JPH06113555A - 放電管点灯回路 - Google Patents
放電管点灯回路Info
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- JPH06113555A JPH06113555A JP4261291A JP26129192A JPH06113555A JP H06113555 A JPH06113555 A JP H06113555A JP 4261291 A JP4261291 A JP 4261291A JP 26129192 A JP26129192 A JP 26129192A JP H06113555 A JPH06113555 A JP H06113555A
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- transformer
- power supply
- voltage
- winding
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 電力損失が少なく、小型で、しかも高周波化
に適した放電管点灯回路の提供を目的としている。 【構成】 プッシュブルインバータの2つのトランジス
タQ1、Q2へのドライブ信号をPWM制御回路CON
Tから供給して、放電管FLに供給する電力の定電流制
御を行う。PWM制御回路CONTは変換回路CONV
にて検出された二次側電圧と基準電圧とを比較してその
差に応じたパルス幅のドライブ信号を一定周波数で出力
する。チョークコイルLCHは、各トランジスタQ1、Q
2の同時オン期間にエネルギを蓄積し、一方のトランジ
スタのみがオンの期間にエネルギを放出する。したがっ
て各トランジスタQ1、Q2の同時オン期間を制御する
ことにより、放電管FLに供給する電流を増減制御でき
る。
に適した放電管点灯回路の提供を目的としている。 【構成】 プッシュブルインバータの2つのトランジス
タQ1、Q2へのドライブ信号をPWM制御回路CON
Tから供給して、放電管FLに供給する電力の定電流制
御を行う。PWM制御回路CONTは変換回路CONV
にて検出された二次側電圧と基準電圧とを比較してその
差に応じたパルス幅のドライブ信号を一定周波数で出力
する。チョークコイルLCHは、各トランジスタQ1、Q
2の同時オン期間にエネルギを蓄積し、一方のトランジ
スタのみがオンの期間にエネルギを放出する。したがっ
て各トランジスタQ1、Q2の同時オン期間を制御する
ことにより、放電管FLに供給する電流を増減制御でき
る。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】この発明は、例えばパーソナルコ
ンピュータ、ワードプロセッサ、OCR(optical char
acter reader) の表示用バックライト照明等において用
いられる放電管点灯回路に関する。
ンピュータ、ワードプロセッサ、OCR(optical char
acter reader) の表示用バックライト照明等において用
いられる放電管点灯回路に関する。
【0002】
【従来の技術】コンピュータ機器の表示用バックライト
照明等に用いられる放電管点灯回路では、入力電圧の変
動による輝度変化の防止、並びにユーザが輝度調整を行
うための電流調整を行えることが不可欠とされる。この
ため一般には、インバータ部の入力側にDC/DCコン
バータを設け、このDC/DCコンバータの出力を所要
の値に制御することを行っている。この場合、インバー
タ部としては2個のトランジスタを用いた自励式のもの
が用いられ、インバータトランスの二次側に設けられた
バラストコンデンサにより放電管電流の安定化を図って
いる。
照明等に用いられる放電管点灯回路では、入力電圧の変
動による輝度変化の防止、並びにユーザが輝度調整を行
うための電流調整を行えることが不可欠とされる。この
ため一般には、インバータ部の入力側にDC/DCコン
バータを設け、このDC/DCコンバータの出力を所要
の値に制御することを行っている。この場合、インバー
タ部としては2個のトランジスタを用いた自励式のもの
が用いられ、インバータトランスの二次側に設けられた
バラストコンデンサにより放電管電流の安定化を図って
いる。
【0003】しかし、このような構造の放電管点灯回路
では、電力の変換がコンバータ部とインバータ部の2箇
所で行われるため比較的損失が大きいと言う難がある。
またインバータ部の発振が自励式であるため、発振周波
数がチョークコイルやトランスのインダクタンス、さら
には共振コンデンサやバラストコンデンサの静電容量等
の影響を受ける。特に高周波化した場合、周波数のバラ
ツキのパーセントを同じに保ったとしても、周波数の変
動量(絶対値)が大きくなり、機器が使用している信号
の周波数との干渉の機会が増大する。
では、電力の変換がコンバータ部とインバータ部の2箇
所で行われるため比較的損失が大きいと言う難がある。
またインバータ部の発振が自励式であるため、発振周波
数がチョークコイルやトランスのインダクタンス、さら
には共振コンデンサやバラストコンデンサの静電容量等
の影響を受ける。特に高周波化した場合、周波数のバラ
