JP5308682B2 - 双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents
双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ Download PDFInfo
- Publication number
- JP5308682B2 JP5308682B2 JP2008013677A JP2008013677A JP5308682B2 JP 5308682 B2 JP5308682 B2 JP 5308682B2 JP 2008013677 A JP2008013677 A JP 2008013677A JP 2008013677 A JP2008013677 A JP 2008013677A JP 5308682 B2 JP5308682 B2 JP 5308682B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- switch means
- winding
- primary winding
- secondary winding
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
本発明は、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ に関し、特に、広い入力電圧範囲で所定出力電圧への変圧（降圧または昇圧）を可能にした双方向ＤＣ／ＤＣコンバータに関する。
通常、ＤＣ／ＤＣコンバータは、一方向に、すなわち高圧側電圧から低圧側電圧に降圧、あるいは低圧側電圧から高圧側電圧に昇圧する構成となっている。
しかしながら、車両においては、各々異なる電圧値（高圧側電圧及び低圧側電圧）を有するバッテリを用いる２つの直流電源系を有しているものがある。
しかしながら、車両においては、各々異なる電圧値（高圧側電圧及び低圧側電圧）を有するバッテリを用いる２つの直流電源系を有しているものがある。
そのため、高効率を求める車両において、２つの直流電源系間、すなわち低圧から高圧、あるいは高圧側電圧から低圧側電圧への電圧変換を相互に行い、限られたエネルギーを効率的に利用する動きが高まってきている。
ここで、相互に電力を融通し合う場合、一般的に、直流電源系間に直流昇圧回路と直流降圧回路とを並列に配設し、それらを適宜使用する双方向のＤＣ／ＤＣコンバータの構成が採用されている（例えば、特許文献１参照）。
特開２００４−２８２８２８号公報
ここで、相互に電力を融通し合う場合、一般的に、直流電源系間に直流昇圧回路と直流降圧回路とを並列に配設し、それらを適宜使用する双方向のＤＣ／ＤＣコンバータの構成が採用されている（例えば、特許文献１参照）。
しかしながら、特許文献１に示す双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにあっては、トランスの１次側と２次側との巻数比により、双方向の変換電圧、特に降圧動作の際に、昇圧側電圧の電圧値により、降圧電圧の上限が制限されてしまうという問題がある。
従来例のＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、例えば、１００Ｖ−２００Ｖの入力電圧を１０Ｖ−２０Ｖに降圧する構成、すなわち降圧に対応した巻数比とすると、逆に昇圧する際に１０Ｖから２００Ｖを超える電圧を生成することができない。
逆に、１０Ｖ−２０Ｖの入力電圧を１００Ｖ−２００Ｖに昇圧する構成、すなわち昇圧に対応した巻数比とすると、逆に昇圧する際に１００Ｖから１０Ｖを超える電圧を生成することができない。
そのため、従来例においては、昇圧する比率に設定した巻数比を用いて降圧する場合、所望の降圧した電圧を得るため、別に並列に昇圧回路を形成する必要があり、部品点数が増加し、かつ回路規模が大きくなるという問題がある。
従来例のＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、例えば、１００Ｖ−２００Ｖの入力電圧を１０Ｖ−２０Ｖに降圧する構成、すなわち降圧に対応した巻数比とすると、逆に昇圧する際に１０Ｖから２００Ｖを超える電圧を生成することができない。
逆に、１０Ｖ−２０Ｖの入力電圧を１００Ｖ−２００Ｖに昇圧する構成、すなわち昇圧に対応した巻数比とすると、逆に昇圧する際に１００Ｖから１０Ｖを超える電圧を生成することができない。
そのため、従来例においては、昇圧する比率に設定した巻数比を用いて降圧する場合、所望の降圧した電圧を得るため、別に並列に昇圧回路を形成する必要があり、部品点数が増加し、かつ回路規模が大きくなるという問題がある。
本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、昇圧動作に対応して設定された巻線比を設定したにも、降圧電圧が設定された電圧値として出力することが可能な、また、降圧動作に対応して設定された巻線比を設定したにも、昇圧電圧が設定された電圧値として出力することが可能な、降圧電圧または昇圧電圧の電圧値の上限値及び下限値を巻線比にて制限されずに広く設定することができ、かつ部品点数を従来に比して削減することができ、コンバータ回路の小型化を容易とする双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
本発明の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１の電圧と第２の電圧との相互間にて、電圧変換動作を行う双方向ＤＣ／ＤＣコンバータであり、１次巻線及び２次巻線からなるトランスと、前記１次巻線の一端及び前記第２の電圧の＋側端子間に介挿された第１のスイッチ手段と、 前記１次巻線の前記一端及び前記第２の電圧の−側端子間に介挿された第２のスイッチ手段と、前記１次巻線の他端及び前記第２の電圧の＋側端子間に介挿された第３のスイッチ手段と、 前記１次巻線の前記他端と前記第２の電圧の−側端子間に介挿された第４のスイッチ手段と、前記２次巻線の一端及び前記第１の電圧の＋側端子間に設けられたチョークコイルと、該チョークコイルの一端及び前記第１の電圧の＋側端子間に介挿された第５のスイッチ手段と、前記チョークコイルの前記一端及び第１の電圧の−側端子間に介挿された第６のスイッチ手段と、前記２次巻線の一端及び前記チョークコイルの他端間に介挿された第７のスイッチ手段と、前記２次巻線の前記一端及び前記第１の電圧の−側端子との間に介挿された第８のスイッチ手段と、前記２次巻線の他端及び前記チョークコイルの前記他端間に介挿された第９のスイッチ手段と、前記２次巻線の前記他端及び前記第１の電圧の−側端子間に介挿された第１０のスイッチ手段とを有する。
本発明の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第１から第４のスイッチ手段を制御する第１の制御回路と、前記第７から第１０のスイッチ手段各々に並列に接続されたダイオードからなる前記２次巻線に接続された第１の整流回路とをさらに有し、昇圧動作において、第１の電圧が高電圧であり、第２の電圧が低電圧である場合、前記第１の制御回路が、前記第１及び第３のスイッチ手段を周期的に制御し、前記１次巻線の一端あるいは他端のいずれか一方と、前記第２の電圧の＋側端子との接続を制御し、また、前記第２及び第４のスイッチ手段を周期的に制御し、前記１次巻線の一端あるいは他端のいずれか他方と、第２の電圧の−側端子とを接続し、前記周期毎に前記２次側巻線に流れる電流の方向が逆となるようプッシュプル動作させ、この際、降圧電圧が予め設定された電圧に達しない場合、前記第１の整流回路から出力される第１の整流電圧を、前記第６のスイッチ手段をオンオフ制御させることで、前記チョークコイルにて前記第１の整流電圧の昇圧動作を行い、昇圧された電圧を昇圧電圧として出力することを特徴とする。
本発明の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、昇圧動作において、前記第１の制御回路が、前記第１及び３のスイッチ手段と、第２及び第４のスイッチ手段の各スイッチのオンオフのタイミングを位相及びパルス幅制御のいずれか一方あるいは双方により制御し、前記昇圧電圧が予め設定された電圧となるよう制御することを特徴とする。
本発明の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第７から第１０のスイッチ手段を制御する第２の制御回路と、前記第１から第４のスイッチ手段各々に並列に接続されたダイオードからなる前記１次巻線に接続された第２の整流回路とをさらに有し、降圧動作において、第１の電圧が高電圧であり、第２の電圧が低電圧である場合、前記第２の制御回路が、前記第７及び第９のスイッチ手段を周期的に制御し、前記２次巻線の一端あるいは他端のいずれか一方と、前記チョークコイルの前記他端との接続を制御し、また、前記第８及び第１０のスイッチ手段を周期的に制御し、前記２次巻線の一端あるいは他端のいずれか他方と、第１の電圧の−側端子とを接続し、前記周期毎に前記１次側巻線に流れる電流の方向が逆となるようプッシュプル動作させ、前記第２の整流回路から出力される整流電圧を平滑化して降圧電圧として出力することを特徴とする
本発明の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、降圧動作において、降圧動作中、前記チョークコイルに同一方向に継続的に電流を流すよう第７、第８、第９及び第１０のスイッチング手段を制御することを特徴とする。
本発明の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、降圧動作において、前記第２の制御回路が、前記第５のスイッチ手段をオンオフするパルスのデューティ比を制御することにより、前記降圧電圧が予め設定された電圧となるよう制御することを特徴とする。
本発明の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第１から第４及び第７から第１０のスイッチ手段をＭＯＳトランジスタとし、各並列に接続されたダイオードを前記ＭＯＳトランジスタの寄生ダイオードを使用し、第１及び第２の整流回路を構成することを特徴とする。
本発明の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１の電圧、と第２の電圧との相互間にて、電圧変換動作を行う双方向ＤＣ／ＤＣコンバータであり、第１の１次巻線及び第１の２次巻線からなる第１のトランスと、第２の１次巻線及び第２の２次巻線からなる第２のトランスと、第３の１次巻線及び第３の２次巻線からなる第３のトランスと、前記第２の１次巻線の他端及び前記第３の１次巻線の一端と、前記第２の電圧の＋側端子との間に介挿された第１のスイッチ手段と、前記第２の１次巻線の他端及び前記第３の１次巻線の一端と、前記第２の電圧の−側端子との間に介挿された第２のスイッチ手段と、前記第１の１次巻線の他端及び前記第２の１次巻線の一端と、前記第２の電圧の＋側端子との間に介挿された第３のスイッチ手段と、前記第１の１次巻線の他端及び前記第２の１次巻線の一端と、前記第２の電圧の−側端子との間に介挿された第４のスイッチ手段と、前記第３の１次巻線の他端及び前記第１の１次巻線の一端と、前記第２の電圧の＋側端子との間に介挿された第１１のスイッチ手段と、前記第３の１次巻線の他端及び前記第１の１次巻線の一端と、前記第２の電圧の−側端子との間に介挿された第１２のスイッチ手段と、前記各２次巻線の一端及び前記第１の電圧の＋側端子間に設けられたチョークコイルと、該チョークコイルの一端及び第１の電圧の＋側端子間に介挿された第５のスイッチ手段と、前記チョークコイルの前記一端及び第１の電圧の−側端子間に介挿された第６のスイッチ手段と、前記第１の２次巻線の一端及び前記第３の１次巻線の他端と、前記チョークコイルの他端との間に介挿された第７のスイッチ手段と、前記第１の２次巻線の一端及び前記第３の１次巻線の他端と、前記第１の電圧の−側端子との間に介挿された第８のスイッチ手段と、
