JP6159271B2 - 電力変換装置および電力変換装置の制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置および電力変換装置の制御方法に関する。

近年、太陽光発電装置や風力発電装置等の自然エネルギーを利用した分散電源の導入が進んでいる。自然エネルギーを利用した分散電源は、自然エネルギーにより発電された電力を、自励式電力変換器により系統周波数に変換し電力系統に送電する。一般に、このような分散電源の出力電力は気候により変動し、連系する電力系統の安定度を損なうおそれがある。このような事情により、電力系統の安定化を目的とし、蓄電池に代表される蓄電手段と自励式電力変換器を備える蓄電システムの導入が小規模系統を中心に進んでいる。

自然エネルギーを利用した分散電源や蓄電システムが電力系統に接続されている状態で、事故検出や系統切り替えにより電力系統の遮断器が開放された場合、遮断器の下位系統に接続されている分散電源や蓄電システムの発電電力と、その下位系統に接続されている負荷の消費電力が一致すると、下位系統の電圧が長時間維持される可能性がある。この需給バランスが取れた状態を単独運転状態と呼ぶ。

単独運転状態が発生すると、電力系統の保守の妨げになる。そのため、国内では系統連系技術要件ガイドライン、海外ではＩＥＣ６２１１６などにより、分散電源用の自励式電力変換器や蓄電システム用電力変換器が、単独運転を検出する機能を備えること、および単独運転検出後に速やかに系統から解列する機能を備えること、が定められている。特に日本国内の系統連系規定では、低圧系統に連系する分散電源に対しては、単独運転発生後０．１ｓ以内に単独運転を検出し、運転を停止することが定められており、高速な単独運転検出が必要である。

単独運転検出方法として、周波数の変化率をトリガとして無効電力を発生させることにより単独運転を検出する方法が、特許文献１で開示されている。

他の単独運転検出手法として、連系点電圧の位相跳躍を検出する手法や、高調波注入による系統インピーダンスの変化を検出する手法が知られている。

特開２０１３−０９９２３０号公報

しかし、負荷が消費する電力と自励式電力変換器の出力する電力が完全に一致した場合、位相跳躍により単独運転を検出することは不可能である。また、ＩＥＣ６２１１６に記載されているように大容量のコンデンサを備えるＲ−Ｌ−Ｃ並列回路を負荷として単独運転検出機能を試験する場合、高調波注入を用いる手法では、コンデンサによる高調波成分の吸収により単独運転の検出が困難である。

上記課題を解決するために、本発明の一態様である電力変換装置は、直流を交流に変換して電力系統へ出力するインバータと、インバータへ入力される直流電圧を検出する直流電圧検出部と、インバータからの出力電流を検出する出力電流検出部と、インバータおよび電力系統の間の連系点における連系点電圧を検出する連系点電圧検出部と、連系点電圧に基づいて連系点電圧位相を算出する位相算出部と、直流電圧に基づいて、インバータに出力させる有効電流を示す有効電流指令値を算出する有効電流指令値算出部と、連系点電圧および出力電流に基づいて、インバータに出力させる無効電流を示す無効電流指令値を算出する無効電流指令値算出部と、出力電流、連系点電圧位相、有効電流指令値、および無効電流指令値に基づいてインバータを制御することにより、インバータの出力電圧の位相を予め定められた時間間隔毎に変化させる制御部と、連系点電圧位相の変化に基づいて、電力変換装置の単独運転状態を検出する単独運転検出部と、を備える。

本発明の一態様によれば、電力変換装置の出力電力と負荷の消費電力が一致する場合や、負荷がコンデンサを含む場合であっても、単独運転状態を検出することができる。

実施例１の電力変換装置の構成を示す。 負荷２００の構成を示す。 電力変換装置１の主回路の構成を示す。 実施例１の制御器１００の構成を示す。 位相算出器１００４の構成を示す。 単独運転検出器１００５の構成を示す。 インバータ１０の出力電圧ベクトルの一例を示す。 単独運転検出の動作を示すタイムチャートである。 第一変形例の電力変換装置の構成を示す。 第二変形例の電力変換装置の構成を示す。 実施例２の電力変換装置２の構成を示す。 実施例２の制御器１００の構成を示す。 上下限リミッタ１０７７の入出力特性を示す。

以下、本発明の実施例について図面を用いて説明する。

本実施例では、太陽光発電のための電力変換装置１について説明する。

図１は、実施例１の電力変換装置の構成を示す。

電力変換装置１の直流回路には、太陽光パネル３０が接続されている、電力変換装置１は、太陽光パネル３０により発電された直流電力を電力系統３００の系統周波数を有する交流電力に変換し、その交流電力を電力系統３００および負荷２００に供給する。電力変換装置１において電力系統３００側の接続点を連系点（系統連系点）と呼ぶ。

電力系統３００には、電力変換装置１と負荷２００が遮断器４００を介して並列接続される。遮断器４００は、系統事故検出時および系統メンテナンスのため電力系統３００の運営者により開閉される。

電力変換装置１は、太陽光パネル３０に接続されている直流回路電圧の検出用の直流電圧センサ７１ＰＴ、インバータ１０、インバータ１０出力の高調波を除去する高調波フィルタ２０、インバータ１０と連系点の間を開閉するコンタクタ４０、電力変換装置１の出力電流の検出用の出力電流センサ７２ＣＴｕ、７２ＣＴｗ、連系点電圧を検出するための連系点電圧センサ７０ＰＴｕｖ、７０ＰＴｖｗ、検出された電流および電圧を基にインバータ１０のゲート信号ＧａｔｅＵＰ〜ＷＮ（ＧａｔｅＵＰ、ＧａｔｅＶＰ、ＧａｔｅＷＰ、ＧａｔｅＵＮ、ＧａｔｅＶＮ、ＧａｔｅＷＮ）、およびコンタクタ４０のＯＮ／ＯＦＦを制御するコンタクタ制御信号ＣＴＴｃｔｌを算出する制御器１００を含む。

