JP2021044856A - 絶縁型電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電力変換効率が高く、小型化された３電源接続の絶縁型電力変換装置を提供する。【解決手段】１次入力電源、直流の２次入力電源、および直流の出力電源が接続される絶縁型電力変換装置１０は、２次入力電源の電圧Ｖｉｎ２を昇圧して中間コンデンサＣに供給する第１電力変換部１２と、中間コンデンサＣの端子間電圧Ｖｃを降圧して出力電源に供給する第２電力変換部１４と、１次コイルｃｉ１と２次コイルｃｉ２を有する第１絶縁トランスＴＲ１と、１次コイルｃｉ１と２次コイルｃｉ２を有する第２絶縁トランスＴＲ２を含む。ＴＲ１のｃｉ２の端子間と、ＴＲ２のｃｉ２の端子間のそれぞれには中間コンデンサＣの端子間電圧Ｖｃが印加され、ＴＲ１のｃｉ１とＴＲ２のｃｉ１に電圧を発生させ、ＴＲ１のｃｉ１とＴＲ２のｃｉ１が接続されて構成される１次コイル回路ｃｉ１ｃが、１次側電力変換部１６を介して１次入力電源に接続される。【選択図】図１

Description

本発明は、３つの電源が接続される絶縁型電力変換装置に関する。

３つの電源が接続される絶縁型電力変換装置（以下、３電源接続の絶縁電力変換装置、または、３ポートの絶縁型電力変換装置と言う）が知られている。特許文献１には、トランス（磁気部品とも言う）のコイルの中点を利用した３ポートの絶縁型電力変換装置が開示されている。図１５Ａは、特許文献１の装置の回路図である。特許文献１の装置は、１次入力電源−出力電源、１次入力電源−２次入力電源、２次入力電源−出力電源のそれぞれで、双方向的に電力変換が可能である。図１５Ａに示すように、トランスコイルの中点の利用により、出力電圧は２次入力電源の電圧によって調整することができ、２次入力電源と出力の電圧関係はトランスＴＲの電圧比に依存せず、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のデューティ比に依存する。出力に形成された電圧はトランスＴＲを励磁し、スイッチング素子の制御により、出力側と１次入力電源側の電力を調整する。

特開２０１７−６０２８５号公報

H.Tao, A.Kotsopoulos, J.L.Duarte, Hendrix, "A soft-switched three-port bidirectional converter for fuel cell and supercapacitor applications", IEEE Power Electronics Specialists Conference (PESC) pp.2487-2493, 2005

特許文献１の装置は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の動作により、２次入力電源の電圧（２次入力電圧とも言う）を昇圧して出力電圧を得る構成であるため、２次入力電圧は出力側で要求される電圧よりも低く設定する必要がある。例えば、図１５Ｂに示すように、出力電圧を５０〜２００Ｖの間で得たい場合、最小５０Ｖに対して、２次入力電圧は２５Ｖ(スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のデューティ比が５０％の場合)に設定する必要がある。従って、高い電力を出力する場合には、低電圧の２次入力電源側に大きな電流が発生し、回路を構成する素子やトランスＴＲの導通損失が大きくなってしまう。また、出力電圧を２００Ｖ（高い電圧）とする場合には、２次入力電圧（２５Ｖ）を８倍昇圧する必要があり、電力変換損失が大きくなってしまう。

また、1次入力電源と出力の間はトランスＴＲを介して接続されているため、出力電圧が変動すると1次入力電源側のトランスＴＲの電圧（トランス１次側の電圧と言う）も変動する。例えば、1次入力電源と出力の間のトランスＴＲの電圧比が４：１であり、出力電圧が５０〜２００Ｖの間で可変とする場合には、トランス1次側の電圧は２００〜８００Ｖの間で変動する。このように、トランス1次側の電圧が高電圧となるため、高耐圧の構造が必要となり、装置が大型化する可能性がある。

本発明の目的は、電力変換効率が高く、小型化された３電源接続の絶縁型電力変換装置を提供することにある。

本発明の絶縁型電力変換装置は、１次入力電源、直流の２次入力電源、および直流の出力電源が接続される絶縁型電力変換装置であって、前記２次入力電源の電圧を昇圧する第１電力変換部と、前記第１電力変換部により昇圧された電圧が供給される中間コンデンサと、前記中間コンデンサの端子間電圧を降圧して、前記出力電源に供給する第２電力変換部と、１次コイルと２次コイルを有する第１絶縁トランスと、１次コイルと２次コイルを有する第２絶縁トランスと、を含み、前記第１絶縁トランスの２次コイルの端子間と、前記第２絶縁トランスの２次コイルの端子間のそれぞれには前記中間コンデンサの端子間電圧が印加され、前記第１絶縁トランスの１次コイルの端子間と、前記第２絶縁トランスの１次コイルの端子間のそれぞれに電圧を発生させ、前記第１絶縁トランスの１次コイルと、前記第２絶縁トランスの１次コイルが接続されて構成される１次コイル回路が、１次側電力変換部を介して、前記１次入力電源に接続される、ことを特徴とする。