前記第１の２次巻線の他端及び前記第２の２次巻線の一端と、前記チョークコイルの他端との間に介挿された第９のスイッチ手段と、前記第１の２次巻線の他端及び前記第２の２次巻線の一端と、前記第１の電圧の−側端子との間に介挿された第１０のスイッチ手段と、前記第２の２次巻線の他端及び前記第３の２次巻線の一端と、前記チョークコイルの他端との間に介挿された第１１のスイッチ手段と、前記第２の２次巻線の他端及び前記第３の２次巻線の一端と、前記第１の電圧の−側端子との間に介挿された第１２のスイッチ手段とを有することを特徴とする。
前記第１の２次巻線の他端及び前記第２の２次巻線の一端と、前記チョークコイルの他端との間に介挿された第９のスイッチ手段と、前記第１の２次巻線の他端及び前記第２の２次巻線の一端と、前記第１の電圧の−側端子との間に介挿された第１０のスイッチ手段と、前記第２の２次巻線の他端及び前記第３の２次巻線の一端と、前記チョークコイルの他端との間に介挿された第１１のスイッチ手段と、前記第２の２次巻線の他端及び前記第３の２次巻線の一端と、前記第１の電圧の−側端子との間に介挿された第１２のスイッチ手段とを有することを特徴とする。
以上説明したように、本発明の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータによれば、低電圧側から高電圧側における昇圧動作に対応してコイルの巻線比を設定し、高電圧から低電圧への降圧動作において、必要な電圧値が得られない場合、チョークコイルを用いて昇圧動作を行うことが可能なため、昇圧電圧及び降圧電圧双方の生成範囲を従来例に比較して、昇圧及び降圧電圧により生成される電圧値の上限値及び下限値を巻線比にて制限されずに広く設定することができる。
すなわち、本発明のＤＣ／ＤＣコンバータによれば、上述したように、降圧された電圧が設定電圧に満たない場合、降圧電圧を昇圧して所望の設定電圧を得る構成であるため、従来のように巻線比では対応できない降圧電圧に対応するため、別の降圧回路を設ける必要が無くなくなり、従来例に比較して昇圧電圧を広範囲に制御することができ、かつ従来例に比較して部品点数を抑制し、小型化及び低コスト化を実現することができるという効果が得られる。
以下、本発明の一実施形態による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを図面を参照して説明する。図１は同実施形態の構成例を示すブロック図である。
本発明は、図１に示すように、低電圧ＶoLのバッテリＢ１と、高電圧ＶoHのバッテリＢ２との間にて、電圧値が低下した一方に対して、他方からエネルギを補完して電圧値の低下を抑制するために用いるＤＣ／ＤＣコンバータである。
この図において、本実施形態による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、トランス１と、１次側直交変換部２、２次側直交変換部３、昇圧回路４を有している。
本発明は、図１に示すように、低電圧ＶoLのバッテリＢ１と、高電圧ＶoHのバッテリＢ２との間にて、電圧値が低下した一方に対して、他方からエネルギを補完して電圧値の低下を抑制するために用いるＤＣ／ＤＣコンバータである。
この図において、本実施形態による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、トランス１と、１次側直交変換部２、２次側直交変換部３、昇圧回路４を有している。
上述した構成により、本実施形態による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、降圧処理の電圧変換（エネルギー変換）において、２次側直交変換部３がバッテリＢ２における直流の高電圧ＶoHを、一端、単相矩形波交流電圧に変換し、１次側直交変換部２がその単相矩形波交流電圧を整流して直流の低電圧ＶoLに変換する。
一方、上記双方向ＤＣ／ＤＣインバータは、降圧処理のエネルギー変換において、１次側直交変換部３がバッテリＢ１における直流の低電圧ＶoLを、一端、単相矩形波交流電圧に変換し、２次側直交変換部３がその単相矩形波交流電圧を整流して直流の高電圧ＶoHに変換する。実施形態におけるスイッチ手段は、ＭＯＳトランジスタを用いている。各直交変換部における整流に用いるダイオードとして、ＭＯＳトランジスタの寄生ダイオードでなく、各ＭＯＳトランジスタに並列に接続したダイオード素子を用いても良い。
一方、上記双方向ＤＣ／ＤＣインバータは、降圧処理のエネルギー変換において、１次側直交変換部３がバッテリＢ１における直流の低電圧ＶoLを、一端、単相矩形波交流電圧に変換し、２次側直交変換部３がその単相矩形波交流電圧を整流して直流の高電圧ＶoHに変換する。実施形態におけるスイッチ手段は、ＭＯＳトランジスタを用いている。各直交変換部における整流に用いるダイオードとして、ＭＯＳトランジスタの寄生ダイオードでなく、各ＭＯＳトランジスタに並列に接続したダイオード素子を用いても良い。
上記図１において、１次側直交変換部２は、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ（以下、単にトランジスタ）Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４と、第１の制御回路５から構成され、インバータ構成となっている。
トランジスタＱ１及びＱ３各々は、ドレインが高電圧バッテリＢ１の＋側端子ＴVoLに接続されている。
一方、トランジスタＱ２及びＱ４各々は、ソースが高電圧バッテリＢ１の−側端子ＴVoLLに接続されている。
トランジスタＱ１のソースはトランジスタＱ２のドレインと接続点Ｋ１にて接続され、トランジスタＱ３のソースはトランジスタＱ４のドレインと接続点Ｋ２にて接続されている。
トランジスタＱ１及びＱ３各々は、ドレインが高電圧バッテリＢ１の＋側端子ＴVoLに接続されている。
一方、トランジスタＱ２及びＱ４各々は、ソースが高電圧バッテリＢ１の−側端子ＴVoLLに接続されている。
トランジスタＱ１のソースはトランジスタＱ２のドレインと接続点Ｋ１にて接続され、トランジスタＱ３のソースはトランジスタＱ４のドレインと接続点Ｋ２にて接続されている。
トランス１の一方の端子ＴA1が接続点Ｋ１に接続され、トランス１の他方の端子ＴA2が接続点Ｋ２に接続されている。
また、トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４各々は、それぞれのゲートに対して、上記第１の制御回路５から制御信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４それぞれが入力されている。
上記第１の制御回路５は、各制御信号を「Ｈ」レベルまたは「Ｌ」レベルにて出力し、トランス１の１次巻線１Ａに流れる電流の向きを、一定の周期にて逆相となるよう制御する。これにより、トランス１の１次巻線１Ａに対して単相矩形波交流電圧が印加される。
また、トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４各々は、それぞれのゲートに対して、上記第１の制御回路５から制御信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４それぞれが入力されている。
上記第１の制御回路５は、各制御信号を「Ｈ」レベルまたは「Ｌ」レベルにて出力し、トランス１の１次巻線１Ａに流れる電流の向きを、一定の周期にて逆相となるよう制御する。これにより、トランス１の１次巻線１Ａに対して単相矩形波交流電圧が印加される。
２次側直交変換部４は、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ（以下、単にトランジスタ）Ｑ７、Ｑ８、Ｑ９、Ｑ１０と、第２の制御回路６から構成されている。
トランジスタＱ７は、ドレインがチョークコイル７の端子Ｔc1に接続され、ソースが接続点Ｐ１に接続されている。
トランジスタＱ９は、ドレインがチョークコイル７の端子Ｔc1に接続され、ソースが接続点Ｐ２に接続されている。
トランジスタＱ８は、ドレインが接続点Ｐ１に接続され、ソースが低電圧バッテリＢ２の−側端子ＴvoHLに接続されている。
トランジスタＱ１０は、ドレインが接続点Ｐ２に接続され、ソースが低電圧バッテリＢ２の−側端子ＴvoHLに接続されている。
トランジスタＱ７は、ドレインがチョークコイル７の端子Ｔc1に接続され、ソースが接続点Ｐ１に接続されている。
トランジスタＱ９は、ドレインがチョークコイル７の端子Ｔc1に接続され、ソースが接続点Ｐ２に接続されている。
トランジスタＱ８は、ドレインが接続点Ｐ１に接続され、ソースが低電圧バッテリＢ２の−側端子ＴvoHLに接続されている。
トランジスタＱ１０は、ドレインが接続点Ｐ２に接続され、ソースが低電圧バッテリＢ２の−側端子ＴvoHLに接続されている。
接続点Ｐ１はトランス１の２次巻線１Ｂの一方の端子ＴB1に接続され、接続点Ｐ２はトランス１の２次巻線１Ｂの他方の端子ＴB2に接続されている。
また、トランジスタＱ７、Ｑ８、Ｑ９、Ｑ１０各々は、それぞれのゲートに対して、上記第２の制御回路６から制御信号Ｓ７、Ｓ８、Ｓ９、Ｓ１０それぞれが入力されている。
上記第２の制御回路６は、各制御信号を「Ｈ」レベルまたは「Ｌ」レベルにて出力し、トランス１の２次巻線１Ｂに流れる電流の向きを、一定の周期にて逆相となるよう制御する。これにより、トランス１の２次巻線１Ｂに対して単相矩形波交流電圧が印加される。
また、トランジスタＱ７、Ｑ８、Ｑ９、Ｑ１０各々は、それぞれのゲートに対して、上記第２の制御回路６から制御信号Ｓ７、Ｓ８、Ｓ９、Ｓ１０それぞれが入力されている。
上記第２の制御回路６は、各制御信号を「Ｈ」レベルまたは「Ｌ」レベルにて出力し、トランス１の２次巻線１Ｂに流れる電流の向きを、一定の周期にて逆相となるよう制御する。これにより、トランス１の２次巻線１Ｂに対して単相矩形波交流電圧が印加される。
また、昇圧回路４は、上記チョークコイル７及びｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ（以下、単にトランジスタ）Ｑ６から構成されている。
チョークコイル７は、一方の端子Ｔc1がトランジスタＱ７及びＱ９のドレインに接続され、他方の端子Ｔc2がトランジスタＱ６のドレインに接続されている。
上記トランジスタＱ６のソースは高電圧バッテリＢ２の−側端子ＴvoHLに接続されている。
昇圧回路４の出力端子、すなわちチョークコイル７の端子Ｔc2は、ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ（以下、単にトランジスタ）Ｑ５のソースが接続されている。
上記トランジスタＱ５は、ドレインが高電圧バッテリＢ２の＋側端子ＴvoHに接続されている。
チョークコイル７は、一方の端子Ｔc1がトランジスタＱ７及びＱ９のドレインに接続され、他方の端子Ｔc2がトランジスタＱ６のドレインに接続されている。
上記トランジスタＱ６のソースは高電圧バッテリＢ２の−側端子ＴvoHLに接続されている。
昇圧回路４の出力端子、すなわちチョークコイル７の端子Ｔc2は、ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ（以下、単にトランジスタ）Ｑ５のソースが接続されている。
上記トランジスタＱ５は、ドレインが高電圧バッテリＢ２の＋側端子ＴvoHに接続されている。
上述したように、１次側直交変換部２において、トランジスタＱ１〜Ｑ４からなる複合スイッチの構造は１つの単相矩形波交流電圧を生成するインバータ構成となっている。
昇圧動作において、上記単相矩形波交流電圧に対応し、２次側直交変換部３は、１次巻線１Ａに流れる電流により、２次巻線１Ｂに逆相にて誘起される電圧を単相全波整流を行い高電圧ＶoHの生成を行う。
この２次側直交変換部３は、上述したトランジスタＱ７及びＱ９の寄生ダイオードＤ７及びＤ９による両波整流により、２次巻線１Ｂに誘起される単相矩形波交流電圧の整流動作を行う。
ここで、降圧動作において、上述したようダイオードを用いた両波整流を行うのではなく、トランジスタＱ１〜Ｑ４の上述したスイッチングに同期して、第２の制御回路６は、トランジスタＱ７〜Ｑ１０のオンオフを行う同期整流により、２次巻線１Ｂに誘起される単相矩形波交流電圧の整流動作を行っても良い。