インバータ１０において、直流回路端子Ｐ、Ｎには太陽光パネル３０が接続され、交流端子Ｕ、Ｖ、Ｗには高調波フィルタ２０が接続されている。インバータ１０は、太陽光パネル３０から出力される直流電力を三相交流電力へ変換して出力する。高調波フィルタ２０は、インバータ１０から出力されるパルス波形を平滑化して基本波成分を通過させることにより、インバータ１０から電力系統３００に流出する高調波を低減する。

図２は、負荷２００の構成を示す。

電力変換装置１の連系点には、負荷２００が並列接続される。負荷２００は、抵抗、リアクトル、およびコンデンサの並列回路によりその電気特性が示されるものである。

図３は、電力変換装置１の主回路の構成を示す。

この図は、電力変換装置１のうち、直流電圧センサ７１ＰＴ、インバータ１０、高調波フィルタ２０、出力電流センサ７２ＣＴｕ、７２ＣＴｗ、コンタクタ４０、および連系点電圧センサ７０ＰＴｕｖ、７０ＰＴｖｗを含む。

インバータ１０は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などの自己消弧形半導体スイッチングデバイスとダイオードとが逆並列接続されているＩＧＢＴモジュール１０ｋ、１０ｌ、１０ｐ、１０ｍ、１０ｎ、１０ｏ、１０ｐ、および直流コンデンサ１０Ｃを含む。高調波フィルタ２０は、２つの三相リアクトル２０Ｌ１、２０Ｌ２と三相コンデンサ２０Ｃを含む。電流センサ７２ＣＴｕ、７２ＣＴｗは、高調波フィルタ２０の出力電流のＵ相電流とＷ相電流をそれぞれ検出する。連系点電圧センサ７０ＰＴｕｖ、７０ＰＴｖｗは、連系点におけるＵ相およびＶ相の線間電圧ｖｓｕｖ、Ｖ相およびＷ相の線間電圧ｖｓｖｗをそれぞれ測定する。

図４は、実施例１の制御器１００の構成を示す。

連系点電圧センサ７０ＰＴｕｖ、７０ＰＴｖｗによりそれぞれ検出される連系点の線間電圧ｖｓｕｖ、ｖｓｖｗが、制御器１００へ入力される。出力電流センサ７２ＣＴｕ、７２ＣＴｗによりそれぞれ検出される出力電流検出値ｉｓｕ、ｉｓｗが、制御器１００へ入力される。直流電圧センサ７１ＰＴにより検出される直流電圧検出値ｖｄｃが、制御器１００へ入力される。制御器１００は、入力される電圧および電流に基づいて、後述するように電圧指令値とインバータ出力電圧の瞬時平均値が一致させることを目標として、ＩＧＢＴモジュール１０ｋ、１０ｌ、１０ｐ、１０ｍ、１０ｎ、１０ｏ、１０ｐのゲート信号ＧａｔｅＵＰ、ＧａｔｅＶＰ、ＧａｔｅＷＰ、ＧａｔｅＵＮ、ＧａｔｅＶＮ、ＧａｔｅＷＮをそれぞれ算出する。制御器１００は更に、入力される電圧および電流に基づいて、コンタクタ制御信号ＣＴＴｃｔｌを算出する。

制御器１００は、連系点電圧位相検出部１００ａ、直流電圧制御部１００ｂ、無効電力制御部１００ｃ、電流制御部１００ｄ、および単独運転制御部１００ｅを含む。

まず、連系点電圧位相検出部１００ａについて説明する。

連系点電圧位相検出部１００ａは、連系点電圧の位相である連系点電圧位相を検出する。連系点電圧位相検出部１００ａは、相電圧算出器１００１、α−β変換器１００２、ｄ−ｑ変換器１００３、位相算出器１００４、ｃｏｓテーブル１００６、およびｓｉｎテーブル１００７を含む。

相電圧算出器１００１は、零相成分の相電圧をゼロとし、数式１に従い線間電圧ｖｓｕｖ、ｖｓｖｗに基づいて相電圧ｖｓｕ、ｖｓｖ、ｖｓｗを算出する。

α−β変換器１００２は、数式２に従い、相電圧ｖｓｕ、ｖｓｖ、ｖｓｗをα−β変換することにより、固定座標系における連系点電圧のα成分であるｖｓ＿ａｌｐとβ成分であるｖｓ＿ｂｅｔを算出する。

ｄ−ｑ変換器１００３は、後述するｃｏｓテーブル出力値ｃｏｓ、およびｓｉｎテーブル出力値ｓｉｎに基づいて、数式３に従い、ｖｓ＿ａｌｐ、ｖｓ＿ｂｅｔをｄ−ｑ変換することにより、回転座標系における連系点電圧のｄ成分ｖｓｄ、ｑ成分ｖｓｑを算出する。