ツキのパーセントを同じに保ったとしても、周波数の変
動量(絶対値)が大きくなり、機器が使用している信号
の周波数との干渉の機会が増大する。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】このように従来からの
自励式による放電管点灯回路では、高周波化の実現に対
して様々な障害がある言う問題があった。
自励式による放電管点灯回路では、高周波化の実現に対
して様々な障害がある言う問題があった。
【0005】本発明はこのような課題を解決するための
もので、電力損失が少なく、小形で、しかも高周波化に
適した放電管点灯回路の提供を目的としている。
もので、電力損失が少なく、小形で、しかも高周波化に
適した放電管点灯回路の提供を目的としている。
【0006】
【課題を解決するための手段】本発明の放電管点灯回路
は上記した目的を達成するために、直流電源と、一次側
巻線に中間タップを有するトランスと、前記直流電源の
一方極側と前記一次側巻線の中間タップとの間に接続さ
れたインダクタンスと、前記一次側巻線の一端と前記直
流電源の他方極側との間に接続された第1のスイッチン
グ素子と、前記一次側巻線の他端と前記直流電源の他方
極側との間に接続された第2のスイッチング素子と、前
記トランスの二次側に接続された放電管と、前記放電管
に流れる電流を検出する検出手段と、前記放電管の点灯
開始後、前記電流検出手段の検出結果を基に、前記第1
および第2のスイッチング素子に供給するドライブ信号
パルスの同時オン期間を伸縮して前記インダクタンスに
蓄積されるエネルギ量を制御し、一方のスイッチング素
子のオン期間に前記インダクタンスに蓄積されたエネル
ギを前記トランスの二次側に伝達することにより、前記
放電管への供給電流を安定化するよう、前記第1および
第2のスイッチング素子に供給するドライブ信号のパル
ス幅を制御するパルス幅変調手段とを具備している。
は上記した目的を達成するために、直流電源と、一次側
巻線に中間タップを有するトランスと、前記直流電源の
一方極側と前記一次側巻線の中間タップとの間に接続さ
れたインダクタンスと、前記一次側巻線の一端と前記直
流電源の他方極側との間に接続された第1のスイッチン
グ素子と、前記一次側巻線の他端と前記直流電源の他方
極側との間に接続された第2のスイッチング素子と、前
記トランスの二次側に接続された放電管と、前記放電管
に流れる電流を検出する検出手段と、前記放電管の点灯
開始後、前記電流検出手段の検出結果を基に、前記第1
および第2のスイッチング素子に供給するドライブ信号
パルスの同時オン期間を伸縮して前記インダクタンスに
蓄積されるエネルギ量を制御し、一方のスイッチング素
子のオン期間に前記インダクタンスに蓄積されたエネル
ギを前記トランスの二次側に伝達することにより、前記
放電管への供給電流を安定化するよう、前記第1および
第2のスイッチング素子に供給するドライブ信号のパル
ス幅を制御するパルス幅変調手段とを具備している。
【0007】
【作用】本発明では、第1および第2のスイッチング素
子に供給されるドライブ信号パルスの同時オン期間にイ
ンダクタンスにエネルギが蓄積され、一方のスイッチン
グ素子のオン期間にインダクタンスに蓄積されたエネル
ギはトランスの二次側に伝達されて放電管に電流となっ
て流れる。そしてパルス幅変調手段は、放電管の点灯開
始後、電流検出手段で検出した放電管電流を基に、第1
および第2のスイッチング素子に供給するドライブ信号
パルスの同時オン期間を伸縮してインダクタンスに蓄積
されるエネルギ量を制御する。これにより、放電管に供
給する電流の安定化を行う。
子に供給されるドライブ信号パルスの同時オン期間にイ
ンダクタンスにエネルギが蓄積され、一方のスイッチン
グ素子のオン期間にインダクタンスに蓄積されたエネル
ギはトランスの二次側に伝達されて放電管に電流となっ
て流れる。そしてパルス幅変調手段は、放電管の点灯開
始後、電流検出手段で検出した放電管電流を基に、第1
および第2のスイッチング素子に供給するドライブ信号
パルスの同時オン期間を伸縮してインダクタンスに蓄積
されるエネルギ量を制御する。これにより、放電管に供
給する電流の安定化を行う。
【0008】したがって、本発明によれば、高周波化が
容易となり、トランス、インダクタンス等の部品を小形
化できる。また発振周波数が一定であるため部品のバラ
ツキによる影響も解消される。さらにDC/DCコンバ
ータの省略により電力損失を減らし、小形化、低価格化
を実現できる。
容易となり、トランス、インダクタンス等の部品を小形
化できる。また発振周波数が一定であるため部品のバラ
ツキによる影響も解消される。さらにDC/DCコンバ
ータの省略により電力損失を減らし、小形化、低価格化
を実現できる。
【0009】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明
する。
する。
【0010】図1は本発明に係る一実施例の放電管点灯
回路であるFL(fluorescent lamp)インバータの構成
を示す回路図である。
回路であるFL(fluorescent lamp)インバータの構成
