JP5138990B2 - 前置増幅器および光受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、光通信システム用の前置増幅器および光受信装置に関する。

従来の光受信装置は、図１２の従来の光受信装置の構成を示すブロック図のように構成されていた。
図１２において、１０１は光受信装置であり、受光素子１０３、前置増幅器１０４、閾値設定リミッタ増幅回路１０５、およびクロック・データ識別再生回路１０６等で構成されたものである。

受光素子１０３は光ファイバ１０２から受光した光信号を電流信号に変換するものであり、例えばＰＩＮ−ＰＤ（Ｐｏｓｉｔｉｖｅ Ｉｎｔｒｉｎｓｉｃ Ｎｅｇａｔｉｖｅ−Ｐｈｏｔｏ Ｄｉｏｄｅ）やＡＰＤ（Ａｖａｎｌａｎｃｈｅ Ｐｈｏｔｏ Ｄｉｏｄｅ）等である。
前置増幅器１０４は受光素子１０３から出力される電流信号を電圧信号に変換し、増幅するためのものであり、例えばＴＩＡ（Ｔｒａｎｓ−ｉｍｐｅｄａｎｃｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）等である。

閾値設定リミッタ増幅回路１０５は前置増幅器１０４から出力される電圧信号を設定された閾値に基づいて“１”（ハイレベル）か“０”（ローレベル）のいずれかであるかを識別し、また伝送されてくる光のパワーに依存せず一定の振幅を出力するためのものであり、例えばリミッティングアンプ（ＬＡ：Ｌｉｍｉｔｉｎｇ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）等である。

クロック・データ識別再生回路１０６は閾値設定リミッタ増幅回路１０５から出力される信号からクロック信号およびそのクロック信号に同期したデータ信号を再生するためのものであり、例えばＣＤＲ（Ｃｌｏｃｋ ａｎｄ Ｄａｔａ Ｒｅｃｏｖｅｒｒｙ Ｃｉｒｃｕｉｔ）等である。
また、光通信システムを構成する光送信装置と光受信装置１０１の間に図示しない光増幅器（例えばＥＤＦＡ：Ｅｒｂｉｕｍ Ｄｏｐｅｄ Ｆｉｂｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ等）が設けられる場合もある。この光増幅器は送信側の光パワーを上げる目的で光送信装置の直後に設けられ、また伝送による減衰する光パワーを補い伝送距離を長距離化させる目的で光ファイバ１０２の途中に設けられ、さらに信号レベルの幅を広げるために光受信装置１０１の直前に設けられる。

ここで、光受信装置１０１の動作について説明する。
説明の簡便化のため、まず上述した光増幅器を設けない構成での動作を説明する。
図１３は従来の光受信装置に入力される光信号の波形および統計的ノイズ確率の分布を示す説明図（光増幅装置を使用しない場合）であり、光増幅器を使用しない場合の光受信装置１０１に入力される光信号の波形を模式化したもの（アイパターン）を図１３（ａ）に示し、“１”（ハイレベル）ならびに“０”（ローレベル）の統計的ノイズ確率の分布状態を図１３（ｂ）に示している。

図１３（ｂ）の縦軸のレベルは光パワーに相当し、“１”と“０”のノイズ分布の標準偏差σ１およびσ０はほぼ等しく“１”と“０”を識別するための最適な閾値レベルは“１”と“０”の中心値の中間、すなわち“０”レベルを０％、“１”レベルを１００％とした場合、５０％のレベルになる。
このような光信号波形が光受信装置１０１に入力された場合、まず入力された光信号は受光素子１０３で電流信号に変換される。変換された電流信号は前置増幅器１０４において電圧信号に変換され、電流振幅が小さい場合には線形増幅した電気信号が出力される。一方、電流振幅が大きい場合は飽和された電気信号が出力される。どちらの場合においても前置増幅器１０４の出力部での最適な閾値は“１”と“０”の中間レベル、つまり出力振幅の中心値となる。

前置増幅器１０４からの出力信号が入力される閾値設定リミッタ増幅回路１０５は前置増幅器１０４の出力電圧振幅の絶対値レベルで閾値を設定し、また前置増幅器１０４と閾値設定リミッタ増幅回路１０５とは容量結合されるのが一般的であり、最適な閾値が入力振幅の中心値である場合、閾値設定リミッタ増幅回路１０５に設定する閾値は前置増幅器１０４の出力振幅に依存せず０ｍＶ付近となる。