位相算出器１００４は、連系点電圧のｑ成分ｖｓｑに基づいて連系点電圧位相ｔｈｅｔａおよび角周波数ｏｍｅｇａを算出する。

図５は、位相算出器１００４の構成を示す。

位相算出器１００４は、ＰＩ制御器１００４１、加算器１００４２、および時間積分器１００４３を含む。

ＰＩ制御器１００４１は、ｖｓｑに基づいて補正角周波数であるｄｅｌ＿ｏｍｅｇを算出する。

加算器１００４２は、補正角周波数ｄｅｌ＿ｏｍｅｇと定格角周波数Ｏｍｅｇ０を加算し、その和であるｏｍｅｇａを時間積分器１００４３に出力する。

時間積分器１００４３は、角周波数ｏｍｅｇａを時間積分することにより、連系点電圧位相ｔｈｅｔａを算出する。

制御器１００により算出される連系点電圧位相ｔｈｅｔａと連系点電圧の位相が一致している場合、連系点電圧のｑ成分ｖｓｑは０となる。一方、連系点電圧位相ｔｈｅｔａと連系点電圧位相が一致しない場合、連系点電圧のｑ成分ｖｓｑは非零となる。そのため、以上の位相算出器１００４の構成により連系点電圧位相を検出することが可能となる。

連系点電圧位相ｔｈｅｔａは、ｃｏｓテーブル１００６およびｓｉｎテーブル１００７に入力される。ｃｏｓテーブル１００６およびｓｉｎテーブル１００７は、連系点電圧位相ｔｈｅｔａに対応したｃｏｓ、およびｓｉｎを算出する。前述のｄ−ｑ変換器１００３は、算出されたｃｏｓ、ｓｉｎを用いて連系点電圧α成分ｖｓ＿ａｌｐ、β成分ｖｓ＿ｂｅｔをｄ−ｑ変換する。

位相算出器１００４から出力される角周波数ｏｍｅｇａは、単独運転検出部１００ｅの単独運転検出器１００５に出力される。連系点電圧のｄ成分ｖｓｄおよびｑ成分ｖｓｑは、無効電力制御部１００ｃの無効電力算出器１０７０に出力される。

次に、直流電圧制御部１００ｂについて説明する。

直流電圧制御部１００ｂは、太陽光パネル３０からの電力量を調節するために直流電圧を制御する。直流電圧制御部１００ｂは、減算器１０５０および直流電圧制御器１０５１を含む。

減算器１０５０は、直流電圧センサ７１ＰＴにより検出される直流電圧検出値ｖｄｃから電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆを減ずることにより差を算出し、その差を直流電圧制御器１０５１に出力する。直流電圧制御器１０５１は、ＰＩ制御器により構成されており、減算器１０５０で算出された直流電圧指令値と直流電圧検出値の差に対してＰＩ演算を施し、その結果を有効電流指令値として減算器１０１３に出力する。

次に、無効電力制御部１００ｃについて説明する。

無効電力制御部１００ｃは、無効電力を目標値の無効電力指令値に追従させるための無効電流指令値を算出する。無効電力制御部１００ｃは、無効電力算出器１０７０、減算器１０７１、無効電力制御器１０７２、無効電流補正信号算出器１０７３、および加算器１０７４を含む。

無効電力算出器１０７０は、数式４に従い、連系点電圧ｖｓｄ、ｖｓｑ、および後述する出力電流の有効電流ｉｓｄ、無効電流ｉｓｑに基づいて、電力変換装置１の電力系統３００側に出力する無効電力を算出し、その結果を無効電力算出値Ｑｆｂとして減算器１０７１に出力する。

減算器１０７１は、所定の無効電力指令値Ｑｒｅｆと無効電力算出器１０７０から出力されたＱｆｂとの差を算出し、その差を無効電力制御器１０７２に出力する。

無効電力制御器１０７２は、ＰＩ制御器により構成され、減算器１０７１の出力に対しＰＩ制御演算を施し、電力変換装置１の無効電流指令値ｉｑｒｅｆを算出する。これにより、電力変換装置１からの無効電力を目標値に近づけることができる。

加算器１０７４は、無効電流指令値ｉｑｒｅｆと、後述する無効電流補正信号算出器１０７３から出力される無効電流補正信号ｄｅｌ＿ｉｑｒｅｆとの和を算出し、その和を新たな無効電流指令値ｉｑｒｅｆ２として電流制御部１００ｄの減算器１０１４に出力する。

次に、電流制御部１００ｄについて説明する。

電流制御部１００ｄは、有効電流指令値および無効電流指令値に基づいて、出力電圧を補正する。電流制御部１００ｄは、減算器１０１０、α−β変換器１０１１、ｄ−ｑ変換器１０１２、減算器１０１３、減算器１０１４、ｄ軸電流制御器１０１５、ｑ軸電流制御器１０１６、加算器１０１７、逆ｄ−ｑ変換器１０１８、２相−３相変換器１０１９、搬送波算出器１０２０、およびＰＷＭ（Pulse Width Modulation）演算器１０２１を含む。

まず、出力電流のｄ成分ｉｓｄ、ｑ成分ｉｓｑの算出方法について説明する。

減算器１０１０は、出力電流センサ７２ＣＴｕ、７２ＣＴｗによりそれぞれ検出される出力電流のｕ相成分ｉｓｕ、ｗ相成分ｉｓｗから、ｖ相成分ｉｓｖを算出する。α−β変換器１０１１は、出力電流のｕ相成分ｉｓｕ、ｖ相成分ｉｓｖ、ｗ相成分ｉｓｗをα−β変換することにより、α成分ｉｓ＿ａｌｐ、およびβ成分ｉｓ＿ｂｅｔを算出する。なお、このα−β変換は数式２と等しいものであるため、重複説明を省略する。