昇圧動作において、上記単相矩形波交流電圧に対応し、２次側直交変換部３は、１次巻線１Ａに流れる電流により、２次巻線１Ｂに逆相にて誘起される電圧を単相全波整流を行い高電圧ＶoHの生成を行う。
この２次側直交変換部３は、上述したトランジスタＱ７及びＱ９の寄生ダイオードＤ７及びＤ９による両波整流により、２次巻線１Ｂに誘起される単相矩形波交流電圧の整流動作を行う。
ここで、降圧動作において、上述したようダイオードを用いた両波整流を行うのではなく、トランジスタＱ１〜Ｑ４の上述したスイッチングに同期して、第２の制御回路６は、トランジスタＱ７〜Ｑ１０のオンオフを行う同期整流により、２次巻線１Ｂに誘起される単相矩形波交流電圧の整流動作を行っても良い。
上述した昇圧動作において、第１の制御回路５は、制御により接続点Ｋ２に対応するトランジスタＱ３及びＱ４のゲートに印加する制御信号Ｓ３及びＳ４の位相に対して、接続点Ｋ１に対応するトランジスタＱ１及びＱ２のゲートに印加する制御信号Ｓ１及びＳ２の位相とを変化させることにより、昇圧される高電圧の電圧値を制御する。ここで、制御信号Ｓ３及びＳ４と、制御信号Ｓ１及びＳ２との「Ｈ」レベル及び「Ｌ」レベルとなる周期は同一の長さである。
また、上述した位相制御ではなく、制御信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のパルス幅を調整し、トランジスタＱ１〜Ｑ４のオン／オフ時間を制御して、降圧電圧の電圧値を制御するＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を用いてもよい。
また、上述した位相制御ではなく、制御信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のパルス幅を調整し、トランジスタＱ１〜Ｑ４のオン／オフ時間を制御して、降圧電圧の電圧値を制御するＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を用いてもよい。
このとき、トランス１の巻数比の１：ｎ（１次巻線数：２次巻線数）が高電圧（２次側）からら低電圧（１次側）への昇圧に対応して設定されている場合、例えば低圧側が１０Ｖ〜２０Ｖであり、高圧側が１００Ｖ〜２００Ｖである範囲にて使用する場合、高電圧が１００Ｖの際に１０Ｖまで降圧可能とするため、巻数比が１：１０となる。
逆に、低電圧から高電圧に降圧動作を行うと、低電圧の１０Ｖから上記巻数比１：１０の場合、１００Ｖにしかならず、２００Ｖとして設定された電圧が生成されない。
このため、本実施形態においては、降圧動作において、１次側直交変換回路２における位相制御により、昇圧電圧を最大値とする制御（位相制御及びＰＷＭ制御など）を行っても、２次側直交変換回路３から出力される昇圧電圧が設定された電圧に到達しない場合、２次側直交変換回路３から出力される昇圧電圧を、上記昇圧回路４により昇圧し、予め設定された電圧の昇圧電圧を生成する。
逆に、低電圧から高電圧に降圧動作を行うと、低電圧の１０Ｖから上記巻数比１：１０の場合、１００Ｖにしかならず、２００Ｖとして設定された電圧が生成されない。
このため、本実施形態においては、降圧動作において、１次側直交変換回路２における位相制御により、昇圧電圧を最大値とする制御（位相制御及びＰＷＭ制御など）を行っても、２次側直交変換回路３から出力される昇圧電圧が設定された電圧に到達しない場合、２次側直交変換回路３から出力される昇圧電圧を、上記昇圧回路４により昇圧し、予め設定された電圧の昇圧電圧を生成する。
一方、２次側直交変換部３において、トランジスタＱ７〜Ｑ１０からなる複合スイッチの構造は１つの単相矩形波交流電圧を生成するインバータ構成となっている。
降圧動作において、上記単相矩形波交流電圧に対応し、１次側直交変換部２は、２次巻線１Ｂに流れる電流により、１次巻線１Ａに逆相にて誘起される電圧を単相全波整流を行い低電圧ＶoLの生成を行う。
この１次側直交変換部２は、上述したトランジスタＱ１及びＱ３の寄生ダイオードＤ１及びＤ３による両波整流により、１次巻線１Ａに誘起される単相矩形波交流電圧の整流動作を行う。
ここで、昇圧動作において、上述したようダイオードを用いた両波整流を行うのではなく、トランジスタＱ７〜Ｑ１０の上述したスイッチングに同期して、第１の制御回路５は、トランジスタＱ１〜Ｑ４のオンオフを行う同期整流により、１次巻線１Ａに誘起される単相矩形波交流電圧の整流動作を行っても良い。
降圧動作において、上記単相矩形波交流電圧に対応し、１次側直交変換部２は、２次巻線１Ｂに流れる電流により、１次巻線１Ａに逆相にて誘起される電圧を単相全波整流を行い低電圧ＶoLの生成を行う。
この１次側直交変換部２は、上述したトランジスタＱ１及びＱ３の寄生ダイオードＤ１及びＤ３による両波整流により、１次巻線１Ａに誘起される単相矩形波交流電圧の整流動作を行う。
ここで、昇圧動作において、上述したようダイオードを用いた両波整流を行うのではなく、トランジスタＱ７〜Ｑ１０の上述したスイッチングに同期して、第１の制御回路５は、トランジスタＱ１〜Ｑ４のオンオフを行う同期整流により、１次巻線１Ａに誘起される単相矩形波交流電圧の整流動作を行っても良い。
上述した降圧動作において、第２の制御回路６は、制御によりトランジスタＱ５のゲートに印加する制御信号Ｓ５のディユーティ比を変化させ、チョークコイル７に供給する電気エネルギの量を調整することにより、降圧される低電圧の電圧値を制御する。ここで、制御信号Ｓ７、Ｓ８、Ｓ９及びＳ１０の「Ｈ」レベル及び「Ｌ」レベルとなる周期は同一の長さである（ディーティ比が一対一）。
本実施形態における降圧動作でのトランジスタＱ７〜Ｑ１０のオン／オフ制御を行う制御信号Ｓ７、Ｓ８、Ｓ９、Ｓ１０のタイミングの説明についての詳細は後述する。
本実施形態における降圧動作でのトランジスタＱ７〜Ｑ１０のオン／オフ制御を行う制御信号Ｓ７、Ｓ８、Ｓ９、Ｓ１０のタイミングの説明についての詳細は後述する。
次に、図２及び図３を用いて、本実施形態による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータによる昇圧動作を説明する。図３は本実施形態による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータによる低電圧から高電圧への昇圧動作を説明するタイミングチャートである。ここで、低電圧から高電圧への昇圧処理とは、例えば１０Ｖ程度の電圧から数１００Ｖ程度の電圧への変換処理をいう。１次側直行変換部２において位相制御の昇圧処理を行い、２次側直行変換部３において、１次巻線１Ｂに誘起される単相矩形波交流電圧に対する両波整流が行われ、高電圧が生成される。このとき、第２の制御回路６は、トランジスタＱ７〜Ｑ１０に対して「Ｌ」レベルの制御信号Ｓ７〜Ｓ１０を出力している。このため、トランジスタＱ７〜Ｑ１０は全てオフ状態となっている。また、トランジスタＱ５のゲートにも「Ｌ」レベルの制御信号Ｓ５が入力され、トランジスタＱ５がオフとなっている。
なお、図２は昇圧動作を行うためバッテリＢ２に替えて負荷を＋側端子ＴVoHと−側端子ＴVoHLとの間に介挿した構成であり、エネルギを補完する低電圧ＶoLのバッテリＢ１が１次側変換部２に接続されている。
以下の説明において、整流動作は、ダイオードＤ７〜Ｄ１０の両波整流構成にて、２次巻線１Ｂに誘起される単相矩形波交流電圧の両波整流を行う。また上述したように、同期整流にて２次巻線１Ａに誘起される単相矩形波交流電圧に対する整流を行う方式にて整流動作を行っても良い。ここで、１次巻線数：２次巻線数＝１：Ｎとする。
以下の説明に用いる図３のタイミングチャートにおいて、トランジスタＱ１及びＱ４をオン／オフするスイッチング周期を周期Ｔ１とし、トランジスタＱ３及びＱ２とをオン／オフするスイッチング周期を周期Ｔ２とし、この周期Ｔ１と周期Ｔ２との位相のずれをΔＴとする。
以下の説明において、整流動作は、ダイオードＤ７〜Ｄ１０の両波整流構成にて、２次巻線１Ｂに誘起される単相矩形波交流電圧の両波整流を行う。また上述したように、同期整流にて２次巻線１Ａに誘起される単相矩形波交流電圧に対する整流を行う方式にて整流動作を行っても良い。ここで、１次巻線数：２次巻線数＝１：Ｎとする。
以下の説明に用いる図３のタイミングチャートにおいて、トランジスタＱ１及びＱ４をオン／オフするスイッチング周期を周期Ｔ１とし、トランジスタＱ３及びＱ２とをオン／オフするスイッチング周期を周期Ｔ２とし、この周期Ｔ１と周期Ｔ２との位相のずれをΔＴとする。
＜周期Ｔ１と周期Ｔ２との位相が１８０°（＝ΔＴ）ずれている場合：図３（ａ）＞
時刻ｔ１において、第１の制御回路５は、制御信号Ｓ１、制御信号Ｓ４を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させ、制御信号Ｓ２、制御信号Ｓ３を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させる。
上述した制御信号の変化によって、トランジスタＱ１、トランジスタＱ４はオンとなり、一方トランジスタＱ２、トランジスタＱ３はオフとなる。
これにより、１次側巻線１Ａに電流ｉ1F（端子ＴA1→端子ＴA2）が流れることにより、巻線１Ｂの端子ＴB1−ＴB2間にＮ・ＶoLの電圧が誘起される。
ここで、巻線１Ｂに誘起された電圧Ｎ・ＶoLがダイオードＤ７を介し、チョークコイル７及び、トランジスタＱ５の寄生ダイオードＤ５を介して＋側端子ＴVoHへ出力される。
時刻ｔ１において、第１の制御回路５は、制御信号Ｓ１、制御信号Ｓ４を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させ、制御信号Ｓ２、制御信号Ｓ３を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させる。
上述した制御信号の変化によって、トランジスタＱ１、トランジスタＱ４はオンとなり、一方トランジスタＱ２、トランジスタＱ３はオフとなる。
これにより、１次側巻線１Ａに電流ｉ1F（端子ＴA1→端子ＴA2）が流れることにより、巻線１Ｂの端子ＴB1−ＴB2間にＮ・ＶoLの電圧が誘起される。
ここで、巻線１Ｂに誘起された電圧Ｎ・ＶoLがダイオードＤ７を介し、チョークコイル７及び、トランジスタＱ５の寄生ダイオードＤ５を介して＋側端子ＴVoHへ出力される。
時刻ｔ２において、第１の制御回路５は、制御信号Ｓ１及びＳ４を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに、また制御信号Ｓ２及びＳ３を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させる。
これにより、トランジスタＱ１及びＱ４はオフ状態となり、トランジスタＱ２及びＱ３はオフ状態となる。
そして、１次側巻線１Ａに電流ｉ1B（端子ＴA2→端子ＴA1）が流れることにより、巻線１Ｂの端子ＴB2−ＴB1間にＮ・ＶoLの電圧が誘起される。
ここで、巻線１Ｂに誘起された電圧Ｎ・ＶoLがダイオードＤ９を介し、チョークコイル７及び、トランジスタＱ５の寄生ダイオードＤ５を介して＋側端子ＴVOHへ出力される。
これにより、トランジスタＱ１及びＱ４はオフ状態となり、トランジスタＱ２及びＱ３はオフ状態となる。
そして、１次側巻線１Ａに電流ｉ1B（端子ＴA2→端子ＴA1）が流れることにより、巻線１Ｂの端子ＴB2−ＴB1間にＮ・ＶoLの電圧が誘起される。
ここで、巻線１Ｂに誘起された電圧Ｎ・ＶoLがダイオードＤ９を介し、チョークコイル７及び、トランジスタＱ５の寄生ダイオードＤ５を介して＋側端子ＴVOHへ出力される。
上述した時刻ｔ１及びｔ２の処理が以降繰り返され、昇圧処理が行われる。周期Ｔ１と周期Ｔ２との位相が１８０°異なる場合、昇圧電圧としては、トランス１Ｂには常に電圧が誘起されており、チョークコイル７による平滑後も、トランス１の巻数比から得られる最大電圧値の昇圧電圧としてＮ・ＶoLが得られる。