次に、光増幅器を設けた構成での動作を説明する。
図１４は従来の光受信装置に入力される光信号の波形および統計的ノイズ確率の分布を示す説明図（光増幅装置を使用した場合）であり、光増幅器を使用した場合の光受信装置１０１に入力される光信号の波形を模式化したもの（アイパターン）を図１４（ａ）に示し、“１”（ハイレベル）ならびに“０”（ローレベル）の統計的ノイズ確率の分布状態を図１４（ｂ）に示している。

光増幅器を使用した場合、図１４（ｂ）に示すように光増幅器による光パワーに比例する自然放出光ノイズの影響で“１”のノイズ分布の標準偏差σ１は“０”のノイズ分布の標準偏差σ０より大きく、すなわち“０”側のノイズに比べ“１”側のノイズの分布（分散）が大きくなるため、“１”と“０”を識別するための最適な閾値レベルは“０”よりに偏ったレベルになる。

このような光信号波形が光受信装置１０１に入力されると上述したように前置増幅器１０４で電圧信号に変換され増幅されるが、仮に前置増幅器１０４が理想的に線形動作（等価増幅）した場合、前置増幅器１０４の出力波形における最適な閾値は“０”レベルを０％、“１”レベルを１００％としたときの比率としての閾値は受信する光パワーに依存えず一定であるが出力電圧振幅の絶対値で閾値を表したときにはその閾値は入力光信号の平均パワーに比例することになる。

閾値設定リミッタ増幅回路１０５に設定する閾値は上述したとおり絶対値レベルであるため、例えば “０”レベルを０％、“１”レベルを１００％としたとき、閾値が比率で４０％であった場合、閾値設定リミッタ増幅回路１０５に設定する閾値は前置増幅器１０４の片相の出力振幅が１００ｍＶのとき−１０ｍＶとなり、２００ｍＶのとき−２０ｍＶとなる。

閾値が比率で４０％、前置増幅器１０４の利得（トランスインピーダンス利得）が１ＫΩであった場合、閾値設定リミッタ増幅回路１０５の閾値設定値と光信号パワーとの関係を図１５に示し、閾値設定リミッタ増幅回路１０５の閾値設定値と受光素子の平均電流値との関係を図１６に示す。図１６より、閾値設定リミッタ増幅回路１０５の閾値設定値は受光素子の平均電流値に比例することがわかる。

閾値設定リミッタ増幅回路１０５の閾値設定値は受光素子の平均電流値に比例することから光増幅器を用いた光通信システムの光受信装置１０１では受光素子１０３に流れる電流を参照して決定した閾値設定値を閾値設定リミッタ増幅回路１０５に設定するフィードバック制御が一般に採用されている。
このような光通信システムにおいて、受光素子としてＰＩＮ−ＰＤを用いて１０Ｇｂｐｓの転送速度を実現させる場合、光受信装置１０１に要求される入力光信号パワーは−２０ｄＢｍ〜＋１ｄＢｍ程度であり、そのダイナミックレンジは電圧換算で４２ｄＢ：１２５倍にもなる。また、光増幅器を用いた場合、光受信装置１０１に要求される入力光信号パワーは上述した要求に対して光信号に含まれるノイズに起因するペナルティ（光受信装置に起因しない入力光信号パワーのダイナミックレンジを狭くさせる外的な要因）を差し引いた特性になる。

また、閾値設定リミッタ増幅回路１０５として用いられるリミッティングアンプの入力感度は片相１０ｍＶｐｐ程度が一般的であり、またクロック・データ識別再生回路１０６で誤りなくクロックやデータを識別させるためには前置増幅器１０４の片相出力で２０ｍＶｐｐ程度の出力振幅が必要であるため、前置増幅器１０４は片相１ＫΩ程度の利得が必要になる。

しかしながら、線形動作（等価増幅）する利得１ＫΩ程度の前置増幅器１０４は＋１ｄＢｍの光信号入力時には片相の出力振幅が２．５Ｖｐｐ程度になってしまうため、通常のリミッティングアンプでは定格を超える振幅になってしまうという問題がある。
この問題を解決するため、大光信号入力時に自動的に利得を下げる自動利得制御（ＡＧＣ：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）機能を搭載させた前置増幅器１０４が開発されている。

また、上述した技術の他に長距離伝送時の受信感度を向上させるために前置増幅器１０４により増幅された電気信号を可変の通過帯域で調整するフィルタを設けたものがある（例えば、特許文献１参照）。
さらに、受光パワーの急激な変化に応答できるように前置増幅器の出力を一定電圧でクランプするようにしているものもある（例えば、特許文献２参照）。
特開２００６−８１１４１号公報（段落「００２３」〜段落「００３０」、図１、図２） 特開平６−１５２５３５号公報（段落「００１３」〜段落「００１６」、図１）

