JP4142879B2

JP4142879B2 - 電力変換装置

Info

Publication number: JP4142879B2
Application number: JP2002057760A
Authority: JP
Inventors: 晴久高村; 和人川上
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2002-03-04
Filing date: 2002-03-04
Publication date: 2008-09-03
Anticipated expiration: 2022-03-04
Also published as: JP2003259689A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電気自動車（ＥｌｅｃｔｒｉｃＶｅｈｉｃｌｅ：ＥＶ）用電力変換装置として好適な電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
この種、電気自動車（ＥＶ）システムに適用される、従来の電力変換装置の一例を、図１２を参照して説明する。
【０００３】
図１２に示すように、電力変換装置は、一般に、誘導電動機又は同期電動機である交流電動機２と、この交流電動機２を駆動するインバータ部３と、直流電源４と、この直流電源４とインバータ部３との間に直列に設けられる開閉器５と、リアクトル１とからなる。
【０００４】
インバータ部３は、チョッパ素子３１ａ及び３１ｂを有するチョッパ回路３１と、このチョッパ回路３１に並列に設けられる主回路コンデンサ３２と、チョッパ回路３１の出力を、主回路コンデンサ３２を介して受ける、ブリッジ構成した半導体素子３３ａ、３３ｂ、３３ｃ、３３ｄ、３３ｅ及び３３ｆを有するインバータ回路３３と、第１増幅器（電圧増幅器）１００、第２増幅器（電流増幅器）１０１及びＰＷＭ回路１０２を有し、チョッパ回路３１及び／又はインバータ回路３３を制御する制御回路３４−１とからなる。
【０００５】
ここに、交流電動機２は、電動機として機能した場合は電気自動車（ＥＶ）システムの動力源であり、発電機として機能した場合は電気自動車（ＥＶ）システムのバッテリ（直流電源４）を充電する。
【０００６】
また、リアクトル１及びチョッパ回路３１は、直流電源４の出力を昇圧してインバータ部３に与える。
【０００７】
制御回路３４−１においては、主回路コンデンサ電圧指令ｖｄｃ＊と主回路コンデンサ電圧ｖｄｃとの差分を、第１増幅器１００により増幅して直流電流指令ｉｄｃ＊とし、この直流電流指令ｉｄｃ＊と直流電流ｉｄｃとの差分を第２増幅器１０１により増幅し、該第２増幅器１０１の出力をＰＷＭ回路１０２にてＰＷＭ（パルス幅変調）を行ない、チョッパ回路３１のチョッパ素子３１ａ、チョッパ素子３１ｂのゲート信号となる。
【０００８】
チョッパ素子３１ａ、チョッパ素子３１ｂのゲート信号の関係を、図１３に示す。図１３において、第２増幅器１０１の出力が三角波より大きい場合は、チョッパ素子３１ａがオンし、チョッパ素子３１ｂがオフする。
【０００９】
一方、三角波が第２増幅器１０１の出力より大きい場合は、逆にチョッパ素子３１ａがオフし、チョッパ素子３１ｂがオンとなる。チョッパ素子３１ａとチョッパ素子３１ｂとはそれぞれ、反転した関係となる。
【００１０】
このような図１２に示す構成において、リアクトル１とチョッパ回路３１による昇圧動作で高電圧としてパワーアップしたシステムは、大電流によりパワーアップした場合に較べて、一般的に、交流電動機２が小型で高効率となる利点がある。
【００１１】
また、直流電源４（バッテリ）による高電圧化に比べ、車両に搭載するスペースと質量が小さくでき、これにより走行距離を長くすることができる、という利点がある。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
