JP5141982B2 - 電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、スイッチング素子をスイッチングさせることによって電圧を変換する、複数の電圧変換回路を備えた電源装置に関する。

従来、スイッチング素子をスイッチングさせることによって電圧を変換する、複数の電圧変換回路を備えた電源装置として、例えば特許文献１に開示されているコンバータ電源回路がある。

このコンバータ電源回路は、複数のチョッパ回路と、駆動回路とを備えている。チョッパ回路は、スイッチングトランジスタを有し、このスイッチングトランジスタをスイッチングさせることで、入力された直流電圧を昇圧して出力する回路である。チョッパ回路は、並列接続されている。具体的には、入力端子及び出力端子が、それぞれの共通接続されている。駆動回路は、チョッパ回路のスイッチングトランジスタをスイッチングさせるための所定周波数の駆動信号を出力する回路である。駆動回路は、複数のチョッパ回路のそれぞれのスイッチングトランジスタに接続されている。駆動回路は、チョッパ回路の出力電圧が所定電圧となるように、一定周波数で、かつ、互いの位相差が所定位相差となる駆動信号を、それぞれのスイッチングトランジスタに対して出力する。これにより、スイッチングに伴うノイズの周波数スペクトラムにおいて、ピークとなる周波数を、駆動信号の周波数と、駆動信号の所定位相差によって決まる周波数に分散させることができる。そのため、全体としてピーク値を低下させることができる。従って、スイッチングに伴うノイズを抑えることができる。

特開２００６−１８７１４０号公報

ところで、スイッチングに伴うノイズは、出力電流の変動によって発生する。しかし、前述したコンバータ電源装置では、駆動信号のオンデューティ比が変化すると、出力電流の変動量も変化する。つまり、駆動信号のオンデューティ比によってスイッチングに伴うノイズが変化してしまう。これでは、スイッチングに伴うノイズを充分に抑えることができないという問題があった。

本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、駆動信号のオンデューティ比に係わらず、スイッチングに伴うノイズを充分に抑えることができる電源装置提供することを目的とする。

そこで、本発明者は、この課題を解決すべく鋭意研究し試行錯誤を重ねた結果、スイッチング素子のオンデューティ比に対する出力電圧特性がオンデューティ比０．５に対して対称な電圧変換回路を用い、オンデューティ比を適切に調整することで出力電流の変動が打消され、駆動信号のオンデューティ比に係わらず、スイッチングに伴うノイズを充分に抑えられることを思いつき、本発明を完成するに至った。

すなわち、請求項１に記載の電源装置は、スイッチング素子を有し、スイッチング素子をスイッチングさせることによって、入力された電圧を異なる電圧に変換して出力する、出力が共通接続された複数の電圧変換回路と、複数の電圧変換回路のそれぞれのスイッチング素子に接続され、スイッチング素子をスイッチングするための所定周波数の駆動信号を、それぞれのスイッチング素子に対して出力する駆動回路と、を備えた電源装置において、電圧変換回路は、２つを１組として１組以上設けられ、駆動信号のオンデューティ比に対する出力電圧特性がオンデューティ比０．５に対して対称な、互いに同一の特性を有し、駆動回路は、各組毎に、各組の一方の電圧変換回路に対して、オンデューティ比Ｄ（０＜Ｄ＜１）の駆動信号を出力し、各組の他方の電圧変換回路に対して、オンデューティ比（１−Ｄ）の駆動信号を、そのオン期間及びオフ期間がオンデューティ比Ｄの駆動信号のオフ期間及びオン期間とそれぞれ一致するように位相を調整して出力することを特徴とする。ここで、オンデューティ比は、駆動信号において、オン期間とオフ期間とからなる全期間を１周期として、この１周期に対するオン期間の比率である。

この構成によれば、全ての電圧変換回路は、駆動信号のオンデューティ比に対する出力電圧特性が、オンデューティ比０．５に対して対称な、互いに同一の特性を有している。そのため、所定の電圧を出力する場合、各組の一方の電圧変換回路に対する駆動信号のオンデューティ比をＤ（０＜Ｄ＜１）に、各組の他方の電圧変換回路に対する駆動信号のオンデューティ比を（１−Ｄ）にすることができる。このとき、オンデューティ比Ｄの駆動信号のオン期間と、オンデューティ比（１−Ｄ）の駆動信号のオフ期間が等しくなる。また、オンデューティ比Ｄの駆動信号のオフ期間と、オンデューティ比（１−Ｄ）の駆動信号のオン期間が等しくなる。従って、位相を調整することによって、オンデューティ比（１−Ｄ）の駆動信号のオン期間及びオフ期間を、オンデューティ比Ｄの駆動信号のオフ期間及びオン期間とそれぞれ一致させることができる。駆動信号のオン期間における電圧変換回路の出力電流と、駆動信号のオフ期間における電圧変換回路の出力電流は、増減方向が逆である。そのため、位相を調整して、オンデューティ比（１−Ｄ）の駆動信号のオン期間及びオフ期間を、オンデューティ比Ｄの駆動信号のオフ期間及びオン期間とそれぞれ一致させることで、各組毎に電圧変換回路の出力電流の変動を打消すことができる。従って、駆動信号のオンデューティ比に係わらず、スイッチングに伴うノイズを充分に抑えることができる。