ｄ−ｑ変換器１０１２は、ｃｏｓテーブル１００６から出力されるｃｏｓと、ｓｉｎテーブル１００７から出力されるｓｉｎとを用いて、交流出力電流のα成分ｉｓ＿ａｌｐ、β成分ｉｓ＿ｂｅｔを、ｄ−ｑ変換することにより、出力電流のｄ成分ｉｓｄおよびｑ成分ｉｓｑを算出する。なお、このｄ−ｑ変換は数式３と等しいものであるため、重複説明を省略する。出力電流のｄ成分ｉｓｄは減算器１０１３に出力され、出力電流のｑ成分ｉｓｑは減算器１０１４に出力される。

減算器１０１３は、直流電圧制御器１０５１から出力される有効電流指令値から、出力電流のｄ成分ｉｓｄを減ずることにより偏差を算出し、その偏差をｄ軸電流制御器１０１５に出力する。減算器１０１４は、加算器１０７４から出力される無効電流指令値ｉｑｒｅｆ２から、出力電流のｑ成分ｉｓｑを減ずることにより偏差を算出し、その偏差をｑ軸電流制御器１０１６に出力する。

ｄ軸電流制御器１０１５、およびｑ軸電流制御器１０１６は、ＰＩ制御器で構成され、入力される偏差にＰＩ制御演算を施し、偏差を低減するためのインバータ１０のｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値を算出する。

加算器１０１７は、予め設定された固定値であるＶｄ０とｄ軸電流制御器１０１５から出力されるｄ軸電圧指令値を加算することにより、新たなｄ軸電圧指令値ｖｄｒｅｆを算出する。Ｖｄ０は、連系点電圧の振幅が定格である場合に、インバータ１０の出力電圧と連系点電圧の振幅が等しくなる値である。ｄ軸電圧指令値をＶｄ０と加算することにより、インバータ１０のゲートデブロック時に電力系統３００から電力変換装置１に過大な電流が流入することを防ぐことができる。

逆ｄ−ｑ変換器１０１８は、加算器１０１７から出力されるｖｄｒｅｆと、ｑ軸電流制御器１０１６から出力されるｑ軸電圧指令値ｖｑｒｅｆと、ｃｏｓテーブル１００６から出力されるｃｏｓと、ｓｉｎテーブル１００７から出力されるｓｉｎとを入力し、数式５に従いｖｄｒｅｆ、ｖｑｒｅｆを固定座標系の電圧ベクトルｖａｌｐ、ｖｂｅｔを算出する。

２相−３相変換器１０１９は、数式６に従い、逆ｄ−ｑ変換器１０１８から出力されるｖａｌｐ、ｖｂｅｔを、インバータ１０の各相の電圧指令値ｖｕ＿ｒｅｆ、ｖｖ＿ｒｅｆ、ｖｗ＿ｒｅｆに変換し、ＰＷＭ演算器１０２１に出力する。

搬送波算出器１０２０はインバータ１０のスイッチング周波数と等しい周波数を持つ三角波である搬送波ｔｒｉを出力する。搬送波の周波数は例えば数ｋＨｚである。

ＰＷＭ演算器１０２１は、各相の電圧指令値ｖｕ＿ｒｅｆ、ｖｖ＿ｒｅｆ、ｖｗ＿ｒｅｆのそれぞれと搬送波ｔｒｉの大小比較をすることによりゲート信号ＧａｔｅＵＰ〜ＷＮを算出し、インバータ１０に出力する。

Ｕ相を例に、ゲート信号ＧａｔｅＵＰ、ＧａｔｅＵＮの算出方法を説明する。

電圧指令値ｖｕ＿ｒｅｆが搬送波ｔｒｉ以上である場合、ＰＷＭ演算器１０２１は、ＩＧＢＴモジュール１０ｋのゲート信号ＧａｔｅＵＰをオンとし、ＩＧＢＴモジュール１０ｎのゲート信号ＧａｔｅＵＮをオフとする。逆に電圧指令値ｖｕ＿ｒｅｆが搬送波ｔｒｉより小さい場合、ＰＷＭ演算器１０２１は、ＩＧＢＴモジュール１０ｋのゲート信号ＧａｔｅＵＰをオフ、ＩＧＢＴモジュール１０ｎのゲート信号ＧａｔｅＵＮをオンとする。これにより、インバータ１０の交流出力端子Ｕには、瞬時平均電圧を電圧指令値ｖｕ＿ｒｅｆにするためのパルス電圧が出力される。ＰＷＭ演算器１０２１は、Ｖ相、Ｗ相についても同様にしてゲート信号を算出するため、重複説明を省く。

単独運転検出器１００５から出力される単独運転検出状態ＩＳＬＡＮＤＩＮＧ＿ＦＬＧが１の場合、ＰＷＭ演算器１０２１は、電圧指令値ｖｕ＿ｒｅｆ、ｖｖ＿ｒｅｆ、ｖｗ＿ｒｅｆのそれぞれと搬送波ｔｒｉとの大小関係に依存せず、すべてのゲート信号をオフにする。これにより単独運転を検出した場合、ＰＷＭ演算器１０２１は、速やかにインバータ１０のスイッチングを停止させ、単独運転状態を回避できる。

次に単独運転制御部１００ｅについて説明する。

単独運転制御部１００ｅは、連系点電圧の角周波数ｏｍｅｇａに基づいて電力変換装置１の単独運転を検出し、単独運転を検出した場合に電力変換装置１の単独運転を停止させる。単独運転制御部１００ｅは、単独運転検出器１００５およびコンタクタ制御信号算出器１００８を含む。

単独運転検出器１００５は、位相算出器１００４から出力される角周波数ｏｍｅｇａを入力し、単独運転検出状態ＩＳＬＡＮＤＩＮＧ＿ＦＬＧを算出する。単独運転検出器１００５は、単独運転を検出した場合にＩＳＬＡＮＤＩＮＧ＿ＦＬＧの値を１とし、通常連系時にＩＳＬＡＮＤＩＮＧ＿ＦＬＧの値を０とする。