上述した従来の技術である自動利得制御機能を搭載させた前置増幅器１０４を使用したときの閾値設定リミッタ増幅回路１０５の閾値設定値と受光素子１０３の平均電流値との関係を図１７に示す。なお、図１７では入力光波形の閾値を比率で４０％、前置増幅器１０４の小信号入力時の利得を１ＫΩとしている。
このような自動利得制御機能を搭載させた前置増幅器１０４を用いた光受信装置１０１においては良好な誤り特性が得られるものの図１７に示されるように閾値設定リミッタ増幅回路１０５の閾値設定値に対して、受光素子１０３の電流に比例する領域と自動利得制御機能が動作し始める受光素子１０３の電流の領域がＩＣの電源変動や動作温度で変化したり、自動利得制御動作領域での閾値設定値の制御が難しいことから周辺回路にプログラマブルな制御ＩＣ等を用いることになり煩雑な閾値制御が必要になるという問題がある。

また、特許文献１の技術では、可変容量ダイオードを有するフィルタおよびその可変容量ダイオードに印加する電圧を制御するための電圧制御回路を設ける必要があり、煩雑な制御が必要であるとともに回路が複雑になってしまうという問題がある。
さらに、特許文献２の技術では、出力波形のローレベルおよびハイレベルをクリップさせ、上下対象で振幅が一定の波形を出力させるようにしているため、信号の良好な識別再生を得ることができないという問題がある。

本発明は、このような問題を解決することを課題とする。

そのため、本発明は、光信号を受けた受光素子からの電流信号を電圧信号に変換して増幅する前置増幅器において、受光素子からの電流信号を電圧信号に変換して所定の利得で増幅するシングルエンドアンプと、前記シングルエンドアンプから入力した電圧信号を増幅するとともに逆相信号および正相信号を生成して出力する差動アンプと、前記差動アンプの逆相出力および正相出力の両相出力の電圧を入力し、出力を差動アンプの片側の入力にフィードバックするオペレーショナルアンプと、前記差動アンプの逆相出力および正相出力の両相出力の電圧を入力し、所定の出力インピーダンスで信号を出力する出力バッファ差動アンプと、前記差動アンプの逆相出力のハイレベルおよび正相出力のローレベルのいずれか一方の振幅をクリップするクリップ手段とを設け、前記クリップ手段を、前記差動アンプの正相出力と前記出力バッファ差動アンプの正相入力との間、および前記差動アンプの逆相出力と前記出力バッファ差動アンプの逆相入力との間のいずれか一方に配置したことを特徴とする。
また、光信号を受けた受光素子からの電流信号を電圧信号に変換して増幅する前置増幅器において、受光素子からの電流信号を電圧信号に変換して所定の利得で増幅するシングルエンドアンプと、前記シングルエンドアンプから入力した電圧信号を増幅するとともに逆相信号および正相信号を生成して出力する差動アンプと、前記差動アンプの逆相出力および正相出力の両相出力の電圧を入力し、出力を差動アンプの片側の入力にフィードバックするオペレーショナルアンプと、前記差動アンプの逆相出力および正相出力の両相出力の電圧を入力し、所定の出力インピーダンスで信号を出力する出力バッファ差動アンプと、前記差動アンプの正相出力電圧を逆相出力電圧よりも高くなるようにオフセットを持たせるオフセット生成回路とを設け、前記オフセット生成回路を、前記差動アンプの正相出力および逆相出力と前記オペレーショナルアンプの入力との間に配置するとともに、前記差動アンプの正相出力と前記出力バッファ差動アンプの正相入力との間および前記差動アンプの逆相出力と前記出力バッファ差動アンプの逆相入力との間に接続したことを特徴とする。

また、受光した光信号を電流信号に変換する受光装置と、前記受光素子から出力される電流信号を電圧信号に変換して増幅する前置増幅器と、前記前置増幅器から出力される電圧信号のレベルを設定された閾値に基づいて識別して出力する閾値設定リミッタ増幅回路と、前記閾値設定リミッタ増幅回路から出力される信号からクロック信号およびそのクロック信号に同期したデータ信号を再生して出力するクロック・データ識別再生回路とを備えた光受信装置において、前記前置増幅器を、上記クリップ機能を有する前置増幅器としたことを特徴とする。