請求項２に記載の電源装置は、電圧変換回路は、駆動信号のオンデューティ比に対する出力電圧特性がオンデューティ比０．５に対して対称な２次関数状であることを特徴とする。この構成によれば、駆動信号のオンデューティ比に対する出力電圧特性をオンデューティ比０．５に対して確実に対称な特性とすることができる。

請求項３に記載の電源装置は、電圧変換回路は、入力された直流電圧を異なる直流電圧に変換、又は、入力された交流電圧を異なる直流電圧に変換することを特徴とする。この構成によれば、入力された直流電圧又は交流電圧を確実に異なる直流電圧に変換することができる。

請求項４に記載の電源装置は、車両に搭載され、入力された電圧を異なる電圧に変換することを特徴とする。この構成によれば、車両に搭載され、入力された電圧を異なる電圧に変換する電源装置において、駆動信号のオンデューティ比に係わらず、スイッチングに伴うノイズを充分に抑えることができる。

本実施形態における電源装置の回路図である。 ＭＯＳＦＥＴへのＰＷＭ信号のオンデューティ比に対するＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力電圧特性を示すグラフである。 ＰＷＭ信号、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力電流、及び、電源装置の出力電流の関係を示すグラフである。

次に、実施形態を挙げ本発明をより詳しく説明する。本実施形態では、本発明に係る電源装置を、車両に搭載され、バッテリの直流電圧を降圧して電子装置に供給する電源装置に適用した例を示す。

まず、図１〜図３を参照して電源装置の構成について説明する。ここで、図１は、本実施形態における電源装置の回路図である。図２は、ＭＯＳＦＥＴへのＰＷＭ信号のオンデューティ比に対するＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力電圧特性を示すグラフである。図３は、ＰＷＭ信号、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力電流、及び、電源装置の出力電流の関係を示すグラフである。

図１に示す電源装置１は、バッテリＢ１の直流電圧を絶縁した状態で所定の目標電圧に降圧して、電子装置Ｅ１に供給する装置である。電源装置１は、平滑コンデンサ１０と、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１、１２（電圧変換回路）と、平滑コンデンサ１３と、駆動回路１４とを備えている。

平滑コンデンサ１０は、バッテリＢ１の直流電圧を平滑するための素子である。平滑コンデンサ１０の一端はバッテリＢ１の正極端子に、他端はバッテリＢ１の負極端子にそれぞれ接続されている。

ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１は、バッテリＢ１の直流電圧を絶縁した状態で降圧するための回路である。ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１は、ＭＯＳＦＥＴ１１０、１１１と、コンデンサ１１２と、トランス１１３と、ダイオード１１４、１１５と、コイル１１６とを備えている。

ＭＯＳＦＥＴ１１０、１１１は、直列接続されている。具体的には、ＭＯＳＦＥＴ１１０のソースが、ＭＯＳＦＥＴ１１１のドレインに接続されている。ＭＯＳＦＥＴ１１０のドレインは、正極入力端子を介して平滑コンデンサ１０の一端に接続されている。また、ＭＯＳＦＥＴ１１１のソースは、負極入力端子を介して平滑コンデンサ１０の他端に接続されている。

コンデンサ１１２の一端はＭＯＳＦＥＴ１１０とＭＯＳＦＥＴ１１１の接続点に、他端はトランス１１３にそれぞれ接続されている。

トランス１１３は、１次コイル１１３ａと、２次コイル１１３ｂとを備えている。１次コイル１１３ａと、２次コイル１１３ｂの巻線比は、１次側の電圧を降圧できるようｎ：１（ｎ＞１）に設定されている。１次コイル１１３ａの一端はコンデンサ１１２の他端に、他端はＭＯＳＦＥＴ１１１のソースにそれぞれ接続されている。２次コイル１１３ｂの一端はダイオード１１４に、他端はダイオード１１５にそれぞれ接続されている。