そして、昇圧された高電圧の電源信号は、チョークコイル７及びコンデンサ６から構成された平滑回路により平滑化されて、一定電圧の高電圧ＶoHとして、＋側端子ＴVoHから出力される。
そして、昇圧された高電圧の電源信号は、チョークコイル７及びコンデンサ６から構成された平滑回路により平滑化されて、一定電圧の高電圧ＶoHとして、＋側端子ＴVoHから出力される。
しかしながら、上述した周期Ｔ１及びＴ２の位相が１８０°異なる昇圧処理において、予め設定された昇圧電圧に満たない場合、トランジスタＱ６をオンオフ制御することにより、チョークコイル７を用いた昇圧動作を行い、２次側直行変換部３のダイオードＤ７及びＤ９により整流された電圧を昇圧して、昇圧した電圧を昇圧電圧としてダイオードＤ５を介して＋側端子ＴVoHへ出力する。
第２の制御回路６は、制御信号Ｓ６を「Ｈ」レベルとして、トランジスタＱ６をオン状態とさせるタイミングを、第１の制御回路５が制御信号Ｓ１及びＳ４と、制御信号Ｓ２及びＳ３とが各々「Ｈ」レベルとするタイミングに同期させる。
第２の制御回路６は、制御信号Ｓ６を「Ｈ」レベルとして、トランジスタＱ６をオン状態とさせるタイミングを、第１の制御回路５が制御信号Ｓ１及びＳ４と、制御信号Ｓ２及びＳ３とが各々「Ｈ」レベルとするタイミングに同期させる。
この昇圧された昇圧電圧の電圧値は、第２の制御回路６により、トランジスタＱ６をオンオフ制御する制御信号Ｓ６のデューティを調整するか、あるいはデューテイを固定（昇圧電圧が最大に昇圧される幅に固定）することで行う。
また、第１の制御回路５が１次側直交変換部２を制御する制御信号Ｓ１〜Ｓ４の周期Ｔ１及びＴ２の周期の位相を、後述するように調整して、昇圧される昇圧電圧があらかじめ設定された電圧となるよう調整してもよい。
また、第１の制御回路５が１次側直交変換部２を制御する制御信号Ｓ１〜Ｓ４の周期Ｔ１及びＴ２の周期の位相を、後述するように調整して、昇圧される昇圧電圧があらかじめ設定された電圧となるよう調整してもよい。
＜周期Ｔ１と周期Ｔ２との位相が９０°（＝ΔＴ）ずれている場合：図３（ｂ）＞
時刻ｔ１において、第１の制御回路５は、制御信号Ｓ１、制御信号Ｓ４を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させ、制御信号Ｓ２、制御信号Ｓ３を「Ｌ」レベルのままで維持する。
そして、トランジスタＱ１及びＱ４がオフからオンに状態が移行し、トランジスタＱ２及びＱ３はオフのままとなる。
これにより、トランス１の１次巻線１Ａには電流ｉ1Fが流れ、２次巻線１Ｂの端子ＴB1−ＴB2間にＮ・ＶoLの電圧が誘起される。
時刻ｔ１において、第１の制御回路５は、制御信号Ｓ１、制御信号Ｓ４を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させ、制御信号Ｓ２、制御信号Ｓ３を「Ｌ」レベルのままで維持する。
そして、トランジスタＱ１及びＱ４がオフからオンに状態が移行し、トランジスタＱ２及びＱ３はオフのままとなる。
これにより、トランス１の１次巻線１Ａには電流ｉ1Fが流れ、２次巻線１Ｂの端子ＴB1−ＴB2間にＮ・ＶoLの電圧が誘起される。
次に、時刻ｔ12において、第１の制御回路５は、制御信号Ｓ１及びＳ４を「Ｈ」レベルのままとし、制御信号Ｓ２及びＳ３を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させる。
これにより、トランジスタＱ１からＱ４の全てがオン状態となり、接続点Ｋ１及びＫ２が「Ｌ」レベルとなり、トランス１の１次巻線１Ａの端子ＴA1及びＴA2が同電位となり、電流が流れないため、２次巻線１Ｂに電圧は誘起されない。
これにより、トランジスタＱ１からＱ４の全てがオン状態となり、接続点Ｋ１及びＫ２が「Ｌ」レベルとなり、トランス１の１次巻線１Ａの端子ＴA1及びＴA2が同電位となり、電流が流れないため、２次巻線１Ｂに電圧は誘起されない。
次に、時刻ｔ２において、第１の制御回路５は、制御信号Ｓ１及びＳ４を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させ、制御信号Ｓ２及びＳ３を「Ｈ」レベルのまま維持する。
そして、トランジスタＱ１及びＱ４がオンからオフに移行し、トランジスタＱ２及びＱ３はオン状態のままとなる。
これにより、トランス１の１次巻線１Ａに電流ｉ1Bが流れ、２次巻線１Ｂの端子ＴB2−ＴB1間にＮ・ＶoLの電圧が誘起される。
そして、トランジスタＱ１及びＱ４がオンからオフに移行し、トランジスタＱ２及びＱ３はオン状態のままとなる。
これにより、トランス１の１次巻線１Ａに電流ｉ1Bが流れ、２次巻線１Ｂの端子ＴB2−ＴB1間にＮ・ＶoLの電圧が誘起される。
次に、時刻ｔ22において、第１の制御回路５は、制御信号Ｓ１及びＳ４を「Ｌ」レベルのままとし、制御信号Ｓ２及びＳ３を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させる。
これにより、トランジスタＱ１〜Ｑ４の全てがオフ状態となり、接続点Ｋ１及びＫ２がフローティング（電気的にいずれにも接続されずに浮いた状態）となり、トランス１の１次巻線１Ａの端子ＴA1及びＴA2が同電位となり、電流が流れないため、２次巻線１Ｂに電圧は誘起されない。
これにより、トランジスタＱ１〜Ｑ４の全てがオフ状態となり、接続点Ｋ１及びＫ２がフローティング（電気的にいずれにも接続されずに浮いた状態）となり、トランス１の１次巻線１Ａの端子ＴA1及びＴA2が同電位となり、電流が流れないため、２次巻線１Ｂに電圧は誘起されない。
以降、時刻ｔ４以降において、上述したｔ１〜ｔ22の処理が繰り返される。
そして、上述した周期Ｔ１及びＴ２の周期が９０°ずれている場合、周期Ｔ１及びＴ２の位相が１８０°ずれている場合に比較して、半分の期間において、トランス１の２次巻線１ＢにＮ・ＶoLの電圧が生成される。
デューテイ５０％の上記Ｎ・ＶoLが単相矩形波交流電圧としてチョークコイル７へ入力されると、チョークコイル７によりこの入力される単相矩形波交流電圧が平滑化され、所定の降圧電圧として、ダイオードＤ５を介して＋側端子ＴVoHへ出力される。
したがって、周期Ｔ１及びＴ２との位相を制御することにより、＋側端子ＴVoHへ出力される昇圧電圧の電圧値が調整される。
上述したように、トランス１におけるプッシュプル動作により、低電圧から高電圧に電圧を昇圧させる処理が行われる。
そして、上述した周期Ｔ１及びＴ２の周期が９０°ずれている場合、周期Ｔ１及びＴ２の位相が１８０°ずれている場合に比較して、半分の期間において、トランス１の２次巻線１ＢにＮ・ＶoLの電圧が生成される。
デューテイ５０％の上記Ｎ・ＶoLが単相矩形波交流電圧としてチョークコイル７へ入力されると、チョークコイル７によりこの入力される単相矩形波交流電圧が平滑化され、所定の降圧電圧として、ダイオードＤ５を介して＋側端子ＴVoHへ出力される。
したがって、周期Ｔ１及びＴ２との位相を制御することにより、＋側端子ＴVoHへ出力される昇圧電圧の電圧値が調整される。
上述したように、トランス１におけるプッシュプル動作により、低電圧から高電圧に電圧を昇圧させる処理が行われる。
図３（ａ）及び図３（ｂ）にて説明したように、制御信号Ｓ１及び制御信号Ｓ４の信号レベルの変化の位相に対し、制御信号Ｓ２及び制御信号Ｓ３の信号レベルの変化の位相のずれを変化（調整）させることにより、電流が１次側巻線１Ａに流れる期間を制御し、２次巻線１Ｂに誘起される単相矩形波交流電圧のパルス幅を制御し、高電圧ＶoHの電圧値を任意に制御することができる。
また、１次側直交変換部２において、位相制御によって電流が１次側巻線１Ａに流れる期間を制御するのではなく、制御信号Ｓ１〜Ｓ４のパルス幅を調整、すなわち、トランジスタＱ１〜Ｑ４各々をオン状態とするパルス幅を制御するＰＷＭ制御を行うことにより、１次巻線１Ａに電流の流れる期間を制御し、誘起される単相矩形波交流電圧のパルス幅を制御するようにしても良い。
また、１次側直交変換部２において、位相制御によって電流が１次側巻線１Ａに流れる期間を制御するのではなく、制御信号Ｓ１〜Ｓ４のパルス幅を調整、すなわち、トランジスタＱ１〜Ｑ４各々をオン状態とするパルス幅を制御するＰＷＭ制御を行うことにより、１次巻線１Ａに電流の流れる期間を制御し、誘起される単相矩形波交流電圧のパルス幅を制御するようにしても良い。
次に、図４及び図１７を用いて、本実施形態による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータによる降圧動作を説明する。図４は降圧動作を説明するための本実施形態の構成例を示すブロック図である。図１７は本実施形態による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータによる高電圧から低電圧への降圧動作を説明するタイミングチャートである。ここで、高電圧から低電圧への降圧処理とは、例えば１００〜２００Ｖ程度の電圧から１０数Ｖ程度の電圧への変換処理をいう。２次側直行変換部３において位相制御の降圧処理を行い、１次側直行変換部２において、２次巻線１Ａに誘起される単相矩形波交流電圧に対する両波整流が行われ、低電圧が生成される。
このとき、第１の制御回路５は、トランジスタＱ１〜Ｑ４に対して「Ｌ」レベルの制御信号Ｓ１〜Ｓ４を出力している。このため、トランジスタＱ１〜Ｑ４は全てオフ状態となっている。一方、第２の制御回路６は、制御信号Ｓ６を「Ｌ」レベルにて出力している。これにより、ゲートに「Ｌ」レベルの制御信号Ｓ６が印加されるため、トランジスタＱ６がオフとなっている。また、第２の制御回路６は、トランジスタＱ５のゲートに周期パルスの「Ｈ」レベルの制御信号Ｓ５を出力している。このパルスのデューティを変更することにより、チョークコイル７に供給する電気エネルギを制御し、降圧電圧を調整する。
なお、図４は降圧動作を行うためバッテリＢ１に替えて負荷を＋側端子ＴVoHと−側端子ＴVoHLとの間に介挿した構成であり、エネルギを補完する低電圧ＶoLのバッテリＢ２が２次側変換部３に接続されている。
以下の説明において、整流動作は、ダイオードＤ１〜Ｄ４の両波整流構成にて、１次巻線１Ａに誘起される単相矩形波交流電圧の両波整流を行う。また上述したように、同期整流にて１次巻線１Ａに誘起される単相矩形波交流電圧に対する整流を行う方式にて整流動作を行っても良い。ここで、１次巻線数：２次巻線数＝１：Ｎとする。
以下の降圧動作の説明に用いる図５〜図１６において、トランジスタＱ７，Ｑ８，Ｑ９及びＱ１０をオン／オフするスイッチング周期は図１７のタイミングチャートに示す。
以下の説明において、整流動作は、ダイオードＤ１〜Ｄ４の両波整流構成にて、１次巻線１Ａに誘起される単相矩形波交流電圧の両波整流を行う。また上述したように、同期整流にて１次巻線１Ａに誘起される単相矩形波交流電圧に対する整流を行う方式にて整流動作を行っても良い。ここで、１次巻線数：２次巻線数＝１：Ｎとする。
以下の降圧動作の説明に用いる図５〜図１６において、トランジスタＱ７，Ｑ８，Ｑ９及びＱ１０をオン／オフするスイッチング周期は図１７のタイミングチャートに示す。
図５は初期状態を示し、トランジスタＱ７，Ｑ１０がオン状態にあり、トランジスタＱ５，Ｑ６，Ｑ８及びＱ９がオフ状態から開始され、ここで、第２の制御回路６がトランジスタＱ５のゲートに印加する制御信号Ｓ５を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させることにより、トランジスタＱ５がオン状態となる。
これにより、トランジスタＱ５，Ｑ７を介して２次巻線１Ｂに電流ｉ2F（端子ＴB1→端子ＴB2）が流れ、巻線１Ａの端子ＴA1−ＴA2間に（１／Ｎ）・ＶoHの電圧が誘起される。
ここで、巻線１Ａに誘起された電圧（１／Ｎ）・ＶoHがダイオードＤ４及びＤ１を介し、バッテリＢ１の＋側端子ＴＶoLへ出力される。
これにより、トランジスタＱ５，Ｑ７を介して２次巻線１Ｂに電流ｉ2F（端子ＴB1→端子ＴB2）が流れ、巻線１Ａの端子ＴA1−ＴA2間に（１／Ｎ）・ＶoHの電圧が誘起される。
ここで、巻線１Ａに誘起された電圧（１／Ｎ）・ＶoHがダイオードＤ４及びＤ１を介し、バッテリＢ１の＋側端子ＴＶoLへ出力される。