また、本発明の絶縁型電力変換装置において、制御装置をさらに含み、前記第１電力変換部と前記第２電力変換部のそれぞれは、複数のスイッチング素子を含み、前記制御装置は、前記第１電力変換部における複数の前記スイッチング素子のデューティ比を調整することにより、前記第１電力変換部の昇圧比を調整可能であり、前記第２電力変換部における複数の前記スイッチング素子のデューティ比を調整することにより、前記第２電力変換部の降圧比を調整可能である、としてもよい。

また、本発明の絶縁型電力変換装置において、前記第１電力変換部における複数の前記スイッチング素子のスイッチング動作により、前記第１絶縁トランスの２次コイルの端子間に、前記中間コンデンサの端子間電圧を振幅とする交流電圧が印加され、前記第１絶縁トランスの１次コイルの端子間に交流電圧を発生させ、前記第２電力変換部における複数の前記スイッチング素子のスイッチング動作により、前記第２絶縁トランスの２次コイルの端子間に、前記中間コンデンサの端子間電圧を振幅とする交流電圧が印加され、前記第２絶縁トランスの１次コイルの端子間に交流電圧を発生させる、としてもよい。

また、本発明の絶縁型電力変換装置において、前記２次入力電源の一方の端子は、前記第１絶縁トランスの２次コイルの中間タップに接続され、前記２次入力電源の他方の端子は、前記中間コンデンサの一方の端子に接続され、前記出力電源の一方の端子は、前記第２絶縁トランスの２次コイルの中間タップに接続され、前記出力電源の他方の端子は、前記中間コンデンサの一方の端子に接続される、としてもよい。

また、本発明の絶縁型電力変換装置において、前記１次コイル回路は、前記第１絶縁トランスの１次コイルと前記第２絶縁トランスの１次コイルが直列に接続されて構成される、としてもよい。

本発明によれば、２次入力電源の電圧を昇圧して得られた中間コンデンサの端子間電圧を降圧して、出力電源に供給することができるので、２次入力電源の電圧を、出力電源で要求される電圧よりも低く設定する必要がない。従って、高い電力を出力する場合に、２次入力電源の電圧を高く設定して、流れる電流を小さくすることができ、回路を構成する素子の導通損失を小さくすることができる。また、２次入力電源の電圧を高く設定できるので、第１電力変換部（昇圧回路）の昇圧比を小さくすることができ、電力変換損失を小さくすることができる。また、本発明によれば、１次入力電源の電圧は、２つの絶縁トランスの１次コイルから分散して得られるため、１つの絶縁トランスの１次コイルに要求される電圧を小さくすることができる。従って、低耐圧で体格が小さな第１、２絶縁トランスを採用して、絶縁型電力変換装置を小型化することができる。

絶縁型電力変換装置の回路図である。 二次入力電源と出力電源の間の等価回路である。 絶縁トランスの電圧の説明図である。 中間コンデンサの電圧変化に対する１次コイル回路の端子間電圧の変化を示す図である。 制御装置のブロック構成図である。 スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８のオンオフ、２次入力電流、出力電流、およびトランス電圧の極性の対応関係を示す図である。 スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフ、２次入力電流、および第１絶縁トランスの２次コイルの電流のタイミングチャートである。 図６のｔ１期間における第１電力変換部の電流の流れを示す図である。 図６のｔ２期間における第１電力変換部の電流の流れを示す図である。 図６のｔ３期間における第１電力変換部の電流の流れを示す図である。 図６のｔ４期間における第１電力変換部の電流の流れを示す図である。 スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８のオンオフ、出力電流、および第２絶縁トランスの２次コイルの電流のタイミングチャートである。 図８のｔ１期間における第２電力変換部の電流の流れを示す図である。 図８のｔ２期間における第２電力変換部の電流の流れを示す図である。 図８のｔ３期間における第２電力変換部の電流の流れを示す図である。 図８のｔ４期間における第２電力変換部の電流の流れを示す図である。 電力変換装置において制御を行った際の２次入力電圧、中間コンデンサの端子間電圧、および出力電圧の波形を示す図である。 出力電圧５０Ｖ時におけるスイッチング素子のオンオフに対する第１、２絶縁トランスの電圧変化を示すタイミングチャートである。 出力電圧２００Ｖ時におけるスイッチング素子のオンオフに対する第１、２絶縁トランスの電圧変化を示すタイミングチャートである。 １次側電力変換部をＤＣ／ＡＣ変換器とした場合の絶縁型電力変換装置の回路図である。 １次側電力変換部をＡＣ／ＡＣ変換器とした場合の絶縁型電力変換装置の回路図である。 １次側電力変換部を相数変換器とした場合の絶縁型電力変換装置の回路図である。 従来技術の絶縁型電力変換装置の回路図である。 従来技術の出力電圧の変化に対するトランス１次側の電圧の変化を示す図である。

以下、本発明に係る実施形態について添付図面を参照しながら詳細に説明する。全ての図面において同様の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。

