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JP2015159711A - スイッチング電源装置、電力変換装置 - Google Patents

スイッチング電源装置、電力変換装置 Download PDF

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Sohei Okamoto
壮平 岡本
山田　剛
Takeshi Yamada
剛 山田
大祐 福田
Daisuke Fukuda
大祐 福田
孝彰 則定
Takaaki Norisada
孝彰 則定
慶治 赤松
Keiji Akamatsu
慶治 赤松
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Abstract

【課題】二次側にスイッチング素子を備える電力変換装置の回路規模を小さくする。【解決手段】電力変換装置は、ブリッジ回路と、トランスと、整流回路と、平滑回路とを備える。整流回路は、二次巻線の一端と平滑回路の第１端子との間に延びる第１電流経路に配置された第１の二次側ダイオードと、二次巻線の他端と平滑回路の第１端子との間に延びる第２電流経路に配置された第２の二次側ダイオードと、第３の二次側ダイオードと、第４の二次側ダイオードと、第１の二次側スイッチング素子と、第２の二次側スイッチング素子とを含む。第１の二次側スイッチング素子と第２の二次側スイッチング素子とは、第１電流経路と第２電流経路とが接続される第１ノードに共通して接続される。【選択図】図１

Description

本開示は、スイッチング電源装置、及びそのスイッチング電源装置を備えた電力変換装置に関する。
絶縁型のスイッチング電源装置は、典型的に、一次側にインバータ、二次側に整流回路平滑回路を備える。この構成において、一次側のインバータを構成するスイッチング素子がアクティブに制御されることによって、スイッチング電源装置の出力が調整される。あるいは、二次側の整流平滑回路に設けられたスイッチング素子がアクティブに制御されることによって、スイッチング電源装置の出力が調整される（例えば、特許文献１参照）。
特開２００２−２３８２５７号公報
二次側にスイッチング素子を備える電力変換装置は、二次側にスイッチング素子を備えない電力変換装置と比較して、駆動回路の数が多くなる。そのため、従来の電力変換装置において、回路規模の低減が望まれる。
本開示は、二次側にスイッチング素子を備える電力変換装置の回路規模を小さくする技術を提供する。
本開示の一態様に係るスイッチング電源装置は、直流電圧を第１交流電圧に変換するブリッジ回路と、前記ブリッジ回路に接続される一次巻線と、前記一次巻線と電磁結合される二次巻線とを含み、前記第１交流電圧を第２交流電圧に変換するトランスと、前記二次巻線に接続され、前記第２交流電圧を整流して整流電圧を生成する整流回路と、前記整流回路に接続され、前記整流電圧を平滑化する平滑回路とを備え、前記整流回路は、前記二次巻線の一端と前記平滑回路の第１端子との間に延びる第１電流経路に配置され、前記二次巻線の一端から前記平滑回路の第１端子へ流れる電流を通過させる第１の二次側ダイオードと、前記二次巻線の他端と前記平滑回路の第１端子との間に延びる第２電流経路に配置され、前記二次巻線の他端から前記平滑回路の第１端子へ流れる電流を通過させる第２の二次側ダイオードと、前記二次巻線の一端と前記平滑回路の第２端子との間に延びる第３電流経路に配置され、前記平滑回路の第２端子から前記二次巻線の一端へ流れる電流を通過させる第３の二次側ダイオードと、前記二次巻線の他端と前記平滑回路の第２端子との間に延びる第４電流経路に配置され、前記平滑回路の第２端子から前記二次巻線の他端へ流れる電流を通過させる第４の二次側ダイオードと、前記第１電流経路に配置され、前記二次巻線の一端から前記平滑回路の第１端子へ流れる電流の導通を切り替える第１の二次側スイッチング素子と、前記第２電流経路に配置され、前記二次巻線の他端から前記平滑回路の第１端子へ流れる電流の導通を切り替える第２の二次側スイッチング素子とを含み、前記第１の二次側スイッチング素子と前記第２の二次側スイッチング素子とは、前記第１電流経路と前記第２電流経路とが接続される第１ノードに共通して接続される。
これらの包括的または具体的な態様は、制御装置、二次側回路、制御方法、電力変換装置、電源システム、蓄電システム、車両として実現されてもよく、それらの任意の組み合わせで実現されてもよい。
本開示によれば、二次側にスイッチング素子を備える電力変換装置の回路規模を小さくできる。
実施の形態１に係る電力変換装置の構成例を示す図である。 スイッチング電源装置の制御方法の一例を模式的に示す図である。 実施の形態１に係る電力変換装置内の、二次側回路および制御装置の具体例を示す図である。 比較例に係る電力変換装置内の、二次側回路および制御装置の具体例を示す図である。 実施の形態２に係る電力変換装置内の、二次側回路および制御装置の具体例を示す図である。 実施の形態１及び／又は実施の形態２に係る電力変換装置を備える蓄電システムの構成例を示す図である。 実施の形態１及び／又は実施の形態２に係る電力変換装置を備える車両の構成例を示す図である。 実施の形態１及び／又は実施の形態２に係る電力変換装置を備える充電器の構成例を示す図である。
（実施の形態の概要）
本開示の一態様に係るスイッチング電源装置は、直流電圧を第１交流電圧に変換するブリッジ回路と、前記ブリッジ回路に接続される一次巻線と、前記一次巻線と電磁結合される二次巻線とを含み、前記第１交流電圧を第２交流電圧に変換するトランスと、前記二次巻線に接続され、前記第２交流電圧を整流して整流電圧を生成する整流回路と、前記整流回路に接続され、前記整流電圧を平滑化する平滑回路とを備え、前記整流回路は、前記二次巻線の一端と前記平滑回路の第１端子との間に延びる第１電流経路に配置され、前記二次巻線の一端から前記平滑回路の第１端子へ流れる電流を通過させる第１の二次側ダイオードと、前記二次巻線の他端と前記平滑回路の第１端子との間に延びる第２電流経路に配置され、前記二次巻線の他端から前記平滑回路の第１端子へ流れる電流を通過させる第２の二次側ダイオードと、前記二次巻線の一端と前記平滑回路の第２端子との間に延びる第３電流経路に配置され、前記平滑回路の第２端子から前記二次巻線の一端へ流れる電流を通過させる第３の二次側ダイオードと、前記二次巻線の他端と前記平滑回路の第２端子との間に延びる第４電流経路に配置され、前記平滑回路の第２端子から前記二次巻線の他端へ流れる電流を通過させる第４の二次側ダイオードと、前記第１電流経路に配置され、前記二次巻線の一端から前記平滑回路の第１端子へ流れる電流の導通を切り替える第１の二次側スイッチング素子と、前記第２電流経路に配置され、前記二次巻線の他端から前記平滑回路の第１端子へ流れる電流の導通を切り替える第２の二次側スイッチング素子とを含み、前記第１の二次側スイッチング素子と前記第２の二次側スイッチング素子とは、前記第１電流経路と前記第２電流経路とが接続される第１ノードに共通して接続される。
第１の二次側スイッチング素子と第２の二次側スイッチング素子とが共通のノードに接続されるため、第１の二次側スイッチング素子の電位と第２の二次側スイッチング素子の電位とが共通化される。したがって、電源電位が共通化されることにより、電力変換装置の回路規模を小さくできる。