ダイオード１１４のアノードは、２次コイル１１４の一端に接続されている。また、カソードは、コイル１１６に接続されている。ダイオード１１５のアノードは、２次コイル１１４の他端に接続されるとともに、負極出力端子を介して平滑コンデンサ１３及び電子装置Ｅ１に接続されている。また、カソードは、コイル１１６に接続されている。

コイル１１６の一端は、ダイオード１１４、１１５のカソードに接続されている。また、他端は、正極出力端子を介して平滑コンデンサ１３及び電子装置Ｅ１に接続されている。

ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２は、バッテリＢ１の直流電圧を絶縁した状態で降圧するための回路である。ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１と同様に、ＭＯＳＦＥＴ１２０、１２１と、コンデンサ１２２と、トランス１２３と、ダイオード１２４、１２５と、コイル１２６とを備えている。ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１と同一構成である。ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１に並列接続されている。具体的には、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の正極入力端子及び負極入力端子が、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１の正極入力端子及び負極入力端子にそれぞれ接続されている。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の正極出力端子及び負極出力端子が、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１の正極出力端子及び負極出力端子にそれぞれ接続されている。

ここで、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１、１２は、図２に示すように、ＭＯＳＦＥＴ１１０、１２０へのＰＷＭ信号のオンデューティ比に対する出力電圧特性が、オンデューティ比０．５に対して対称である。また、ＭＯＳＦＥＴ１１０、１２０へのＰＷＭ信号のオンデューティ比に対する出力電圧特性が、互いに同一の特性である。具体的には、オンデューティ比０．５に対して対称な２次関数状の特性を有している。

平滑コンデンサ１３は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１、１２の出力する直流電圧を平滑するための素子である。平滑コンデンサ１３の一端はＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１、１２の正極出力端子に、他端はＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１、１２の負極出力端子にそれぞれ接続されている。また、平滑コンデンサ１３の一端は電子装置Ｅ１の正極端子に、他端は電子装置Ｅ１の負極端子にそれぞれ接続されている。

駆動回路１４は、ＭＯＳＦＥＴ１１０、１１１、１２０、１２１をスイッチングさせるための駆動信号としてＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）を出力する回路である。図３に示すように、駆動回路１４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１の出力電圧が所定の目標電圧になるように、オンデューティ比Ｄ（０＜Ｄ＜１）のＰＷＭ信号をＭＯＳＦＥＴ１１０に出力する。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の出力電圧が所定の目標電圧になるように、同一周波数で、オンデューティ比が（１−Ｄ）のＰＷＭ信号を、そのオン期間及びオフ期間がＭＯＳＦＥＴ１１０へのＰＷＭ信号のオフ期間及びオン期間とそれぞれ一致するように位相を調整してＭＯＳＦＥＴ１２０に出力する。さらに、ＭＯＳＦＥＴ１１１、１２１が、ＭＯＳＦＥＴ１１０、１２０と相補的にスイッチングするように、ＭＯＳＦＥＴ１１１、１２１へのＰＷＭ信号を出力する。図１に示すように、駆動回路１４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１、１２の正極出力端子、及び、ＭＯＳＦＥＴ１１０、１１１、１２０、１２１のゲートにそれぞれ接続されている。

次に、図１を参照して電源装置の動作の概略について説明する。図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１において、ＭＯＳＦＥＴ１１０、１１１が、駆動回路１４のＰＷＭ信号に基づいてスイッチングし、コンデンサ１１２が充放電されることで、バッテリＢ１の直流電圧を交流電圧に変換される。変換された交流電圧は、トランス１１３によって絶縁した状態で降圧される。降圧された交流電圧は、極性に応じ、ダイオード１１４を介してコイル１１６に印加され、コイル１１６にエネルギーが蓄積される。また、極性に応じ、ダイオード１１５を介して、コイル１１６に蓄積されたエネルギーが放出される。これにより、降圧された交流電圧が直流電圧に変換され、平滑コンデンサ１３によって平滑される。このようにして、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１は、バッテリＢ１の直流電圧を絶縁した状態で所定の目標電圧に降圧して電子装置Ｅ１に供給する。

一方、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２において、ＭＯＳＦＥＴ１２０、１２１は、駆動回路１４のＰＷＭ信号に基づいてスイッチングし、コンデンサ１２２が充放電されることで、バッテリＢ１の直流電圧を交流電圧に変換する。変換された交流電圧は、トランス１２４、１２５によって絶縁した状態で降圧される。降圧された交流電圧は、極性に応じ、ダイオード１２４を介してコイル１２６に印加され、コイル１２６にエネルギーが蓄積される。また、極性に応じ、ダイオード１２５を介して、コイル１２６に蓄積されたエネルギーが放出される。これにより、降圧された交流電圧が直流電圧に変換され、平滑コンデンサ１３によって平滑される。このようにして、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２も、バッテリＢ１の直流電圧を絶縁した状態で所定の目標電圧に降圧して電子装置Ｅ１に供給する。

次に、図１及び図３を参照してノイズの発生に関連する電源装置の出力電流について説明する。ここでは、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１のＭＯＳＦＥＴ１１０と、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２のＭＯＳＦＥＴ１２０のスイッチングに伴う出力電流について説明する。なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１のＭＯＳＦＥＴ１１１と、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２のＭＯＳＦＥＴ１２１のスイッチングに伴う出力電流も、タイミングが異なるのみで同様である。

図３に示すように、ＭＯＳＦＥＴ１１０へのＰＷＭ信号がオン期間のとき、図１に示すＭＯＳＦＥＴ１１０がオンする。ＭＯＳＦＥＴ１１０がオンすると、図３に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１の出力電流が徐々に増加する。その後、ＭＯＳＦＥＴ１１０へのＰＷＭ信号がオフ期間になると、ＭＯＳＦＥＴ１１０はオフする。ＭＯＳＦＥＴ１１０がオフすると、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１の出力電流は徐々に減少する。

一方、図３に示すように、ＭＯＳＦＥＴ１２０へのＰＷＭ信号がオン期間のとき、図１に示すＭＯＳＦＥＴ１２０がオンする。ＭＯＳＦＥＴ１２０がオンすると、図３に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の出力電流が徐々に増加する。その後、ＭＯＳＦＥＴ１２０へのＰＷＭ信号がオフ期間になると、ＭＯＳＦＥＴ１２０はオフする。ＭＯＳＦＥＴ１２０がオフすると、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の出力電流は徐々に減少する。

ここで、図３に示すように、ＭＯＳＦＥＴ１１０へのＰＷＭ信号は、オンデューティ比がＤである。また、ＭＯＳＦＥＴ１２０へのＰＷＭ信号は、オンデューティ比が（１−Ｄ）であり、そのオン期間及びオフ期間がＭＯＳＦＥＴ１１０へのＰＷＭ信号のオフ期間及びオン期間とそれぞれ一致するように位相が調整されている。ＭＯＳＦＥＴ１１０のスイッチングに伴うＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１の出力電流と、ＭＯＳＦＥＴ１２０のスイッチングに伴うＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の出力電流は、増減方向が逆である。そのため、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１、１２の出力電流の変動を打消すことができ、出力電流を一定にすることができる。従って、ＰＷＭ信号のオンデューティ比に係わらず、スイッチングに伴うノイズを充分に抑えることができる。

最後に、効果について説明する。本実施形態によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１、１２は、ＰＷＭ信号のオンデューティ比に対する出力電圧特性が、オンデューティ比０．５に対して対称な、互いに同一の特性を有している。そのため、所定の電圧を出力する場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１に対するＰＷＭ信号のオンデューティ比をＤ（０＜Ｄ＜１）に、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２に対するＰＷＭ信号のオンデューティ比を（１−Ｄ）にすることができる。このとき、オンデューティ比ＤのＰＷＭ信号のオン期間と、オンデューティ比（１−Ｄ）のＰＷＭ信号のオフ期間が等しくなる。また、オンデューティ比ＤのＰＷＭ信号のオフ期間と、オンデューティ比（１−Ｄ）のＰＷＭ信号のオン期間が等しくなる。従って、位相を調整することによって、オンデューティ比（１−Ｄ）のＰＷＭ信号のオン期間及びオフ期間を、オンデューティ比ＤのＰＷＭ信号のオフ期間及びオン期間とそれぞれ一致させることができる。ＰＷＭ信号のオン期間におけるＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１の出力電流と、ＰＷＭ信号のオフ期間におけるＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２の出力電流は、増減方向が逆である。そのため、位相を調整して、オンデューティ比（１−Ｄ）のＰＷＭ信号のオン期間及びオフ期間を、オンデューティ比ＤのＰＷＭ信号のオフ期間及びオン期間とそれぞれ一致させることで、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１、１２の出力電流の変動を打消すことができる。従って、車両に搭載され、入力された直流電圧を絶縁した状態で降圧して電子装置Ｅ１に供給する電源装置１において、ＰＷＭ信号のオンデューティ比に係わらず、スイッチングに伴うノイズを充分に抑えることができる。