図１２に示す電力変換装置においては、チョッパ回路３１の起動開始前の直流電源４の電圧と主回路コンデンサ３２の電圧とが等しい時は、徐々に電圧が上昇するので、スムーズな昇圧ができる。
【００１３】
しかし、チョッパ回路３１がオフし、主回路コンデンサ３２に昇圧による電荷が残っていた時に再度昇圧する場合に、直流電源４の電圧を初期値として昇圧を開始しようとすると、主回路コンデンサ３２の電圧が、前回に昇圧された主回路コンデンサ電圧に等しくなるまで昇圧動作は開始されない。
【００１４】
また、昇圧開始時は、チョッパ回路３１のチョッパ素子３１ａのオンデューティが０％から増加し、チョッパ素子３１ｂはオンディーティが１００％から減少する。昇圧開始時に主回路コンデンサ３２の電圧が高い場合、チョッパ素子３１ｂのオン期間が長いため、主回路コンデンサ３２側からの突入電流により、過電流を発生する可能性がある。
【００１５】
さらに、昇圧を頻繁に繰り返すと直流電源４（バッテリ）からの放電量も大きくなり、バッテリ寿命の劣化を招くと共にシステム効率の低下となる。
【００１６】
またさらに、システムをオフするときに、主回路コンデンサ３２の電圧が高いと危険性が高いため、電圧を下げる必要がある。
【００１７】
本発明の目的は、高効率であると共に安全性に優れ、ＥＶに適用して好適な電力変換装置を提供することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明に係る電力変換装置は、直流電源からリアクトルを介し所望の直流電圧へ昇降圧するチョッパ回路と、交流電動機を駆動するために主回路コンデンサを入力に配置したインバータ回路と、前記チョッパ回路及び前記インバータ回路を制御する制御回路とからなる電力変換装置において、前記制御回路は、前記チョッパ回路の昇圧動作時における電圧指令値にレートを付す電圧レート手段を具備し、前記電圧レート手段は、前記インバータ回路の前記主回路コンデンサ電圧と前記直流電源電圧の比を、前記チョッパ回路の電圧制御指令値のオフセットとして使用することを特徴とする。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る電力変換装置の実施形態を、図面を参照して説明する。
【００２７】
（請求項１に対応する実施形態）
図１に示すように、本実施形態の電力変換装置の主回路は、交流電動機２と、チョッパ回路３１と主回路コンデンサ３２とインバータ回路３３と、制御回路３４−２とから構成されるインバータ部３と、直流電源４と、開閉器５とリアクトル１とから構成される。
【００２８】
制御回路３４−２は、図１２に示す制御回路３４−１の前段に電圧レート回路１０３を設けたものである。この電圧レート回路１０３は、電圧指令と電圧検出値の差が一定範囲内にあるように、指令値と検出値の差が一定範囲内より大きくなると指令値の増加を停止し、一定範囲に復帰すると再び電圧指令を上昇するように、制御する。
【００２９】
従って、制御回路３４−２は、主回路コンデンサ電圧指令ｖｄｃ＊から電圧レート回路１０３を介した指令ｖｄｃ＿１＊と、主回路コンデンサ電圧ｖｄｃとの差分を第１増幅器１００により増幅して直流電流指令ｉｄｃ＊とし、この直流電流指令ｉｄｃ＊と直流電流ｉｄｃとの差分を第２増幅器１０１により増幅し、ＰＷＭ回路１０２によりＰＷＭ制御信号を得てチョッパ回路３１のゲート信号となる。
【００３０】
以上のように構成された本実施形態の電力変換器の動作を、図２に示すタイムチャートを参照して説明する。まず、時刻ｔ０にて、直流電源電圧ｖｄｓで昇圧を開始し、時刻ｔ１で昇圧を完了する。
【００３１】
その後、インバータ部３をオフし、主回路コンデンサ３２の電圧が低下した後、時刻ｔ２で、再度昇圧を行った場合、主回路コンデンサ電圧指令ｖｄｃ＊が直流電源電圧ｖｄｓから昇圧を行なうため（点線がその時のｖｄｓ＊）、昇圧の開始が遅れる（ｔ２−ｔ３間）が、主回路コンデンサ電圧指令ｖｄｃ＊を主回路コンデンサ電圧ｖｄｃから昇圧を再開した場合（一点鎖線）は、昇圧時間が短縮できる。
【００３２】