次に、図６において、第２の制御回路６がトランジスタＱ５のゲートに印加する制御信号Ｓ５を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させることにより、トランジスタＱ５がオフ状態となる。これにより、トランジスタＱ７、２次巻線１Ｂ、トランジスタＱ１０を介してチョークコイル７に流れる電流ｉ2FがダイオードＤ６を介して流れる状態となる。
この時点においても、巻線１Ａの端子ＴA1−ＴA2間に（１／Ｎ）・ＶoHの電圧が誘起され、この電圧（１／Ｎ）・ＶoHがダイオードＤ４、Ｄ１を介し、バッテリＢ１の＋側端子ＴＶoLへ出力される。
この時点においても、巻線１Ａの端子ＴA1−ＴA2間に（１／Ｎ）・ＶoHの電圧が誘起され、この電圧（１／Ｎ）・ＶoHがダイオードＤ４、Ｄ１を介し、バッテリＢ１の＋側端子ＴＶoLへ出力される。
次に、図７において、第２の制御回路６がトランジスタＱ９のゲートに印加する制御信号Ｓ９を、「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させることにより、トランジスタＱ９がオン状態となる。これにより、トランジスタＱ７及びＱ９の並列接続、２次巻線１Ｂ、トランジスタ１０を介してチョークコイル７に流れる電流ｉ2FがダイオードＤ６を介して流れる状態が継続される。
この時点においても、巻線１Ａの端子ＴA1−ＴA2間に（１／Ｎ）・ＶoHの電圧が誘起され、この電圧（１／Ｎ）・ＶoHがダイオードＤ４、Ｄ１を介し、バッテリＢ１の＋側端子ＴＶoLへ出力される。
この時点においても、巻線１Ａの端子ＴA1−ＴA2間に（１／Ｎ）・ＶoHの電圧が誘起され、この電圧（１／Ｎ）・ＶoHがダイオードＤ４、Ｄ１を介し、バッテリＢ１の＋側端子ＴＶoLへ出力される。
次に、図８において、第２の制御回路６がトランジスタＱ７のゲートに印加する制御信号Ｓ７を、「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させることにより、トランジスタＱ７がオフ状態となる。これにより、トランジスタＱ９、トランジスタ１０を介してチョークコイル７に流れる電流ｉ2FがダイオードＤ６を介して流れる状態が継続される。
この時点において、巻線１Ａに流れる電流が無くなるため、端子ＴA1−ＴA2間に電圧が誘起されず、バッテリＢ１の＋側端子ＴＶoLへ充電のための電圧は出力されない。
この時点において、巻線１Ａに流れる電流が無くなるため、端子ＴA1−ＴA2間に電圧が誘起されず、バッテリＢ１の＋側端子ＴＶoLへ充電のための電圧は出力されない。
次に、図９において、第２の制御回路６がトランジスタＱ８のゲートに印加する制御信号Ｓ８を、「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させることにより、トランジスタＱ８がオン状態となる。しかしながら、トランジスタＱ８に流れ込む電流の経路が生じないため、トランジスタＱ９、トランジスタ１０を介してチョークコイル７に流れる電流ｉ2FがダイオードＤ６を介して流れる状態が継続される。
この時点において、巻線１Ａに流れる電流が無くなるため、端子ＴA1−ＴA2間に電圧が誘起されず、バッテリＢ１の＋側端子ＴＶoLへ充電のための電圧は出力されない。
この時点において、巻線１Ａに流れる電流が無くなるため、端子ＴA1−ＴA2間に電圧が誘起されず、バッテリＢ１の＋側端子ＴＶoLへ充電のための電圧は出力されない。
次に、図１０において、第２の制御回路６がトランジスタＱ１０のゲートに印加する制御信号Ｓ１０を、「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させることにより、トランジスタＱ１０がオフ状態となる。これにより、トランジスタＱ９、トランジスタＱ８を介して２次巻線１Ｂに電流ｉ2B（端子ＴB2→端子ＴB1）が流れ、巻線１Ａの端子ＴA2−ＴA1間に（１／Ｎ）・ＶoHの電圧が誘起される。
ここで、巻線１Ａに誘起された電圧（１／Ｎ）・ＶoHがダイオードＤ２及びＤ３を介し、バッテリＢ１の＋側端子ＴＶoLへ出力される。
ここで、巻線１Ａに誘起された電圧（１／Ｎ）・ＶoHがダイオードＤ２及びＤ３を介し、バッテリＢ１の＋側端子ＴＶoLへ出力される。
次に、図１１において、第２の制御回路６がトランジスタＱ５のゲートに印加する制御信号Ｓ５を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させることにより、トランジスタＱ５がオン状態となる。
これにより、トランジスタＱ５，Ｑ９及びＱ８を介して２次巻線１Ｂに電流ｉ2B（端子ＴB2→端子ＴB1）が流れ、巻線１Ａの端子ＴA2−ＴA1間に（１／Ｎ）・ＶoHの電圧が誘起される。
ここで、巻線１Ａに誘起された電圧（１／Ｎ）・ＶoHがダイオードＤ２及びＤ３を介し、バッテリＢ１の＋側端子ＴＶoLへ出力される。
これにより、トランジスタＱ５，Ｑ９及びＱ８を介して２次巻線１Ｂに電流ｉ2B（端子ＴB2→端子ＴB1）が流れ、巻線１Ａの端子ＴA2−ＴA1間に（１／Ｎ）・ＶoHの電圧が誘起される。
ここで、巻線１Ａに誘起された電圧（１／Ｎ）・ＶoHがダイオードＤ２及びＤ３を介し、バッテリＢ１の＋側端子ＴＶoLへ出力される。
次に、図１２において、第２の制御回路６がトランジスタＱ５のゲートに印加する制御信号Ｓ５を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させることにより、トランジスタＱ５がオフ状態となる。これにより、トランジスタＱ１０、２次巻線１Ｂ、トランジスタＱ８を介してチョークコイル７に流れる電流ｉ2BがダイオードＤ６を介して流れる状態となる。
この時点においても、巻線１Ａの端子ＴA2−ＴA1間に（１／Ｎ）・ＶoHの電圧が誘起され、この電圧（１／Ｎ）・ＶoHがダイオードＤ２、Ｄ３を介し、バッテリＢ１の＋側端子ＴＶoLへ出力される。
この時点においても、巻線１Ａの端子ＴA2−ＴA1間に（１／Ｎ）・ＶoHの電圧が誘起され、この電圧（１／Ｎ）・ＶoHがダイオードＤ２、Ｄ３を介し、バッテリＢ１の＋側端子ＴＶoLへ出力される。
次に、図１３において、第２の制御回路６がトランジスタＱ１０のゲートに印加する制御信号Ｓ１０を、「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させることにより、トランジスタＱ１０がオン状態となる。これにより、トランジスタＱ８及びＱ１０の並列接続、２次巻線１Ｂ、トランジスタ９を介してチョークコイル７に流れる電流ｉ2BがダイオードＤ６を介して流れる状態が継続される。
この時点においても、巻線１Ａの端子ＴA2−ＴA1間に（１／Ｎ）・ＶoHの電圧が誘起され、この電圧（１／Ｎ）・ＶoHがダイオードＤ２、Ｄ３を介し、バッテリＢ１の＋側端子ＴＶoLへ出力される。
この時点においても、巻線１Ａの端子ＴA2−ＴA1間に（１／Ｎ）・ＶoHの電圧が誘起され、この電圧（１／Ｎ）・ＶoHがダイオードＤ２、Ｄ３を介し、バッテリＢ１の＋側端子ＴＶoLへ出力される。
次に、図１４において、第２の制御回路６がトランジスタＱ８のゲートに印加する制御信号Ｓ８を、「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させることにより、トランジスタＱ８がオフ状態となる。これにより、トランジスタＱ９、トランジスタ１０を介してチョークコイル７に流れる電流ｉ2BがダイオードＤ６を介して流れる状態が継続される。
この時点において、巻線１Ａに流れる電流が無くなるため、端子ＴA2−ＴA1間に電圧が誘起されず、バッテリＢ１の＋側端子ＴＶoLへ充電のための電圧は出力されない。
この時点において、巻線１Ａに流れる電流が無くなるため、端子ＴA2−ＴA1間に電圧が誘起されず、バッテリＢ１の＋側端子ＴＶoLへ充電のための電圧は出力されない。
次に、図１５において、第２の制御回路６がトランジスタＱ７のゲートに印加する制御信号Ｓ７を、「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させることにより、トランジスタＱ７がオン状態となる。しかしながら、トランジスタＱ７に流れ込む電流の経路が生じないため、トランジスタＱ９、トランジスタ１０を介してチョークコイル７に流れる電流ｉ2BがダイオードＤ６を介して流れる状態が継続される。
この時点において、巻線１Ａに流れる電流が無くなるため、端子A2−ＴA1間に電圧が誘起されず、バッテリＢ１の＋側端子ＴＶoLへ充電のための電圧は出力されない。
この時点において、巻線１Ａに流れる電流が無くなるため、端子A2−ＴA1間に電圧が誘起されず、バッテリＢ１の＋側端子ＴＶoLへ充電のための電圧は出力されない。
次に、図１６において、第２の制御回路６がトランジスタＱ９のゲートに印加する制御信号Ｓ９を、「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させることにより、トランジスタＱ９がオフ状態となる。これにより、トランジスタＱ７、トランジスタＱ１０を介して２次巻線１Ｂに電流ｉ2F（端子ＴB1→端子ＴB2）が流れ、巻線１Ａの端子ＴA1−ＴA2間に（１／Ｎ）・ＶoHの電圧が誘起される。
ここで、巻線１Ａに誘起された電圧（１／Ｎ）・ＶoHがダイオードＤ４及びＤ１を介し、バッテリＢ１の＋側端子ＴＶoLへ出力される。
ここで、巻線１Ａに誘起された電圧（１／Ｎ）・ＶoHがダイオードＤ４及びＤ１を介し、バッテリＢ１の＋側端子ＴＶoLへ出力される。
そして、図５の状態に戻り、図５から図１６の処理が繰り返され、降圧処理が行われる。上述したように、本実施形態の基本的な動作は、降圧処理を行っている間、チョークコイル７に継続的に、同一方向の電流（チョークコイル７の端子Ｔc2から端子Ｔc1方向）を流すように各トランジスタのゲートを制御し、チョークコイル７にて高圧を生じさせないようにし、降圧電圧の制御が精度良く行われるようにする。
すなわち、図１７のタイミングチャートに示す時刻ｔ０〜ｔ１１各々において、図５〜図１６それぞれの動作が行われ、所望の低電圧ＶoLがバッテリＢ１に対して出力される。
すなわち、図１７のタイミングチャートに示す時刻ｔ０〜ｔ１１各々において、図５〜図１６それぞれの動作が行われ、所望の低電圧ＶoLがバッテリＢ１に対して出力される。
また、上記実施形態においては、降圧動作に対応して設定された巻線比を設定した際にも、昇圧電圧が設定された電圧値として出力することが可能な構成として、第１の電圧のバッテリ（バッテリＢ２）を高電圧、第２の電圧のバッテリ（バッテリＢ１）を、第１の電圧より低い低電圧として説明した。
しかしながら、昇圧動作に対応して設定された巻線比を設定した際に、降圧電圧が設定された電圧値として出力することが可能な構成として、バッテリＢ２の第１の電圧を低電圧とし、バッテリＢ１の第２の電圧を高電圧として構成してもよい。
この場合、設定した電圧に達しない低電圧の電圧値が、昇圧回路４により昇圧されることにより、設定した電圧値の低電圧として出力されることになる。
しかしながら、昇圧動作に対応して設定された巻線比を設定した際に、降圧電圧が設定された電圧値として出力することが可能な構成として、バッテリＢ２の第１の電圧を低電圧とし、バッテリＢ１の第２の電圧を高電圧として構成してもよい。
この場合、設定した電圧に達しない低電圧の電圧値が、昇圧回路４により昇圧されることにより、設定した電圧値の低電圧として出力されることになる。
次に、本発明の他の実施形態として、１次側直交変換部２及び２次側直交変換部３のトランジスタの接続構成が、３相ブリッジ構成のＤＣ／ＤＣコンバータを図１８に示す。
この図において、本実施形態による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、すでに述べた一実施形態のトランス１に代え、トランス１１，１２、１３と、１次側直交変換部２、２次側直交変換部３、昇圧回路４を有している。
上述した構成により、この他の実施形態による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、すでに述べた一実施形態と同様に、昇圧処理の電圧変換（エネルギー変換）において、２次側直交変換部３がバッテリＢ１における直流の低電圧ＶoHを、一端、３相矩形波交流電圧に変換し、１次側直交変換部２がその３相矩形波交流電圧を整流して直流の高電圧ＶoH（バッテリＢ２）に変換する。