図１は、本実施形態における絶縁型電力変換装置１０（以下、電力変換装置１０と言う）の回路図である。電力変換装置１０は、１次入力電源、直流の２次入力電源、及び直流の出力電源が接続され、１次入力電源−出力電源、１次入力電源−２次入力電源、２次入力電源−出力電源のそれぞれで、双方向に電力変換が可能に構成される。

例えば、電力変換装置１０は、住宅等に設置され、１次入力電源として１００〜２００Ｖ、周波数５０〜６０Ｈｚの交流電源が接続され、２次入力電源として太陽光発電による直流電源、または、燃料電池（直流）が接続され、出力電源として電動車両に搭載された二次電池（直流）、または、住宅等に設置された蓄電池（直流）が接続される。なお、１次入力電源は、後述するように、直流電源または三相交流電源とすることもできる。

電力変換装置１０は、２次入力電源の電圧Ｖｉｎ２を昇圧する第１電力変換部１２（昇圧回路とも言う）と、第１電力変換部１２により昇圧された電圧が供給される中間コンデンサＣと、中間コンデンサＣの端子間電圧Ｖｃを降圧して、出力電源に供給する第２電力変換部１４（降圧回路とも言う）と、第１電力変換部１２のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４および第２電力変換部１４のスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８を制御する制御装置１８と、第１絶縁トランスＴＲ１および第２絶縁トランスＴＲ２を有する絶縁トランスＴＲと、絶縁トランスＴＲと１次入力電源の間に介在する１次側電力変換部１６を備える。第１絶縁トランスＴＲ１は、１次コイルｃｉ１と２次コイルｃｉ２を有し、第２絶縁トランスＴＲ２も、１次コイルｃｉ１と２次コイルｃｉ２を有する。

第１電力変換部１２は、昇圧機能に加えて、１次入力電源と２次入力電源の間の電力変換機能を持つ。後で詳細に示すように、第１電力変換部１２は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチング動作により、第１絶縁トランスＴＲ１の２次コイルｃｉ２の端子間に中間コンデンサＣの端子間電圧Ｖｃを振幅とする交流電圧を印加し、第１絶縁トランスＴＲ１の１次コイルｃｉ１の両端に交流電圧を発生させる。

第２電力変換部１４は、降圧機能に加えて、１次入力電源と出力電源の間の電力変換機能を持つ。後で詳細に示すように、第２電力変換部１４は、スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８のスイッチング動作により、第２絶縁トランスＴＲ２の２次コイルｃｉ２の端子間に中間コンデンサＣの端子間電圧Ｖｃを振幅とする交流電圧を印加し、第２絶縁トランスＴＲ２の１次コイルｃｉ１の端子間に交流電圧を発生させる。

第１電力変換部１２は、リアクトルＬｉと、第１アームＡ１２および第２アームＡ３４を含む。第１、２アームＡ１２、Ａ３４のそれぞれの一端は上側ライン５０に接続され、第１、２アームＡ１２、Ａ３４の他端は下側ライン５２に接続される。第１アームＡ１２は、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の直列接続によって構成されており、第２アームＡ３４は、スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４の直列接続によって構成される。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、例えばＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等である。各スイッチング素子においては、ソースとドレインの間（エミッタとコレクタの間）に、ソース側（エミッタ側）からドレイン側（コレクタ側）に電流を流すダイオードが配置される。

第１アームＡ１２のスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２間の中点に、ＴＲ１の２次コイルｃｉ２の一端が接続され、第２アームＡ３４のスイッチング素子Ｓ３、Ｓ４間の中点に、ＴＲ１の２次コイルｃｉ２の他端が接続される。２次入力電源のプラス端子は、リアクトルＬｉを介してＴＲ１の２次コイルｃｉ２の中間タップに接続され、２次入力電源のマイナス端子は、下側ライン５２を介して中間コンデンサＣの一方の端子に接続される。

第２電力変換部１４は、リアクトルＬｏと、第３アームＡ５６および第４アームＡ７８を含む。第３、４アームＡ５６、Ａ７８のそれぞれの一端は上側ライン５０に接続され、第３、４アームＡ５６、Ａ７８の他端は下側ライン５２に接続される。第３アームＡ５６は、スイッチング素子Ｓ５、Ｓ６の直列接続によって構成されており、第４アームＡ７８は、スイッチング素子Ｓ７、Ｓ８の直列接続によって構成される。スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４と同様に、例えばＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴ等である。各スイッチング素子においては、ソースとドレインの間（エミッタとコレクタの間）に、ソース側（エミッタ側）からドレイン側（コレクタ側）に電流を流すダイオードが配置される。

第３アームＡ５６のスイッチング素子Ｓ５、Ｓ６間の中点に、ＴＲ２の２次コイルｃｉ２の一端が接続され、第４アームＡ７８のスイッチング素子Ｓ７、Ｓ８間の中点に、ＴＲ２の２次コイルｃｉ２の他端が接続される。出力電源のプラス端子は、リアクトルＬｏを介してＴＲ２の２次コイルｃｉ２の中間タップに接続され、出力電源のマイナス端子は、下側ライン５２を介して中間コンデンサＣの一方の端子に接続される。本実施形態のように、絶縁トランスのコイルの中間タップを利用する構成により、中間タップを利用せずに電源を接続する場合に比べて、電力変換装置１０のスイッチング素子の数を少なくすることができ、電力変換装置１０を小型化することができる。