本開示の一態様に係るスイッチング電源装置において、例えば、前記第１ノードの電位は、前記第３電流経路と前記第４電流経路とが接続される第２ノードの電位よりも高くてもよい。
本開示の一態様に係るスイッチング電源装置は、例えば、前記第１ノードと前記第２ノードとの間に接続され、前記第２ノードから前記第１ノードへ流れる電流を通過させる第５の二次側ダイオードを、さらに備えてもよい。
この構成により、第２ノードから第１ノードへ流れる還流電流の少なくとも一部が、第５の二次側ダイオードに流れる。その結果、還流電流が整流回路を通ることによって生じる導通損失を低減することができる。
本開示の一態様に係る電力変換装置は、例えば、前記スイッチング電源装置と、前記スイッチング電源装置を制御する制御装置と、を備えてもよい。
スイッチング電源装置において第１の二次側スイッチング素子の電位と第２の二次側スイッチング素子の電位とが共通化される。そのため、制御装置の回路規模を小さくでき、したがって電力変換装置の回路規模を小さくできる。
本開示の一態様に係る電力変換装置は、例えば、前記スイッチング電源装置の出力を検出し、検出結果を前記制御装置に出力する出力検出回路をさらに備えてもよい。
これにより、スイッチング電源装置の出力に応じて、制御装置がスイッチング電源装置の制御を調整することができる。その結果、電力変換装置の出力を安定化することができる。
本開示の一態様に係る電力変換装置において、例えば、前記ブリッジ回路は、複数の一次側スイッチング素子を含み、前記制御装置は、固定のデューティ比と固定の位相とを有する一次側駆動信号を出力して、前記複数の一次側スイッチング素子を制御し、かつ、固定のデューティ比と前記出力検出回路に応じて設定される位相とを有する二次側駆動信号を出力して、前記第１の二次側スイッチング素子と前記第２の二次側スイッチング素子とを制御してもよい。
二次側位相シフト制御により、電力変換装置の出力が安定化されうる。
本開示の一態様に係る電力変換装置において、例えば、前記制御装置は、前記第１の二次側スイッチング素子を制御する第１駆動信号を生成する第１駆動回路と、前記第２の二次側スイッチング素子を制御する第２駆動信号を生成する第２駆動回路と、前記第１駆動回路及び前記第２駆動回路に第１電源電位を与える第１電源回路と、前記第１駆動回路及び前記第２駆動回路に前記第１電源電位よりも低い第２電源電位を与える第２電源回路と、を含む。
第１駆動回路に与えられる電源電位と第２駆動回路に与えられる電源電位が共通化される、そのため、制御装置の回路規模を小さくでき、したがって電力変換装置の回路規模を小さくできる。
以下、実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、以下の全ての図において、同一又は相当部分には、同一の符号が付され、重複する説明は省略される場合がある。
また、以下で説明される実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置、接続形態、波形などは、一例であり、本開示を限定する主旨ではない。また、以下の実施の形態における構成要素のうち、最上位概念を示す独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。
（実施の形態１）
図１は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の構成例を示す。電力変換装置１００は、スイッチング電源装置１０、出力電圧検出回路１５、制御装置２０を備える。スイッチング電源装置１０は、二次側位相シフト方式の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータである。スイッチング電源装置１０は、フルブリッジ回路、第１コイルＬ１、第２コイルＬ２、第６キャパシタＣ６、第７キャパシタＣ７、トランスＴ、第３コイルＬ３、第４コイルＬ４、整流回路１１および平滑回路１２を含む。
フルブリッジ回路は、直流電源Ｅから供給される直流電圧を交流電圧に変換する。フルブリッジ回路は、フルブリッジ接続された第１スイッチング素子Ｓ１、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３及び第４スイッチング素子Ｓ４を含む。フルブリッジ回路は第１アームと第２アームとを含み、それらが並列接続されている。図１において、第１アームは、上側に第１スイッチング素子Ｓ１、下側に第２スイッチング素子Ｓ２を備える。図１において、第２アームは、上側に第３スイッチング素子Ｓ３、下側に第４スイッチング素子Ｓ４を備える。このとき、「上側」とは、直流電源Ｅから高電位が供給される側であり、「下側」とは直流電源Ｅから低電位が供給される側である。
第１キャパシタＣ１は、第１スイッチング素子Ｓ１と並列に接続される。第２キャパシタＣ２は、第２スイッチング素子Ｓ２と並列に接続される。第３キャパシタＣ３は、第３スイッチング素子Ｓ３と並列に接続される。第４キャパシタＣ４は、第４スイッチング素子Ｓ４と並列に接続される。第１キャパシタＣ１〜第４キャパシタＣ４はスナバキャパシタである。
第１ダイオードＤ１は、第１スイッチング素子Ｓ１と並列に接続される。第２ダイオードＤ２は、第２スイッチング素子Ｓ２と並列に接続される。第３ダイオードＤ３は、第３スイッチング素子Ｓ３と並列に接続される。第４ダイオードＤ４は、第４スイッチング素子Ｓ４と並列に接続される。第１ダイオードＤ１〜第４ダイオードＤ４は、第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４にそれぞれ逆方向に接続される。図１において、「逆方向に接続される」とは、下側から上側に流れる電流を通過させる方向で接続されることをいう。
第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４は、例えば、半導体スイッチング素子である。半導体スイッチング素子の例として、ＭＯＳＦＥＴおよびＩＧＢＴが挙げられる。図１には、第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４がｎチャンネル型のＩＧＢＴである例が描かれている。なお、第１スイッチング素子Ｓ１及び第３スイッチング素子Ｓ３は、ｐチャンネル型の半導体スイッチング素子であってもよい。
本開示において、第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４は、一次側スイッチング素子の例である。第１キャパシタＣ１〜第４キャパシタＣ４は、一次側キャパシタの例である。第１ダイオードＤ１〜第４ダイオードＤ４は、一次側ダイオードの例である。
図１において、一次側回路は、部分共振型の回路である。部分共振型の回路は、スイッチング時のみ、共振動作によって電流を転流させる。一方、部分共振型のフルブリッジ回路は、その他のときに、非共振で動作する。