一方、上記双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、降圧処理のエネルギー変換において、１次側直交変換部３がバッテリＢ２における直流の高電圧ＶoHを、一端、３相矩形波交流電圧に変換し、２次側直交変換部３がその３相矩形波交流電圧を整流して直流の低電圧ＶoL（バッテリＢ１）に変換する。
この図において、本実施形態による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、すでに述べた一実施形態のトランス１に代え、トランス１１，１２、１３と、１次側直交変換部２、２次側直交変換部３、昇圧回路４を有している。
上述した構成により、この他の実施形態による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、すでに述べた一実施形態と同様に、昇圧処理の電圧変換（エネルギー変換）において、２次側直交変換部３がバッテリＢ１における直流の低電圧ＶoHを、一端、３相矩形波交流電圧に変換し、１次側直交変換部２がその３相矩形波交流電圧を整流して直流の高電圧ＶoH（バッテリＢ２）に変換する。
一方、上記双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、降圧処理のエネルギー変換において、１次側直交変換部３がバッテリＢ２における直流の高電圧ＶoHを、一端、３相矩形波交流電圧に変換し、２次側直交変換部３がその３相矩形波交流電圧を整流して直流の低電圧ＶoL（バッテリＢ１）に変換する。
上記図６において、１次側直交変換部２は、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ（以下、単にトランジスタ）Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ１１及びＱ１２と、第１の制御回路５から構成され、インバータ構成となっている。
トランジスタＱ１、Ｑ３及びＱ１１各々は、ドレインが低電圧バッテリＢ１の＋側端子ＴVoLに接続されている。
一方、トランジスタＱ２、Ｑ４及びＱ１２各々は、ソースが低電圧バッテリＢ１の−側端子ＴVoLLに接続されている。
トランジスタＱ１のソースはトランジスタＱ２のドレインと接続点Ｋ１にて接続され、トランジスタＱ３のソースはトランジスタＱ４のドレインと接続点Ｋ２にて接続され、トランジスタＱ１１のソースはトランジスタＱ１２のドレインと接続点Ｋ３にて接続されている。
トランジスタＱ１、Ｑ３及びＱ１１各々は、ドレインが低電圧バッテリＢ１の＋側端子ＴVoLに接続されている。
一方、トランジスタＱ２、Ｑ４及びＱ１２各々は、ソースが低電圧バッテリＢ１の−側端子ＴVoLLに接続されている。
トランジスタＱ１のソースはトランジスタＱ２のドレインと接続点Ｋ１にて接続され、トランジスタＱ３のソースはトランジスタＱ４のドレインと接続点Ｋ２にて接続され、トランジスタＱ１１のソースはトランジスタＱ１２のドレインと接続点Ｋ３にて接続されている。
トランス１３における１次巻線１３Ａの一方の端子及びトランス１２における１次巻線１２Ａの他方の端子が接続点Ｋ１に接続され、トランス１２における１次巻線１２Ａの一方の端子及びトランス１１における１次巻線１１Ａの他方の端子が接続点Ｋ２に接続され、トランス１１における１次巻線１１Ａの一方の端子及びトランス１３における１次巻線１３Ａの他方の端子が接続点Ｋ３に接続されている。
また、トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ１１、Ｑ１２各々は、それぞれのゲートに対して、上記第１の制御回路５から制御信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ１１、Ｓ１２それぞれが入力されている。
上記第１の制御回路５は、各制御信号を「Ｈ」レベルまたは「Ｌ」レベルにて出力し、トランス１１の１次巻線１１Ａ、トランス１２の１次巻線１２Ａ、トランス１３の１次巻線１３Ａ各々に流れる電流の向きを、一定の周期にて逆相となるよう制御する。これにより、トランス１１の１次巻線１１Ａ、トランス１２の１次巻線１２Ａ、トランス１３の１次巻線１３Ａ各々に対して単相矩形波交流電圧が印加される。
また、トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ１１、Ｑ１２各々は、それぞれのゲートに対して、上記第１の制御回路５から制御信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ１１、Ｓ１２それぞれが入力されている。
上記第１の制御回路５は、各制御信号を「Ｈ」レベルまたは「Ｌ」レベルにて出力し、トランス１１の１次巻線１１Ａ、トランス１２の１次巻線１２Ａ、トランス１３の１次巻線１３Ａ各々に流れる電流の向きを、一定の周期にて逆相となるよう制御する。これにより、トランス１１の１次巻線１１Ａ、トランス１２の１次巻線１２Ａ、トランス１３の１次巻線１３Ａ各々に対して単相矩形波交流電圧が印加される。
２次側直交変換部４は、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ（以下、単にトランジスタ）Ｑ７、Ｑ８、Ｑ９、Ｑ１０、Ｑ１３、Ｑ１４と、第２の制御回路６から構成されている。
トランジスタＱ７は、ドレインがチョークコイル７の端子Ｔc1に接続され、ソースが接続点Ｐ１に接続されている。
トランジスタＱ９は、ドレインがチョークコイル７の端子Ｔc1に接続され、ソースが接続点Ｐ２に接続されている。
トランジスタＱ１３は、ドレインがチョークコイル７の端子Ｔc1に接続され、ソースが接続点Ｐ３に接続されている。
トランジスタＱ８は、ドレインが接続点Ｐ１に接続され、ソースが低電圧バッテリＢ２の−側端子ＴvoLLに接続されている。
トランジスタＱ１０は、ドレインが接続点Ｐ２に接続され、ソースが低電圧バッテリＢ２の−側端子ＴvoLLに接続されている。
トランジスタＱ１４は、ドレインが接続点Ｐ３に接続され、ソースが低電圧バッテリＢ２の−側端子ＴvoLLに接続されている。
トランジスタＱ７は、ドレインがチョークコイル７の端子Ｔc1に接続され、ソースが接続点Ｐ１に接続されている。
トランジスタＱ９は、ドレインがチョークコイル７の端子Ｔc1に接続され、ソースが接続点Ｐ２に接続されている。
トランジスタＱ１３は、ドレインがチョークコイル７の端子Ｔc1に接続され、ソースが接続点Ｐ３に接続されている。
トランジスタＱ８は、ドレインが接続点Ｐ１に接続され、ソースが低電圧バッテリＢ２の−側端子ＴvoLLに接続されている。
トランジスタＱ１０は、ドレインが接続点Ｐ２に接続され、ソースが低電圧バッテリＢ２の−側端子ＴvoLLに接続されている。
トランジスタＱ１４は、ドレインが接続点Ｐ３に接続され、ソースが低電圧バッテリＢ２の−側端子ＴvoLLに接続されている。
接続点Ｐ１はトランス１１における２次巻線１１Ｂの一方の端子及びトランス１３における２次巻線１３Ｂの他方の端子に接続され、接続点Ｐ２はトランス１１における２次巻線１１Ｂの他方の端子及びトランス１２における２次巻線１２Ｂの一方の端子に接続され、接続点Ｐ３はトランス１２における２次巻線１２Ｂの他方及びトランス１３における２次巻線１３Ｂの一方に接続されている。
また、トランジスタＱ７、Ｑ８、Ｑ９、Ｑ１０、Ｑ１３、Ｑ１４各々は、それぞれのゲートに対して、上記第２の制御回路６から制御信号Ｓ７、Ｓ８、Ｓ９、Ｓ１０、Ｓ１３、Ｓ１４それぞれが入力されている。
上記第２の制御回路６は、各制御信号を「Ｈ」レベルまたは「Ｌ」レベルにて出力し、トランス１１の２次巻線１１Ｂ、トランス１２の２次巻線１２及びトランス１３の２次巻線１３Ｂ各々に流れる電流の向きを、一定の周期にて逆相となるよう制御する。これにより、トランス１１の２次巻線１１Ｂ、トランス１２の２次巻線１２及びトランス１３の２次巻線１３Ｂ各々に対して単相矩形波交流電圧が印加される。
昇圧回路４は、すでに述べた一実施形態と同様のため説明を省略する。
また、トランジスタＱ７、Ｑ８、Ｑ９、Ｑ１０、Ｑ１３、Ｑ１４各々は、それぞれのゲートに対して、上記第２の制御回路６から制御信号Ｓ７、Ｓ８、Ｓ９、Ｓ１０、Ｓ１３、Ｓ１４それぞれが入力されている。
上記第２の制御回路６は、各制御信号を「Ｈ」レベルまたは「Ｌ」レベルにて出力し、トランス１１の２次巻線１１Ｂ、トランス１２の２次巻線１２及びトランス１３の２次巻線１３Ｂ各々に流れる電流の向きを、一定の周期にて逆相となるよう制御する。これにより、トランス１１の２次巻線１１Ｂ、トランス１２の２次巻線１２及びトランス１３の２次巻線１３Ｂ各々に対して単相矩形波交流電圧が印加される。
昇圧回路４は、すでに述べた一実施形態と同様のため説明を省略する。
上述したように、１次側直交変換部２において、トランジスタＱ１〜Ｑ４、Ｑ１１、Ｑ１２からなる複合スイッチの構造は３相矩形波交流電圧を生成するインバータ構成となっている。
昇圧動作において、上記３相矩形波交流電圧に対応し、２次側直交変換部３は、トランス１１の１次巻線１１Ａ、トランス１２の１次巻線１２Ａ、トランス１３の１次巻線１３Ａ各々に流れる電流により、トランス１１の２次巻線１１Ｂ、トランス１２の２次巻線１２及びトランス１３の２次巻線１３Ｂ各々に逆相にて誘起される電圧を３相ブリッジ整流を行い高電圧ＶoHの生成を行う。
この２次側直交変換部３は、上述したトランジスタＱ７、Ｑ９及びＱ１３の寄生ダイオードＤ７、Ｄ９及びＤ１３によるブリッジ整流により、トランス１１の２次巻線１１Ｂ、トランス１２の２次巻線１２及びトランス１３の２次巻線１３Ｂ各々に誘起される単相矩形波交流電圧の整流動作を行う。
ここで、昇圧動作において、上述したようダイオードを用いた両波整流を行うのではなく、トランジスタＱ１〜Ｑ４、Ｑ１１、Ｑ１２の上述したスイッチングに同期して、第２の制御回路６は、トランジスタＱ７〜Ｑ１０、Ｑ１３、Ｑ１４のオンオフを行う同期整流により、トランス１１の２次巻線１１Ｂ、トランス１２の２次巻線１２及びトランス１３の２次巻線１３Ｂ各々に誘起される単相矩形波交流電圧の整流動作を行っても良い。
昇圧動作において、上記３相矩形波交流電圧に対応し、２次側直交変換部３は、トランス１１の１次巻線１１Ａ、トランス１２の１次巻線１２Ａ、トランス１３の１次巻線１３Ａ各々に流れる電流により、トランス１１の２次巻線１１Ｂ、トランス１２の２次巻線１２及びトランス１３の２次巻線１３Ｂ各々に逆相にて誘起される電圧を３相ブリッジ整流を行い高電圧ＶoHの生成を行う。
この２次側直交変換部３は、上述したトランジスタＱ７、Ｑ９及びＱ１３の寄生ダイオードＤ７、Ｄ９及びＤ１３によるブリッジ整流により、トランス１１の２次巻線１１Ｂ、トランス１２の２次巻線１２及びトランス１３の２次巻線１３Ｂ各々に誘起される単相矩形波交流電圧の整流動作を行う。
ここで、昇圧動作において、上述したようダイオードを用いた両波整流を行うのではなく、トランジスタＱ１〜Ｑ４、Ｑ１１、Ｑ１２の上述したスイッチングに同期して、第２の制御回路６は、トランジスタＱ７〜Ｑ１０、Ｑ１３、Ｑ１４のオンオフを行う同期整流により、トランス１１の２次巻線１１Ｂ、トランス１２の２次巻線１２及びトランス１３の２次巻線１３Ｂ各々に誘起される単相矩形波交流電圧の整流動作を行っても良い。
上述した昇圧動作において、第１の制御回路５は、制御により接続点Ｋ２に対応するトランジスタＱ３及びＱ４のゲートに印加する制御信号Ｓ３及びＳ４の位相に対して、接続点Ｋ１に対応するトランジスタＱ１及びＱ２のゲートに印加する制御信号Ｓ１及びＳ２の位相と、接続点Ｋ３に対応するトランジスタＱ１１及びＱ１２のゲートに印加する制御信号Ｓ１１及びＳ１２の位相とを変化させることにより、降圧される低電圧の電圧値を制御する。ここで、制御信号Ｓ３及びＳ４と、制御信号Ｓ１及びＳ２と、制御電圧Ｓ１１及びＳ１２の「Ｈ」レベル及び「Ｌ」レベルとなる周期は同一の長さである。