ここで、電圧指令と電圧検出値の差が一定範囲内にあるように制御する電圧レート回路１０３の動作を図３に示すタイムチャートを参照して説明する。すなわち、電圧レート回路１０３は、主回路コンデンサ電圧ｖｄｃを初期値とし、一定レートで電圧指令ｖｄｃ＿ｒ＊（実線）を上昇させ、指令値と検出値の差が一定範囲（一点鎖線）内、より大きくなると指令値の増加を停止し、一定範囲に復帰すると再び電圧指令ｖｄｃ＿ｒ＊（実線）を上昇する。
【００３３】
このように動作する電圧レート回路１０３を有する制御回路３４−２により、昇圧開始時の突入電流や主回路コンデンサ３２の電圧オーバーシュートを抑制することが可能となる。
【００３４】
（請求項２に対応する実施形態）
本実施形態は、図１と同様の電力変換装置の主回路を有し、図１と異なる図４に示す制御回路３４−３を有する。
【００３５】
本実施形態の制御回路３４−３は、図１に示す制御回路３４−２の第２増幅器１０１の出力に、主回路コンデンサ３２の電圧と直流電源４の電圧との比をオフセットとして加算する、図５にその一例を示す変換テーブル１０４を追加している。
【００３６】
この種の電力変換装置において、昇圧開始時は、チョッパ素子３１ａのオンデューティが０％から増加し、チョッパ素子３１ｂは、オンディーティが１００％から減少するため、主回路コンデンサ３２に昇圧による電荷が残っていた場合には、チョッパ素子３１ｂのオンデューティが大きいので、主回路コンデンサ３２側から直流電源側への突入電流が大きくなり、過電流を発生する可能性がある。
【００３７】
図５に示す変換テーブル１０４は、（直流電源電圧ｖｄｓ）／（主回路コンデンサ電圧ｖｄｃ）から、デューティを決定し、オフセットとして加えるため、電圧比に合ったデューティが設定され、主回路コンデンサ３２からの突入電流を抑制することが可能となる。
【００３８】
例えば、ｖｄｃ／ｖｄｓ＝２（主回路コンデンサ電圧が直流電源電圧の２倍）の場合、チョッパ素子３１ａ＝５０％、チョッパ素子３１ｂ＝５０％のオンデューティとなり、チョッパ素子３１ｂは、オンデューティ１００→５０％となり、突入電流を抑制できる。
【００３９】
また、変換テーブル１０４の値を、図４の点線部分に示すように、オフセットとしてだけでなく、第２増幅器１０１の積分値の初期値として設定しても同じ効果が得られる。
【００４０】
（請求項３に対応する実施形態）
図６は請求項３に対応した実施形態を示すブロック図であり、先の実施形態では昇圧動作をチョッパ回路３１で行っていたが、本実施形態では、インバータ回路３３から交流電動機２の回転エネルギーを用いて昇圧を行なう。
【００４１】
本実施形態の制御回路３４−４は、図１の制御回路３４−２に、昇圧をインバータ回路３３から行なうため、昇圧動作期間にチョッパ回路３１を動作させないようにチョッパ回路３１のゲート信号を開閉する開閉回路１０５を追加している。また、インバータ回路３３の各半導体素子のゲート信号を生成する励磁電流振幅指令回路１０６、三相電流指令回路１０７及びコンパレータ回路１０８を有する。
【００４２】
先ず、交流電動機２の制御形態として三相瞬時値電流制御を例に説明する。
【００４３】
交流電動機２の回転数ｎを励磁電流振幅指令回路１０６に入れ、該回路１０６にて、回転数ｎに応じた励磁電流振幅指令ｉ＊を得、これと回転数ｎとを三相電流指令回路１０７に入力し、回転数から変換して周波数により各相の電流指令ｉｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊として出力し、各相の検出電流ｉｕ、ｉｖ（＝−ｉｗ−ｊｕ）、ｉｗをコンパレータ回路１０８にて比較し、インバータ回路３３の各半導体素子のゲート信号とする。チョッパ回路３１がオフしているため、回生エネルギーが大きいと過電圧になるので、昇圧時の交流電動機２は、励磁運転で制御を行なう。
【００４４】
ここで、開閉回路１０５の動作を図７に示すタイムチャートにより説明する。図７の時刻ｔ０でインバータ回路３３を起動し、直流電源４から励磁電流を供給し交流電動機２を起動し、回転エネルギーにより交流電動機２から昇圧を行なう。交流電動機２の誘起電圧が高くなると励磁電流も交流電動機２から供給することになる。