このようにした本発明は、大きな光パワーの信号が入力された場合であっても周辺回路にプログラマブルな制御ＩＣ等を用いて煩雑な閾値制御や電圧制御を必要とすることなく良好に信号の識別再生をすることができ、またハイレベルの振幅をクリップして良好に信号の識別再生をすることができるという効果が得られる。

本発明は、光受信装置内の前置増幅器の出力振幅、特に大信号入力時の“1”レベルの信号をクリップすることにより、閾値設定リミッタ増幅回路における最適な設定閾値の光入力パワー依存性を低減し、一定の設定閾値で信号の識別再生を良好に行うことができるようにしたものである。
以下、図面を参照して本発明による前置増幅器および光受信装置の実施例を説明する。

なお、以下の実施例においては、ＧａＡｓ／ＡｌＧａＡｓ系型ＨＥＭＴ（Ｈｉｇｈ Ｅｌｅｃｔｒｏｎ Ｍｏｂｉｌｉｔｙ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）をＦＥＴ（Ｆｅｉｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）として使用した回路を構成する場合について説明する。

図１は第１の実施例における光受信装置の構成を示すブロック図である。
図１において、１は光受信装置であり、受光素子３、前置増幅器４、閾値設定リミッタ増幅回路５、およびクロック・データ識別再生回路６等で構成されたものである。
受光素子３は光ファイバ２から受光した光信号を電流信号に変換するものであり、例えばＰＩＮ−ＰＤ（Ｐｏｓｉｔｉｖｅ Ｉｎｔｒｉｎｓｉｃ Ｎｅｇａｔｉｖｅ−Ｐｈｏｔｏ Ｄｉｏｄｅ）やＡＰＤ（Ａｖａｎｌａｎｃｈｅ Ｐｈｏｔｏ Ｄｉｏｄｅ）等である。

前置増幅器４は受光素子３から出力される電流信号を電圧信号に変換し、増幅するためのものであり、例えばＴＩＡ（Ｔｒａｎｓ−ｉｍｐｅｄａｎｃｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）等である。
閾値設定リミッタ増幅回路５は前置増幅器４から出力される電圧信号を設定された閾値に基づいて“１”（ハイレベル）か“０”（ローレベル）のいずれかであるかを識別し、また伝送されてくる光のパワーに依存せず一定の振幅を出力するためのものであり、例えばリミッティングアンプ（ＬＡ：Ｌｉｍｉｔｉｎｇ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）等である。

クロック・データ識別再生回路６は閾値設定リミッタ増幅回路５から出力される信号からクロック信号およびそのクロック信号に同期したデータ信号を再生するためのものであり、例えばＣＤＲ（Ｃｌｏｃｋ ａｎｄ Ｄａｔａ Ｒｅｃｏｖｅｒｒｙ Ｃｉｒｃｕｉｔ）等である。
なお、光通信システムを構成する光送信装置と光受信装置１の間に図示しない光増幅器（例えばＥＤＦＡ：Ｅｒｂｉｕｍ Ｄｏｐｅｄ Ｆｉｂｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ等）が設けられる場合もあるのは従来の技術と同様である。

次に、前置増幅器４を図２の第１の実施例における前置増幅器の概念を示す説明図に基づいて説明する。
図２において、４１はシングルエンドアンプ、４２はシングルエンドアンプ４１と並列に接続された帰還抵抗であり、受光素子からの電流信号を電圧信号に変換して所定の利得で増幅するためのものである。

４３は差動アンプ、４６はオペレーショナルアンプであり、差動アンプ４３の逆相出力および正相出力の両相出力の電圧を入力し、出力を差動アンプの片側の入力にフィードバックするように接続され、シングルエンドアンプ４１から入力した電圧信号を増幅するとともに逆相信号４４および正相信号４５を生成して出力するためのものである。
このように前置増幅器４は、シングルエンドアンプ４１、およびそれに続く差動アンプ４３、またシングルエンドアンプ４１と並列に帰還抵抗４２が接続されて、逆相出力４４および正相出力４５の両相出力の電圧を参照したオペレーショナルアンプ４６の出力を差動アンプ４３の片側の入力にフィードバックさせる構成となっている。また、逆相出力４４と正電源端子４７の間にはダイオード４８が、そのアノードを正電源端子４７に接続させる極性で設置されている。

このダイオード４８の接続部位は、出力部に限定されるものではない。前置増幅器４内で、主信号が反転する（負論理となる）部分のどの部位においても設置することが可能である。好ましくは、大信号入力時の“1”レベルをクリップする目的を効果的に実施するため、出力側に近い部位での設置が有効である。
図３は第１の実施例における前置増幅器の構成を示すブロック図である。