第１絶縁トランスＴＲ１の１次コイルｃｉ１と第２絶縁トランスＴＲ２の１次コイルｃｉ１は、直列に接続されて１次コイル回路ｃｉ１ｃを構成する。１次コイル回路ｃｉ１ｃは、１次側電力変換部１６を介して１次入力電源に接続される。１次側電力変換部１６は、後で詳細に示すように、ＤＣ／ＡＣ変換器、ＡＣ／ＡＣ変換器、または相数変換器とすることができる。

制御装置１８は、第１電力変換部１２のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のそれぞれのゲート信号ＧＳ１〜ＧＳ４と、第２電力変換部１４のスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８のそれぞれのゲート信号ＧＳ５〜ＧＳ８を生成する。制御装置１８は、第１電力変換部１２のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のデューティ比を調整することにより、第１電力変換部１２の昇圧比を調整し、第２電力変換部１４のスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８のデューティ比を調整することにより、第２電力変換部１４の降圧比を調整する。

次に、電力変換装置１０の動作について簡単に説明する。図２は、２次入力電源と出力電源の間の等価回路である。図２では、図１のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がスイッチング素子Ｓａ、Ｓｂに置き換えられ、図１のスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８がスイッチング素子Ｓｃ、Ｓｄに置き換えられている。ここで、２次入力電源の電圧（２次入力電圧）Ｖｉｎ２と中間コンデンサＣの端子間電圧Ｖｃは、以下の（１）式の関係を有する。

Ｖｃ＝１／（１−Ｄ１）×Ｖｉｎ２ ・・・（１）

上記（１）式において、Ｄ１は、図２に示すスイッチング素子Ｓａ、Ｓｂのデューティ比であり、ＳａがオフかつＳｂがオンの期間をｔ１とし、ＳａがオンかつＳｂがオフの期間をｔ２とすると、以下の（２）式で表される。

Ｄ１＝ｔ１／（ｔ１＋ｔ２） ・・・（２）

上記（１）、（２）式から、第１電力変換部１２の昇圧機能により、２次入力電圧Ｖｉｎ２よりも中間コンデンサＣの端子間電圧Ｖｃを高くできることを理解できる。次に、中間コンデンサＣの端子間電圧Ｖｃと出力電源の電圧（出力電圧）Ｖｏｕｔは、以下の（３）式の関係を有する。

Ｖｏｕｔ＝Ｄ２×Ｖｃ ・・・（３）

上記（３）式において、Ｄ２は、図２に示すスイッチング素子Ｓｃ、Ｓｄのデューティ比であり、ＳｃがオフかつＳｄがオンの期間をｔ３とし、ＳｃがオンかつＳｄがオフの期間をｔ４とすると、以下の（４）式で表される。

Ｄ２＝ｔ３／（ｔ３＋ｔ４） ・・・（４）

上記（３）、（４）式から、第２電力変換部１４の降圧機能により、中間コンデンサＣの端子間電圧Ｖｃよりも出力電圧Ｖｏｕｔを低くできることを理解できる。制御装置１８は、Ｄ１とＤ２のデューティ比を調整することにより、２次入力電圧Ｖｉｎ２に対して、出力電圧Ｖｏｕｔを幅広く制御することが可能である。

ここで、Ｖｉｎ２、Ｖｃ、及びＶｏｕｔの関係を具体的な電圧値を用いて説明する。図２に示すように、例えば、２次入力電圧Ｖｉｎ２を５０Ｖにする。この時、Ｄ１の調整により、Ｖｉｎ２を昇圧して中間コンデンサＣの端子間電圧Ｖｃを１５０Ｖとすることができ、Ｄ２の調整により、Ｖｃを降圧して出力電圧Ｖｏｕｔを５０Ｖにすることができる。このように電力変換装置１０は、昇圧機能に加えて降圧機能を有するので、２次入力電圧Ｖｉｎ２（上記の例では５０Ｖ）を出力電圧Ｖｏｕｔ（上記の例では５０Ｖ）よりも低く設定する必要がない。２次入力電圧Ｖｉｎ２を高く設定できることにより、高い電力を出力する際に、２次入力電源側に流れる電流を小さくすることができ、回路を構成する素子の導通損失を小さくすることができる。

また、２次入力電圧Ｖｉｎ２を高く設定できるので、第１電力変換部１２の昇圧比を小さくしても、出力電源で要求される電圧を得ることができる。第１電力変換部１２の昇圧比を小さくすることにより、電力変換損失を小さくすることができる。例えば、図２に示すように、２次入力電圧Ｖｉｎ２を５０Ｖにする時、Ｄ１の調整により中間コンデンサＣの端子間電圧Ｖｃを２５０Ｖとすることができ、Ｄ２の調整により出力電圧Ｖｏｕｔを２００Ｖにすることができる。この場合、第１電力変換部１２の昇圧比は５倍（＝Ｖｃ／Ｖｉｎ２＝２５０Ｖ／５０Ｖ）で済む。一方、図１５Ａ、１５Ｂに示した従来技術では、上記した例と同じ２００Ｖの出力電圧を得たい場合には、２次入力電圧を２５Ｖにすると、昇圧比は８倍（＝２００Ｖ／２５Ｖ）にする必要がある。このように、本実施形態によれば、従来技術に比べて昇圧比を低減することができる。

次に、電力変換装置１０の絶縁トランスＴＲの降下電圧について説明する。図３Ａ、３Ｂは、絶縁トランスＴＲの降下電圧を示す図である。以下、第１絶縁トランスＴＲ１の１次コイルｃｉ１の端子間電圧をｖｔｐ１と、２次コイルｃｉ２の端子間電圧をｖｔｓ１と表し、第２絶縁トランスＴＲ２の１次コイルｃｉ１の端子間電圧をｖｔｐ２と、２次コイルｃｉ２の端子間電圧をｖｔｓ２と表す。ｖｔｓ１とｖｔｓ２のそれぞれは、中間コンデンサＣの端子間電圧Ｖｃを振幅とする交流電圧となり、ｖｔｓ１＝ｖｔｓ２の関係がある。第１絶縁トランスＴＲ１の１次コイルｃｉ１は、その２次コイルｃｉ２のｖｔｓ１により励磁されて、交流電圧のｖｔｐ１を生じる。同様に、第２絶縁トランスＴＲ２の１次コイルｃｉ１は、その２次コイルｃｉ２のｖｔｓ２により励磁されて、交流電圧のｖｔｐ２を生じる。ここで、第１絶縁トランスＴＲ１の電圧比Ｎ１（１次コイルｃｉ１と２次コイルｃｉ２の巻数比）と、第２絶縁トランスＴＲ２の電圧比Ｎ２（１次コイルｃｉ１と２次コイルｃｉ２の巻数比）とは同じであり、ｖｔｐ１＝ｖｔｐ２の関係がある。ＴＲ１の１次コイルｃｉ１と、ＴＲ２の１次コイルｃｉ１とは直列に接続されて１次コイル回路ｃｉ１ｃを構成しており、１次コイル回路ｃｉ１ｃの端子間電圧ｖｔｐは、ｖｔｐ１とｖｔｐ２を加算したものとなる（ｖｔｐ＝ｖｔｐ１＋ｖｔｐ２）。

本実施形態の電力変換装置１０によれば、１次入力電源の電圧は、ＴＲ１の１次コイルｃｉ１の端子間電圧ｖｔｐ１と、ＴＲ２の１次コイルｃｉ１の端子間電圧ｖｔｐ２から分散して得られるため、１つの絶縁トランスの１次コイルに要求される電圧（ｖｔｐ１またはｖｔｐ２）を小さくすることができる。従って、低耐圧で体格が小さな第１、２絶縁トランスＴＲ１、ＴＲ２を採用して、電力変換装置１０を小型化することができる。

また、本実施形態の電力変換装置１０によれば、ＴＲ１の１次コイルｃｉ１と、ＴＲ２の１次コイルｃｉ１に要求される電圧が小さいことにより、ＴＲ１、ＴＲ２のそれぞれの電圧比（１次コイルｃｉ１と２次コイルｃｉ２の巻数比に同じ）を小さくすることができる。従って、ＴＲ１、ＴＲ２のコイルの巻回数を削減することができ、体格が小さなＴＲ１、ＴＲ２を採用して、電力変換装置１０を小型化することができる。

ここで、絶縁トランスＴＲの降下電圧について具体的な電圧値を用いて説明する。例えば、第１、２絶縁トランスＴＲ１、ＴＲ２のそれぞれの電圧比Ｎ１、Ｎ２を０．６７：１とする（Ｎ１＝Ｎ２＝０．６７：１）。図３Ｂに示すように、中間コンデンサＣの端子間電圧Ｖｃ＝１５０Ｖとした場合には、ｖｔｓ１＝ｖｔｓ２＝１５０Ｖ（振幅）となる。また、電圧比Ｎ１、Ｎ２が０．６７：１であるから、ｖｔｐ１＝ｖｔｐ２＝１５０×０．６７＝１００Ｖ（振幅）となる。そして、１次コイル回路ｃｉ１ｃの端子間電圧は、ｖｔｐ＝ｖｔｐ１＋ｖｔｐ２＝２００Ｖ（振幅）となる。

また、図３Ｂに示すように、中間コンデンサＣの端子間電圧Ｖｃ＝２５０Ｖとした場合には、ｖｔｓ１＝ｖｔｓ２＝２５０Ｖ（振幅）となる。また、電圧比Ｎ１、Ｎ２が０．６７：１であるから、ｖｔｐ１＝ｖｔｐ２＝２５０×０．６７＝１６７．５Ｖ（振幅）となる。そして、１次コイル回路ｃｉ１ｃの端子間電圧は、ｖｔｐ＝ｖｔｐ１＋ｖｔｐ２＝３３５Ｖ（振幅）となる。なお、本実施形態では、中間コンデンサＣの端子間電圧Ｖｃ＝２５０Ｖとした場合には、出力電圧Ｖｏｕｔ＝２００Ｖを得ることができ（図２参照）、1次入力側のトランス電圧ｖｔｐは３３５Ｖ（振幅）である。一方、図１５Ａ、１５Ｂに示した従来技術では、同じ出力電圧Ｖｏｕｔ＝２００Ｖを得る際に、トランス１次側の電圧は８００Ｖ（振幅）になっている。このように、本実施形態によれば、従来技術に比べて、同じ出力電圧を得る際の1次入力側のトランス電圧ｖｔｐを低減することができる。

次に、電力変換装置１０についてさらに詳細に説明する。図４は、制御装置１８のブロック構成図である。制御装置１８は、４つの加算器２０、２２、２４、２６と、４つのＰＩ制御器３０、３２、３４、３６と、２つの位相制御部４０、４２を含む。制御装置１８は、中間コンデンサ電圧指令値Ｖｒｃと、中間コンデンサＣの端子間電圧Ｖｃ（実値）との差分を加算器２０で求め、その差分が０になるようにＰＩ制御器３０によりＰＩ電圧制御を行い、中間コンデンサＣの端子間電圧Ｖｃを制御する。そして、中間コンデンサＣの端子間電圧Ｖｃの昇圧動作のために、ＰＩ制御器３０の出力値と、２次入力電源の電流値Ｉｉｎ２（実値）との差分を加算器２２で求め、その差分が０になるようにＰＩ制御器３２によりＰＩ電流制御を行い、２次入力電源の電流Ｉｉｎ２を制御する。そして、制御装置１８は、位相制御部４０を用いて、ＰＩ制御器３２の出力値に基づいた指令値と、高周波のキャリア信号とを比較することによりスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のゲート信号ＧＳ１〜ＧＳ４を生成する。

また、制御装置１８は、出力電圧指令値Ｖｒｏｕｔと、出力電源の電圧Ｖｏｕｔ（実値）との差分を加算器２４で求め、その差分が０になるようにＰＩ制御器３４によりＰＩ電圧制御を行い、出力電圧Ｖｏｕｔを制御する。そして、中間コンデンサＣの端子間電圧Ｖｃの降圧動作のために、ＰＩ制御器３４の出力値と、出力電源の電流値Ｉｏｕｔ（実値）との差分を加算器２６で求め、その差分が０になるようにＰＩ制御器３６によりＰＩ電流制御を行い、出力電源の電流Ｉｏｕｔを制御する。そして、制御装置１８は、位相制御部４２を用いて、ＰＩ制御器３６の出力値に基づいた指令値と、高周波のキャリア信号とを比較することによりスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８のゲート信号ＧＳ５〜ＧＳ８を生成する。なお、本実施形態では、三角波のキャリア信号（キャリア波とも言う）を用いる。

図５は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８のオンオフ、２次入力電流Ｉｉｎ２、出力電流Ｉｏｕｔ、および第１、第２絶縁トランスＴＲ１、ＴＲ２の電圧極性の対応関係を示す表である。図６は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフ、２次入力電流Ｉｉｎ２、および第１絶縁トランスＴＲ１の２次コイルｃｉ２に流れる電流Ｉｃ１、Ｉｃ２のタイミングチャートである。図６に示す期間ｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４を合わせた時間Ｔが、キャリア信号の１周期である。

図７Ａは、図６のｔ１期間における第１電力変換部の電流の流れを示す図である。ｔ１期間では、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３がオフ、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４がオンであり、２次入力電源から中間コンデンサＣへ電流が流れず、２次入力電流Ｉｉｎ２が上昇する（図６参照）。なお、第１絶縁トランスＴＲ１の２次コイルｃｉ２に流れる電流には、２次コイルｃｉ２の中間タップより上側のコイルに流れるコイル電流Ｉｃ１と、中間タップより下側のコイルに流れるコイル電流Ｉｃ２があり、Ｉｃ１＋Ｉｃ２＝Ｉｉｎ２の関係がある。

図７Ｂは、図６のｔ２期間における第１電力変換部の電流の流れを示す図である。ｔ２期間では、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ４がオン、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ３がオフであり、２次入力電源から中間コンデンサＣへ電流が流れ、２次入力電流Ｉｉｎ２が下降する（図６参照）。

図７Ｃは、図６のｔ３期間における第１電力変換部の電流の流れを示す図である。ｔ３期間は、ｔ１期間と同じ状態であり、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３がオフ、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４がオンであり、２次入力電源から中間コンデンサＣへ電流が流れず、２次入力電流Ｉｉｎ２が上昇する（図６参照）。

図７Ｄは、図６のｔ４期間における第１電力変換部の電流の流れを示す図である。ｔ４期間では、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ４がオフ、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ３がオンであり、２次入力電源から中間コンデンサＣへ電流が流れ、２次入力電流Ｉｉｎ２が下降する（図６参照）。

図８は、スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８のオンオフ、出力電流Ｉｏｕｔ、および第２絶縁トランスＴＲ２の２次コイルｃｉ２に流れる電流Ｉｃ３、Ｉｃ４のタイミングチャートである。図８に示す期間ｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４のそれぞれは、図６に示す期間ｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４のそれぞれと同じ期間である。