具体的には、図１に示される一次側回路は、共振ポール型回路である。共振ポール型回路は、軽負荷時においても、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）で動作しうる。共振ポール型回路は、フルブリッジ回路、第６キャパシタＣ６、第７キャパシタＣ７、第１コイルＬ１、第２コイルＬ２を含む。第６キャパシタＣ６及び第７キャパシタＣ７は直列に接続され、この直列回路は直流電源Ｅに並列に接続される。第１コイルＬ１は、第６キャパシタＣ６と第７キャパシタＣ７間のノードと、第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２間のノードとの間に接続される。第２コイルＬ２は、第６キャパシタＣ６と第７キャパシタＣ７間のノードと、第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４間のノードとの間に接続される。言い換えると、図１に示される共振型ポール回路は、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２が、第６キャパシタＣ６及び第７キャパシタＣ７間のノードに共通して接続されている。
なお、共振ポール型回路は、さらに、第８キャパシタＣ８（図示せず）、第９キャパシタＣ９（図示せず）を備えてもよい。この場合、例えば、第８キャパシタＣ８と第９キャパシタとは直列に接続され、この直列回路が直流電源Ｅに並列に接続される。そして、第２コイルＬ２が、第６キャパシタＣ６及び第７キャパシタＣ７間のノードの替わりに、第８キャパシタＣ８及び第９キャパシタＣ９間のノードに接続される。
第１コイルＬ１及び第２コイルＬ２は共振用の補助インダクタである。第６キャパシタＣ６及び第７キャパシタＣ７は、第１コイルＬ１及び第２コイルＬ２に電流を供給する。第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４のスイッチング時に、部分共振が共振用の補助インダクタとスイッチング素子に並列接続されたキャパシタとの間で発生する。これによりゼロ電圧スイッチングが実現されうる。具体的には、第１スイッチング素子Ｓ１のターンオフ直後において、第１キャパシタＣ１によって第１スイッチング素子Ｓ１の電圧の立ち上がりが遅れる。これにより、ターンオフ時のスイッチング損失が低減されうる。一方、第１スイッチング素子Ｓ１のターンオン直前において、第１コイルＬ１及び／又は第２コイルＬ２からの電流が第１ダイオードＤ１に電流が流れている。このとき、スイッチング素子にかかる電圧がほぼ０である。そのため、第１スイッチング素子Ｓ１のターンオン時のスイッチング損失が低減されうる。第２スイッチング素子Ｓ２〜第４スイッチング素子Ｓ４におけるゼロ電圧スイッチングも同様である。
トランスＴは、高周波トランスである。トランスＴは、一次巻線Ｎ１及び二次巻線Ｎ２を含む。一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２は電磁誘導により結合される。トランスＴは一次側と二次側を絶縁する。トランスＴは、一次巻線Ｎ１の巻数と二次巻線Ｎ２の巻数の比に応じて、入力された交流電圧を変圧する。一次巻線Ｎ１の両端は、フルブリッジ回路の両出力端に接続される。すなわち、一次巻線Ｎ１の一端は、第１スイッチング素子Ｓ１及び第２スイッチング素子Ｓ２間のノードに接続され、一次巻線Ｎ１の他端は、第３スイッチング素子Ｓ３及び第４スイッチング素子Ｓ４間のノードに接続される。二次巻線Ｎ２の両端には、それぞれ第３コイルＬ３及び第４コイルＬ４が設けられてもよい。第３コイルＬ３及び第４コイルＬ４は、二次巻線Ｎ２の漏れインダクタンスであってもよいし、インダクタ素子であってもよい。
整流回路１１は、二次巻線Ｎ２から入力される交流電圧を整流する。整流回路１１は、第５ダイオードＤ５、第６ダイオードＤ６、第７ダイオードＤ７、第８ダイオードＤ８、第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６を含む。第５ダイオードＤ５〜第８ダイオードＤ８はフルブリッジ接続されている。
整流回路１１は、二次巻線Ｎ２の一端が接続される第１入力ノードＮａと、二次巻線Ｎ２の他端が接続される第２入力ノードＮｂとを有する。また、整流回路１１は、平滑回路１２の第１端子に接続される第１出力ノードＮｃと、平滑回路１２の第２端子に接続される第２出力ノードＮｄとを有する。整流回路１１から平滑回路１２に電流が流れるとき、第１出力ノードＮｃの電位は、第２出力ノードＮｄの電位よりも高い。第５ダイオードＤ５は、第２入力ノードＮｂから第１出力ノードＮｃに流れる電流を通過させる。第６ダイオードＤ６は、第２出力ノードＮｄから第２入力ノードＮｂに流れる電流を通過させる。第７ダイオードＤ７は、第１入力ノードＮａから第１出力ノードＮｃに流れる電流を通過させる。第８ダイオードＤ８は、第２出力ノードＮｄから第１入力ノードＮａに流れる電流を通過させる。第５スイッチング素子Ｓ５は、第２入力ノードＮｂから第１出力ノードＮｃに流れる電流の導通をオンオフする。第６スイッチング素子Ｓ６は、第１入力ノードＮａから第１出力ノードＮｃに流れる電流の導通をオンオフする。
第５スイッチング素子Ｓ５と第６スイッチング素子Ｓ６は、デッドタイムを除き、相補的にオンオフされる。第６スイッチング素子Ｓ６がオンのとき、順方向電流は、二次巻線Ｎ２から、第１入力ノードＮａ、第７ダイオードＤ７、第６スイッチング素子Ｓ６、及び第１出力ノードＮｃを通って平滑回路へ出力され、平滑回路から、第２出力ノードＮｄ、第６ダイオードＤ６、第２入力ノードＮｂを通って二次巻線Ｎ２に入力される。第５スイッチング素子Ｓ５がオンのとき、逆方向電流が、二次巻線Ｎ２から、第２入力ノードＮｂ、第５ダイオードＤ５、第５スイッチング素子Ｓ５、及び第１出力ノードＮｃを通って平滑回路へ出力され、平滑回路から、第２出力ノードＮｄ、第８ダイオードＤ８、第１入力ノードＮａを通って二次巻線Ｎ２に入力される。
言い換えると、第６ダイオードＤ６及び第７ダイオードＤ７は、二次巻線Ｎ２からの順方向電流を導通させるダイオードである。第５ダイオードＤ５及び第８ダイオードＤ８は、二次巻線Ｎ２からの逆方向電流を導通させるダイオードである。第５スイッチング素子Ｓ５は、トランスＴから取り出す順方向電力を調整する。第６スイッチング素子Ｓ６は、トランスＴから取り出す逆方向電力を調整する。第５スイッチング素子Ｓ５および第６スイッチング素子Ｓ６の基準端子は、第１出力ノードＮｃに共通接続される。
具体的には、第７ダイオードＤ７のアノード端子は第１入力ノードＮａに接続され、第７ダイオードＤ７のカソード端子は第６スイッチング素子Ｓ６の導通端子に接続される。第５ダイオードＤ５のアノード端子は第２入力ノードＮｂに接続され、第５ダイオードＤ５のカソード端子は第５スイッチング素子Ｓ５の導通端子に接続される。第８ダイオードＤ８のカソード端子は第１入力ノードＮａに接続され、第８ダイオードＤ８のアノード端子は第２出力ノードＮｄに接続される。第６ダイオードＤ６のカソード端子は第２入力ノードＮｂに接続され、第６ダイオードＤ６のアノード端子は第２出力ノードＮｄに接続される。第５スイッチング素子Ｓ５は、第５ダイオードＤ５のカソード端子と第１出力ノードＮｃとの間に接続され、第６スイッチング素子Ｓ６は、第７ダイオードＤ７のカソード端子と第１出力ノードＮｃとの間に接続される。
第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６は、例えば、半導体スイッチング素子であってもよい。半導体スイッチング素子の例として、例えばＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴが挙げられる。
本開示において、第７ダイオードＤ７は、第１の二次側ダイオードの一例である。第５ダイオードＤ５は、第２の二次側ダイオードの一例である。第８ダイオードＤ８は、第３の二次側ダイオードの一例である。第６ダイオードＤ６は、第４の二次側ダイオードの一例である。第６スイッチング素子Ｓ６は、第１の二次側スイッチング素子の一例である。第５スイッチング素子Ｓ５は、第２の二次側スイッチング素子の一例である。本開示において、第１入力ノードＮａと第１出力ノードＮｃの間に延びる電流経路が、第１の電流経路と呼ばれる場合がある。第２入力ノードＮｂと第１出力ノードＮｃの間に延びる電流経路が、第２の電流経路と呼ばれる場合がある。第１入力ノードＮａと第２出力ノードＮｄの間に延びる電流経路が、第３の電流経路と呼ばれる場合がある。第２入力ノードＮｂと第２出力ノードＮｄの間に延びる電流経路が、第４の電流経路と呼ばれる場合がある。言い換えると、第１入力ノードＮａは第１電流経路と第３電流経路との接続点であり、第２入力ノードＮｂは第２電流経路と第４電流経路との接続点である。また、第１出力ノードＮｃは第１電流経路と第２電流経路との接続点であり、第２出力ノードＮｄは第３電流経路と第４電流経路との接続点である。整流回路１１の第１出力ノードＮｃに接続される平滑回路１２の端子は、第１端子と呼ばれる場合がある。整流回路１１の第２出力ノードＮｄに接続される平滑回路１２の端子は、第２端子と呼ばれる場合がある。
平滑回路１２は、整流回路１１により整流された電圧を平滑化する。図１に示される平滑回路１２は、第５コイルＬ５及び第５キャパシタＣ５を含むＬＣフィルタである。平滑回路１２の構成は、これに限定されない。例えば、平滑回路１２は、第５コイルＬ５が省略されていてもよい。
出力電圧検出回路１５は、負荷３０に供給されるスイッチング電源装置１０の出力電圧を検出する。図１では、出力電圧検出回路１５は、第５キャパシタＣ５の両端電圧を出力電圧として検出している。出力電圧検出回路１５は、例えば、誤差増幅回路であってもよい。誤差増幅回路は、例えば、オペアンプとパッシブ素子の組み合わせによって構成されてもよい。出力電圧検出回路１５は、検出結果を制御装置２０に出力する。図１に示される出力電圧検出回路１５は、出力検出回路の一例である。出力検出回路は、これに限定されない。例えば、出力検出回路は、出力電流を検出してもよいし、出力電圧または出力電流と相関のある他の物性値を検出してもよい。
本開示において、ブリッジ回路に入力される電圧を「直流電圧」と呼び、ブリッジ回路から出力される電圧を「第１交流電圧」と呼ぶ場合がある。本開示において、整流回路に入力される電圧を「第２交流電圧」と呼び、整流回路から出力される電圧を「整流電圧」と呼ぶ場合がある。
制御装置２０は、第１スイッチング素子Ｓ１〜第６スイッチング素子Ｓ６のオンオフを制御する。これにより、スイッチング電源装置１０が駆動する。制御装置２０は、出力電圧検出回路１５から供給される検出結果に応じて、第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６の位相を適応的に変化させる。言い換えると、制御装置２０は、スイッチング電源装置１０の出力電圧に応じて、第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６の位相を適応的に変化させる。これにより、スイッチング電源装置１０の出力電圧が安定化する。制御装置２０の構成の詳細は後述する。
図２は、図１のスイッチング電源装置１０の制御方法の一例を模式的に示す。
図２は、第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４にそれぞれ入力される一次側駆動信号Ｓ１〜Ｓ４のタイミングチャートと、第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６に入力される二次側駆動信号Ｓ５、Ｓ６のタイミングチャートを示している。長方形の中に記載されている参照記号は、その長方形が示す期間において、その参照記号の駆動信号の電圧がハイレベルであり、それ以外の駆動信号の電圧がローレベルであることを示している。駆動信号の電圧がハイレベルのとき、スイッチング素子はオン状態となり、駆動信号の電圧がローレベルのとき、スイッチング素子はオフ状態となる。一次側駆動信号は、デッドタイムを除いて、第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３がオンであって第１スイッチング素子Ｓ１及び第４スイッチング素子Ｓ４がオフの状態と、第１スイッチング素子Ｓ１及び第４スイッチング素子Ｓ４がオンであって第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３がオフの状態とを、交互に繰り返させる。二次側駆動信号は、第５スイッチング素子Ｓ５がオンであって第６スイッチング素子Ｓ６がオフの状態と、第６スイッチング素子Ｓ６がオンであって第５スイッチング素子Ｓ５がオフの状態とを、交互に繰り返させる。図２において、αで示される期間は、一次側駆動信号に対する二次側駆動信号の位相遅れを示している。
図２は、第１キャパシタＣ１〜第４キャパシタＣ４にかかるキャパシタ電圧Ｖｃ１〜Ｖｃ４と、トランスＴの一次巻線Ｎ１にかかるトランス電圧Ｖ１と、第１コイルＬ１に流れる共振ポール電流ｉａと、トランスＴの一次巻線Ｎ１を流れるトランス電流ｉ１と、第５スイッチング素子Ｓ５及び第５ダイオードＤ５を流れる二次側電流ｉｓ５（ｉｄ５）と、第６スイッチング素子Ｓ６及び第７ダイオードＤ７を流れる二次側電流ｉｓ６（ｉｄ７）と、第６ダイオードＤ６を流れる二次側電流ｉｄ６と、第８ダイオードＤ８を流れる二次側電流ｉｄ８とを示している。トランスＴの二次巻線Ｎ２にかかるトランス電圧Ｖ２は、大きさを除き、トランス電圧Ｖ１と同様の波形を示す。トランスＴの二次巻線Ｎ２を流れるトランス電流ｉ２は、大きさを除き、トランス電流ｉ１と同様の波形を示す。第２コイルＬ２に流れる共振ポール電流ｉｂは、共振ポール電流ｉａと同様の波形を示す。第１キャパシタＣ１の電圧Ｖｃ１及び第４キャパシタＣ４の電圧Ｖｃ４の推移は太線で描かれており、第２キャパシタＣ２の電圧Ｖｃ２及び第３キャパシタＣ３の電圧Ｖｃ３の推移は細線で描かれている。二次側の第６スイッチング素子Ｓ６及び第７ダイオードＤ７を流れる電流ｉｓ６（ｉｄ７）の推移は太線で描かれており、二次側の第５スイッチング素子Ｓ５及び第５ダイオードＤ５を流れる電流ｉｓ５（ｉｄ５）の推移は細線で描かれている。二次側の第８ダイオードＤ８を流れる電流ｉｄ８の推移は太線で描かれており、二次側の第６ダイオードＤ６を流れる電流ｉｄ６の推移は細線で描かれている。
制御装置２０は、第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４の制御端子に一次側駆動信号を供給し、第５スイッチング素子Ｓ５、第６スイッチング素子Ｓ６の制御端子に二次側駆動信号を供給する。スイッチング素子がＦＥＴまたはＩＧＢＴであるとき、制御端子はゲート端子である。スイッチング素子が、非ゲート型のバイポーラトランジスタであるとき、制御端子はベース端子である。
第１スイッチング素子Ｓ１及び第４スイッチング素子Ｓ４がオン、第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３がオフのとき、トランスＴに順方向電流が流れる。一方、第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３がオン、第１スイッチング素子Ｓ１及び第４スイッチング素子Ｓ４がオフのとき、トランスＴに逆方向電流が流れる。第１スイッチング素子Ｓ１及び第４スイッチング素子Ｓ４は、一次巻線Ｎ１に順方向電流を供給する経路に挿入されている。第１スイッチング素子Ｓ１及び第４スイッチング素子Ｓ４は、一次側の順方向スイッチング素子として作用する。一方、第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３は、一次巻線Ｎ１に逆方向電流を供給する経路に挿入されている。第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３は、一次側の逆方向スイッチング素子として作用する。
一次側駆動信号は、順方向電流が流れる期間と逆方向電流が流れる期間との間に、デッドタイムを有する。デッドタイム中は、第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４が全てオフ状態となる。デッドタイム中に、一次回路内のキャパシタンス成分とインダクタンス成分とが共振し、これにより、次にターンオンされるスイッチング素子に並列接続されているキャパシタが放電される。
制御装置２０は、一次側順方向スイッチング素子および一次側逆方向スイッチング素子を、固定のデューティ比および固定の位相で駆動する。例えば、制御装置２０は、デッドタイムを除き、一次側順方向スイッチング素子および一次側逆方向スイッチング素子をデューティ５０％で相補的に駆動する。図１に示されるスイッチング電源装置１０は、二次側のスイッチング素子で出力電圧が調整される。
トランスＴに順方向電流が流れる期間の少なくとも一部の期間に、二次側の整流回路に順方向電流が流れる。例えば、トランスＴに順方向電流が流れ、かつ、第６スイッチング素子Ｓ６がオンであるとき、二次側の整流回路に順方向電流が流れる。整流回路に順方向電流が流れるとき、第６ダイオードＤ６及び第７ダイオードＤ７が導通、第５ダイオードＤ５及び第８ダイオードＤ８が非導通、第６スイッチング素子Ｓ６がオン、第５スイッチング素子Ｓ５がオフである。
一方、トランスＴに逆方向電流が流れる期間の少なくとも一部の期間に、二次側の整流回路に逆方向電流が流れる。例えば、トランスＴに逆方向電流が流れ、かつ、第５スイッチング素子Ｓ５がオン状であるとき、二次側の整流回路に逆方向電流が流れる。整流回路に逆方向電流が流れるとき、第５ダイオードＤ５及び第８ダイオードＤ８が導通、第６ダイオードＤ６及び第７ダイオードＤ７が非導通、第５スイッチング素子Ｓ５がオン、第６スイッチング素子Ｓ６がオフである。
上述のとおり、第６ダイオードＤ６及び第７ダイオードＤ７は、二次巻線Ｎ２からの順方向電流を導通し、二次巻線Ｎ２からの逆方向電流を遮断する。第５ダイオードＤ５及び第８ダイオードＤ８は、二次巻線Ｎ２からの順方向電流を遮断し、二次巻線Ｎ２からの逆方向電流を導通する。これにより、二次巻線Ｎ２から供給される交流電圧が全波整流される。
第５スイッチング素子Ｓ５は、第５ダイオードＤ５及び第８ダイオードＤ８を含む逆方向電流経路に挿入される。第５スイッチング素子Ｓ５は、二次側の順方向スイッチング素子として作用する。第６スイッチング素子Ｓ６は、第６ダイオードＤ６及び第７ダイオードＤ７を含む順方向電流経路に挿入される。第６スイッチング素子Ｓ６は、二次側の逆方向スイッチング素子として作用する。
制御装置２０は、第５スイッチング素子Ｓ５および第６スイッチング素子Ｓ６を、固定のデューティ比、可変の位相で駆動する。例えば、制御装置２０は、第５スイッチング素子Ｓ５および第６スイッチング素子Ｓ６をデューティ５０％で相補的に駆動し、かつ、スイッチング電源装置１０の出力電圧に応じて位相を適応的に変化させる。すなわち、制御装置２０は、二次側位相シフト制御を行う。
以下、具体的に説明する。制御装置２０は、一次側のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の位相に対する、二次側のスイッチング素子Ｓ５、Ｓ６の位相の遅れ量（図２の位相差α）を変化させる。これにより、スイッチング電源装置１０の出力電圧が安定化される。スイッチング電源装置１０の出力電圧が高くなると、制御装置２０は二次側のスイッチング素子Ｓ５、Ｓ６の位相を遅らせて位相差αを大きくする。これにより、トランスＴから取り出される電力量が少なくなる。反対に、スイッチング電源装置１０の出力電圧が低くなると、制御装置２０は二次側のスイッチング素子Ｓ５、Ｓ６の位相を進ませて位相差αを小さくする。これにより、トランスＴから取り出される電力量が多くなる。位相差αがゼロのとき、トランスＴから最も多くの電力量が取り出される。位相差αが大きくなるほど、取り出される電力量が少なくなる。
図３は、図１に示される電力変換装置１００の、スイッチング電源装置１０の二次側回路および制御装置２０の具体例を示す。
図３において、第５スイッチング素子Ｓ５の基準端子は第５コイルＬ５の入力端子に接続されている。第５スイッチング素子Ｓ５の導通端子は第５ダイオードＤ５のカソード端子に接続されている。第６スイッチング素子Ｓ６の基準端子は第５コイルＬ５の入力端子に接続されている。第６スイッチング素子Ｓ６の導通端子は第６ダイオードＤ６のカソード端子に接続されている。スイッチング素子がＦＥＴのとき、基準端子はソース端子であり、導通端子はドレイン端子である。スイッチング素子がバイポーラトランジスタ、またはＩＧＢＴのとき、基準端子はエミッタ端子であり、導通端子はコレクタ端子である。
制御装置２０はＣＰＵ２１及び駆動装置２２を備える。駆動装置２２は、第１ゲートバッファ２３ａ、第１ハイサイドＤＣ−ＤＣコンバータ２４ａ、第１ローサイドＤＣ−ＤＣコンバータ２５ａ、第１制御ロジック回路２６ａ、第１フォトカプラ２７ａ、第２ゲートバッファ２３ｂ、第２制御ロジック回路２６ｂ及び第２フォトカプラ２７ｂを備える。
第１ハイサイドＤＣ−ＤＣコンバータ２４ａは、第１電源回路の一例である。第１ローサイドＤＣ−ＤＣコンバータ２５ａは、第２電源回路の一例である。第１ゲートバッファ２３ａ、第１制御ロジック回路２６ａ、及び第１フォトカプラ２７ａを含む回路ユニットは、第２駆動回路の一例である。第２ゲートバッファ２３ｂ、第２制御ロジック回路２６ｂ及び第２フォトカプラ２７ｂを含む回路ユニットは、第１駆動回路の一例である。第１駆動回路から第１の二次側スイッチング素子に出力される信号は、第１駆動信号と呼ばれる場合がある。第２駆動回路から第２の二次側スイッチング素子に出力される信号は、第２駆動信号と呼ばれる場合がある。
外部電源からの電力が、ＣＰＵ２１及び駆動装置２２に供給される。外部電源は、例えば、商用電源または蓄電池であってもよい。ＣＰＵ２１は、出力電圧検出回路１５から供給される信号に応じて、第５スイッチング素子Ｓ５の制御信号の制御信号と第６スイッチング素子Ｓ６の制御信号とを生成する。制御信号は、第１制御ロジック回路２６ａおよび第２制御ロジック回路２６ｂにそれぞれ出力される。制御信号は、例えばデジタル信号である。
第１制御ロジック回路２６ａは、入力された制御信号に応じて駆動信号を生成する。第１フォトカプラ２７ａは、第１制御ロジック回路２６ａと第１ゲートバッファ２３ａとが絶縁された状態で、駆動信号を第１制御ロジック回路２６ａから第１ゲートバッファ２３ａに伝送する。第２制御ロジック回路２６ｂは、入力された制御信号に応じて駆動信号を生成する。第２フォトカプラ２７ｂは、第２制御ロジック回路２６ｂと第２ゲートバッファ２３ｂとが絶縁された状態で、駆動信号を第２制御ロジック回路２６ｂから第２ゲートバッファ２３ｂに伝送する。
第１ゲートバッファ２３ａは、入力された駆動信号に応じて第５スイッチング素子Ｓ５を駆動する。第１ゲートバッファ２３ａの出力端子は、電流制限素子（図示せず）を介して、第５スイッチング素子Ｓ５の制御端子に接続される。電流制限素子は、例えばゲート抵抗である。第１ゲートバッファ２３ａは、例えば、ｐチャンネルＭＯＳＦＥＴとｎチャンネルＭＯＳＦＥＴとが直列に接続されたインバータである。
第２ゲートバッファ２３ｂは、入力された駆動信号に応じて第６スイッチング素子Ｓ６を駆動する。第２ゲートバッファ２３ｂの出力端子は、電流制限素子（図示せず）を介して、第６スイッチング素子Ｓ６の制御端子に接続される。電流制限素子は、例えばゲート抵抗である。第２ゲートバッファ２３ｂは、例えば、ｐチャンネルＭＯＳＦＥＴとｎチャンネルＭＯＳＦＥＴとが直列に接続されたインバータである。
第１ハイサイドＤＣ−ＤＣコンバータ２４ａは、外部電源からハイサイド電源電位を生成する。第１ローサイドＤＣ−ＤＣコンバータ２５ａは、外部電源からローサイド電源電位を生成する。第１ハイサイドＤＣ−ＤＣコンバータ２４ａ及び第１ローサイドＤＣ−ＤＣコンバータ２５ａは、例えば、降圧チョッパであってもよい。例えば、第１ゲートバッファ２３ａがインバータであるとき、ハイサイド電源電位はｐチャンネルＭＯＳＦＥＴのソース端子に印加され、ローサイド電源電位はｎチャンネルＭＯＳＦＥＴのソース端子に印加される。
第１ハイサイドＤＣ−ＤＣコンバータ２４ａは、例えば、第５スイッチング素子Ｓ５の基準電位に対して＋１５Ｖの制御電位を生成する。第１ローサイドＤＣ−ＤＣコンバータ２５ａは、例えば、第５スイッチング素子Ｓ５の基準電位に対して−５Ｖの制御電位を生成する。この場合、２０Ｖの電源電圧で第１ゲートバッファ２３ａ及び第２ゲートバッファ２３ｂが制御される。ただし、電源電圧、基準電位及び制御電位の値は、これに限定されない。それらは、第５スイッチング素子Ｓ５の種別や仕様により適宜設定されうる。なお、基準電位とは、ソース電位またはエミッタ電位である。制御電位は、ゲート電位である。
第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６は、図１及び図３に示されるように第１出力ノードＮｃに共通して接続されている。そのため、第５スイッチング素子Ｓ５の基準電位と第６スイッチング素子Ｓ６の基準電位が共通である。したがって、第１ゲートバッファ２３ａのハイサイド電源電位と第２ゲートバッファ２３ｂのハイサイド電源電位とは共通化される。同様に、第１ゲートバッファ２３ａのローサイド電源電位と第２ゲートバッファ２３ｂのローサイド電源電位とは共通化される。すなわち、第１ハイサイドＤＣ−ＤＣコンバータ２４ａは、ハイサイド電源電位を、第１ゲートバッファ２３ａ及び第２ゲートバッファ２３ｂに供給する。同様に、第１ローサイドＤＣ−ＤＣコンバータ２５ａは、ローサイド電源電位を、第１ゲートバッファ２３ａ及び第２ゲートバッファ２３ｂに供給する。
図４は、スイッチング電源装置１０の二次側回路および制御装置２０の比較例を示す。図３に示される整流回路１１と比較例に係る整流回路１１とを比較すると、第６スイッチング素子Ｓ６の位置が異なる。そのため、比較例において、第５スイッチング素子Ｓ５の基準電位と第６スイッチング素子Ｓ６の基準電位とは、異なっている。この場合、第１ゲートバッファ２３ａに供給される電源電位と、第２ゲートバッファ２３ｂに供給される電源電位とが異なる。したがって、図４に示されるように、第１ハイサイドＤＣ−ＤＣコンバータ２４ａ及び第１ローサイドＤＣ−ＤＣコンバータ２５ａとは別に、第２ハイサイドＤＣ−ＤＣコンバータ２４ｂ及び第２ローサイドＤＣ−ＤＣコンバータ２５ｂを設ける必要がある。その結果、比較例に係る駆動装置２２は、回路規模の増大、及びコストの増大をもたらす。
一方、実施の形態１によれば、第１ゲートバッファ２３ａ及び第２ゲートバッファ２３ｂの電源電位を生成する電源回路が共通化されうる。これにより、駆動装置２２の部品点数が削減され、コストが削減されうる。また電力変換装置１００全体の回路規模が削減されうる。
なお、第５スイッチング素子Ｓ５は、第６ダイオードＤ６のアノード端子と第２出力ノードＮｄとの間に接続され、かつ、第６スイッチング素子Ｓ６は、第８ダイオードＤ８のアノード端子と第２出力ノードＮｄとの間に接続されてもよい。これにより、第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６が第２出力ノードＮｄに共通して接続される。すなわち、第５スイッチング素子Ｓ５の基準電位と第６スイッチング素子Ｓ６の基準電位が共通化される。この場合、例えば、第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子は、ソース端子からドレイン端子へ向かう方向を順方向とする寄生ダイオードを含まない構造を有する。例えば、第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子は、オフ時にソース端子からドレイン端子（またはコレクタ端子）に流れる電流を遮断する構造を有する。
（実施の形態２）
図５は、実施の形態２に係る電力変換装置１００のうち、スイッチング電源装置１０の二次側回路および制御装置２０の具体例を示す。実施の形態２に係る電力変換装置１００は、実施の形態１に係る電力変換装置１００に第９ダイオードＤ９が追加されている。第９ダイオードＤ９のアノード端子は平滑回路１２の低電位側入力端子に接続され、第９ダイオードＤ９のカソード端子は平滑回路１２の高電位側入力端子に接続される。第９ダイオードＤ９は、整流回路１１を流れる電流をバイパスする還流経路を形成している。
図３に示される実施の形態１に係る電力変換装置１００が、図２に示される制御方法を駆動される場合について考える。以下、二次側回路だけで閉じた経路で電流が流れる期間を、単独の還流期間と呼ぶことがある。そのような経路は、例えば、トランスＴの二次巻線Ｎ２を通過しない経路に相当する。図２に示した制御方法において、第５スイッチング素子Ｓ５と第６スイッチング素子Ｓ６は相補的にオンオフされている。したがって、第５スイッチング素子Ｓ５と第６スイッチング素子Ｓ６のいずれか一方はオン状態である。そのため、第１出力ノードＮｃと第２出力ノードＮｄ間において、第６ダイオードＤ６、第５ダイオードＤ５、及び第５スイッチング素子Ｓ５を通る電流経路と、第８ダイオードＤ８、第７ダイオードＤ７、及び第６スイッチング素子Ｓ６を通る電流経路とのいずれか一方が導通状態になっている。そのため、単独の還流期間において、これらの電流経路に還流電流が流れうる。
還流電流がスイッチング素子を通過するとき、導通損失が発生する。例えば、負荷３０が大電流用の負荷である場合、大きな還流電流が流れることによって、第５スイッチング素子Ｓ５又は第６スイッチング素子Ｓ６の損失が大きくなる。例えば、第５ダイオードＤ５〜第８ダイオードＤ８の順方向降下電圧Ｖｆが０．５Ｖ、第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６の飽和電圧Ｖｃｅ（ｓａｔ）が１．０Ｖ、還流電流が１．０Ａの例を考える。図４に示される比較例において、還流電流が第８ダイオードＤ８及び第７ダイオードＤ７を通る電流経路を流れる場合、１．０Ｗの損失が生じる。一方、図３に示されるように、還流電流が２つのダイオードと１つのスイッチング素子とを通る電流経路を流れる場合、２．０Ｗの損失が生じる。このように、電流が大きくなるほど損失が大きくなる。
これに対して、本実施の形態２に係る電力変換装置１００は、整流回路１１と並列に接続され、第９ダイオードＤ９を含む電流経路を有する。そのため、例えば、第９ダイオードＤ９の順方向降下電圧Ｖｆが０．４Ｖであるとき、第９ダイオードＤ９を流れる還流電流の損失は、０．４Ｗとなる。したがって、実施の形態２に係る電力変換装置１００は、実施の形態１に係る電力変換装置１００に比べて、損失を大幅に低減できる。
複数の電流経路が並列に存在する場合、電流は順方向降下電圧Ｖｆが低い経路に優先的に流れる。そのため、第９ダイオードＤ９の順方向降下電圧Ｖｆを小さく設計することにより、還流電流は第９ダイオードＤ９を流れる。
以上説明したように、実施の形態２によれば、第９ダイオードＤ９が配置されることにより、単独の還流期間における導通損失を低減できる。
なお、実施の形態２に係る電力変換装置１００は、第９ダイオードＤ９を備えるため、実施の形態１に係る電力変換装置１００よりも回路規模が大きくなりうる。しかし、第９ダイオードＤ９の追加による回路規模の増大効果は、電源回路の共用による回路規模の低減効果よりも小さい。
なお、第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６をスイッチングする駆動信号は、デッドタイムを有してもよい。この場合、第９ダイオードＤ９が存在することにより、デッドタイム中に単独の還流期間が確保される。
（応用例）
以上に説明した実施の形態１および実施の形態２に係る電力変換装置１００は、様々な用途に使用されうる。電力変換装置１００は、例えば、蓄電システム、車両、充電器、またはデータセンタの電源装置など、高効率な電力変換、及び絶縁が要求される用途にも使用される。
図６は、実施の形態１及び/又は実施の形態２に係る電力変換装置１００を含む蓄電システム４００の構成例を示す。図６に示される蓄電システム４００は、太陽電池２００ａ、蓄電池２００ｂ、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ａ、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ｂ、インバータ３００ａを備える。蓄電池２００ｂは、据置型の蓄電池であってもよいし、可搬性の蓄電池（例えば、車載電池）であってもよい。太陽電池２００ａにより発電された直流電力は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ａによって所定電圧を有する直流電力に変換される。この直流電力は、インバータ３００ａによって交流電力に変換され、系統５００に出力される。あるいは、この直流電力は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ｂによって蓄電用電圧を有する直流電力に変換され、蓄電池２００ｂに蓄積される。ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ａ及びＤＣ−ＤＣコンバータ１００ｂの少なくとも一方は、実施の形態１又は実施の形態２に係る電力変換装置１００を含む。
なお、蓄電池２００ｂ及びＤＣ−ＤＣコンバータ１００ｂは省略されてもよい。この場合、蓄電機能のない太陽光発電システムとなる。太陽電池２００ａ及びＤＣ−ＤＣコンバータ１００ａは省略されてもよい。この場合、発電機能のない蓄電システムとなる。
図７は、実施の形態１及び/又は実施の形態２に係る電力変換装置１００を含む車両７００の構成例を示す。図７に示される車両７００は、例えば、走行用のモータ６００を搭載するハイブリッドカー（ＨＶ）、プラグインハイブリッドカー（ＰＨＶ）または電気自動車（ＥＶ）である。モータ６００は、自走可能な高出力モータであってもよいし、マイルドハイブリッドカーに搭載される走行アシストモータであってもよい。モータ６００は、典型的には、交流同期モータである。
図７に示す車両７００は、走行用電池２００ｃ、補機電池２００ｄ、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ｃ、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１５０、インバータ３００ｂ、モータ６００を備える。走行用電池２００ｃは、例えば、リチウムイオン電池、ニッケル水素電池などの蓄電池であってもよい。力行時、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１５０は、走行用電池２００ｃから供給される直流電力を所定電圧を有する直流電力に変換し、インバータ３００ｂに出力する。インバータ３００ｂは、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１５０から供給される直流電力を交流電力に変換し、モータ６００に供給する。回生時、インバータ３００ｂは、減速エネルギーに基づいて発電された交流電力を直流電力に変換して、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１５０に出力する。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１５０は、インバータ３００ｂから供給される直流電力を、電池電圧の直流電力に変換して、走行用電池２００ｃに充電する。
補機電池２００ｄは、例えば、１２Ｖ出力の鉛電池である。マイルドハイブリッドカーにおいて、走行用電池２００ｃは、例えば、４８Ｖ出力に設計される。補機電池２００ｄが接続される１２Ｖ系統は、走行用電池２００ｃが接続される４８Ｖ系統と、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ｃを介して接続される。ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ｃは、補機電池２００ｄの電圧を、走行用電池２００ｃの電圧まで昇圧する。この構成により、走行用電池２００ｃの容量が不足したときに、補機電池２００ｄの電力がモータ６００に給電されうる。ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ｃは、実施の形態１及び/又は実施の形態２に係る電力変換装置１００を含む。
図８は、実施の形態１及び/又は実施の形態２に係る電力変換装置１００を含む充電器８００の構成例を示す。図８に示す車両７００は、図７に示す車両にプラグイン充電機能が追加されている。充電器８００は、整流回路８１０、ＰＦＣ回路８２０、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ｄを備える。整流回路８１０は、系統５００から供給される交流電圧を整流する。ＰＦＣ回路８２０は、整流された電力の力率を改善する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ｄは、ＰＦＣ回路８２０からの入力電圧を充電電圧に変換する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１００ｄは、実施の形態１及び/又は実施の形態２に係る電力変換装置１００を含む。充電器８００は図８に示されるように車両外に設置される充電器（例えば急速充電器）であってもよいし、車両７００内に搭載される車載充電器であってもよい。
以上説明されたように、実施の形態１及び/又は実施の形態２に係る電力変換装置１００は、蓄電システム４００内、車両７００内、又は充電器８００内のＤＣ−ＤＣコンバータに応用されうる。これにより、低損失で小型の電源系が構築されうる。
以上、種々の実施の形態を例示的に説明した。本開示が、上記の実施の形態だけでなく、それらの各構成要素を組み合わせた形態、各制御ステップを組み合わせた形態、およびそれらの変形例をも含むことは当業者に理解されるところである。
例えば、スイッチング電源装置１０の一次側のインバータは、フルブリッジ型ではなくハーフブリッジ型であってもよい。スイッチング電源装置１０の出力は、第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６の位相をシフトさせることによってではなく、第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６のデューティ比を変化させることによって、調整されてもよい。
第１コイルＬ１及び第２コイルＬ２は、一次巻線Ｎ１の漏れインダクタンスであってもよい。第１キャパシタＣ１〜第４キャパシタＣ４は、スナバキャパシタではなく、第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４のそれぞれの寄生容量であってもよい。第１ダイオードＤ１〜第４ダイオードＤ４は、第１スイッチング素子Ｓ１〜第４スイッチング素子Ｓ４のそれぞれの寄生ダイオードであってもよい。
本開示は、蓄電システム、車両などで使用されるＤＣ−ＤＣコンバータに利用可能である。
１００ 電力変換装置
１０ スイッチング電源装置
２０ 制御装置
Ｓ１ 第１スイッチング素子
Ｓ２ 第２スイッチング素子
Ｓ３ 第３スイッチング素子
Ｓ４ 第４スイッチング素子
Ｓ５ 第５スイッチング素子
Ｓ６ 第６スイッチング素子
Ｃ１ 第１キャパシタ
Ｃ２ 第２キャパシタ
Ｃ３ 第３キャパシタ
Ｃ４ 第４キャパシタ
Ｃ５ 第５キャパシタ
Ｃ６ 第６キャパシタ
Ｃ７ 第７キャパシタ
Ｄ１ 第１ダイオード
Ｄ２ 第２ダイオード
Ｄ３ 第３ダイオード
Ｄ４ 第４ダイオード
Ｄ５ 第５ダイオード
Ｄ６ 第６ダイオード
Ｄ７ 第７ダイオード
Ｄ８ 第８ダイオード
Ｄ９ 第９ダイオード
Ｌ１ 第１コイル
Ｌ２ 第２コイル
Ｌ３ 第３コイル
Ｌ４ 第４コイル
Ｌ５ 第５コイル
Ｔ トランス
Ｎ１ 一次巻線
Ｎ２ 二次巻線
Ｅ 直流電源
１１ 整流回路
１２ 平滑回路
１５ 出力電圧検出回路
２１ ＣＰＵ
２２ 駆動装置
２３ａ 第１ゲートバッファ
２３ｂ 第２ゲートバッファ
２４ａ 第１ハイサイドＤＣ−ＤＣコンバータ
２４ｂ 第２ハイサイドＤＣ−ＤＣコンバータ
２５ａ 第１ローサイドＤＣ−ＤＣコンバータ
２５ｂ 第２ローサイドＤＣ−ＤＣコンバータ
２６ａ 第１制御ロジック回路
２６ｂ 第２制御ロジック回路
２７ａ 第１フォトカプラ
２７ｂ 第２フォトカプラ
３０ 負荷
１００ａ，１００ｂ，１００ｃ，１００ｄ ＤＣ−ＤＣコンバータ
１５０ 双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ
２００ａ 太陽電池
２００ｂ 蓄電池
２００ｃ 走行用電池
２００ｄ 補機電池
３００ａ，３００ｂ インバータ
４００ 蓄電システム
５００ 系統
６００ モータ
７００ 車両
８００ 充電器
８１０ 整流回路
８２０ ＰＦＣ回路

Claims (7)

  1. 直流電圧を第１交流電圧に変換するブリッジ回路と、
    前記ブリッジ回路に接続される一次巻線と、前記一次巻線と電磁結合される二次巻線とを含み、前記第１交流電圧を第２交流電圧に変換するトランスと、
    前記二次巻線に接続され、前記第２交流電圧を整流して整流電圧を生成する整流回路と、
    前記整流回路に接続され、前記整流電圧を平滑化する平滑回路と、
    を備え、
    前記整流回路は、
    前記二次巻線の一端と前記平滑回路の第１端子との間に延びる第１電流経路に配置され、前記二次巻線の一端から前記平滑回路の第１端子へ流れる電流を通過させる第１の二次側ダイオードと、
    前記二次巻線の他端と前記平滑回路の第１端子との間に延びる第２電流経路に配置され、前記二次巻線の他端から前記平滑回路の第１端子へ流れる電流を通過させる第２の二次側ダイオードと、
    前記二次巻線の一端と前記平滑回路の第２端子との間に延びる第３電流経路に配置され、前記平滑回路の第２端子から前記二次巻線の一端へ流れる電流を通過させる第３の二次側ダイオードと、
    前記二次巻線の他端と前記平滑回路の第２端子との間に延びる第４電流経路に配置され、前記平滑回路の第２端子から前記二次巻線の他端へ流れる電流を通過させる第４の二次側ダイオードと、
    前記第１電流経路に配置され、前記二次巻線の一端から前記平滑回路の第１端子へ流れる電流の導通を切り替える第１の二次側スイッチング素子と、
    前記第２電流経路に配置され、前記二次巻線の他端から前記平滑回路の第１端子へ流れる電流の導通を切り替える第２の二次側スイッチング素子と、を含み、
    前記第１の二次側スイッチング素子と前記第２の二次側スイッチング素子とは、前記第１電流経路と前記第２電流経路とが接続される第１ノードに共通して接続される、
    スイッチング電源装置。
  2. 前記第１ノードの電位は、前記第３電流経路と前記第４電流経路とが接続される第２ノードの電位よりも高い、
    請求項１に記載のスイッチング電源装置。
  3. 前記第１ノードと前記第２ノードとの間に接続され、前記第２ノードから前記第１ノードへ流れる電流を通過させる第５の二次側ダイオードを、さらに備える
    請求項２に記載のスイッチング電源装置。
  4. 請求項１から３のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置と、
    前記スイッチング電源装置を制御する制御装置と、を備える、
    電力変換装置。
  5. 前記スイッチング電源装置の出力を検出し、検出結果を前記制御装置に出力する出力検出回路をさらに備える、
    請求項４に記載の電力変換装置。
  6. 前記ブリッジ回路は、複数の一次側スイッチング素子を含み、
    前記制御装置は、固定のデューティ比と固定の位相とを有する一次側駆動信号を出力して、前記複数の一次側スイッチング素子を制御し、かつ、固定のデューティ比と前記出力検出回路に応じて設定される位相とを有する二次側駆動信号を出力して、前記第１の二次側スイッチング素子と前記第２の二次側スイッチング素子とを制御する、
    請求項５に記載の電力変換装置。
  7. 前記制御装置は、
    前記第１の二次側スイッチング素子を制御する第１駆動信号を生成する第１駆動回路と、
    前記第２の二次側スイッチング素子を制御する第２駆動信号を生成する第２駆動回路と、
    前記第１駆動回路及び前記第２駆動回路に第１電源電位を与える第１電源回路と、
    前記第１駆動回路及び前記第２駆動回路に前記第１電源電位よりも低い第２電源電位を与える第２電源回路と、を含む、
    請求項４から６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
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