を示す回路図である。
【0011】同図において、Viは直流電源、LCHはチ
ョークコイル、Tは昇圧用のトランスである。このトラ
ンスTはセンタタップを有する一次巻線Np1、Np2と2
つの二次巻線Ns、Nfを有している。Q1、Q2はM
OSFETトランジスタ等のトランジスタ(スイッチン
グ素子)である。以上の構成において、チョークコイル
LCHは直流電源Viのプラス極側と一次巻線Np1、Np2
のセンタタップとの間に接続されている。また一方のト
ランジスタQ1は一次巻線(Np1側)の一端と直流電源
Viのマイナス極側との間に接続されている。他方のト
ランジスタQ2は一次巻線(Np2側)の一端と直流電源
Viのマイナス極側との間に接続されている。
ョークコイル、Tは昇圧用のトランスである。このトラ
ンスTはセンタタップを有する一次巻線Np1、Np2と2
つの二次巻線Ns、Nfを有している。Q1、Q2はM
OSFETトランジスタ等のトランジスタ(スイッチン
グ素子)である。以上の構成において、チョークコイル
LCHは直流電源Viのプラス極側と一次巻線Np1、Np2
のセンタタップとの間に接続されている。また一方のト
ランジスタQ1は一次巻線(Np1側)の一端と直流電源
Viのマイナス極側との間に接続されている。他方のト
ランジスタQ2は一次巻線(Np2側)の一端と直流電源
Viのマイナス極側との間に接続されている。
【0012】またトランスTの二次側において、FLは
蛍光灯等の放電管である。Csは放電管FLの負荷変動
時に二次側を流れる電流を安定化するためのバラストコ
ンデンサである。Rsは放電管FLを流れる電流を電圧
に変換する抵抗である。CONVは抵抗Rs両端に生じ
る交流電圧の実効値を直流電圧に変換するIC(集積回
路)からなる変換回路である。
蛍光灯等の放電管である。Csは放電管FLの負荷変動
時に二次側を流れる電流を安定化するためのバラストコ
ンデンサである。Rsは放電管FLを流れる電流を電圧
に変換する抵抗である。CONVは抵抗Rs両端に生じ
る交流電圧の実効値を直流電圧に変換するIC(集積回
路)からなる変換回路である。
【0013】さらにNfはトランスTの二次巻線Nsに
発生した電圧V2を検出するためのフィードバック巻線
である。RECTはフィードバック巻線Nfより検出さ
れた電圧を整流する整流器である。ZDはフィードバッ
ク巻線Nfより一定レベル以上の電圧を検出する定電圧
ダイオードである。CFは整流後の電圧を平滑するコン
デンサである。RはコンデンサCFを放電させるための
抵抗である。D1、D2は逆流防止用のダイオードであ
る。
発生した電圧V2を検出するためのフィードバック巻線
である。RECTはフィードバック巻線Nfより検出さ
れた電圧を整流する整流器である。ZDはフィードバッ
ク巻線Nfより一定レベル以上の電圧を検出する定電圧
ダイオードである。CFは整流後の電圧を平滑するコン
デンサである。RはコンデンサCFを放電させるための
抵抗である。D1、D2は逆流防止用のダイオードであ
る。
【0014】CONTはPWM(pulse width modulati
on)制御回路である。このPWM制御回路CONTは、
変換回路CONVまたはコンデンサCFからのフィード
バック電圧VLまたはV3を5番端子で受け、このフィ
ードバック電圧VLまたはV3とそれぞれの基準値との
差に応じたパルス幅のドライブ信号を2番端子および3
番端子より出力する。なお、1番端子は電源供給端子、
4番端子はグランド端子、6番端子は基準値設定信号の
入力端子である。RVはPWM制御回路CONTにて変
換回路CONVからのフィードバック電圧VLと比較さ
れる基準電圧を変更するための可変抵抗である。すなわ
ち、この可変抵抗RVはユーザによる放電管FLの輝度
調整に供される。
on)制御回路である。このPWM制御回路CONTは、
変換回路CONVまたはコンデンサCFからのフィード
バック電圧VLまたはV3を5番端子で受け、このフィ
ードバック電圧VLまたはV3とそれぞれの基準値との
差に応じたパルス幅のドライブ信号を2番端子および3
番端子より出力する。なお、1番端子は電源供給端子、
4番端子はグランド端子、6番端子は基準値設定信号の
入力端子である。RVはPWM制御回路CONTにて変
換回路CONVからのフィードバック電圧VLと比較さ
れる基準電圧を変更するための可変抵抗である。すなわ
ち、この可変抵抗RVはユーザによる放電管FLの輝度
調整に供される。
【0015】図2はPWM制御回路CONTの内部構成
を示す回路図である。同図において、11はPWM制御
部であり、フィードバック電圧VLまたはV3を5番端
子を通じて入力し、このフィードバック電圧VLまたは
V3とそれぞれの基準電圧とを比較してその差に応じた
パルス幅のパルス信号A、BをQ端子およびQバー端子
より出力する。12、13はそれぞれPWM制御部11
より出力された信号A、Bのレベルを反転するインバー
タである。14、15はそれぞれセット・リセット型の
フリップフロップを構成するNANDゲートである。1
6、17はそれぞれExclusive ORゲートであり、その
出力信号D、EはPWM制御回路CONTの2番端子と
3番端子を通して出力される。