【００４５】
この間、開閉回路１０５によりチョッパ回路３１はオフし、直流リンク電圧指令ｖｄｃ＊＝ｖｄｃとなった時刻ｔ１で、チョッパ回路３１をオンする。直流電源４にバッテリが使用されている場合は、昇圧動作時のパワーを供給することがなくなり、バッテリの長寿命化を図ることができると共に効率向上を期待することができる。
【００４６】
（請求項４に対応する実施形態）
図８は請求項４に対応した実施形態を示すブロック図であり、インバータ回路３３から交流電動機２の回転エネルギーを用いて昇圧を行なうが、主回路コンデンサ３２の残電荷に対する安全策を講じたものである。
【００４７】
先の実施形態と同様にインバータ回路３３は励磁運転を行うが、制御回路３４−５は、交流電動機２の損失で主回路コンデンサ３２の残電荷を消費し、主回路コンデンサ電圧ｖｄｃが一定指令値ｖｄｃ＿ｌ＊以下にするように制御を行う。
【００４８】
この時のタイムチャートを図９に示す。開閉器５をオフすることにより、バッテリを切り離し、チョッパ回路３１はオフしたままで、インバータ回路３３を起動し、励磁運転を行なう。主回路コンデンサ電圧ｖｄｃが、直流電圧指令ｖｄｃ＿ｌ＊以下でオフ動作する開閉回路１０９により、インバータ回路３３をオフする。
【００４９】
これにより、高電圧である主回路コンデンサ３２の残電荷を、交流電動機２で放電することにより、安全を確保できる。
【００５０】
（請求項５に対応する実施形態）
請求項５に対応する実施形態を図１０に示す。
【００５１】
本実施形態は、直流電圧指令ｖｄｃ＊を、交流電動機２の検出した回転数ｎから得る回路を示している。
【００５２】
先ず、回転数ｎを、磁束テーブル２００で磁束に変換し、角周波数変換器２０１により計算した各周波数を、掛算器２０２で掛けて値Ｖｓ（＝ωΦ）を得る。このＶｓ（＝ωΦ）を、直流電圧変換回路２０３により、直流電圧指令ｖｄｃ＊とする。
【００５３】
尚、上述した動作を、回転数ｎと直流電圧指令Ｖｄｃ＊とをテーブルとして構成することもできる。この場合は、回転数ｎを入力とし、該回転数ｎに対応した直流電圧指令Ｖｄｃ＊を出力することができる。
【００５４】
上記において、直流電圧変換回路２０３は、交流電圧ピーク値が直流電圧となるので、下記の式となる。（Ｖｓは交流電動機の実効値電圧）
Ｖｄｃ＊＝√２・Ｖｓ
通電状態では、チョッパ回路３２、インバータ回路３３、交流電動機２等の損失も加わるため、直流電圧指令ｖｄｃ＊は、上式以上の値が必要となる。
【００５５】
図１１は上述した動作を示すタイムチャートである。
【００５６】
図１１において、時刻ｔ０において起動指令が入力されると、開閉器５をオンしトルク指令に従って制御回路からインバータ回路３３の各半導体素子へゲート信号が出力されインバータ回路３３は、交流電動機２を駆動する。この段階ではチョッパ回路３１は上側のチョッパ素子３１ｂのみオンして直流電源４から電力を負荷へ供給する。
【００５７】
したがって、直流電圧は直流電源電圧と等しい電圧がインバータ回路３３に供給される。時刻ｔ１において回転数が所定のレベル（図１１のＬ１）以上になった時、チョッパ回路３１（チョッパ素子３１ａとチョッパ素子３１ｂ）をスイッチング動作させて、昇圧させるようにチョッパ回路３１を制御する。
【００５８】
時刻ｔ２において交流電動機２が定格電圧に達すると電圧は固定となる。
【００５９】
このような制御により、全領域電圧固定で高く設定した場合に比べて、電圧を低く設定できることによりインバータ回路３３のスイッチング損失が低減できる。
【００６０】
また、低速時には、直流電圧は低くできるので、交流電動機２の磁気騒音も小さく抑えることができる。
【００６１】
（請求項６に対応する実施形態）
請求項６では、請求項５と同様に、回転数により昇圧する電圧を可変するが、インバータ回路３３のスイッチングパターンを固定する。スイッチングパターンが固定の場合は、スイッチング周波数を低く設定することによりスイッチング損失を低減し、インバータ効率をアップし、高調波の影響の少ないスイッチングパターンにすることにより、交流電動機２の効率をアップできる。