図３において、前置増幅器４は、１段のシングルエンドアンプ４１、およびそれに続く２段で構成される差動アンプ４３、そして、例えば、５０Ωの出力インピーダンスで信号を出力するための１段の出力バッファ差動アンプ４９により構成される。なお、この実施例においては、負側電源はグランド、正電源は＋３．３Ｖを用いている。
逆相出力４４の出力部分から見て1段前の負理論信号が通過する部位と正電源との間にアノードが正電源端子４７に接続される極性で２段のクリップ手段としてのダイオード４８を設けた。出力部分ではなく、1段前の部位に当該ダイオード４８を設けたのは、図２のような構成の場合、大光信号入力時、当該ダイオード４８に電流が流れ始める状況においてダイオード４８が低インピーダンスになり、出力インピーダンスが５０Ωからずれてしまうのを防ぐためである。

また、ダイオード４８を２段で直列に接続したのは、当該ダイオード４８の接続部位において、大きなパワーの光信号が入力された場合、“1”レベルの振幅を効果的にクリップするためである。
上述した構成の作用について説明する。
小さいパワーの光信号が入力された場合には、ダイオード４８の有無による特性の差異は無いが、大きなパワーの光信号が入力された場合には、ダイオード４８が光増幅器によりノイズが乗った“1”レベルの振幅をその振幅に応じてクリップする（振幅が小さいときにはほとんどクリップすることなく、振幅が大きくなるとより多くの部分をクリップする）。

本実施例を適用した場合に得られる閾値設定リミッタ増幅回路５の閾値設定値の受光素子平均電流依存性を図４に示す。本実施例を適用した場合、ダイナミックレンジとして必要とされる１．２５ｍＡまでの受光素子平均電流の領域で、閾値設定値の変動は±２０ｍＶ程度であり、ダイオード４８が無い場合（図１６）に比べ非常に小さいことがわかる。
また、前置増幅器４へ供給する電源の変動を考えた場合、通常、回路内の電流源は、負電源側に設けられ、主信号が増幅・伝達される経路の電位は、電源変動に対して正電源側に追従することになるため、電源変動に対する“1”レベルの振幅のクリップの安定性は良い。

以上説明したように、第１の実施例では、光受信装置１の逆相出力４４と正電源端子４７の間にアノードを正電源端子４７に接続させる極性でダイオード４８を設けたことにより、入力光パワーに応じて閾値設定リミッタ増幅回路５に閾値を設定するフィードバック制御を必要とせず、常に−２０ｍＶ程度の閾値設定値に固定して閾値設定リミッタ増幅回路５に設定することで良好に信号の識別再生をすることができるという効果が得られる。

また、前置増幅器へ供給する電源の変動があった場合であっても振幅をクリップして良好に信号の識別再生をすることができるという効果が得られる。

次に、第２の実施例の前置増幅器４を図５の第２の実施例における前置増幅器の概念を示す説明図、図６の第２の実施例における前置増幅器の構成を示すブロック図に基づいて説明する。なお、上述した第１の実施例と同様の部分は、同一の符号を付してその説明を省略する。
第２の実施例の構成は、第１の実施例において設けた正電源−逆相出力４４間のダイオード４８の代わりに、負電源−正相出力４５間にカソードを負電源端子５０に接続させる極性でクリップ手段としてのダイオード５１を設置するようにした。

このダイオード５１の接続部位は、実施例１と同様に出力部に限定されるものではない。前置増幅器４内で、主信号が正論理となる部分のどの部位においても設置することが可能である。好ましくは、実施例１と同様に大信号入力時の“1”レベルをクリップする目的を効果的に実施するため、出力側に近い部位での設置が有効である。
図６において、前置増幅器４は、第２の実施例と同様に１段のシングルエンドアンプ４１、およびそれに続く２段で構成される差動アンプ４３、そして、例えば、５０Ωの出力インピーダンスで信号を出力するための１段の出力バッファ差動アンプ４９により構成される。なお、この実施例においては、負側電源はグランド、正電源は＋３．３Ｖを用いている。

正相出力４５の出力部分から見て1段前の正理論信号が通過する部位と負電源との間にカソードが負電源端子５０に接続される極性で２段のダイオード５１を設けた。
上述した構成の作用について説明する。
第１の実施例と同様に、小さいパワーの光信号が入力された場合には、ダイオード５１の有無による特性の差異は無いが、大きなパワーの光信号が入力された場合には、ダイオード５１が光増幅器によりノイズが乗った“1”レベルの振幅をその振幅に応じてクリップする。