を示す回路図である。同図において、11はPWM制御
部であり、フィードバック電圧VLまたはV3を5番端
子を通じて入力し、このフィードバック電圧VLまたは
V3とそれぞれの基準電圧とを比較してその差に応じた
パルス幅のパルス信号A、BをQ端子およびQバー端子
より出力する。12、13はそれぞれPWM制御部11
より出力された信号A、Bのレベルを反転するインバー
タである。14、15はそれぞれセット・リセット型の
フリップフロップを構成するNANDゲートである。1
6、17はそれぞれExclusive ORゲートであり、その
出力信号D、EはPWM制御回路CONTの2番端子と
3番端子を通して出力される。
【0016】図3は各部のパルス波形を示した図であ
る。同図において、A、BはPWM制御部11のQ端子
およびQバー端子からの出力信号である。Aバー、Bバ
ーはインバータ12、13の出力信号である。C、Cバ
ーはフリップフロップの出力信号である。D(VGQ1)、
E(VGQ2)はExclusive ORゲート16、17の出力信
号すなわちPWM制御回路CONTの2番端子と3番端
子から各トランジスタQ1、Q2に出力されるドライブ
信号である。またV2はトランスTの二次巻線Nsに生
じる電圧である。ILは放電管FLを流れる負荷電流で
ある。さらにT1は各ドライブ信号D、Eの同時オン期
間、T2はドライブ信号D、Eのいずれか一方がオンに
なっている期間である。
る。同図において、A、BはPWM制御部11のQ端子
およびQバー端子からの出力信号である。Aバー、Bバ
ーはインバータ12、13の出力信号である。C、Cバ
ーはフリップフロップの出力信号である。D(VGQ1)、
E(VGQ2)はExclusive ORゲート16、17の出力信
号すなわちPWM制御回路CONTの2番端子と3番端
子から各トランジスタQ1、Q2に出力されるドライブ
信号である。またV2はトランスTの二次巻線Nsに生
じる電圧である。ILは放電管FLを流れる負荷電流で
ある。さらにT1は各ドライブ信号D、Eの同時オン期
間、T2はドライブ信号D、Eのいずれか一方がオンに
なっている期間である。
【0017】次にこのFLインバータの動作を説明す
る。
る。
【0018】放電管FLの始動前、放電管FLは∞
[Ω]つまり無負荷状態である。このときインバータの
出力電圧V2が高くなり過ぎないよう、トランスTのフ
ィードバック巻線Nfでこの出力電圧V2を間接的に検
出し、整流器RECTで整流、コンデンサCFで平滑化
して直流電圧V3を得る。そしてこの直流電圧V3をダ
イオードD2を通じてPWM制御回路CONTにフィー
ドバックする。
[Ω]つまり無負荷状態である。このときインバータの
出力電圧V2が高くなり過ぎないよう、トランスTのフ
ィードバック巻線Nfでこの出力電圧V2を間接的に検
出し、整流器RECTで整流、コンデンサCFで平滑化
して直流電圧V3を得る。そしてこの直流電圧V3をダ
イオードD2を通じてPWM制御回路CONTにフィー
ドバックする。
【0019】PWM制御回路CONTは、このフィード
バック電圧V3を基準電圧と比較し、その差に応じたパ
ルス幅のドライブ信号D、Eを各トランジスタQ1、Q
2に供給する。これにより放電開始前における出力電圧
V2を定電圧化する。
バック電圧V3を基準電圧と比較し、その差に応じたパ
ルス幅のドライブ信号D、Eを各トランジスタQ1、Q
2に供給する。これにより放電開始前における出力電圧
V2を定電圧化する。
【0020】放電管FLを始動させる場合、定常放電時
よりも高い電圧が必要となる。このときソフトスタート
によってドライブ信号D、Eのパルス幅を徐々に広げて
行くよう制御が行われるものの、放電管FLが点灯する
前は出力電圧V2が急上昇してしまう。勿論このとき電
圧フィードバック制御によって電圧V2を下げようとす
る働きが生じるが、制御の遅れがあるため一時的なサー
ジ電圧が発生する。これに対し本実施例のFLインバー
タでは、このサージ電圧を定電圧ダイオードZDを介し
てコンデンサCFに吸収させることができる。したがっ
て、トランスTの絶縁破壊等に至る心配はない。
よりも高い電圧が必要となる。このときソフトスタート
によってドライブ信号D、Eのパルス幅を徐々に広げて
行くよう制御が行われるものの、放電管FLが点灯する
前は出力電圧V2が急上昇してしまう。勿論このとき電
圧フィードバック制御によって電圧V2を下げようとす
る働きが生じるが、制御の遅れがあるため一時的なサー
ジ電圧が発生する。これに対し本実施例のFLインバー
タでは、このサージ電圧を定電圧ダイオードZDを介し
てコンデンサCFに吸収させることができる。したがっ
て、トランスTの絶縁破壊等に至る心配はない。
【0021】この後、放電管FLが点灯を開始すると、
出力電圧V2が低下してフィードバック巻線NfからP
WM制御回路CONTへの電圧フィードバックがなくな
る。放電管FLの点灯期間中は、抵抗Rsの両端の交流
電圧を変換回路CONVに取り込んで、その実効値を直
流電圧VLに変換する。そしてこの直流電圧VLをダイ
オードD1を通じてPWM制御回路CONTの5番端子
にフィードバック電圧VLとして入力する。