図９Ａは、図８のｔ１期間における第２電力変換部の電流の流れを示す図である。ｔ１期間では、スイッチング素子Ｓ５、Ｓ７がオン、スイッチング素子Ｓ６、Ｓ８がオフであり、中間コンデンサＣから出力電源へ電流が流れ、出力電流Ｉｏｕｔが上昇する（図８参照）。なお、第２絶縁トランスＴＲ２の２次コイルｃｉ２に流れる電流には、２次コイルｃｉ２の中間タップより上側のコイルに流れるコイル電流Ｉｃ３と、中間タップより下側のコイルに流れるコイル電流Ｉｃ４があり、Ｉｃ３＋Ｉｃ４＝Ｉｏｕｔの関係がある。

図９Ｂは、図８のｔ２期間における第２電力変換部の電流の流れを示す図である。ｔ２期間では、スイッチング素子Ｓ５、Ｓ８がオン、スイッチング素子Ｓ６、Ｓ７がオフであり、中間コンデンサＣから出力電源へ電流が流れず、出力電流Ｉｏｕｔが下降する（図８参照）。

図９Ｃは、図８のｔ３期間における第２電力変換部の電流の流れを示す図である。ｔ３期間は、ｔ１期間と同じ状態であり、スイッチング素子Ｓ５、Ｓ７がオン、スイッチング素子Ｓ６、Ｓ８がオフであり、中間コンデンサＣから出力電源へ電流が流れ、出力電流Ｉｏｕｔが上昇する（図８参照）。

図９Ｄは、図８のｔ４期間における第２電力変換部の電流の流れを示す図である。ｔ４期間では、スイッチング素子Ｓ５、Ｓ８がオフ、スイッチング素子Ｓ６、Ｓ７がオンであり、中間コンデンサＣから出力電源へ電流が流れず、出力電流Ｉｏｕｔが下降する（図８参照）。

次に、本実施形態の電力変換装置１０において制御を行った際の出力電圧の変化について説明する。図１０は、電力変換装置１０において制御を行った際の２次入力電圧Ｖｉｎ２、中間コンデンサＣの電圧Ｖｃ、および出力電圧Ｖｏｕｔの波形を示す図である。図１０に示すように、まず、中間コンデンサＣの端子間電圧Ｖｃを１００Ｖに制御して、出力電圧Ｖｏｕｔを０Ｖに制御している。そして、中間コンデンサＣの端子間電圧Ｖｃを１５０Ｖに調整して、その後、出力電圧Ｖｏｕｔを５０Ｖに制御している。次に、出力電圧Ｖｏｕｔを２００Ｖとするために、中間コンデンサＣの端子間電圧Ｖｃを２５０Ｖまで調整し、その後、出力電圧Ｖｏｕｔが５０Ｖから２００Ｖまで上昇することを確認した。最後に、制御により、出力電圧Ｖｏｕｔを２００Ｖから０Ｖまで調整可能であることを確認した。以上から、本実施形態の電力変換装置１０の効果として、幅広い電圧制御が可能であることを理解できる。

次に、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８のオンオフに対する第１、２絶縁トランスＴＲ１、ＴＲ２の電圧変化について示す。図１１Ａは、出力電圧５０Ｖ時におけるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８のオンオフに対する第１、２絶縁トランスＴＲ１、ＴＲ２の電圧変化を示すタイミングチャートである。出力電圧５０Ｖ時には、中間コンデンサＣの端子間電圧は１５０Ｖになるので、図１１Ａに示すように、ｖｔｓ１＝ｖｔｓ２＝１５０Ｖ（振幅）となる。そして、第１、２絶縁トランスＴＲ１、ＴＲ２の電圧比Ｎ１、Ｎ２は０．６７：１であるから、ｖｔｐ１＝ｖｔｐ２＝１５０×０．６７＝１００Ｖ（振幅）となる。また、ｖｔｐ＝ｖｔｐ１＋ｖｔｐ２＝２００Ｖ（振幅）となる。

図１１Ｂは、出力電圧２００Ｖ時におけるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８のオンオフに対する第１、２絶縁トランスＴＲ１、ＴＲ２の電圧変化を示すタイミングチャートである。出力電圧２００Ｖ時には、中間コンデンサＣの端子間電圧は２５０Ｖになるので、図１１Ｂに示すように、ｖｔｓ１＝ｖｔｓ２＝２５０Ｖ（振幅）となる。そして、第１、２絶縁トランスＴＲ１、ＴＲ２の電圧比Ｎ１、Ｎ２は０．６７：１であるから、ｖｔｐ１＝ｖｔｐ２＝２５０×０．６７＝１６７．５Ｖ（振幅）となる。また、ｖｔｐ＝ｖｔｐ１＋ｖｔｐ２＝３３５Ｖ（振幅）となる。