また、上述した位相制御ではなく、制御信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ１１、Ｓ１２のパルス幅を調整し、トランジスタＱ１〜Ｑ４、Ｑ１１、Ｑ１２のオン／オフ時間を制御して、昇圧電圧の電圧値を制御するＰＷＭ制御を用いてもよい。
また、上述した位相制御ではなく、制御信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ１１、Ｓ１２のパルス幅を調整し、トランジスタＱ１〜Ｑ４、Ｑ１１、Ｑ１２のオン／オフ時間を制御して、昇圧電圧の電圧値を制御するＰＷＭ制御を用いてもよい。
一方、２次側直交変換部３において、トランジスタＱ７〜Ｑ１０、Ｑ１３、Ｑ１４からなる複合スイッチの構造は１つの３相矩形波交流電圧を生成するインバータ構成となっている。
降圧動作において、上記３相矩形波交流電圧に対応し、１次側直交変換部２は、トランス１１の２次巻線１１Ｂ、トランス１２の２次巻線１２及びトランス１３の２次巻線１３Ｂ各々に流れる電流により、トランス１１の１次巻線１１Ａ、トランス１２の１次巻線１２Ａ、トランス１３の１次巻線１３Ａ各々に逆相にて誘起される電圧を３相ブリッジ整流を行い低電圧ＶoHの生成を行う。
降圧動作において、上記３相矩形波交流電圧に対応し、１次側直交変換部２は、トランス１１の２次巻線１１Ｂ、トランス１２の２次巻線１２及びトランス１３の２次巻線１３Ｂ各々に流れる電流により、トランス１１の１次巻線１１Ａ、トランス１２の１次巻線１２Ａ、トランス１３の１次巻線１３Ａ各々に逆相にて誘起される電圧を３相ブリッジ整流を行い低電圧ＶoHの生成を行う。
この１次側直交変換部２は、上述したトランジスタＱ１、Ｑ３及びＱ１１の寄生ダイオードＤ１、Ｄ３及びＤ１１によるブリッジ整流により、トランス１１の１次巻線１１Ａ、トランス１２の１次巻線１２Ａ、トランス１３の１次巻線１３Ａ各々に誘起される単相矩形波交流電圧の整流動作を行う。
ここで、昇圧動作において、上述したようダイオードを用いたブリッジ整流を行うのではなく、トランジスタＱ７〜Ｑ１０、Ｑ１３、Ｑ１４の上述したスイッチングに同期して、第１の制御回路５は、トランジスタＱ１〜Ｑ４、Ｑ１１、Ｑ１２のオンオフを行う同期整流により、トランス１１の１次巻線１１Ａ、トランス１２の１次巻線１２Ａ、トランス１３の１次巻線１３Ａ各々に誘起される単相矩形波交流電圧の整流動作を行っても良い。
ここで、昇圧動作において、上述したようダイオードを用いたブリッジ整流を行うのではなく、トランジスタＱ７〜Ｑ１０、Ｑ１３、Ｑ１４の上述したスイッチングに同期して、第１の制御回路５は、トランジスタＱ１〜Ｑ４、Ｑ１１、Ｑ１２のオンオフを行う同期整流により、トランス１１の１次巻線１１Ａ、トランス１２の１次巻線１２Ａ、トランス１３の１次巻線１３Ａ各々に誘起される単相矩形波交流電圧の整流動作を行っても良い。
上述した降圧動作において、第２の制御回路６は、すでに説明した一実施形態と同様に、トランジスタＱ５をオンオフする制御信号Ｓ５の「Ｈ」レベルと「Ｌ」レベルとのデューティを変化させ、チョークコイル７に対して供給する電気エネルギを調整することにより、降圧電圧の電圧値の制御を行う。
また、昇圧及び降圧動作については、各トランジスタのスイッチングが一実施形態と同様のため省略する。
また、昇圧及び降圧動作については、各トランジスタのスイッチングが一実施形態と同様のため省略する。
１…トランス
１Ａ…１次巻線
１Ｂ…２次巻線
２…１次側直交変換部
３…２次側直交変換部
４…昇圧回路
５…第１の制御回路
６…第２の制御回路
７…チョークコイル
８、９…コンデンサ
Ｂ１，Ｂ２…バッテリ
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６，Ｄ７，Ｄ８，Ｄ９，Ｄ１０…ダイオード
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８，Ｑ９，Ｑ１０…トランジスタ
１Ａ…１次巻線
１Ｂ…２次巻線
２…１次側直交変換部
３…２次側直交変換部
４…昇圧回路
５…第１の制御回路
６…第２の制御回路
７…チョークコイル
８、９…コンデンサ
Ｂ１，Ｂ２…バッテリ
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６，Ｄ７，Ｄ８，Ｄ９，Ｄ１０…ダイオード
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８，Ｑ９，Ｑ１０…トランジスタ
Claims (7)
- 第１の電圧と当該第１の電圧より電圧値の低い第２の電圧との相互間にて、電圧変換動作を行う双方向ＤＣ／ＤＣコンバータであり、
１次巻線及び当該１巻線より巻数が多い２次巻線からなるトランスと、
前記１次巻線の一端及び前記第２の電圧の＋側端子間に介挿された第１のスイッチ手段と、
前記１次巻線の前記一端及び前記第２の電圧の−側端子間に介挿された第２のスイッチ手段と、
前記１次巻線の他端及び前記第２の電圧の＋側端子間に介挿された第３のスイッチ手段と、
前記１次巻線の前記他端と前記第２の電圧の−側端子間に介挿された第４のスイッチ手段と、
前記２次巻線の一端及び前記第１の電圧の＋側端子間に設けられたチョークコイルと、
該チョークコイルの一端及び前記第１の電圧の＋側端子間に介挿された第５のスイッチ手段と、
前記チョークコイルの前記一端及び第１の電圧の−側端子間に介挿された第６のスイッチ手段と、
前記２次巻線の一端及び前記チョークコイルの他端間に介挿された第７のスイッチ手段と、
前記２次巻線の前記一端及び前記第１の電圧の−側端子との間に介挿された第８のスイッチ手段と、
前記２次巻線の他端及び前記チョークコイルの前記他端間に介挿された第９のスイッチ手段と、
前記２次巻線の前記他端及び前記第１の電圧の−側端子間に介挿された第１０のスイッチ手段と
を有し、
前記第２の電圧から前記第１の電圧に変換する際、前記第１巻線と前記第２巻線との巻数比のみでは昇圧電圧が設定された電圧に達しない場合、前記チョークコイルにより当該昇圧電圧の昇圧処理に用い、一方、前記第２の電圧から前記第１の電圧に変換する際、前記第１巻線と前記第２巻線との巻数比のみでは降圧電圧が設定された電圧に達しない場合、前記チョークコイルにより前記第１の電圧の降圧処理を行った後、前記トランスにより前記降圧電圧への降圧を行い、
前記第７から第１０のスイッチ手段を制御する第２の制御回路と、
前記第１から第４のスイッチ手段各々に並列に接続されたダイオードからなる前記１次巻線に接続された第２の整流回路と
をさらに有し、
降圧動作において、第１の電圧が高電圧であり、第２の電圧が低電圧である場合、
前記第２の制御回路が、前記第７及び第９のスイッチ手段を周期的に制御し、前記２次巻線の一端あるいは他端のいずれか一方と、前記チョークコイルの前記他端との接続を制御し、また、前記第８及び第１０のスイッチ手段を周期的に制御し、前記２次巻線の一端あるいは他端のいずれか他方と、第１の電圧の−側端子とを接続し、前記周期毎に前記１次側巻線に流れる電流の方向が逆となるようプッシュプル動作させ、
前記第２の整流回路から出力される整流電圧を平滑化して降圧電圧として出力する
ことを特徴とする双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。 - 前記第１から第４のスイッチ手段を制御する第１の制御回路と、
前記第７から第１０のスイッチ手段各々に並列に接続されたダイオードからなる前記２次巻線に接続された第１の整流回路と
をさらに有し、
前記第２の電圧から前記第１の電圧への昇圧動作において、
前記第１の制御回路が、前記第１及び第３のスイッチ手段を周期的に制御し、前記１次巻線の一端あるいは他端のいずれか一方と、前記第２の電圧の＋側端子との接続を制御し、また、前記第２及び第４のスイッチ手段を周期的に制御し、前記１次巻線の一端あるいは他端のいずれか他方と、第２の電圧の−側端子とを接続し、前記周期毎に前記２次側巻線に流れる電流の方向が逆となるようプッシュプル動作させ、
この際、降圧電圧が予め設定された電圧に達しない場合、
前記第１の整流回路から出力される第１の整流電圧を、前記第６のスイッチ手段をオンオフ制御させることで、前記チョークコイルにて前記第１の整流電圧の昇圧動作を行い、昇圧された電圧を昇圧電圧として出力することを特徴とする請求項１に記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。 - 昇圧動作において、
前記第１の制御回路が、前記第１及び３のスイッチ手段と、第２及び第４のスイッチ手段の各スイッチのオンオフのタイミングを位相及びパルス幅制御のいずれか一方あるいは双方により制御し、前記昇圧電圧が予め設定された電圧となるよう制御することを特徴とする請求項２に記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。 - 降圧動作において、降圧動作中、前記チョークコイルに同一方向に継続的に電流を流すよう第７、第８、第９及び第１０のスイッチング手段を制御することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
- 降圧動作において、
前記第２の制御回路が、前記第５のスイッチ手段をオンオフするパルスのデューティ比を制御することにより、前記降圧電圧が予め設定された電圧となるよう制御することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。 - 前記第１から第４及び第７から第１０のスイッチ手段をＭＯＳトランジスタとし、各並列に接続されたダイオードを前記ＭＯＳトランジスタの寄生ダイオードを使用し、第１及び第２の整流回路を構成することを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか一項に記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
- 第１の電圧と、当該第１の電圧より電圧値の低い第２の電圧との相互間にて、電圧変換動作を行う双方向ＤＣ／ＤＣコンバータであり、
第１の１次巻線及び当該第１の１次巻線より巻数が多い第１の２次巻線からなる第１のトランスと、
第２の１次巻線及び当該第２の１次巻線より巻数が多い第２の２次巻線からなる第２のトランスと、
第３の１次巻線及び当該第３の１次巻線より巻数が多い第３の２次巻線からなる第３のトランスと、
前記第２の１次巻線の他端及び前記第３の１次巻線の一端と、前記第２の電圧の＋側端子との間に介挿された第１のスイッチ手段と、
前記第２の１次巻線の他端及び前記第３の１次巻線の一端と、前記第２の電圧の−側端子との間に介挿された第２のスイッチ手段と、
前記第１の１次巻線の他端及び前記第２の１次巻線の一端と、前記第２の電圧の＋側端子との間に介挿された第３のスイッチ手段と、
前記第１の１次巻線の他端及び前記第２の１次巻線の一端と、前記第２の電圧の−側端子との間に介挿された第４のスイッチ手段と、
前記第３の１次巻線の他端及び前記第１の１次巻線の一端と、前記第２の電圧の＋側端子との間に介挿された第１１のスイッチ手段と、
前記第３の１次巻線の他端及び前記第１の１次巻線の一端と、前記第２の電圧の−側端子との間に介挿された第１２のスイッチ手段と、
前記各２次巻線の一端及び前記第１の電圧の＋側端子間に設けられたチョークコイルと、
該チョークコイルの一端及び第１の電圧の＋側端子間に介挿された第５のスイッチ手段と、
前記チョークコイルの前記一端及び第１の電圧の−側端子間に介挿された第６のスイッチ手段と、
前記第１の２次巻線の一端及び前記第３の１次巻線の他端と、前記チョークコイルの他端との間に介挿された第７のスイッチ手段と、
前記第１の２次巻線の一端及び前記第３の１次巻線の他端と、前記第１の電圧の−側端子との間に介挿された第８のスイッチ手段と、
前記第１の２次巻線の他端及び前記第２の２次巻線の一端と、前記チョークコイルの他端との間に介挿された第９のスイッチ手段と、
前記第１の２次巻線の他端及び前記第２の２次巻線の一端と、前記第１の電圧の−側端子との間に介挿された第１０のスイッチ手段と、