出力電圧V2が低下してフィードバック巻線NfからP
WM制御回路CONTへの電圧フィードバックがなくな
る。放電管FLの点灯期間中は、抵抗Rsの両端の交流
電圧を変換回路CONVに取り込んで、その実効値を直
流電圧VLに変換する。そしてこの直流電圧VLをダイ
オードD1を通じてPWM制御回路CONTの5番端子
にフィードバック電圧VLとして入力する。
【0022】PWM制御回路CONTは入力したフィー
ドバック電圧VLと可変抵抗RVによって設定された値
とを比較し、その差に応じたパルス幅のドライブ信号
D、Eを2号端子および3番端子から各トランジスタQ
1、Q2に出力する。これにより放電管FLに流す電流
ILを安定化する制御が行われる。
ドバック電圧VLと可変抵抗RVによって設定された値
とを比較し、その差に応じたパルス幅のドライブ信号
D、Eを2号端子および3番端子から各トランジスタQ
1、Q2に出力する。これにより放電管FLに流す電流
ILを安定化する制御が行われる。
【0023】ここで、PWM制御回路CONT内の動作
を説明する。図2および図3に示すように、PWM制御
回路CONT内のPWM制御部11は、フィードバック
電圧VLまたはV3を5番端子で受け、このフィードバ
ック電圧VLまたはV3と基準電圧とを比較して、その
差に応じたパルス幅のパルス信号A、BをQ端子および
Qバー端子から一定周波数で出力する。各パルス信号
A、Bはインバータ12、13にて反転されてフリップ
フロップ(NANDゲート14、15)に入力されると
共に、Exclusive ORゲート16、17の各一方の入力
端に入力される。フリップフロップの2つの出力端から
は図3に示すCおよびCバーの、それぞれオン/オフ幅
が等しく極性が常に異なる信号が出力されてExclusive
ORゲート16、17の各他方の入力端に入力される。
そして各Exclusive ORゲート16、17はそれぞれ、
A信号とC信号、B信号とCバー信号との排他的論理和
をPWM制御回路CONTからのドライブ信号D、Eと
して各トランジスタQ1、Q2に出力する。
を説明する。図2および図3に示すように、PWM制御
回路CONT内のPWM制御部11は、フィードバック
電圧VLまたはV3を5番端子で受け、このフィードバ
ック電圧VLまたはV3と基準電圧とを比較して、その
差に応じたパルス幅のパルス信号A、BをQ端子および
Qバー端子から一定周波数で出力する。各パルス信号
A、Bはインバータ12、13にて反転されてフリップ
フロップ(NANDゲート14、15)に入力されると
共に、Exclusive ORゲート16、17の各一方の入力
端に入力される。フリップフロップの2つの出力端から
は図3に示すCおよびCバーの、それぞれオン/オフ幅
が等しく極性が常に異なる信号が出力されてExclusive
ORゲート16、17の各他方の入力端に入力される。
そして各Exclusive ORゲート16、17はそれぞれ、
A信号とC信号、B信号とCバー信号との排他的論理和
をPWM制御回路CONTからのドライブ信号D、Eと
して各トランジスタQ1、Q2に出力する。
【0024】ここで各ドライブ信号D、Eが同時にオン
のとき(図3に示すT1期間)、直流電源Viからの電
流はチョークコイルLCHを介して各トランジスタQ1、
Q2に等分に流れる。このときトランスTのセンタタッ
プを挟んで分割される各一次巻線Np1、Np2は互いに逆
起電力を発生するが、これらの逆起電力は逆極性で大き
さが等しいため互いに打ち消される。したがってこの期
間はチョークコイルLCHにエネルギが蓄積される期間と
なる。この後、T1期間からT2期間に入って一方のド
ライブ信号Dがオフになると、トランスTのセンタタッ
プから一方側の一次巻線Np1にだけ逆起電力が生じ、チ
ョークコイルLCHに蓄積されたエネルギが放出される。
このエネルギはトランスTを介して二次側に伝達されて
電圧V2を生じさせ、コンデンサCsにて平滑後、放電
管FLに負荷電流ILとなって流れる。そしてチョーク
コイルLCHのエネルギが放出し終わると負荷電流ILは
ゼロになり、放電管FLへの電力供給における正の半サ
イクルが終了する。
のとき(図3に示すT1期間)、直流電源Viからの電
流はチョークコイルLCHを介して各トランジスタQ1、
Q2に等分に流れる。このときトランスTのセンタタッ
プを挟んで分割される各一次巻線Np1、Np2は互いに逆
起電力を発生するが、これらの逆起電力は逆極性で大き
さが等しいため互いに打ち消される。したがってこの期
間はチョークコイルLCHにエネルギが蓄積される期間と
なる。この後、T1期間からT2期間に入って一方のド
ライブ信号Dがオフになると、トランスTのセンタタッ
プから一方側の一次巻線Np1にだけ逆起電力が生じ、チ
ョークコイルLCHに蓄積されたエネルギが放出される。
このエネルギはトランスTを介して二次側に伝達されて
電圧V2を生じさせ、コンデンサCsにて平滑後、放電
管FLに負荷電流ILとなって流れる。そしてチョーク
コイルLCHのエネルギが放出し終わると負荷電流ILは
ゼロになり、放電管FLへの電力供給における正の半サ
イクルが終了する。
【0025】この後、再び各ドライブ信号D、Eの同時
オン期間T1に入りチョークコイルLCHにエネルギが蓄
積される。続いて次のT2の期間に入ってドライブ信号
Eだけがオンになると、トランスTのセンタタップから
他方側の一次巻線Np2にだけ逆起電力が生じる。これに
よりチョークコイルLCHに蓄積されたエネルギが放出さ
れて、放電管FLに先とは逆方向の負荷電流ILが流れ
る。そしてチョークコイルLCHのエネルギが放出し終わ
ると負荷電流ILはゼロになり、放電管FLへの交流電
力供給における負の半サイクルが終了する。以後はこの
サイクルの繰り返しとなる。
オン期間T1に入りチョークコイルLCHにエネルギが蓄
積される。続いて次のT2の期間に入ってドライブ信号
Eだけがオンになると、トランスTのセンタタップから
他方側の一次巻線Np2にだけ逆起電力が生じる。これに
よりチョークコイルLCHに蓄積されたエネルギが放出さ
れて、放電管FLに先とは逆方向の負荷電流ILが流れ
る。そしてチョークコイルLCHのエネルギが放出し終わ
ると負荷電流ILはゼロになり、放電管FLへの交流電
力供給における負の半サイクルが終了する。以後はこの
サイクルの繰り返しとなる。
【0026】なお、放電管FLに供給する電力は可変抵
抗RVにより変更可能であることから、T2期間の終わ
りに負荷電流ILがゼロにならない場合も生じる。この
場合、チョークコイルLCHに流れる電流はT2期間を越
えからも連続する。
抗RVにより変更可能であることから、T2期間の終わ
りに負荷電流ILがゼロにならない場合も生じる。この
場合、チョークコイルLCHに流れる電流はT2期間を越
えからも連続する。
【0027】図4は図1を直流側に換算して示す等価回
路である。この図において、スイッチSは、各トランジ
スタQ1、Q2が同時にオンのときにオンとなり、どち
らかがオフのときオフとなる。一方、チョークコイルL
CHはスイッチSがオンのときエネルギを蓄積し、オフの
ときエネルギを放出する。したがってチョークコイルL
CHに蓄積されるエネルギの量は、スイッチSのオン期間
の長さつまり各トランジスタQ1、Q2の同時オン期間
(図3に示すT1の期間)が長いほど大きくなり、スイ
ッチSのオフ時に放電管FLに送られる電力が大きくな
る。このようにPWM制御回路CONTは、各トランジ
スタQ1、Q2の同時オン期間を拡大/縮小することに
よって、放電管FLに供給する電流ILを安定化する制
御を行う。 なお、フィードバック巻線Nfからの電圧
フィードバックは、放電管FLの始動時だけではなく、
放電管FLの未接続、断線等により負荷電流ILが流れ
ない場合の電圧上昇を、トランスT等の絶縁破壊を引き
起こさない程度に止めることに役立つ。
路である。この図において、スイッチSは、各トランジ
スタQ1、Q2が同時にオンのときにオンとなり、どち
らかがオフのときオフとなる。一方、チョークコイルL
CHはスイッチSがオンのときエネルギを蓄積し、オフの
ときエネルギを放出する。したがってチョークコイルL
CHに蓄積されるエネルギの量は、スイッチSのオン期間
の長さつまり各トランジスタQ1、Q2の同時オン期間
(図3に示すT1の期間)が長いほど大きくなり、スイ
ッチSのオフ時に放電管FLに送られる電力が大きくな
る。このようにPWM制御回路CONTは、各トランジ
スタQ1、Q2の同時オン期間を拡大/縮小することに
よって、放電管FLに供給する電流ILを安定化する制
御を行う。 なお、フィードバック巻線Nfからの電圧
フィードバックは、放電管FLの始動時だけではなく、
放電管FLの未接続、断線等により負荷電流ILが流れ
ない場合の電圧上昇を、トランスT等の絶縁破壊を引き
起こさない程度に止めることに役立つ。
【0028】かくして本実施例のFLインバータによれ
ば、一定周波数のパルス信号のパルス幅変調によって、
プッシュブルインバータの入力側に接続されたチョーク
コイルLCHのエネルギ蓄積量を制御し、放電管FLに供
給される電力の定電流制御を行うようにした。したがっ
て、高周波化が容易になると共に、従来方式で懸念され
ていた、部品のバラツキによる影響を解消でき、さらに
トランス、インダクタンス等の部品を小形化できる。
ば、一定周波数のパルス信号のパルス幅変調によって、
プッシュブルインバータの入力側に接続されたチョーク
コイルLCHのエネルギ蓄積量を制御し、放電管FLに供
給される電力の定電流制御を行うようにした。したがっ
て、高周波化が容易になると共に、従来方式で懸念され
ていた、部品のバラツキによる影響を解消でき、さらに
トランス、インダクタンス等の部品を小形化できる。
【0029】また本実施例のFLインバータは、DC/
DCコンバータを省略して電力の変換部をインバータ部
のみとできる。よって小形化、低価格化を実現できると
共に、電力変換に伴う損失を減らすことができる。
DCコンバータを省略して電力の変換部をインバータ部
のみとできる。よって小形化、低価格化を実現できると
共に、電力変換に伴う損失を減らすことができる。
【0030】さらに本実施例のFLインバータでは、フ
ィードバック巻線Nfを通じてインバータの出力電圧V
2をPWM制御回路CONTにフィードバックすること
により、放電管未点灯時の出力電圧V2を一定に押さえ
ることができる。さらに放電管FLの始動時等のサージ
電圧による部品破壊も防止できる。
ィードバック巻線Nfを通じてインバータの出力電圧V
2をPWM制御回路CONTにフィードバックすること
により、放電管未点灯時の出力電圧V2を一定に押さえ
ることができる。さらに放電管FLの始動時等のサージ
電圧による部品破壊も防止できる。
【0031】なお、前記の実施例では、トランスTの二
次側に負荷電流ILを安定させるためのバラストコンデ
ンサCsを設けているが、図4から分かるように、放電
管FLから入力側を見ると、入力側はチョークコイルL
CHによる定電流源に見え、しかもPWM制御回路CON
Tによる定電流制御が行われることから、実用上差支え
ない程度に負荷電流ILが安定している場合はバラスト
コンデンサCsを省略することができる。
次側に負荷電流ILを安定させるためのバラストコンデ
ンサCsを設けているが、図4から分かるように、放電
管FLから入力側を見ると、入力側はチョークコイルL
CHによる定電流源に見え、しかもPWM制御回路CON
Tによる定電流制御が行われることから、実用上差支え
ない程度に負荷電流ILが安定している場合はバラスト
コンデンサCsを省略することができる。
【0032】
【発明の効果】以上説明したように本発明の放電管点灯
回路によれば、高周波化が容易になるためトランス、イ
ンダクタンス等の部品を小形化できる。また発振周波数
が一定となるため、部品のバラツキによる影響を解消で
きる。さらにDC/DCコンバータの省略により電力損
失を減らし、小形化、低価格化を実現できる。
回路によれば、高周波化が容易になるためトランス、イ
ンダクタンス等の部品を小形化できる。また発振周波数
が一定となるため、部品のバラツキによる影響を解消で
きる。さらにDC/DCコンバータの省略により電力損
失を減らし、小形化、低価格化を実現できる。
【図1】本発明に係る一実施例の放電管点灯回路である
FLインバータの構成を示す回路図である。
FLインバータの構成を示す回路図である。
【図2】図1におけるPWM制御回路の内部構成を示す
回路図である。
回路図である。
【図3】図1の回路における各部のパルス波形を示す図
である。
である。
【図4】図1の回路を直流側に換算した等価回路を示す
図である。
図である。
Vi…直流電源、LCH…チョークコイル、T…トラン
ス、Np1、Np2…一次巻線、Ns…二次巻線、Q1、Q
2…トランジスタ、FL…放電管、Cs…バラストコン
デンサ、Rs…抵抗、CONV…変換回路、Nf…フィ
ードバック巻線、RECT…整流器、ZD…定電圧ダイ
オード、CF…コンデンサ、R…放電用抵抗、D1、D
2…逆流防止用のダイオード、CONT…PWM制御回
路、RV…可変抵抗。
ス、Np1、Np2…一次巻線、Ns…二次巻線、Q1、Q
2…トランジスタ、FL…放電管、Cs…バラストコン
デンサ、Rs…抵抗、CONV…変換回路、Nf…フィ
ードバック巻線、RECT…整流器、ZD…定電圧ダイ
オード、CF…コンデンサ、R…放電用抵抗、D1、D
2…逆流防止用のダイオード、CONT…PWM制御回
路、RV…可変抵抗。
Claims (2)
- 【請求項1】 直流電源と、 一次側巻線に中間タップを有するトランスと、 前記直流電源の一方極側と前記一次側巻線の中間タップ
との間に接続されたインダクタンスと、 前記一次側巻線の一端と前記直流電源の他方極側との間
に接続された第1のスイッチング素子と、 前記一次側巻線の他端と前記直流電源の他方極側との間
に接続された第2のスイッチング素子と、 前記トランスの二次側に接続された放電管と、 前記放電管に流れる電流を検出する電流検出手段と、 前記放電管の点灯開始後、前記電流検出手段の検出結果
を基に、前記第1および第2のスイッチング素子に供給
するドライブ信号パルスの同時オン期間を伸縮して前記
インダクタンスに蓄積されるエネルギ量を制御し、一方
のスイッチング素子のオン期間に前記インダクタンスに
蓄積されたエネルギを前記トランスの二次側に伝達し
て、前記放電管への供給電流を安定化するよう、前記第
1および第2のスイッチング素子に供給するドライブ信
号のパルス幅を制御するパルス幅変調手段とを具備する
ことを特徴とする放電管点灯回路。 - 【請求項2】 直流電源と、 一次側巻線に中間タップを有するトランスと、 前記直流電源の一方極側と前記一次側巻線の中間タップ
との間に接続されたインダクタンスと、 前記一次側巻線の一端と前記直流電源の他方極側との間
に接続された第1のスイッチング素子と、 前記一次側巻線の他端と前記直流電源の他方極側との間
に接続された第2のスイッチング素子と、 前記トランスの二次側に接続された放電管と、 前記トランスの二次側巻線に生じた電圧を検出する電圧
検出手段と、 前記放電管の点灯開始前、前記電圧検出手段の検出結果
を基に、前記第1および第2のスイッチング素子に供給
するドライブ信号パルスの同時オン期間を伸縮して前記
インダクタンスに蓄積されるエネルギ量を制御し、一方
のスイッチング素子のオン期間に前記インダクタンスに
蓄積されたエネルギを前記トランスの二次側に伝達し
て、前記トランスの二次側巻線に生じる電圧を一定化す
るよう、前記第1および第2のスイッチング素子に供給
するドライブ信号のパルス幅を制御するパルス幅変調手
段とを具備することを特徴とする放電管点灯回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4261291A JPH06113555A (ja) | 1992-09-30 | 1992-09-30 | 放電管点灯回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4261291A JPH06113555A (ja) | 1992-09-30 | 1992-09-30 | 放電管点灯回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH06113555A true JPH06113555A (ja) | 1994-04-22 |
Family
ID=17359764
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP4261291A Withdrawn JPH06113555A (ja) | 1992-09-30 | 1992-09-30 | 放電管点灯回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH06113555A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2006051854A1 (ja) * | 2004-11-12 | 2006-05-18 | Rohm Co., Ltd. | コントローラic、直流-交流変換装置、及び直流-交流変換装置の並行運転システム |
WO2016128452A1 (de) * | 2015-02-11 | 2016-08-18 | Küster Holding GmbH | Verfahren zur ansteuerung eines elektrooptischen gegenstandes, insbesondere einer elektrochromatisch getönten glasscheibe in einem kraftfahrzeug |
CN111181364A (zh) * | 2020-02-20 | 2020-05-19 | 上海圣哲医疗科技有限公司 | 一种医疗器械电源电路 |
-
1992
- 1992-09-30 JP JP4261291A patent/JPH06113555A/ja not_active Withdrawn
Cited By (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2006051854A1 (ja) * | 2004-11-12 | 2006-05-18 | Rohm Co., Ltd. | コントローラic、直流-交流変換装置、及び直流-交流変換装置の並行運転システム |
JP2006141160A (ja) * | 2004-11-12 | 2006-06-01 | Rohm Co Ltd | 直流−交流変換装置、そのコントローラic、及び直流−交流変換装置の並行運転システム |
US7394671B2 (en) | 2004-11-12 | 2008-07-01 | Rohm Co., Ltd. | Controller IC, DC-AC conversion apparatus, and parallel running system of DC-AC conversion apparatuses |
US7554823B2 (en) | 2004-11-12 | 2009-06-30 | Rohm Co., Ltd. | Controller IC, DC-AC conversion apparatus, and parallel running system of DC-AC conversion apparatuses |
US7859866B2 (en) | 2004-11-12 | 2010-12-28 | Rohm Co., Ltd | Controller IC, DC-AC conversion apparatus, and parallel running system of DC-AC conversion apparatuses |
WO2016128452A1 (de) * | 2015-02-11 | 2016-08-18 | Küster Holding GmbH | Verfahren zur ansteuerung eines elektrooptischen gegenstandes, insbesondere einer elektrochromatisch getönten glasscheibe in einem kraftfahrzeug |
CN111181364A (zh) * | 2020-02-20 | 2020-05-19 | 上海圣哲医疗科技有限公司 | 一种医疗器械电源电路 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19991130 |