本実施例を適用した場合に得られる閾値設定リミッタ増幅回路５の閾値設定値の受光素子平均電流依存性を図７に示す。本実施例を適用した場合、ダイナミックレンジとして必要とされる１．２５ｍＡまでの受光素子平均電流の領域で、閾値設定値の変動は±２５ｍＶ程度であり、ダイオード５１が無い場合（図１６）に比べ非常に小さいことがわかる。
なお、第１の実施例と比較すると設定閾値の変動が若干悪くなっているが、これは、第１の実施例と同様の構成のダイオードを一義的に導入したためで、ダイオードの段数や、接合面積を調整することで、第１の実施例と同様の結果が得られるものと考えられる。

以上説明したように、第２の実施例では、光受信装置１の正相出力４５と負電源端子５０の間にカソードが負電源端子５０に接続される極性でダイオード５１を設けたことにより、入力光パワーに応じて閾値設定リミッタ増幅回路５に閾値を設定するフィードバック制御を必要とせず、常に−２５ｍＶ程度の閾値設定値に固定して閾値設定リミッタ増幅回路５に設定することで良好に信号の識別再生ができることができるという効果が得られる。

次に、第３の実施例の前置増幅器４を図８の第３の実施例における前置増幅器の概念を示す説明図、図９ならびに図１０の第３の実施例におけるオフセット生成回路の構成を示すブロック図に基づいて説明する。なお、上述した第１の実施例と同様の部分は、同一の符号を付してその説明を省略する。
図８において、前置増幅器４は、１段のシングルエンドアンプ４１、およびそれに続く３段の差動アンプ４３で構成される。また、第１の実施例および第２の実施例と同様にシングルエンドアンプ４１と並列に帰還抵抗４２が接続されている。差動アンプ４３の逆相出力４４および正相出力４５の両相出力の電圧を参照したオペレーショナルアンプ４６が設けられており、その出力が差動アンプ４３の片側の入力にフィードバックさせる構成となっている。また、差動アンプ４３の両相出力とオペレーショナルアンプ４６の入力との間にクリップ手段としての出力オフセット生成回路５２が接続されている。

出力オフセット生成回路５２の接続部位は、出力部に限定させるものではなく、両相出力電圧にオフセットを生じさせることのできる部位に接続させることができる。例えば、図３や図６のように出力部より１段前の信号部とオペレーショナルアンプ４６との間に出力オフセット生成回路５２を設けても良い。
出力のオフセットは、正相出力電圧を、逆相出力電圧よりも高くなるように設定する。出力オフセット生成回路５２として、図９のような回路を用いた場合、正相出力電圧が、逆相出力電圧よりも高くなるように、正相側と逆相側のダイオードの段数に差を付ける等の正相側と逆相側が非対称になる構成をとる。また、図１０のような回路を用いた場合、分割抵抗値を、正相側と逆相側で異なる値にするような構成をとる。さらに、図１０のe端子を前置増幅器４の外部に取り出し、外部から電圧を印加することにより、両相出力電圧にオフセットを持たせることもできる。

図９の回路では、正電源端子と負電源端子との間に、制御電極が正相出力の端子に接続され、正相出力からの信号ａが入力される第１のＦＥＴと、３つのダイオードと、制御電極が負電源端子に接続された第２のＦＥＴとが直列に接続された第１の構成部分と、制御電極が逆相出力の端子に接続され、逆相出力からの信号ｂが入力される第３のＦＥＴと、２つのダイオードと、制御電極が負電源端子に接続された第４のＦＥＴとが直列に接続された第２の構成部分とが並列に配置して構成されている。図９の出力オフセット生成回路の出力となる信号ｃはそれぞれ第1の構成部分におけるダイオードと第２のＦＥＴとの間の部位の信号であり、信号ｄはそれぞれ第２の構成部分におけるダイオードと第４のＦＥＴとの間の部位の信号である。