また、本実施形態によれば、ＰＷＭ信号のオンデューティ比に対する出力電圧特性をオンデューティ比０．５に対して確実に対称な特性とすることができる。

さらに、本実施形態によれば、並列接続されたＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１、１２によってバッテリＢ１の直流電圧を絶縁した状態で確実に降圧し、電子装置Ｅ１に供給することができる。

なお、本実施形態では、電源装置１が、２つのＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１、１２を並列接続して構成されている例を挙げているが、これに限られるものではない。２つのＤＣ−ＤＣコンバータ回路を１組として２組以上のＤＣ−ＤＣコンバータ回路を並列接続して構成されていてもよい。各組の一方のＤＣ−ＤＣコンバータ回路に対して、オンデューティ比Ｄ（０＜Ｄ＜１）のＰＷＭ信号を出力し、各組の他方のＤＣ−ＤＣコンバータ回路に対して、オンデューティ比（１−Ｄ）のＰＷＭ信号を、そのオン期間及びオフ期間がオンデューティ比ＤのＰＷＭ信号のオフ期間及びオン期間とそれぞれ一致するように位相を調整して出力すれば、同様の効果を得ることができる。その際、各組毎のＰＷＭ信号に位相差があってもよい。各組毎に上記条件を満たしていればよい。

また、本実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１、１２が、オンデューティ比０．５に対して対称な、２次関数状の出力電圧特性を有している例を挙げているが、これに限られるものではない。ＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、オンデューティ比０．５に対して対称な出力電圧特性を有していればよい。

さらに、本実施形態では、電源装置１が、ＭＯＳＦＥＴ１１１、１２１を備え、直流電圧を絶縁した状態で降圧するＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１、１２によって構成されている例を挙げているが、これに限られるものではない。スイッチング素子を備え、直流電圧を昇圧、又は、交流電圧を直流電圧に変換する電圧変換回路によって構成されていてもよい。

加えて、本実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１、１２の入力端子が、ともにバッテリＢ１に接続されている例を挙げているが、これに限られるものではない。入力端子が、それぞれ別のバッテリに接続されていてもよい。出力端子が共通接続されていればよい。

１・・・電源装置、１０・・・平滑コンデンサ、１１、１２・・・ＤＣ−ＤＣコンバータ回路（電圧変換回路）、１１０、１１１、１２０、１２１・・・ＭＯＳＦＥＴ、１１２、１２２、・・・コンデンサ、１１３、１２３・・・トランス、１１３ａ、１２３ａ・・・１次コイル、１１３ｂ、１２３ｂ・・・２次コイル、１１４、１１５、１２４、１２５・・・ダイオード、１１６、１２６・・・コイル、１３・・・平滑コンデンサ、１４・・・駆動回路、Ｂ１・・・バッテリ、Ｅ１・・・電子装置

Claims (4)

1. スイッチング素子を有し、前記スイッチング素子をスイッチングさせることによって、入力された電圧を異なる電圧に変換して出力する、出力が共通接続された複数の電圧変換回路と、
   複数の前記電圧変換回路のそれぞれの前記スイッチング素子に接続され、前記スイッチング素子をスイッチングするための所定周波数の駆動信号を、それぞれの前記スイッチング素子に対して出力する駆動回路と、
   を備えた電源装置において、
   前記電圧変換回路は、２つを１組として１組以上設けられ、前記駆動信号のオンデューティ比に対する出力電圧特性がオンデューティ比０．５に対して対称な、互いに同一の特性を有し、
   前記駆動回路は、各組毎に、各組の一方の前記電圧変換回路に対して、オンデューティ比Ｄ（０＜Ｄ＜１）の前記駆動信号を出力し、各組の他方の前記電圧変換回路に対して、オンデューティ比（１−Ｄ）の前記駆動信号を、そのオン期間及びオフ期間がオンデューティ比Ｄの前記駆動信号のオフ期間及びオン期間とそれぞれ一致するように位相を調整して出力することを特徴とする電源装置。
2. 前記電圧変換回路は、前記駆動信号のオンデューティ比に対する出力電圧特性がオンデューティ比０．５に対して対称な２次関数状であることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記電圧変換回路は、入力された直流電圧を異なる直流電圧に変換、又は、入力された交流電圧を異なる直流電圧に変換することを特徴とする請求項１又は２のいずれか１項に記載の電源装置。
4. 車両に搭載され、入力された電圧を異なる電圧に変換することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電源装置。

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