前記第２の２次巻線の他端及び前記第３の２次巻線の一端と、前記チョークコイルの他端との間に介挿された第１３のスイッチ手段と、
前記第２の２次巻線の他端及び前記第３の２次巻線の一端と、前記第１の電圧の−側端子との間に介挿された第１４のスイッチ手段と、
を有し、
前記第２の電圧から前記第１の電圧に変換する際、前記第１巻線と前記第２巻線との巻数比のみでは昇圧電圧が設定された電圧に達しない場合、前記チョークコイルにより当該昇圧電圧の昇圧処理に用い、一方、前記第２の電圧から前記第１の電圧に変換する際、前記第１巻線と前記第２巻線との巻数比のみでは降圧電圧が設定された電圧に達しない場合、前記チョークコイルにより前記第１の電圧の降圧処理を行った後、前記トランスにより前記降圧電圧への降圧を行い、
前記第７から第１０及び第１３並びに第１４のスイッチ手段を制御する第２の制御回路と、
前記第１から第４及び第１１並びに第１２のスイッチ手段各々に並列に接続されたダイオードからなる前記１次巻線に接続された第２の整流回路と
をさらに有し、
降圧動作において、第１の電圧が高電圧であり、第２の電圧が低電圧である場合、
前記第２の制御回路が、前記第７、第９、及び第１３のスイッチ手段を周期的に制御し、前記２次巻線の一端あるいは他端のいずれか一方と、前記チョークコイルの前記他端との接続を制御し、また、前記第８、第１０、及び第１４のスイッチ手段を周期的に制御し、前記２次巻線の一端あるいは他端のいずれか他方と、第１の電圧の−側端子とを接続し、前記周期毎に前記１次側巻線に流れる電流の方向が逆となるようプッシュプル動作させ、前記第２の整流回路から出力される整流電圧を平滑化して降圧電圧として出力する
ことを特徴とする双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2008013677A JP5308682B2 (ja) | 2008-01-24 | 2008-01-24 | 双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2008013677A JP5308682B2 (ja) | 2008-01-24 | 2008-01-24 | 双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2009177940A JP2009177940A (ja) | 2009-08-06 |
| JP5308682B2 true JP5308682B2 (ja) | 2013-10-09 |
Family
ID=41032445
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2008013677A Expired - Fee Related JP5308682B2 (ja) | 2008-01-24 | 2008-01-24 | 双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP5308682B2 (ja) |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5204157B2 (ja) * | 2010-07-05 | 2013-06-05 | 株式会社日本自動車部品総合研究所 | 電動車両の充電装置 |
| EP2495858A1 (de) * | 2011-03-01 | 2012-09-05 | Rheinisch-Westfälisch-Technische Hochschule Aachen | Bidirektionaler Gleichspannungswandler |
| US9455641B2 (en) | 2012-02-14 | 2016-09-27 | Mitsubishi Electric Corporation | DC/DC converter |
| US9190915B2 (en) * | 2012-08-08 | 2015-11-17 | Mitsubishi Electric Corporation | Electric-power conversion device |
| US9130470B2 (en) * | 2012-09-14 | 2015-09-08 | General Electric Company | Power converter control system and method with separate primary and secondary controllers |
| JP6292497B2 (ja) | 2013-03-18 | 2018-03-14 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 電力変換器、パワーコンディショナ |
| JP2015012645A (ja) * | 2013-06-27 | 2015-01-19 | サンケン電気株式会社 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ及びａｃ−ｄｃコンバータ |
| JP6179054B2 (ja) | 2013-07-02 | 2017-08-16 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ、双方向電力変換器 |
| US9641089B2 (en) | 2013-07-11 | 2017-05-02 | Mitsubishi Electric Corporation | DC-DC converter |
| JP5931300B2 (ja) * | 2013-10-23 | 2016-06-08 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| JP6228059B2 (ja) * | 2014-03-28 | 2017-11-08 | トヨタ自動車株式会社 | Ｄｃ／ｄｃコンバータおよびバッテリシステム |
| JP6247192B2 (ja) * | 2014-10-07 | 2017-12-13 | コーセル株式会社 | スイッチング電源装置 |
| JP6161834B2 (ja) * | 2014-10-22 | 2017-07-12 | 三菱電機株式会社 | 電気車の補助電源装置 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH05111245A (ja) * | 1991-10-11 | 1993-04-30 | Mitsubishi Electric Corp | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| JP4274353B2 (ja) * | 2003-03-13 | 2009-06-03 | 本田技研工業株式会社 | 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP4419189B2 (ja) * | 2003-08-25 | 2010-02-24 | Ｔｄｋラムダ株式会社 | スイッチング電源装置 |
-
2008
- 2008-01-24 JP JP2008013677A patent/JP5308682B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2009177940A (ja) | 2009-08-06 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP5308682B2 (ja) | 双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ | |
| JP4995277B2 (ja) | 双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ | |
| JP4976086B2 (ja) | 昇降圧ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| EP3151403A2 (en) | Power supply device | |
| US9209698B2 (en) | Electric power conversion device | |
| CN111193400B (zh) | 电源装置 | |
| WO2005091483A1 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP2010093952A (ja) | 双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ | |
| JP6012822B1 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP2006246598A (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ、ｄｃ−ｄｃコンバータ制御装置、電源装置、電子装置及びｄｃ−ｄｃコンバータ制御方法 | |
| JP5210824B2 (ja) | 双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ | |
| CN103545081A (zh) | 磁性设备和采用磁性设备的功率变换器 | |
| CN103578694A (zh) | 磁性设备和采用磁性设备的功率变换器 | |
| CN103545082A (zh) | 磁性设备和采用磁性设备的功率变换器 | |
| KR20190115364A (ko) | 단상 및 3상 겸용 충전기 | |
| CN111082685A (zh) | 电力变换装置 | |
| EP3748834B1 (en) | Power supply device | |
| JP2018033229A (ja) | 電圧変換装置 | |
| WO2017098763A1 (ja) | 電源装置およびその初充電制御方法 | |
| JP2019041427A (ja) | 電力変換装置、電源装置およびその制御方法 | |
| JP3934654B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| CN112075019A (zh) | 具有升压开关的降压矩阵式整流器及其在一相损耗期间的操作 | |
| JP2021044856A (ja) | 絶縁型電力変換装置 | |
| CN113285606A (zh) | 电源装置 | |
| JP2005304289A (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20101015 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20120502 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20120508 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20120618 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20121113 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20121218 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20130604 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20130701 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Ref document number: 5308682 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |