JP6551340B2 - 電圧変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータなどの電圧変換装置に関し、特に、入力電圧が低下した場合に、電圧変換装置の制御部への電源供給を確保する技術に関する。

たとえば、入力側と出力側が絶縁された絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、入力側に、直流電源の直流電圧をスイッチングして交流電圧に変換する第１変換回路が設けられ、出力側に、第１変換回路で変換された交流電圧を整流して直流電圧に変換する第２変換回路が設けられる。そして、第１変換回路と第２変換回路とは、トランスによって絶縁されている。

このような絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータには、昇圧チョッパ（ブーストコンバータ）とハーフブリッジ型のＤＣ−ＤＣコンバータとを複合化したブーストハーフブリッジ方式（以下「ＢＨＢ方式」と表記）と呼ばれるものがある。特許文献１〜１０および非特許文献１〜４には、このようなＢＨＢ方式の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータが記載されている。

ＢＨＢ方式の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、入力側の第１変換回路に、主スイッチング素子と、補助スイッチング素子と、インダクタと、トランスの一次巻線と、２つのコンデンサとが設けられる。直流電源に対してインダクタと主スイッチング素子は直列に接続され、トランスの一次巻線と一方のコンデンサとの直列回路が、主スイッチング素子に対して並列に接続される。また、他方のコンデンサと補助スイッチング素子との直列回路が、トランスの一次巻線に対して並列に接続される。

出力側の第２変換回路には、たとえば特許文献１の図１１に示されているような、２つの整流素子と、２つのコンデンサと、トランスの二次巻線とを備えた回路、あるいは、特許文献２の図１に示されているような、２つの整流素子と、１つのコンデンサと、１つのインダクタと、中間タップを有するトランスの二次巻線とを備えた回路が設けられる。

第１変換回路の主スイッチング素子と補助スイッチング素子は、所定のデューティで片方づつＯＮする。主スイッチング素子がＯＮの期間では補助スイッチング素子はＯＦＦとなり、補助スイッチング素子がＯＮの期間では主スイッチング素子はＯＦＦとなる。主スイッチング素子がＯＮすると、トランスの一次巻線に一方のコンデンサの電圧が印加されて、トランスの二次巻線に電力が伝達される。このときの一次巻線の電圧は、入力電圧に等しくなる。一方、補助スイッチング素子がＯＮすると、トランスの一次巻線に他方のコンデンサの電圧が印加されて、トランスの二次巻線に電力が伝達される。このときの一次巻線の電圧は、入力電圧とデューティに依存する。

ところで、車両用の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、入力電圧は車両に搭載されたバッテリから供給され、このバッテリはエンジンを始動するためのスタータモータの電源でもある。このため、たとえば、車両のアイドリングストップ状態が解除されてエンジンが再始動される際に、スタータモータに大電流が流れて、バッテリの電圧が一時的に大きく低下する。一方、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング動作を制御する制御部の電源も、上記のバッテリから供給されるので、バッテリ電圧が低下して制御部の動作に必要な電圧を下回ると、制御部を構成するＣＰＵがリセットされて、スイッチング動作の制御が不可能となる。

この対策として、たとえば特許文献５においては、ＤＣ−ＤＣコンバータのトランスに三次巻線を設け、４個のダイオードをブリッジ接続した整流回路をこの三次巻線に接続し、整流回路の出力電圧を平滑して制御回路の電源としている。しかし、これによるとトランスに三次巻線が必要となるため、トランスの構造が複雑となる。

また、制御部の電源を、昇圧された二次側の出力電圧から取得する方法もあるが、この場合は、二次側の出力電圧を絶縁しつつ一次側の制御部へ供給しなければならない。このため、出力端子と制御部との間に絶縁回路が必要となり、構成が複雑となる。

米国特許公開２０１４／０２６８９０８ 特開２００２−３１５３２４号公報 特開２００３−９２８７６号公報 特開２００３−９２８７７号公報 特開２００３−９２８８１号公報 特開２００７−１８９８３５号公報 特開２００７−２３６１５５号公報 特開２００７−２３６１５６号公報 特開２００８−７９４５４号公報 特開２０１０−２２６９３１号公報 特開２００２−３５４８１４号公報 米国特許公開２０１２／０１６３０３５

Shuai Jiang, Dong Cao, Fang Z. Peng and Yuan Li "Grid-Connected Boost-Half-Bridge Photovoltaic Micro Inverter System Using Repetitive Current Control and Maximum Power Point Tracking", 5-9 Feb. 2012, 2012 Twenty-Seventh Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), pp. 590−597 Dong Cao, Shuai Jiang, Fang Z. Peng and Yuan Li "Low Cost Transformer Isolated Boost Half-bridge Micro-inverter for Single-phase Grid-connected Photovoltaic System", 5-9 Feb. 2012 , 2012 Twenty-Seventh Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), pp. 71−78 Hossein Tahmasebi, "Boost Integrated High Frequency Isolated Half-Bridge ＤＣ−ＤＣ Converter: Analysis, Design, Simulation and Experimental Results", 2015 A project Report Submitted in Partial Fulfillment of the Requirements for the Degree of MASTER OF ENGINEERING, University of Victoria （https://dspace.library.uvic.ca/bitstream/handle/1828/6427/Tahmasebi_Hossein_MEng_2015.pdf） York Jr, John Benson, "An Isolated Micro-Converter for Next-Generation Photovoltaic Infrastructure" 2013-04-19 Dissertation submitted to the Faculty of the Virginia Polytechnic Institute and State University （https://vtechworks.lib.vt.edu/bitstream/handle/10919/19326/York_JB_D_2013.pdf） Changwoo Yoon, Sewan choi "Multi-Phase DC-DC converters using a Boost Half Bridge Cell for High Voltage and High Power Applications" IEEE proceedings, 2006, pp.780-786.