図１０の回路では、正電源端子と負電源端子との間に、制御電極が正相出力の端子に接続され、正相出力からの信号ａが入力される第１のＦＥＴと、３つのダイオードと、制御電極が、正電源端子と負電源端子との間に直列に接続された２つの抵抗素子により分圧された電圧が印加される第２のＦＥＴとが直列に接続された第１の構成部分と、制御電極が逆相出力の端子に接続され、逆相出力からの信号ｂが入力される第３のＦＥＴと、３つのダイオードと、制御電極が、正電源端子と負電源端子との間に直列に接続された２つの抵抗素子（前述した第１の構成部分の２つの抵抗素子とは異なる抵抗素子）により分圧された電圧が印加される第４のＦＥＴとが直列に接続された第２の構成部分とが並列に配置して構成されている。図９の出力オフセット生成回路の出力となる信号ｃはそれぞれ第1の構成部分におけるダイオードと第２のＦＥＴとの間の部位の信号であり、信号ｄはそれぞれ第２の構成部分におけるダイオードと第４のＦＥＴとの間の部位の信号である。端子ｅは、第２の構成部分の２つの抵抗素子の間に接続されている。

このように構成された前置増幅器４は、小さいパワーの光信号が入力された場合には、入力光波形と同様の電気波形を出力させ、大きなパワーの光信号が入力された場合には、正電源電圧により、光増幅器によりノイズが乗った“1”レベルの振幅をその振幅に応じてクリップする。
図１０に示す出力オフセット生成回路５２を採用し、正相出力電圧と逆相出力電圧のオフセットは、図１０に示すｅ端子を前置増幅器の外部に取り出し、外部から一定電圧を印加させ、正相出力電圧を逆相出力電圧よりも高く設定した前置増幅器４を用いた場合の効果を図１１に示す。

図１１は第３の実施例における前置増幅器の誤り特性の説明図であり、図１０のｅ端子に一定電圧を加えることにより、出力電圧のオフセット差を２５０ｍＶ持たせた状態と、オフセットを持たせない０ｍＶにした状態での誤り率を測定したものである。
また、測定に際しては、閾値設定リミッタ増幅回路５の設定閾値は−１０ｍＶで固定し、ビットレートは１０Ｇｂｐｓ、光増幅器を用い、ＯＳＮＲ(Ｏｐｔｉｃａｌ Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ)を１５ｄＢに設定した。

図１１に示すように、出力オフセットの有無で小信号入力時の誤り特性の差異は認められなかったが、大信号入力時の誤り特性には、出力オフセットの有無で大きな差異が認められ、閾値設定リミッタ増幅回路５の設定閾値を固定にし、入力光パワーを参照しない状態でも、良好な特性が得られた。
以上説明したように、第３の実施例では、出力オフセット生成回路５２を採用し、出力のオフセットは、正相出力電圧を、逆相出力電圧よりも高くなるように設定するようにしたことにより、入力光パワーに応じて閾値設定リミッタ増幅回路５に閾値を設定するフィードバック制御を必要とせず、固定された閾値設定値を閾値設定リミッタ増幅回路５に設定することで良好に信号の識別再生ができることができるという効果が得られる。

以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることは言うまでもない。
以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野である光受信装置の前置増幅器として利用する。

第１の実施例における光受信装置の構成を示すブロック図 第１の実施例における前置増幅器の概念を示す説明図 第１の実施例における前置増幅器の構成を示すブロック図 第１の実施例における閾値設定リミッタ増幅回路の閾値設定値と受光素子の平均電流値との関係を示す説明図 第２の実施例における前置増幅器の概念を示す説明図 第２の実施例における前置増幅器の構成を示すブロック図 第２の実施例における閾値設定リミッタ増幅回路の閾値設定値と受光素子の平均電流値との関係を示す説明図 第３の実施例における前置増幅器の構成を示すブロック図 第３の実施例におけるオフセット生成回路の構成を示すブロック図 第３の実施例におけるオフセット生成回路の構成を示すブロック図 第３の実施例における前置増幅器の誤り特性の説明図 従来の光受信装置の構成を示すブロック図 従来の光受信装置に入力される光信号の波形および統計的ノイズ確率の分布を示す説明図（光増幅装置を使用しない場合） 従来の光受信装置に入力される光信号の波形および統計的ノイズ確率の分布を示す説明図（光増幅装置を使用した場合） 従来の閾値設定リミッタ増幅回路の閾値設定値と光信号パワーとの関係を示す説明図 従来の閾値設定リミッタ増幅回路の閾値設定値と受光素子の平均電流値との関係を示す説明図 ＡＧＣ付前置増幅器を使用したときの閾値設定リミッタ増幅回路の閾値設定値と受光素子の平均電流値との関係を示す説明図