次に、電力変換装置１０の１次側電力変換部１６のバリエーションについて説明する。
１次側電力変換部１６には、様々な電力変換器を採用することができる。図１２には、１次入力電源を直流電源として、１次側電力変換部１６をＤＣ／ＡＣ変換器１６ａとした場合の電力変換装置１０の回路図の一例が示されている。また、図１３には、１次入力電源を交流電源として、１次側電力変換部１６をＡＣ／ＡＣ変換器１６ｂとした場合の電力変換装置１０の回路図の一例が示されている。また、図１４には、１次入力電源を三相交流電源として、１次側電力変換部１６を相数変換器１６ｃとした場合の電力変換装置１０の回路図の一例が示されている。なお、１次側電力変換部１６は、上記したものに限られず、例えば、複数要素（直流交流、振幅、位相、周波数、相数などのうちの２以上の要素）の変換が可能な電力変換器であってもよい。

以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明はこうした実施形態に何等限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。

１０ 絶縁型電力変換装置、１２ 第１電力変換部、１４ 第２電力変換部、１６ １次側電力変換部、１６ａ ＤＣ／ＡＣ変換器、１６ｂ ＡＣ／ＡＣ変換器、１６ｃ 相数変換器、１８ 制御装置、２０，２２，２４，２６ 加算器、３０，３２，３４，３６ ＰＩ制御器、４０，４２ 位相制御部、５０ 上側ライン、５２ 下側ライン、Ａ１２ 第１アーム、Ａ３４ 第２アーム、Ａ５６ 第３アーム、Ａ７８ 第４アーム、Ｃ 中間コンデンサ、ｃｉ１ １次コイル、ｃｉ２ ２次コイル、ｃｉ１ｃ １次コイル回路、Ｌｉ，Ｌｏ リアクトル、Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６，Ｓ７，Ｓ８，Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｃ，Ｓｄ スイッチング素子、ＴＲ 絶縁トランス、ＴＲ１ 第１絶縁トランス、ＴＲ２ 第２絶縁トランス。

Claims (5)

1. １次入力電源、直流の２次入力電源、および直流の出力電源が接続される絶縁型電力変換装置であって、
   前記２次入力電源の電圧を昇圧する第１電力変換部と、
   前記第１電力変換部により昇圧された電圧が供給される中間コンデンサと、
   前記中間コンデンサの端子間電圧を降圧して、前記出力電源に供給する第２電力変換部と、
   １次コイルと２次コイルを有する第１絶縁トランスと、
   １次コイルと２次コイルを有する第２絶縁トランスと、を含み、
   前記第１絶縁トランスの２次コイルの端子間と、前記第２絶縁トランスの２次コイルの端子間のそれぞれには前記中間コンデンサの端子間電圧が印加され、前記第１絶縁トランスの１次コイルの端子間と、前記第２絶縁トランスの１次コイルの端子間のそれぞれに電圧を発生させ、
   前記第１絶縁トランスの１次コイルと、前記第２絶縁トランスの１次コイルが接続されて構成される１次コイル回路が、１次側電力変換部を介して、前記１次入力電源に接続される、
   ことを特徴とする絶縁型電力変換装置。
2. 請求項１に記載の絶縁型電力変換装置であって、
   制御装置をさらに含み、
   前記第１電力変換部と前記第２電力変換部のそれぞれは、複数のスイッチング素子を含み、
   前記制御装置は、
   前記第１電力変換部における複数の前記スイッチング素子のデューティ比を調整することにより、前記第１電力変換部の昇圧比を調整可能であり、
   前記第２電力変換部における複数の前記スイッチング素子のデューティ比を調整することにより、前記第２電力変換部の降圧比を調整可能である、
   ことを特徴とする絶縁型電力変換装置。
3. 請求項２に記載の絶縁型電力変換装置であって、
   前記第１電力変換部における複数の前記スイッチング素子のスイッチング動作により、前記第１絶縁トランスの２次コイルの端子間に、前記中間コンデンサの端子間電圧を振幅とする交流電圧が印加され、前記第１絶縁トランスの１次コイルの端子間に交流電圧を発生させ、
   前記第２電力変換部における複数の前記スイッチング素子のスイッチング動作により、前記第２絶縁トランスの２次コイルの端子間に、前記中間コンデンサの端子間電圧を振幅とする交流電圧が印加され、前記第２絶縁トランスの１次コイルの端子間に交流電圧を発生させる、
   ことを特徴とする絶縁型電力変換装置。
4. 請求項３に記載の絶縁型電力変換装置であって、
   前記２次入力電源の一方の端子は、前記第１絶縁トランスの２次コイルの中間タップに接続され、前記２次入力電源の他方の端子は、前記中間コンデンサの一方の端子に接続され、
   前記出力電源の一方の端子は、前記第２絶縁トランスの２次コイルの中間タップに接続され、前記出力電源の他方の端子は、前記中間コンデンサの一方の端子に接続される、
   ことを特徴とする絶縁型電力変換装置。
5. 請求項１から４のいずれか一項に記載の絶縁型電力変換装置であって、
   前記１次コイル回路は、前記第１絶縁トランスの１次コイルと前記第２絶縁トランスの１次コイルが直列に接続されて構成される、
   ことを特徴とする絶縁型電力変換装置。
   

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