本発明は、簡単な構成によって、入力電圧が低下した場合でも、電圧変換装置の制御部へ必要な電源を供給できるようにすることを課題とする。

本発明に係る電圧変換装置は、直流電源の直流電圧をスイッチングして交流電圧に変換する第１変換回路と、この第１変換回路で変換された交流電圧を整流して直流電圧に変換する第２変換回路と、第１変換回路のスイッチング動作を制御する制御部とを備えている。第１変換回路と第２変換回路とは、トランスによって絶縁されている。第１変換回路は、主スイッチング素子と、補助スイッチング素子と、入力インダクタと、前記トランスの一次巻線と、第１コンデンサと、第２コンデンサとを有している。直流電源に対して、入力インダクタと主スイッチング素子とは直列に接続されている。一次巻線と第２コンデンサとの直列回路が、主スイッチング素子に対して並列に接続されている。第１コンデンサと補助スイッチング素子との直列回路が、一次巻線に対して並列に接続されている。第２変換回路は、トランスの二次巻線と、この二次巻線に発生した交流電圧を整流する整流素子とを有している。本発明では、さらに、補助スイッチング素子と第１コンデンサとの接続点と、制御部との間に、電源供給回路が設けられる。この電源供給回路は、制御部の動作に必要な電源電圧を前記接続点の電圧から取得し、当該電源電圧を制御部へ供給する。

後述するように、補助スイッチング素子と第１コンデンサとの接続点の電圧は、直流電源の電圧を昇圧した電圧である。このため、直流電源の電圧が、制御部の動作に必要な電源電圧を下回ったとしても、制御部には、電源供給回路から必要な電圧が供給される。その結果、制御部はリセットされることなく正常に動作し、スイッチング動作の制御を継続することができる。また、トランスに三次巻線を設けたり、電源供給回路に絶縁回路を設けたりする必要がないので、構成が簡単となる。

本発明において、直流電源の電圧が低下しない通常時は、制御部の動作に必要な電源電圧が、直流電源から制御部へ供給され、直流電源の電圧が低下する非常時は、制御部の動作に必要な電源電圧が、電源供給回路から制御部へ供給されるようにしてもよい。

本発明において、電源供給回路は、前記接続点の電圧を所定レベルでクランプして、当該電圧よりも低い電圧を出力するクランプ回路を含んでいてもよい。

本発明において、電源供給回路は、クランプ回路の出力電圧を定電圧化する定電圧回路をさらに含んでいてもよい。

本発明において、直流電源と定電圧回路との間に設けられた第１ダイオードと、クランプ回路と定電圧回路との間に設けられた第２ダイオードとをさらに備えていてもよい。この場合、第１ダイオードのアノードは、直流電源の正極に接続され、第２ダイオードのアノードは、クランプ回路の出力端子に接続される。また、第１ダイオードおよび第２ダイオードの各カソードは、定電圧回路の入力端子に接続される。

本発明において、制御部から出力される制御信号に基づいて、主スイッチング素子および補助スイッチング素子を駆動するための駆動信号を各スイッチング素子へ出力する駆動回路が設けられていてもよい。この場合、電源供給回路は、駆動回路の動作に必要な電源電圧を前記接続点の電圧から取得し、当該電源電圧を駆動回路へ供給する。

本発明において、制御部は、車両のアイドリングストップ状態が解除されたことを示す信号が入力された場合に、電源供給回路を動作状態にして、当該電源供給回路から動作に必要な電源電圧の供給を受けるようにしてもよい。

本発明において、制御部は、当該制御部に供給される電源電圧または直流電源の電圧が一定値まで低下したことを検出した場合に、電源供給回路を動作状態にして、当該電源供給回路から動作に必要な電源電圧の供給を受けるようにしてもよい。

本発明によれば、簡単な構成によって、入力電圧が低下した場合でも、電圧変換装置の制御部へ必要な電源を供給することができる。

本発明の実施形態に係る電圧変換装置の回路図である。 主スイッチング素子Ｓ２と補助スイッチング素子Ｓ１のゲート信号を示した図である。 電圧変換装置の各部の電圧および電流を示した図である。 電圧変換装置の各部の電圧および電流の波形図である。 正常状態における区間Ａの電流経路を示した回路図である。 正常状態における区間Ｂの電流経路を示した回路図である。 正常状態における区間Ｃの電流経路を示した回路図である。 正常状態における区間Ｄの電流経路を示した回路図である。 正常状態における区間Ｅの電流経路を示した回路図である。 正常状態における区間Ｆの電流経路を示した回路図である。 通常の電源供給ルートを示した回路図である。 入力電圧低下時の電源供給ルートを示した回路図である。 他の実施形態に係る電圧変換装置の回路図である。

本発明に係る電圧変換装置の実施形態につき、図面を参照しながら説明する。各図において、同一の部分または対応する部分には、同一の符号を付してある。

最初に、図１を参照して、電圧変換装置の構成を説明する。図１において、電圧変換装置１００は、前述のＢＨＢ（ブーストハーフブリッジ）方式の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータであって、リレー１０、第１変換回路１１、第２変換回路１２、クランプ回路１３、定電圧回路１４、制御部１５、ゲートドライバ１６、およびダイオードＤ５、Ｄ６を備えている。第１変換回路１１と第２変換回路１２は、トランスＴｒによって絶縁されている。この電圧変換装置１００は、たとえば車両に搭載され、バッテリ電圧を昇圧して車載機器などの負荷に供給するＤＣ−ＤＣコンバータとして利用される。

リレー１０は、直流電源１の正極と第１変換回路１１との間に接続されている。直流電源１の負極は、グランドＧに接地されている。リレー１０の動作は、制御部１５によって制御される。

第１変換回路１１は、直流電源１の直流電圧をスイッチングし、かつ昇圧して交流電圧に変換する回路であり、補助スイッチング素子Ｓ１と、主スイッチング素子Ｓ２と、入力インダクタＬｉｎと、トランスＴｒの一次巻線Ｗ１と、コンデンサＣ１およびＣ２とを有している。スイッチング素子Ｓ１およびＳ２は、それぞれＦＥＴ（電界効果トランジスタ）からなる。コンデンサＣ１は本発明における「第１コンデンサ」に相当し、コンデンサＣ２は本発明における「第２コンデンサ」に相当する。第１変換回路１１の回路構成は、非特許文献３の図２．１に示されている回路構成と同じである。

補助スイッチング素子Ｓ１のソースは、主スイッチング素子Ｓ２のドレインに接続されており、これらの接続点とリレー１０との間に、入力インダクタＬｉｎが接続されている。

補助スイッチング素子Ｓ１のドレイン・ソース間には、等価的に寄生容量Ｃｓ１と寄生ダイオードＤ１の並列回路が接続されている。同様に、主スイッチング素子Ｓ２のドレイン・ソース間には、等価的に寄生容量Ｃｓ２と寄生ダイオードＤ２の並列回路が接続されている。また、トランスＴｒの一次巻線Ｗ１には、等価的に漏れインダクタンスＬｋが直列に接続されている。

補助スイッチング素子Ｓ１のドレインは、コンデンサＣ１の一端に接続されており、コンデンサＣ１の他端は、コンデンサＣ２の一端に接続されている。コンデンサＣ２の他端は、グランドＧに接地されている。コンデンサＣ１、Ｃ２の接続点と、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の接続点との間に、トランスＴｒの一次巻線Ｗ１と漏れインダクタンスＬｋとの直列回路が接続されている。

以上の結果、第１変換回路１１においては、直流電源１に対して、入力インダクタＬｉｎと主スイッチング素子Ｓ２とが直列に接続され、一次巻線Ｗ１とコンデンサＣ２との直列回路が、主スイッチング素子Ｓ２に対して並列に接続され、コンデンサＣ１と補助スイッチング素子Ｓ１との直列回路が、一次巻線Ｗ１に対して並列に接続されている。

第２変換回路１２は、第１変換回路１１により昇圧された交流電圧を整流して、直流電圧に変換する回路であり、トランスＴｒの二次巻線Ｗ２と、この二次巻線Ｗ２に発生した交流電圧を整流するダイオードＤ３、Ｄ４と、整流された電圧を平滑化するコンデンサＣ３、Ｃ４とを有している。ダイオードＤ３、Ｄ４は、本発明における「整流素子」の一例である。この第２変換回路１２の回路構成も、非特許文献３の図２．１に示されている回路構成と同じである。

ダイオードＤ３のカソードは、コンデンサＣ３の一端に接続されており、ダイオードＤ３のアノードは、ダイオードＤ４のカソードに接続されている。ダイオードＤ４のアノードは、グランドＧに接地されている。コンデンサＣ３の他端は、コンデンサＣ４の一端に接続されており、コンデンサＣ４の他端は、グランドＧに接地されている。トランスＴｒの二次巻線Ｗ２は、ダイオードＤ３およびＤ４の接続点と、コンデンサＣ３およびＣ４の接続点との間に接続されている。ダイオードＤ３とコンデンサＣ３との接続点と、グランドＧとの間には、負荷Ｒｏが接続されている。

第１変換回路１１における補助スイッチング素子Ｓ１とコンデンサＣ１との接続点Ｐと、制御部１５の電源端子１５ａとの間には、クランプ回路１３および定電圧回路１４が設けられている。クランプ回路１３と定電圧回路１４は、非常用の電源供給回路を構成している。この電源供給回路は、直流電源１の電圧Ｖｉｎが低下する非常時において、制御部１５の動作に必要な電源電圧Ｖｂを接続点Ｐの電圧Ｖｍから取得し、当該電源電圧Ｖｂを制御部１５へ供給する（詳細は後述）。

クランプ回路１３は、入力端子１３ａに入力される接続点Ｐの電圧Ｖｍを所定レベルでクランプして、当該電圧Ｖｍよりも低い電圧Ｖａを出力端子１３ｂから出力する。クランプ回路１３については、公知の回路を用いることができるので、詳細な説明を省略する。定電圧回路１４は、入力端子１４ａに入力されるクランプ回路１３の出力電圧Ｖａを定電圧化して、出力端子１４ｂから一定電圧Ｖｂを出力する。この一定電圧Ｖｂは、制御部１５の動作に必要な電源電圧である。定電圧回路１４についても、公知の回路を用いることができるので、詳細な説明を省略する。

制御部１５は、ＣＰＵから構成されており、第１変換回路１１のスイッチング動作を制御する。詳しくは、制御部１５は、補助スイッチング素子Ｓ１および主スイッチング素子Ｓ２のＯＮ・ＯＦＦを制御するための制御信号をゲートドライバ１６に与える。また、制御部１５は、後述するようにクランプ回路１３の動作も制御する。制御部１５には、車載ＥＣＵ（Electronic Control Unit）などから外部信号が入力され、この外部信号に基づいて、制御部１５は所定の制御動作を行う。制御部１５の電源端子１５ａは、定電圧回路１４の出力端子１４ｂに接続されている。

ゲートドライバ１６は、制御部１５からの制御信号に基づいて、各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２をＯＮ・ＯＦＦさせるためのゲート信号Ｖｇｓ１、Ｖｇｓ２を生成する。ゲート信号Ｖｇｓ１は、補助スイッチング素子Ｓ１のゲートに与えられ、ゲート信号Ｖｇｓ２は、主スイッチング素子Ｓ２のゲートに与えられる。ゲートドライバ１６の電源端子１６ａは、定電圧回路１４の入力端子１４ａに接続されている。ゲートドライバ１６は、本発明における「駆動回路」の一例であり、ゲート信号Ｖｇｓ１、Ｖｇｓ２は、本発明における「駆動信号」の一例である。

ダイオードＤ５は、直流電源１と定電圧回路１４との間に設けられ、ダイオードＤ６は、クランプ回路１３と定電圧回路１４との間に設けられている。詳しくは、ダイオードＤ５のアノードは、直流電源１の正極に接続されており、ダイオードＤ６のアノードは、クランプ回路１３の出力端子１３ｂに接続されている。また、ダイオードＤ５およびＤ６の各カソードは、定電圧回路１４の入力端子１４ａに接続されている。ダイオードＤ５は本発明における「第１ダイオード」に相当し、ダイオードＤ６は本発明における「第２ダイオード」に相当する。

図２は、ゲートドライバ１６から出力されるゲート信号の一例を示している。（ａ）は主スイッチング素子Ｓ２のゲートに印加されるゲート信号Ｖｇｓ２であり、（ｂ）は補助スイッチング素子Ｓ１のゲートに印加されるゲート信号Ｖｇｓ１である。これらのゲート信号は、所定のデューティを持ったＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号である。Ｔはゲート信号の周期を表しており、Ｄはデューティを表している。スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２は、それぞれのゲート信号Ｖｇｓ１、Ｖｇｓ２がＨ（High）レベルの区間でＯＮとなり、Ｌ（Low）レベルの区間でＯＦＦとなる。前述したように、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２は交互にＯＮし、一方がＯＮのときは他方はＯＦＦとなる。（実際には、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２が同時にＯＮ状態とならないようデッドタイム区間が設けられるが、図２ではこれを省略してある。）

上述した電圧変換装置１００の動作は、概略以下のとおりである。電圧変換装置１００は、リレー１０がＯＮとなり、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の各ゲートに、ゲートドライバ４０からゲート信号Ｖｇｓ１、Ｖｇｓ２が印加されることによって、動作を開始する。補助スイッチング素子Ｓ１がＯＦＦで、主スイッチング素子Ｓ２がＯＮのときは、直流電源１により入力インダクタＬｉｎにエネルギーが蓄積される。この蓄積エネルギーは、主スイッチング素子Ｓ２のデューティＤによって決まる。また、コンデンサＣ２の電圧がトランスＴｒの一次巻線Ｗ１に印加されて、二次巻線Ｗ２へ伝達され、負荷Ｒｏに電力が供給される。このときのコンデンサＣ２の電圧は、直流電源１の電圧とほぼ等しくなる。

次に、主スイッチング素子Ｓ２がＯＦＦになると、昇圧動作が開始され、入力インダクタＬｉｎに蓄積されたエネルギーが、寄生ダイオードＤ１を介してコンデンサＣ１、Ｃ２を充電する。そして、続く補助スイッチング素子Ｓ１のＯＮによって、コンデンサＣ１の電圧がトランスＴｒの一次巻線Ｗ１に印加されて、昇圧された電圧が二次巻線Ｗ２へ伝達され、負荷Ｒｏに電力が供給される。このときのコンデンサＣ１の電圧は、直流電源１の電圧とデューティＤとによって決まる。

図３は、電圧変換装置１００の各部の電圧および電流を示している。なお、図３においては、図１のＰ点より後段の部分の図示を省略してある。図３は、非特許文献３の図２．１と基本的に同じであり、図中の各符号の定義は、以下のとおりである。
Ｖｉｎ：入力電圧（直流電源１の電圧）
Ｖｏ：出力電圧
Ｖｓ１：補助スイッチング素子Ｓ１の両端電圧
Ｖｓ２：主スイッチング素子Ｓ２の両端電圧
Ｖｃ１：コンデンサＣ１の両端電圧
Ｖｃ２：コンデンサＣ２の両端電圧
Ｖｃ３：コンデンサＣ３の両端電圧
Ｖｃ４：コンデンサＣ４の両端電圧
Ｖｍ：Ｐ点の電圧
Ｖｐ：トランスＴｒの一次巻線Ｗ１の両端電圧
Ｖｓ：トランスＴｒの二次巻線Ｗ２の両端電圧
Ｖ_Ｌｉｎ：入力インダクタＬｉｎの両端電圧
Ｖ_ＬＫ：漏れインダクタンスＬｋの両端電圧
ｉ_ｉｎ：入力電流
ｉ_ｏ：出力電流
ｉ_ＳＷ１：補助スイッチング素子Ｓ１に流れる電流
ｉ_ＳＷ２：主スイッチング素子Ｓ２に流れる電流
ｉ_ＬＫ：漏れインダクタンスＬｋに流れる電流

図３において、リレー１０がＯＮして回路が動作している定常状態では、図中にも示されているように、Ｖｃ１、Ｖｃ２、Ｖｍ、Ｖｃ３、Ｖｃ４、およびＶｏは、それぞれ以下の式から算出することができる。なお、Ｄは図２に示したデューティ、ＮはトランスＴｒの巻数比である。
Ｖｃ１＝［Ｄ／（１−Ｄ）］・Ｖｉｎ
Ｖｃ２＝Ｖｉｎ
Ｖｍ＝Ｖｃ１＋Ｖｃ２＝［１／（１−Ｄ）］・Ｖｉｎ ……（１）
Ｖｃ３＝Ｖｃ１・Ｎ＝［Ｄ／（１−Ｄ）］・Ｖｉｎ・Ｎ
Ｖｃ４＝Ｖｃ２・Ｎ＝Ｖｉｎ・Ｎ
Ｖｏ＝Ｖｃ３＋Ｖｃ４＝［１／（１−Ｄ）］・Ｖｉｎ・Ｎ

上記の式（１）より、Ｐ点の電圧Ｖｍは、入力電圧ＶｉｎとデューティＤによって決まる。そして、デューティＤを０＜Ｄ＜１とした場合、Ｖｍ＞Ｖｉｎとなって、Ｐ点には入力電圧Ｖｉｎよりも高い電圧Ｖｍが発生する。すなわち、Ｐ点の電圧Ｖｍは、入力電圧Ｖｉｎを昇圧した電圧となる。本発明は、この点に着目し、Ｐ点の昇圧された電圧Ｖｍから制御部１５の動作に必要な電源電圧を取得することで、入力電圧Ｖｉｎが低下した場合でも、制御部１５の動作に支障が生じないようにしたものである（詳細は後述）。

図４は、図３の各部の電圧および電流の１周期分の波形を示している。本図は、非特許文献３の図２．２を引用したものである。横軸のｔ０〜ｔ６は、それぞれ以下のタイミングを表している。ｔ０は、補助スイッチング素子Ｓ１がＯＦＦした直後のタイミングである。ｔ１は、主スイッチング素子Ｓ２のゲート信号Ｖｇｓ２が立ち上がる（ＬからＨになる）タイミングである。ｔ２は、ゲート信号Ｖｇｓ２によって主スイッチング素子Ｓ２がＯＮするタイミングである。ｔ３は、主スイッチング素子Ｓ２のゲート信号Ｖｇｓ２が立ち下がる（ＨからＬになる）タイミングである。ｔ４は、補助スイッチング素子Ｓ１のゲート信号Ｖｇｓ１が立ち上がる（ＬからＨになる）タイミングである。ｔ５は、ゲート信号Ｖｇｓ１によって補助スイッチング素子Ｓ１がＯＮするタイミングである。ｔ６は、補助スイッチング素子Ｓ１のゲート信号Ｖｇｓ１が立ち下がる（ＨからＬになる）タイミングである。

図５Ａ〜図５Ｆは、１周期内の所定区間における第１変換回路１１と第２変換回路１２の電流経路を示している。各図の下の波形図は、区間Ａ〜Ｆを表示するために、図４の波形図の一部を抜粋したものである。

図５Ａは、区間Ａ（ｔ０〜ｔ１）における電流経路を示している。区間Ａでは、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２はいずれもＯＦＦ状態にある。第１変換回路１１においては、補助スイッチング素子Ｓ１のＯＦＦと同時に、寄生コンデンサＣｓ１の充電が開始され、電圧Ｖｓ１はＶｃ１＋Ｖｃ２まで上昇する。一方、主スイッチング素子Ｓ２の寄生コンデンサＣｓ２は放電し、電圧Ｖｓ２はゼロまで低下する。入力電流ｉ_ｉｎは最小値となり、漏れインダクタンス電流ｉ_ＬＫは正のピーク値となる。第２変換回路１２においては、ダイオードＤ３に流れていた電流ｉ_Ｄ３はそのまま流れ続ける。

図５Ｂは、区間Ｂ（ｔ１〜ｔ２）における電流経路を示している。区間Ｂでは、補助スイッチング素子Ｓ１はＯＦＦを継続し、主スイッチング素子Ｓ２はＯＮに切り替わる直前の状態にある。第１変換回路１１においては、ｔ１のタイミングでダイオードＤ２が導通する。このダイオードＤ２に流れる電流がゼロになるまでは、スイッチング素子Ｓ２はＯＮしない。入力電流ｉ_ｉｎは最小値から増加し始め、漏れインダクタンス電流ｉ_ＬＫはゼロまで減少する。第２変換回路１２においては、ダイオードＤ３に流れていた電流ｉ_Ｄ３は、ゼロまで減少する。

図５Ｃは、区間Ｃ（ｔ２〜ｔ３）における電流経路を示している。区間Ｃでは、主スイッチング素子Ｓ２がＯＮとなり、補助スイッチング素子Ｓ１はＯＦＦを維持する。第１変換回路１１においては、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が、一次巻線Ｗ１と漏れインダクタンスＬｋとの直列回路の両端に印加されて、一次巻線Ｗ１の電圧Ｖｐの極性が正から負へ反転する（図４参照）。入力電流ｉ_ｉｎは増加を続け、漏れインダクタンス電流ｉ_ＬＫはゼロから負方向へ増加し始める。第２変換回路１２においては、ダイオードＤ４が導通し、このダイオードＤ４に電流ｉ_Ｄ４が流れ始める。また、二次巻線Ｗ２の電圧Ｖｓの極性が正から負へ反転する（図４参照）。

図５Ｄは、区間Ｄ（ｔ３〜ｔ４）における電流経路を示している。区間Ｄでは、スイッチング素子Ｓ１はＯＦＦ状態を維持し、スイッチング素子Ｓ２もＯＮからＯＦＦに切り替わる。第１変換回路１１においては、寄生コンデンサＣｓ２がＶｓ２＝Ｖｃ１＋Ｖｃ２となるまで充電されるとともに、寄生コンデンサＣｓ１がＶｓ１＝０となるまで放電する。入力電流ｉ_ｉｎは最大となり、漏れインダクタンス電流ｉ_ＬＫは負のピーク値となる。第２変換回路１２においては、ダイオードＤ４に電流ｉ_Ｄ４が流れ続ける。

図５Ｅは、区間Ｅ（ｔ４〜ｔ５）における電流経路を示している。区間Ｅでは、主スイッチング素子Ｓ２はＯＦＦを維持し、補助スイッチング素子Ｓ１はＯＮに切り替わる直前の状態にある。第１変換回路１１においては、寄生コンデンサＣｓ１の放電終了と同時に、寄生ダイオードＤ１に電流が流れ始める。このダイオードＤ１の電流がゼロになるまで、補助スイッチング素子Ｓ１はＯＮしない。入力電流ｉ_ｉｎは最大値から減少し始め、漏れインダクタンス電流ｉ_ＬＫは負のピーク値からゼロまで減少する。第２変換回路１２においては、ダイオードＤ４に流れていた電流ｉ_Ｄ４は、ゼロまで減少する。

図５Ｆは、区間Ｆ（ｔ５〜ｔ６）における電流経路を示している。区間Ｆでは、補助スイッチング素子Ｓ１がＯＮとなり、主スイッチング素子Ｓ２はＯＦＦを維持する。第１変換回路１１においては、入力電流ｉ_ｉｎは最小値まで減少し、漏れインダクタンス電流ｉ_ＬＫはゼロから正のピーク値まで増加する。第２変換回路１２においては、ダイオードＤ３が導通して、このダイオードＤ３に電流ｉ_Ｄ３が流れる。タイミングｔ６で補助スイッチング素子Ｓ１がＯＦＦになると、図５Ａに戻って次の周期へ移行する。

次に、制御部１５およびゲートドライバ１６への電源供給につき、図６および図７を参照しながら説明する。

＜通常時の電源供給＞
図６は、直流電源１の電圧Ｖｉｎが低下していない通常時の電源供給ルート（太線）を示している。この場合、クランプ回路１３は動作を停止しており、クランプ回路１３の出力端子１３ｂに電圧は出力されない。一方、定電圧回路１４は動作状態にある。

図６の状態においては、直流電源１の電圧Ｖｉｎが、ダイオードＤ５を介して定電圧回路１４の入力端子１４ａに印加される。定電圧回路１４は、この電圧Ｖｉｎを定電圧化して、制御部１５の動作に必要な電源電圧Ｖｂを生成し、この電源電圧Ｖｂを制御部１５の電源端子１５ａに与える。また、直流電源１の電圧Ｖｉｎは、ゲートドライバ１６の動作に必要な電源電圧として、ダイオードＤ５を介してゲートドライバ１６の電源端子１６ａに印加される。

このようにして、通常時においては、制御部１５の動作に必要な電源電圧が、直流電源１から定電圧回路１４を介して制御部１５へ供給される。また、ゲートドライバ１６の動作に必要な電源電圧は、直流電源１から定電圧回路１４を介さずに、ゲートドライバ１６へ供給される。

＜非常時（入力電圧低下時）の電源供給＞
図７は、直流電源１の電圧Ｖｉｎが低下した非常時の電源供給ルート（太線）を示している。前述のように、アイドリングストップ状態からエンジン始動用のスタータモータが起動すると、電圧Ｖｉｎが大きく低下して制御部１５の動作に必要な電源電圧を下回る場合がある。そうすると、制御部１５を構成するＣＰＵがリセットされ、スイッチング動作の制御を行えなくなる。

そこで、制御部１５は、外部信号としてアイドリングストップ解除信号が入力された場合に、クランプ回路１３を動作状態にする。これにより、クランプ回路１３は、入力端子１３ａに入力される接続点Ｐの電圧Ｖｍを所定レベルでクランプして、電圧Ｖｍよりも低い電圧Ｖａ（Ｖａ＜Ｖｍ）を出力端子１３ｂから出力する。この電圧Ｖａは、ダイオードＤ６を介して定電圧回路１４の入力端子１４ａに与えられる。なお、電圧Ｖｉｎの低下によってＶｉｎ＜Ｖａになると、ダイオードＤ５が逆バイアスとなり、電圧Ｖｉｎは定電圧回路１４の入力端子１４ａに印加されない。定電圧回路１４は、入力端子１４ａに入力された電圧Ｖａを定電圧化して、制御部１５の動作に必要な電源電圧Ｖｂを出力端子１４ｂから出力する。この電源電圧Ｖｂは、制御部１５の電源端子１５ａに与えられる。

このようにして、アイドリングストップ解除時には、接続点Ｐの電圧Ｖｍから、制御部１５の動作に必要な電源電圧Ｖｂが取得される。そして、前述のとおり、接続点Ｐの電圧Ｖｍは直流電源１の電圧Ｖｉｎより高い電圧であるから（Ｖｉｎ＜Ｖｍ）、スタータモータの起動により電圧Ｖｉｎが低下したとしても、制御部１５には、電源供給回路を構成するクランプ回路１３および定電圧回路１４により、動作に必要な電源電圧Ｖｂが供給される。このため、制御部１５がリセットされることはなく、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の制御を継続することができる。

また、クランプ回路１３から出力される電圧Ｖａは、ダイオードＤ６を介してゲートドライバ１６の電源端子１６ａにも与えられる。すなわち、ゲートドライバ１６の動作に必要な電源電圧も、接続点Ｐの電圧Ｖｍから取得される。このため、アイドリングストップ解除時に電圧Ｖｉｎが低下しても、ゲートドライバ１６が動作不能に陥ることはなく、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の駆動を継続することができる。

上述した実施形態によると、直流電源１の電圧Ｖｉｎが低下する非常時には、制御部１５の動作に必要な電源電圧Ｖｂ、およびゲートドライバ１６の動作に必要な電源電圧Ｖａを、接続点Ｐにおける昇圧された電圧Ｖｍから取得して、制御部１５とゲートドライバ１６に供給するようにしている。このため、アイドリングストップの解除などによって、直流電源１の電圧Ｖｉｎが、制御部１５やゲートドライバ１６の動作に必要な電源電圧を下回ったとしても、制御部１５やゲートドライバ１６は正常に動作し、各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２のスイッチング動作を継続することができる。

また、上述した実施形態によると、特許文献５のようにトランスＴｒに三次巻線を設ける必要がないので、トランスＴｒの構造が複雑化するのを回避できる。さらに、制御部１５やゲートドライバ１６の動作に必要な電源電圧は、一次側の第１変換回路１１から取得しており、二次側の第２変換回路１２から取得しないので、電源供給回路に絶縁回路を設けることが不要となり、構成が簡単となる。

図８は、電圧変換装置１００の他の実施形態を示している。図１の電圧変換装置１００では、ゲートドライバ１６の電源端子１６ａが、定電圧回路１４の入力端子１４ａに接続されていた。これに対し、図８の電圧変換装置１００では、ゲートドライバ１６の電源端子１６ａが、定電圧回路１４の出力端子１４ｂに接続されている。したがって、ゲートドライバ１６の動作に必要な電源電圧は、定電圧回路１４から供給される。その他の構成については、図１と同じであるので、重複部分の説明は省略する。図８の実施形態においても、図１の実施形態と同様の効果が得られる。

図１および図８に示した電圧変換装置１００は、ＤＣ−ＤＣコンバータであったが、本発明の電圧変換装置は、たとえば非特許文献１に記載されているようなＤＣ−ＡＣコンバータであってもよい。この場合は、第２変換回路１２で得られた直流電圧をスイッチングして交流電圧に変換する第３変換回路（図示省略）が、第２変換回路１２の後段に設けられる。

また、図１および図８では、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の組が１つだけ設けられた単相型の電圧変換装置を例に挙げたが、本発明の電圧変換装置は、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の組が複数並列に接続された多相型の電圧変換装置であってもよい。特許文献１２や非特許文献５には、このような多相型の電圧変換装置が記載されている。この場合も、複数の補助スイッチング素子と第１コンデンサとの接続点から、制御部やゲートドライバの動作に必要な電源電圧を取得すればよい。

本発明では、以上述べた実施形態以外にも、以下のような種々の実施形態を採用することができる。

電圧変換装置１００の第２変換回路１２において、図１および図８の構成に代えて、トランスＴｒの二次巻線Ｗ２に中間タップを設け、特許文献２〜１０に示されている二次側回路のような構成としてもよい。

前記の各実施形態においては、接続点Ｐの電圧Ｖｍを所定レベルでクランプするクランプ回路１３を設けた例を示したが、接続点Ｐの電圧Ｖｍを降圧する、クランプ回路以外の降圧回路を設けてもよい。

前記の各実施形態においては、アイドリングストップ解除を示す信号が制御部１５に入力された場合に、クランプ回路１３を動作状態にしたが、制御部１５に供給される電源電圧Ｖｂが一定値まで低下したことを制御部１５が検出した場合に、クランプ回路１３を動作状態にしてもよい。あるいは、直流電源１の電圧Ｖｉｎが一定値まで低下したことを制御部１５が検出した場合に、クランプ回路１３を動作状態にしてもよい。

前記の各実施形態においては、制御部１５およびゲートドライバ１６の動作に必要な電源電圧を、通常時には直流電源１から供給し、非常時（入力電圧低下時）には接続点Ｐから供給している。しかるに、第１変換回路１１やクランプ回路１３などの損失を考慮しなければ、通常時においても、制御部１５およびゲートドライバ１６の動作に必要な電源電圧を、接続点Ｐから供給してもよい。

前記の各実施形態においては、第２変換回路１２の整流素子としてダイオードＤ３、Ｄ４を用いたが、ダイオードの替わりにＦＥＴを用いてもよい。

前記の各実施形態においては、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２にＦＥＴを用いたが、ＦＥＴの替わりにトランジスタやＩＧＢＴなどを用いてもよい。

前記の各実施形態においては、直流電源１と第１変換回路１１との間にリレー１０を設けたが、リレー１０の替わりにスイッチ、ＦＥＴ、トランジスタなどを用いてもよい。

前記の各実施形態においては、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２をＰＷＭ信号により駆動したが、ＰＷＭ信号以外の信号によりスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２を駆動してもよい。

前記の各実施形態においては、車両に搭載される電圧変換装置を例に挙げたが、本発明は、車両用以外の電圧変換装置にも適用することができる。

１ 直流電源
１１ 第１変換回路
１２ 第２変換回路
１３ クランプ回路（電源供給回路）
１３ｂ クランプ回路の出力端子
１４ 定電圧回路（電源供給回路）
１４ａ 定電圧回路の入力端子
１５ 制御部
１６ ゲートドライバ（駆動回路）
１００ 電圧変換装置
Ｃ１ コンデンサ（第１コンデンサ）
Ｃ２ コンデンサ（第２コンデンサ）
Ｄ５ ダイオード（第１ダイオード）
Ｄ６ ダイオード（第２ダイオード）
Ｌｉｎ 入力インダクタ
Ｐ 接続点
Ｓ１ 補助スイッチング素子
Ｓ２ 主スイッチング素子
Ｔｒ トランス
Ｗ１ 一次巻線
Ｗ２ 二次巻線

Claims (8)

1. 直流電源の直流電圧をスイッチングして交流電圧に変換する第１変換回路と、
   前記第１変換回路で変換された交流電圧を整流して直流電圧に変換する第２変換回路と、
   前記第１変換回路のスイッチング動作を制御する制御部と、を備え、
   前記第１変換回路と前記第２変換回路とは、トランスによって絶縁されており、
   前記第１変換回路は、主スイッチング素子と、補助スイッチング素子と、入力インダクタと、前記トランスの一次巻線と、第１コンデンサと、第２コンデンサとを有し、
   前記直流電源に対して、前記入力インダクタと前記主スイッチング素子とは直列に接続されており、
   前記一次巻線と前記第２コンデンサとの直列回路が、前記主スイッチング素子に対して並列に接続されており、
   前記第１コンデンサと前記補助スイッチング素子との直列回路が、前記一次巻線に対して並列に接続されており、
   前記第２変換回路は、前記トランスの二次巻線と、前記二次巻線に発生した交流電圧を整流する整流素子とを有する、電圧変換装置において、
   前記補助スイッチング素子と前記第１コンデンサとの接続点と、前記制御部との間に設けられた、電源供給回路をさらに備え、
   前記電源供給回路は、前記制御部の動作に必要な電源電圧を前記接続点の電圧から取得し、当該電源電圧を前記制御部へ供給する、ことを特徴とする電圧変換装置。
2. 請求項１に記載の電圧変換装置において、
   前記直流電源の電圧が低下しない通常時は、前記制御部の動作に必要な電源電圧が、前記直流電源から前記制御部へ供給され、
   前記直流電源の電圧が低下する非常時は、前記制御部の動作に必要な電源電圧が、前記電源供給回路から前記制御部へ供給される、ことを特徴とする電圧変換装置。
3. 請求項１または請求項２に記載の電圧変換装置において、
   前記電源供給回路は、前記接続点の電圧を所定レベルでクランプして、当該電圧よりも低い電圧を出力するクランプ回路を含む、ことを特徴とする電圧変換装置。
4. 請求項３に記載の電圧変換装置において、
   前記電源供給回路は、前記クランプ回路の出力電圧を定電圧化する定電圧回路をさらに含む、ことを特徴とする電圧変換装置。
5. 請求項４に記載の電圧変換装置において、
   前記直流電源と前記定電圧回路との間に設けられた第１ダイオードと、
   前記クランプ回路と前記定電圧回路との間に設けられた第２ダイオードと、をさらに備え、
   前記第１ダイオードのアノードは、前記直流電源の正極に接続されており、
   前記第２ダイオードのアノードは、前記クランプ回路の出力端子に接続されており、
   前記第１ダイオードおよび前記第２ダイオードの各カソードは、前記定電圧回路の入力端子に接続されている、ことを特徴とする電圧変換装置。
6. 請求項１ないし請求項５のいずれかに記載の電圧変換装置において、
   前記制御部から出力される制御信号に基づいて、前記主スイッチング素子および前記補助スイッチング素子を駆動するための駆動信号を前記各スイッチング素子へ出力する駆動回路をさらに備え、
   前記電源供給回路は、前記駆動回路の動作に必要な電源電圧を前記接続点の電圧から取得し、当該電源電圧を前記駆動回路へ供給する、ことを特徴とする電圧変換装置。
7. 請求項１ないし請求項６のいずれかに記載の電圧変換装置において、
   前記制御部は、車両のアイドリングストップ状態が解除されたことを示す信号が入力された場合に、前記電源供給回路を動作状態にして、当該電源供給回路から動作に必要な電源電圧の供給を受ける、ことを特徴とする電圧変換装置。
8. 請求項１ないし請求項６のいずれかに記載の電圧変換装置において、
   前記制御部は、当該制御部に供給される電源電圧または前記直流電源の電圧が一定値まで低下したことを検出した場合に、前記電源供給回路を動作状態にして、当該電源供給回路から動作に必要な電源電圧の供給を受ける、ことを特徴とする電圧変換装置。

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