符号の説明

１ 光受信装置
２ 光ファイバ
３ 受光素子
４ 前置増幅器
５ 閾値設定リミッタ増幅回路
６ クロック・データ識別再生回路
４１ シングルエンドアンプ
４２ 帰還抵抗
４３ 差動アンプ
４４ 逆相出力
４５ 正相出力
４６ オペレーショナルアンプ
４７ 正電源端子
４８、５１ ダイオード
４９ 出力バッファ差動アンプ
５０ 負電源端子
５２ 出力オフセット生成回路

Claims (10)

1. 光信号を受けた受光素子からの電流信号を電圧信号に変換して増幅する前置増幅器において、
   受光素子からの電流信号を電圧信号に変換して所定の利得で増幅するシングルエンドアンプと、
   前記シングルエンドアンプから入力した電圧信号を増幅するとともに逆相信号および正相信号を生成して出力する差動アンプと、
   前記差動アンプの逆相出力および正相出力の両相出力の電圧を入力し、出力を差動アンプの片側の入力にフィードバックするオペレーショナルアンプと、
   前記差動アンプの逆相出力および正相出力の両相出力の電圧を入力し、所定の出力インピーダンスで信号を出力する出力バッファ差動アンプと、
   前記差動アンプの逆相出力のハイレベルおよび正相出力のローレベルのいずれか一方の振幅をクリップするクリップ手段とを設け、
   前記クリップ手段を、前記差動アンプの正相出力と前記出力バッファ差動アンプの正相入力との間および前記差動アンプの逆相出力と前記出力バッファ差動アンプの逆相入力との間のいずれか一方に配置したことを特徴とする前置増幅器。
2. 請求項１の前置増幅器において、
   前記クリップ手段を、負論理信号が通過する部位と正電源端子の間にアノードを正電源端子に接続させる極性で設置されたダイオードとしたことを特徴とする前置増幅器。
3. 請求項２の前置増幅器において、
   前記負論理信号が通過する部位を、前記差動アンプの逆相出力端子としたことを特徴とする前置増幅器。
4. 請求項１の前置増幅器において、
   前記クリップ手段を、正論理信号が通過する部位と負電源端子の間にカソードを負電源端子に接続させる極性で設置されたダイオードとしたことを特徴とする前置増幅器。
5. 請求項４の前置増幅器において、
   前記正論理信号が通過する部位を、前記差動アンプの正相出力端子としたことを特徴とする前置増幅器。
6. 光信号を受けた受光素子からの電流信号を電圧信号に変換して増幅する前置増幅器において、
   受光素子からの電流信号を電圧信号に変換して所定の利得で増幅するシングルエンドアンプと、
   前記シングルエンドアンプから入力した電圧信号を増幅するとともに逆相信号および正相信号を生成して出力する差動アンプと、
   前記差動アンプの逆相出力および正相出力の両相出力の電圧を入力し、出力を差動アンプの片側の入力にフィードバックするオペレーショナルアンプと、
   前記差動アンプの逆相出力および正相出力の両相出力の電圧を入力し、所定の出力インピーダンスで信号を出力する出力バッファ差動アンプと、
   前記差動アンプの正相出力電圧を逆相出力電圧よりも高くなるようにオフセットを持たせるオフセット生成回路とを設け、
   前記オフセット生成回路を、前記差動アンプの正相出力および逆相出力と前記オペレーショナルアンプの入力との間に配置するとともに、前記差動アンプの正相出力と前記出力バッファ差動アンプの正相入力との間および前記差動アンプの逆相出力と前記出力バッファ差動アンプの逆相入力との間に接続したことを特徴とする前置増幅器。
7. 請求項６の前置増幅器において、
   前記出力オフセット生成回路は、正相側と逆相側のダイオードの段数に差がつくように構成したことを特徴とする前置増幅器。
8. 請求項６の前置増幅器において、
   前記出力オフセット生成回路は、分割抵抗値を正相側と逆相側で異なる値になるように構成したことを特徴とする前置増幅器。
9. 請求項６の前置増幅器において、
   前記出力オフセット生成回路は、外部から逆相側に電圧を印加するように構成したことを特徴とする前置増幅器。
10. 受光した光信号を電流信号に変換する受光装置と、前記受光素子から出力される電流信号を電圧信号に変換して増幅する前置増幅器と、前記前置増幅器から出力される電圧信号のレベルを設定された閾値に基づいて識別して出力する閾値設定リミッタ増幅回路と、前記閾値設定リミッタ増幅回路から出力される信号からクロック信号およびそのクロック信号に同期したデータ信号を再生して出力するクロック・データ識別再生回路とを備えた光受信装置において、
    前記前置増幅器を、請求項１から請求項９のいずれかひとつの前置増幅器としたことを特徴とする光受信装置。