について説明する。まず、プリチャージ回路28が機能しない軽負荷時のバースト動作を説明し、次に、プリチャージ回路28が機能する無負荷時のような超軽負荷時のバースト動作を説明する。
図9は軽負荷時のバースト動作における動作波形を示す図、図10は超軽負荷時のバースト動作における動作波形を示す図である。
スタンバイモードのバースト動作では、制御回路23は、Hレベルのバースト動作信号bur_enを出力する。これにより、充放電回路26では、充放電動作が有効にされ、ピークパワー制限回路27では、強制ターンオフ信号off_trg_pの出力が有効にされ、プリチャージ回路28では、プリチャージ信号Cbs_chgを出力が有効にされる。
また、発振回路22では、CS端子の電圧CSによりスイッチング周波数が制御される。ソフトスタートでは、電圧CSが高くなるにつれて発振回路22のスイッチング周波数が低く、ソフトエンドでは、電圧CSが低くなるにつれて発振回路22のスイッチング周波数が高くなるように制御される。
軽負荷時では、スイッチング素子Qa,Qbのスイッチングを行うと、負荷の消費電力より多くの電力を出力側に送るので、FB端子の電圧FBは低下し、図9の初期状態では、図4に示す低電位側の閾値電圧vfbseより低くなっている。そのため、充放電回路26のスイッチSW3はオフ、スイッチSW4はオンで、CS端子の電位はグランド電位となっている。この初期状態では、スイッチング素子Qa,Qbのスイッチングが停止しているので、FB端子の電圧FBは徐々に増加していく。
FB端子の電圧FBが閾値電圧vfbssを超えると、ヒステリシス比較器COMP3の出力はLレベルになる。これにより、論理積回路AND1の出力がLレベル、インバータ回路INV4の出力がHレベルとなって定電流源IchgによるコンデンサC4の充電が開始されるので、CS端子の電圧VCSの電圧が上昇を始めてソフトスタートが開始される。
ソフトスタートのとき、CS端子の電圧CSが制御IC12の内部で作られた高電位側の閾値電圧vcsonより低いと、ヒステリシス比較器COMP2の出力がHレベルとなる。このHレベルの信号は、論理和回路OR1を介してRSフリップフロップRS-FF1のセット入力端子に入力され続けるので、オントリガの信号on_trgが出力されず、スイッチング素子のスイッチングは停止している。
CS端子の電圧CSが増加して、制御IC12の内部で作られたハイサイドの閾値電圧vcsonを超えると、ヒステリシス比較器COMP2の出力がLレベルとなるので、スイッチングが開始される。これにより、たとえばローサイドのLO端子には、スイッチング素子Qbをオン・オフ制御する信号VLOが出力される。これにより、共振回路が共振を開始し、共振コンデンサC6には電流Icrが流れるようになる。このとき、最初は、スイッチング周波数が高いために、電圧ゲインが低く、一次側から二次側に伝達できるエネルギが少ないまたはゼロである無効スイッチング領域に入っている。CS端子の電圧CSがさらに上昇すると、スイッチング周波数が低くなり、電圧ゲインが高くなって一次側から二次側に伝達できるエネルギが多くなる。これにより、出力電圧Voが徐々に高くなっていく。
スイッチング素子のスイッチングが開始されて入力側から出力側に送るエネルギが増えていくと、FB端子の電圧FBは低下に転じ、電圧FBが閾値電圧vfbseを下回るとヒステリシス比較器COMP3と論理積回路AND1の出力がHレベルになる。これにより、ローサイドのスイッチSW4がオンして定電流源IdchgによるコンデンサC4の放電が開始され、CS端子の電圧CSの電圧が低下を始める。そして、CS端子の電圧CSの電圧が低電位側の閾値電圧vcsoffより低くなると、ヒステリシス比較器COMP2の出力がHレベルとなって、スイッチング素子のスイッチングが停止される。
ソフトエンドのときは、CS端子の電圧CSが低下していき、制御IC12の内部で作られたハイサイドの閾値電圧vcsoffを下回るとヒステリシス比較器COMP2の出力がHレベルとなってスイッチングが停止される。このソフトエンドでは、スイッチング周波数が高くなっていくが、その途中で電圧ゲインが低くなり、無効スイッチング領域に入る。
ソフトスタートおよびソフトエンドにおいて、それぞれの無効スイッチング領域に挟まれた有効領域では、一次側から二次側に伝達できるエネルギが多く、出力電圧Voが徐々に高くなっている。また、この有効領域において、一次側から二次側に伝達できるエネルギが過剰になった場合には、ピークパワー制限回路27によりピークパワーが制限される。これにより、無効スイッチング領域を低減するために、電圧CSの傾斜が急になるように設定しても、共振コンデンサC6の共振電流Icrは、そのピーク値が抑えられることで、可聴ノイズの発生が抑制される。
なお、FB端子の電圧FBと比較される閾値電圧vfbss,vfbseは、バースト動作におけるCS端子の電圧CSより高くなるよう設定されているので、バースト動作時のスイッチング周波数は、CS端子の電圧CSによってのみ制御されるようにしている。
CS端子の電圧CSがプリチャージ回路28の閾値電圧vcsbsより低下すると、比較器COMP6は、Hレベルの信号を出力し、プリチャージ制御部PC_CTLにバースト動作におけるスイッチング停止期間に入ったことを通知する。プリチャージ制御部PC_CTLでは、この通知を受けて、ダウンカウンタDown_Cがスイッチング停止期間Toff_burstをカウントする。この間、軽負荷では、負荷に応じた電力消費があるので、FB端子の電圧FBが徐々に増加していく。FB端子の電圧FBが閾値電圧vfbssを超えると、スイッチング停止期間Toff_burstが終了し、再度ソフトスタートが開始される。このとき、スイッチング停止期間Toff_burstが停止期間設定値Toff_bsの100μsを超えることはないので、プリチャージ制御部PC_CTLは、アイドル状態St0に戻り、プリチャージ信号Cbs_chgは、Lレベルのままである。
なお、ソフトスタートおよびソフトエンドのとき、ピークパワー制限回路27では、そのPL端子に共振電流Icrに相当する電圧VPLが入力され、比較器COMP4,COMP5にて閾値電圧Vref_h,Vref_lと比較される。
電圧VPLがハイサイドの閾値電圧Vref_hを超えるかローサイドの閾値電圧Vref_lを下回る場合、ピークパワー制限回路27は、強制ターンオフ信号off_trg_pを出力する。発振回路22は、強制ターンオフ信号off_trg_pが入力されると、信号off_trgを出力して共振動作のパワーを所定の範囲に制限する。
次に、スタンバイモードのバースト動作のときに、スイッチング電源の負荷が無負荷のときのように超軽負荷になった場合、スイッチング停止期間Toff_burstにおけるFB端子の電圧FBの増加は、軽負荷のときより緩やかになる。このため、スイッチング停止期間Toff_burstは、図10に示したように、停止期間設定値Toff_bsよりも長くなる。
この場合、プリチャージ回路28は、スイッチング停止期間Toff_burstの開始と同時にダウンカウンタDown_Cがスイッチング停止期間Toff_burstをカウントダウンする。ここで、ダウンカウンタDown_Cのカウント値が0になると、プリチャージ制御部PC_CTLは、Hレベルのプリチャージ信号Cbs_chgを出力し、停止期間設定値Toff_bsのカウントダウンを開始する。ダウンカウンタDown_Cのカウント値が0になると、プリチャージ制御部PC_CTLは、プリチャージ信号Cbs_chgをLレベルにする。
なお、Hレベルのプリチャージ信号Cbs_chgを制御回路23が受けると、制御回路23は、スイッチング素子Qbを20μsの期間だけオン制御する信号LOが出力される。スイッチング素子Qbがオンされることにより、制御ICのVS端子、すなわち、ブートストラップコンデンサC5の一方の端子がスイッチング素子Qbによってグランドに接続される。これにより、ブートストラップコンデンサC5の他方の端子には、グランドより高電位の電圧VCCがブートストラップダイオードD2を介して印加され、ブートストラップコンデンサC5は、20μsの期間だけプリチャージされることになる。
以上の実施の形態では、停止期間設定値Toff_bsおよびプリチャージ期間設定値Ton_bsは、プリチャージ回路28にて固定値で設定したが、好ましくは、必要に応じて、外部から任意の値に設定できるようにしておくとよい。
10p,10n 入力端子
11p,11n 出力端子
12 制御IC
21 起動回路
22 発振回路
23 制御回路
24 ハイサイドドライブ回路
25 ローサイドドライブ回路
26 充放電回路
27 ピークパワー制限回路
28 プリチャージ回路
AND1,AND2 論理積回路
C1 入力コンデンサ
C10 出力コンデンサ
C11 コンデンサ
C2,C3,C4 コンデンサ
C5 ブートストラップコンデンサ
C6 共振コンデンサ
Ca,Cb,Cos,Ctd コンデンサ
COMP1 比較器
COMP2,COMP3 ヒステリシス比較器
COMP4,COMP5,COMP6 比較器
D2 ブートストラップダイオード
D3,D4,D11,D12 ダイオード
Down_C ダウンカウンタ
Ichg,Idchg,Ios,Itd 定電流源
INV1,INV2,INV3,INV4 インバータ回路
OR1,OR2 論理和回路
OS1,OS2,OS3,OS4 ワンショット回路
P1 一次巻線
PC_CTL プリチャージ制御部
PC1 フォトカプラ
Qa,Qb スイッチング素子
R1,R2,R3,R4,R6,R7,R8,R9,R10 抵抗
RS-FF1 RSフリップフロップ
S1,S2 二次巻線
SM ステートマシン
SR1 シャントレギュレータ
SW1,SW2,SW3,SW4 スイッチ
T1 トランス

Claims (4)

  1. ハイサイドドライブ回路と、
    ローサイドドライブ回路と、
    前記ハイサイドドライブ回路にハイサイドドライブ信号を供給し、前記ローサイドドライブ回路にローサイドドライブ信号を供給する制御回路と、
    所定の第1電圧信号に応じたスイッチング周波数のオントリガ信号およびオフトリガ信号を発生して前記制御回路に供給する発振回路と、
    前記制御回路からスタンバイモードのバースト動作であることを示すバースト動作信号を受けていて前記第1電圧信号が所定の閾値電圧である第2電圧信号より低下してスイッチング停止期間に入ったときであって、前記スイッチング停止期間が第1の期間を経過したとき第2の期間だけ前記制御回路に前記ローサイドドライブ信号を出力させるプリチャージ信号を供給するプリチャージ回路と、
    を備えている、スイッチング電源の制御装置。
  2. 前記バースト動作時におけるソフトスタート期間およびソフトエンド期間に前記第1電圧信号として三角波の電圧を生成する充放電回路を更に備えている、請求項1記載のスイッチング電源の制御装置。
  3. 前記プリチャージ回路は、前記第1電圧信号と前記第2電圧信号とを比較する比較器と、あらかじめ設定された前記第1の期間および前記第2の期間をカウントするカウンタと、前記第1の期間のカウント後に前記第2の期間をカウントして前記第2の期間だけ前記プリチャージ信号を出力するステートマシンとを有している、請求項1または2記載のスイッチング電源の制御装置。
  4. 前記ステートマシンは、前記第1の期間または前記第2の期間のカウント中に前記バースト動作信号がオフになるか、前記第1電圧信号が前記第2電圧信号より高くなると、アイドル状態に遷移する、請求項3記載のスイッチング電源の制御装置。
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