コンタクタ制御信号算出器１００８は、ＩＳＬＡＮＤＩＮＧ＿ＦＬＧが０の場合にコンタクタ制御信号ＣＴＴｃｔｌをオンとし、ＩＳＬＡＮＤＩＮＧ＿ＦＬＧが１の場合にＣＴＴｃｔｌをオフとする。コンタクタ４０は、ＣＴＴｃｔｌがオンである場合に投入され、ＣＴＴｃｔｌがオフである場合に開放される。これにより、単独運転を検出した場合、単独運転制御部１００ｅは、ＰＷＭ演算器１０２１のゲートブロックに加え、コンタクタ４０を開放し、停電となっている電力系統３００から電力変換装置１を解列することができる。

図６は、単独運転検出器１００５の構成を示す。

単独運転検出器１００５は、ローパスフィルタ１００５１、１００５２、減算器１００５３、および比較器１００５４を含む。

連系点電圧の角周波数ｏｍｅｇａは、時定数の異なるローパスフィルタ１００５１と１００５２に入力される。ローパスフィルタ１００５１の時定数τ１は、ローパスフィルタ１００５２の時定数τ２より短い値である。減算器１００５３は、ローパスフィルタ１００５１の出力からローパスフィルタ１００５２の出力を減ずる。ローパスフィルタ１００５１、１００５２および減算器１００５３は、バンドパスフィルタを構成し、ＢＰＦ＿ｏｍｅｇを出力する。これにより、ｏｍｅｇａの変動の直流成分および高周波成分を除去することができる。この高周波成分は、インバータ１０のＰＷＭ信号に基づく高調波であり、無効電流補正信号の周波数に比べて十分高い。高周波成分を除去することにより誤動作を防ぐことができる。

比較器１００５４は、バンドパスフィルタから出力されるＢＰＦ＿ｏｍｅｇを、上限判定値ＴＨ＿Ｈおよび下限判定値ＴＨ＿Ｌのそれぞれと比較する。ＢＰＦ＿ｏｍｅｇがＴＨ＿Ｈ以上である、もしくはＢＰＦ＿ｏｍｅｇがＴＨ＿Ｌ以下である場合、比較器１００５４は、単独運転検出状態ＩＳＬＡＮＤＩＮＧ＿ＦＬＧとして１を出力する。

この演算により、単独運転検出器１００５は、角周波数ｏｍｅｇａに所定値以上の変動が発生した場合、ＩＳＬＡＮＤＩＮＧ＿ＦＬＧを１に設定する。連系点電圧の位相跳躍や位相急変が発生した場合、バンドパスフィルタ出力ＢＰＦ＿ｏｍｅｇが大きく変動するため、ＩＳＬＡＮＤＩＮＧ＿ＦＬＧを１に設定でき、単独運転状態を回避できる。

次に、無効電力制御部１００ｃにおける無効電流補正信号算出器１０７３について説明する。

無効電流補正信号算出器１０７３は、無効電流補正信号ｄｅｌ＿ｉｑｒｅｆを生成する。無効電力制御器１０７２の出力である無効電流指令値ｉｑｒｅｆは、加算器１０７４により無効電流補正信号ｄｅｌ＿ｉｑｒｅｆと加算され、その和は新たな無効電流指令値ｉｑｒｅｆ２として電流制御部１００ｄに出力される。

無効電流補正信号ｄｅｌ＿ｉｑｒｅｆは、所定の補正信号周期Ｔｐｅｒｉｏｄを持つ矩形波である。補正信号周期Ｔｐｅｒｉｏｄは、単独運転状態の発生から検出までに要する時間の上限である検出上限時間の２倍以下に設定される。検出上限時間は、例えば、系統連系規定で定められた０．１ｓである。この場合、補正信号周期Ｔｐｅｒｉｏｄは、０．２ｓ以下である。なお、無効電流補正信号ｄｅｌ＿ｉｑｒｅｆの波形は、この形状に限らず、パルス状やステップ状であってもよい。

無効電流補正信号ｄｅｌ＿ｉｑｒｅｆの矩形波の立ち上がりもしくは立ち下がりにおいて、出力電流のｑ成分ｉｓｑと無効電流指令値ｉｑｒｅｆ２との差が大きくなるため、ｑ軸電流制御器１０１６は、ｑ軸電圧指令値ｖｑｒｅｄを急峻に変化させる。無効電流補正信号ｄｅｌ＿ｉｑｒｅｆを周期Ｔｐｅｒｉｏｄの矩形波にすることにより、インバータ１０の出力電圧をＴｐｅｒｉｏｄの半分の時間間隔毎にステップ状に変化させることができる。

図７は、インバータ１０の出力電圧ベクトルの一例を示す。

この図は、連系点電圧ベクトルｖｓと、インバータ１０の出力電圧ベクトルｖｉｎｖとを示す。ｑ軸電圧指令値が急変することにより、出力電圧ベクトルｖｉｎｖのｑ成分が変動し、連系点電圧との位相差Δθが変動する。

電力系統３００が正常で、遮断器４００が投入されている場合、連系点電圧は電力系統３００の電圧により決まる。したがって、電力変換装置１が無効電流補正信号によりインバータ１０の出力電圧ベクトル位相を変動させても、連系点電圧の位相変動はほとんど発生しない。これにより、単独運転状態でない場合には、無効電流指令値に無効電流補正信号を加えることによる影響はほとんどない。一方、遮断器４００が開放された単独運転状態においては、連系点電圧位相を安定化する要素がなくなるため、インバータ１０の出力電圧の位相変化が遮断器４００の二次側（電力変換装置１側）に発生し、無効電流補正信号に基づいてｑ軸電圧指令値が定期的に急変することにより、素早く単独運転を検出できる。

図８は、単独運転検出の動作を示すタイムチャートである。

このタイムチャートは、無効電流補正信号ｄｅｌ＿ｉｑｒｅｆおよび無効電流指令値ｉｑｒｅｆ２の波形と、連系点電圧位相ｔｈｅｔａの波形と、角周波数バンドパスフィルタ出力ＢＰＦ＿ｏｍｅｇの波形と、単独運転検出状態ＩＳＬＡＮＤＩＮＧ＿ＦＬＧの波形と、コンタクタ制御信号ＣＴＴｃｔｌの波形とを示す。ここで、無効電流補正信号ｄｅｌ＿ｉｑｒｅｆの波形は、破線で表されており、補正後の無効電流指令値ｉｑｒｅｆ２の波形は実線で表されている。

無効電流補正信号ｄｅｌ＿ｉｑｒｅｆは補正信号周期Ｔｐｅｒｉｏｄを持つ矩形波であり、半周期毎の時刻ｔ１、ｔ２、ｔ４でステップ状に値を変える。電流制御部１００ｄは、無効電流指令値ｉｑｒｅｆ２に追従するようにインバータ１０の電圧指令値を変化させるため、電力変換装置１から出力される無効電流および無効電力が変化する。

ｄｅｌ＿ｉｑｒｅｆにより無効電流指令値ｉｑｒｅｆ２が矩形波状に変更されると、インバータ１０から出力される無効電流は、電流制御系の遅れが誤差として残るものの、ｉｑｒｅｆ２にほぼ一致する。一方、無効電力制御器１０７２は、電力変換装置１から出力される無効電力を無効電力指令値Ｑｒｅｆに一致させるように無効電流指令値ｉｑｒｅｆを変化させる。無効電力制御器１０７２が無効電流補正信号ｄｅｌ＿ｉｑｒｅｆを外乱と見なして応答するため、無効電流指令値ｉｑｒｅｆも無効電流補正信号ｄｅｌ＿ｉｑｒｅｆと同じ周期で変動する。

したがって、補正後の無効電流指令値ｉｑｒｅｆ２の波形は、無効電流補正信号ｄｅｌ＿ｉｑｒｅｆの波形とわずかに異なる。無効電流指令値ｉｑｒｅｆ２に従ってインバータ１０から出力される無効電流の波形は、電流制御部１００ｄの応答の遅延により、無効電流補正信号ｄｅｌ＿ｉｑｒｅｆの矩形波そのものではなく、略矩形波状である。これにより、無効電流指令値ｉｑｒｅｆ２に基づくインバータ１０の出力電圧の定期的な位相変化は、電力系統３００の電圧（電力変換装置が単独運転状態でないときの連系点電圧）の位相変化に比べて急峻になる。言い換えれば、無効電流指令値ｉｑｒｅｆ２に基づくインバータ１０の出力電圧は、電力系統３００の電圧より高周波の成分を含む。

時刻ｔ３において、電力系統３００の事故などにより遮断器４００が開放されたとする。ここで、負荷２００と電力変換装置１の出力する電力が完全に一致したとする。この場合、連系点電圧位相ｔｈｅｔａの波形に示されるように、連系点電圧位相ｔｈｅｔａには偏差が生じない。

時刻ｔ３の後の無効電流補正信号ｄｅｌ＿ｉｑｒｅｆの最初の変化点である時刻ｔ４において、無効電流補正信号ｄｅｌ＿ｉｑｒｅｆの変化により、連系点電圧位相ｔｈｅｔａに脈動が発生し、角周波数にも変動が生じ、ＢＰＦ＿ｏｍｅｇにも変動が生じる。ここで、ＢＰＦ＿ｏｍｅｇが下限判定値ＴＨ＿Ｌ以下となり、単独運転検出器１００５は、単独運転状態を検出する。単独運転検出器１００５が単独運転状態を検出すると、単独運転検出状態ＩＳＬＡＮＤＩＮＧ＿ＦＬＧが０から１に変わり、インバータ１０のゲート信号がすべてオフになり、コンタクタ制御信号ＣＴＴｃｔｌがＯＮからＯＦＦに変わる。

無効電流指令値を定期的に急峻に変化させることにより、ＢＰＦ＿ｏｍｅｇに大きな変動を発生させることができるため、確実に単独運転の検出が可能となる。無効電力指令値を変化させることでも角周波数の変化を発生させることも可能だが、電流制御系をマイナーループに持つ無効電力制御器１０７２の制御応答は電流制御部１００ｄの応答より遅いため、無効電流補正信号算出器１０７３が無効電流指令値を変化することにより、無効電力指令値を変化させることに比べて大きなＢＰＦ＿ｏｍｅｇの変動を生じさせることが可能となる。

補正信号周期Ｔｐｅｒｉｏｄを上限時間の２倍以下とすることにより、無効電流補正信号は、上限時間以下毎に急変する。すなわち、単独運転状態の発生から上限時間以内に、無効電流指令値が急変するタイミングを必ず迎えることができる。これにより、単独運転状態の検出に要する時間が上限時間以下となり、系統連系規定を満足することができる。

本実施例によれば、電力変換装置１は単独運転状態が発生したとき、電力変換装置１の出力電力と、電力変換装置１に並列接続される負荷２００の消費電力とが一致した場合でも、確実かつ速やかに単独運転状態を検出し、電力変換装置１の発電を停止し、電力系統３００から解列することが可能となる。

以下、本実施例の変形例について説明する。

図９は、第一変形例の電力変換装置の構成を示す。

第一変形例の電力変換装置１は、蓄電システム用電力変換装置である。この蓄電システム用電力変換装置の直流回路には、蓄電池３１が接続されている。この蓄電システム用電力変換装置は、前述の太陽光発電の電力変換装置１と同様の効果を奏す。

図１０は、第二変形例の電力変換装置の構成を示す。

第二変形例の電力変換装置１は、風力発電システム用電力変換装置である。この風力発電システム用電力変換装置の直流回路には、風力発電システムが接続されている。風力発電システムは、ブレード３２で風を受けることで回転トルクを得て、その回転トルクを、シャフト３３を介して永久磁石発電機３４の回転子に伝達し、永久磁石発電機３４の固定子巻線に発生する誘起電圧をダイオード整流器３５で整流し、直流電力を得る。この風力発電システム用電力変換装置は、前述の太陽光発電の電力変換装置１と同様の効果を奏す。なお、永久磁石発電機３４の電力を整流するダイオード整流器３５は、自励式コンバータであっても良い。

本実施例によれば、連系点における急峻な位相変化を系統連系時には生じさせず単独運転時だけに生じさせることができ、単独運転を早期に検出することができる。また、その無効電流指令値の変化周期を０．２ｓ以内とすることにより、０．１ｓ以内に単独運転を検出することが可能となる。

本実施例の電力変換装置は、無効電流補正信号の振幅を、電力変換装置から出力される有効電流に応じて変化させる。この動作により、有効電流が小さい状態では無効電流の変化量を制限し、過大な無効電流による電力変換装置の効率低下を抑制することができる。ここで、有効電流が小さく、負荷の消費有効電流と一致する場合は、負荷の容量が小さい（軽負荷である）ことを意味する。有効電流が小さい場合は、無効電流の小さな変化でも、無効電流のアンバランス比率は大きくなり、連系点電圧の位相変化を大きくすることができる。ゆえに、単独運転状態の検出と、常時の電力変換装置の効率低下抑制とを両立することができる。

図１１は、実施例２の電力変換装置２の構成を示す。

実施例１の電力変換装置１と比較すると、本実施例の電力変換装置２は、制御器１００に代えて制御器１０１を有する。本実施例において、実施例１と同一部分については、同一の符号で示し、重複説明を省く。

図１２は、実施例２の制御器１００の構成を示す。

制御器１００と比較すると、制御器１０１は、無効電力制御部１００ｃに代えて無効電力制御部１０１ｃを有する。無効電力制御部１０１ｃは、直流電圧制御器１０５１から出力される有効電流指令値に応じて無効電流補正信号ｄｅｌ＿ｉｑｒｅｆを調整する。無効電力制御部１０１ｃは、無効電力制御部１００ｃの要素に加え、乗算器１０７６と、上下限リミッタ１０７７と、乗算器１０７８とを有する。

乗算器１０７６は、有効電流指令値に所定のゲインを乗算する。上下限リミッタ１０７７は、１．０を上限とし、無負荷時の単独運転状態の検出に必要な無効電流指令値の比率を下限として乗算器１０７６の出力を制限する。

図１３は、上下限リミッタ１０７７の入出力特性を示す。

この図は、直流電流指令値と上下限リミッタ１０７７の出力の関係を示す。上下限リミッタ１０７７の出力は、直流電流指令値に対して単調増加な特性を有し、出力を予め設定された下限値および上限値の間の範囲に制限する。これにより、負荷が軽くなっても無効電流指令値は最低限の振幅を維持することができる。また、有効電力に対する無効電力の比率が制限される場合であっても、無効電力を抑えることができる。

乗算器１０７８は、無効電流補正信号算出器１０７３の出力と上下限リミッタ１０７７を乗算することにより、無効電流補正信号ｄｅｌ＿ｉｑｒｅｆを算出する。

本実施例では乗算器１０７８の出力を無効電流補正信号とすることで有効電流に応じた無効電流補正信号を出力することができる。これにより、電力変換装置２の軽負荷時の無効電流を低減できるため、無効電流出力による効率低下を抑制でき、なおかつ単独運転状態検出に必要な無効電流を出力可能である。

本実施例によれば、電力変換装置２は単独運転状態が発生したとき、電力変換装置２からの出力電力と、電力変換装置２に並列接続される負荷２００の消費電力とが一致した場合でも、確実かつ速やかに単独運転状態を検出し、電力変換装置２の出力を停止し、電力系統３００から解列することが可能となる。

さらに、無効電流補正信号の範囲を制限するとともに無効電流補正信号を有効電流指令値に対して単調増加の特性とすることにより、電力変換装置２の軽負荷時無効電流出力による損失を低減し、効率低下を抑制することが可能となる。

本実施例では、電力変換装置２を太陽光発電用インバータに適用した例を説明したが、実施例１の変形例と同様に、蓄電システム用インバータや風力発電用インバータに適用しても同様の効果を奏す。

本発明の一態様における用語について説明する。直流電圧検出部は、直流電圧センサ７１ＰＴ等に対応する。出力電流検出部は、出力電流センサ７２ＣＴｕ、７２ＣＴｗ等に対応する。連系点電圧検出部は、連系点電圧センサ７０ＰＴｕｖ、７０ＰＴｖｗ等に対応する。位相算出部は、連系点電圧位相検出部１００ａ等に対応する。直流電流指令値算出部は、直流電圧制御部１００ｂ等に対応する。無効電流指令値算出部は、無効電力制御部１００ｃ等に対応する。制御部は、電流制御部１００ｄ等に対応する。単独運転検出部は、単独運転制御部１００ｅ等に対応する。基本無効電流指令値は、無効電流指令値ｉｑｒｅｆ等に対応する。補正指令値は、無効電流補正信号ｄｅｌ＿ｉｑｒｅｆ等に対応する。無効電流指令値は、ｉｑｒｅｆ２等に対応する。

本発明は、以上の実施例に限定されるものでなく、その趣旨から逸脱しない範囲で、他の様々な形に変更することができる。

１…電力変換器、１０…インバータ、１０ｋ、１０ｌ、１０ｍ、１０ｎ、１０ｏ、１０ｐ…ＩＧＢＴモジュール、１０Ｃ…コンデンサ、２０…高調波フィルタ、２０Ｌ１、２０Ｌ２…リアクトル、２０Ｃ…コンデンサ、３０…太陽光パネル、３１…蓄電池、３２…ブレード、３３…シャフト、３４…永久磁石発電機、３５…ダイオード整流器、４０…コンタクタ、７０ＰＴｕｖ、７０ＰＴｖｗ…連系点電圧センサ、７１ＰＴ…直流電圧センサ、７２ＣＴｕ、７２ＣＴｗ…出力電流センサ、１００、１０１…制御器、２００…負荷、３００…電力系統、４００…遮断器

Claims (5)

1. 直流を交流に変換して電力系統へ出力するインバータと、
   前記インバータへ入力される直流電圧を検出する直流電圧検出部と、
   前記インバータからの出力電流を検出する出力電流検出部と、
   前記インバータおよび前記電力系統の間の連系点における連系点電圧を検出する連系点電圧検出部と、
   前記連系点電圧に基づいて連系点電圧位相を算出する位相算出部と、
   前記直流電圧に基づいて、前記インバータに出力させる有効電流を示す有効電流指令値を算出する有効電流指令値算出部と、
   前記出力電流および前記連系点電圧に基づいて、前記インバータに出力させる無効電流を示す無効電流指令値を算出する無効電流指令値算出部と、
   前記出力電流、前記連系点電圧位相、前記有効電流指令値、および前記無効電流指令値に基づいて前記インバータを制御することにより、前記インバータの出力電圧の位相を予め定められた時間間隔毎に変化させる制御部と、
   前記連系点電圧位相の変化に基づいて、電力変換装置の単独運転状態を検出する単独運転検出部と、
   を備え、
   前記時間間隔毎に発生する前記出力電圧の位相変化は、前記電力系統における電圧の位相変化に比べて急峻であり、
   前記時間間隔は、前記単独運転状態の発生から検出までの時間の上限として予め定められた上限時間以下であり、
   前記インバータから出力される無効電流は、前記時間間隔の２倍を周期として周期的に変化し、
   前記無効電流指令値算出部は、前記出力電流および前記連系点電圧に基づいて、前記電力変換装置からの無効電力を目標値に近づける制御による無効電流を示す基本無効電流指令値を算出し、前記時間間隔で変化する補正指令値を算出し、前記基本無効電流指令値に前記補正指令値を加えることにより前記無効電流指令値を算出し、
   前記無効電流指令値算出部は、前記有効電流指令値の増加に応じて前記補正指令値を増加させる、
   電力変換装置。
2. 前記無効電流指令値算出部は、前記有効電流指令値に従って、前記補正指令値を算出するための乗算に用いる乗算値を出力し、前記乗算値を用いて前記補正指令値を算出する
   請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記乗算値は、所定の下限値と、所定の上限値との間の値である
   請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記無効電流指令値算出部は、前記有効電流指令値が所定の第１値より小さい場合には、前記乗算値として下限値を出力し、前記有効電流指令値が所定の第２値より大きい場合には、前記乗算値として上限値を出力し、前記有効電流指令値が第１値以上、第２値以下の範囲である場合には、前記有効電流指令値が増加すれば、乗算値が単調に増加するように前記乗算値を出力する
   請求項３に記載の電力変換装置。
5. 直流を交流に変換して電力系統へ出力するインバータを含む電力変換装置の制御方法であって、
   前記インバータへ入力される直流電圧を検出し、
   前記インバータからの出力電流を検出し、
   前記インバータおよび前記電力系統の間の連系点における連系点電圧を検出し、
   前記連系点電圧に基づいて連系点電圧位相を算出し、
   前記直流電圧に基づいて、前記インバータに出力させる有効電流を示す有効電流指令値を算出し、
   前記連系点電圧および前記出力電流に基づいて、前記インバータに出力させる無効電流を示す無効電流指令値を算出し、
   前記出力電流、前記連系点電圧位相、前記有効電流指令値、および前記無効電流指令値に基づいて前記インバータを制御することにより、前記インバータの出力電圧の位相を予め定められた時間間隔毎に変化させ、
   前記連系点電圧位相の変化に基づいて、前記電力変換装置の単独運転状態を検出し、
   前記時間間隔毎に発生する前記出力電圧の位相変化は、前記電力系統における電圧の位相変化に比べて急峻であり、
   前記時間間隔は、前記単独運転状態の発生から検出までの時間の上限として予め定められた上限時間以下であり、
   前記インバータから出力される無効電流は、前記時間間隔の２倍を周期として周期的に変化し、
   前記無効電流指令値は、前記出力電流および前記連系点電圧に基づいて、前記電力変換装置からの無効電力を目標値に近づける制御による無効電流を示す基本無効電流指令値が算出され、前記時間間隔で変化する補正指令値が算出され、前記基本無効電流指令値に前記補正指令値が加えられることにより算出され、
   前記補正指令値は、前記有効電流指令値の増加に応じて増加される、
   制御方法。

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