【００６２】
スイッチングパターンを決める変調率を飽和させた場合は、位相を変えるためのスイッチングのみとなり、スイッチング損失を大幅に低減でき、インバータ効率をアップすることができる。
【００６３】
また、低速時には、直流電圧は低くできるので、交流電動機２の磁気騒音も小さく抑えることができる。対変調率を飽和させた場合は、対象となる交流電動機２は誘導電動機となり、すべり周波数によりトルクを調整する。
【００６４】
（請求項７に対応する実施形態）
請求項７では、請求項１〜５記載の電力変換装置の交流電動機２を、誘導電動機だけではなく、同期電動機についても適用する。
【００６５】
特に、永久磁石同期電動機を使用した場合は請求項３における直流電源から昇圧までの励磁電流の供給もなくなり、さらなるバッテリの長寿命と効率も向上できる。
【００６６】
（請求項８に対応する実施形態）
請求項８では、請求項１〜７記載の電力変換装置を、電気自動車だけでなく、内燃機関と発電電動機の両出力を平行して車両走行に関与させる方式であるパラレル方式ハイブリッド車、内燃機関で発電電動機を回し該発電電動機の出力を充電又は走行に供する方式であるシリーズ方式ハイブリッド車に適用する。
【００６７】
特に、パラレルハイブリットにおいて、内燃機関と交流電動機の２つを駆動源とした場合、交流電動機による駆動の効率が低下する高回転運転や直流電源（バッテリ）の充電状態が良好な場合は、内燃機関単独で駆動した方がシステム効率アップするために、交流電動機に電力を供給しているインバータを積極的にオフする。本発明により、主回路コンデンサ電圧に影響されずにチョッパ回路３１の昇圧動作を短時間で安定させ、システム効率アップが図られる。
【００６８】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、チョッパ回路を持つインバータにおいて、主回路コンデンサ電圧に影響されずにチョッパ回路の昇圧動作を短時間で安定させ得、効率アップが図られると共に安全性の向上が図られることで、ＥＶに適用して好適な電力変換装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る電力変換装置の請求項１に対応する実施形態の構成を示す回路図。
【図２】同実施形態の動作を示すタイムチャート。
【図３】同実施形態の動作を示すタイムチャート。
【図４】本発明の請求項２に対応する実施形態を示すブロック図。
【図５】本発明の請求項２に対応する実施形態における変換テーブルの内容を示す図。
【図６】本発明の請求項３に対応する実施形態を示すブロック図。
【図７】本発明の請求項３に対応する実施形態の動作を示すタイムチャート。
【図８】本発明の請求項４に対応する実施形態を示すブロック図。
【図９】本発明の請求項４に対応する実施形態の動作を示すタイムチャート。
【図１０】本発明の請求項５に対応する実施形態を示すブロック図。
【図１１】本発明の請求項５に対応する実施形態の動作を示すタイムチャート。
【図１２】従来の電力変換装置の回路図。
【図１３】図１２におけるチョッパ回路の半導体素子ゲート信号を示す波形図。
【符号の説明】
１…リアクトル
２…交流電動機
３…インバータ部
３１…チョッパ回路
３２…主回路コンデンサ
３３…インバータ回路
３４−２、３４−３、３４−４、３４−５…制御回路
４…直流電源
５…開閉器

Claims

直流電源からリアクトルを介し所望の直流電圧へ昇降圧するチョッパ回路と、交流電動機を駆動するために主回路コンデンサを入力に配置したインバータ回路と、前記チョッパ回路及び前記インバータ回路を制御する制御回路とからなる電力変換装置において、
前記制御回路は、前記チョッパ回路の昇圧動作時における電圧指令値にレートを付す電圧レート手段を具備し、
前記電圧レート手段は、前記インバータ回路の前記主回路コンデンサ電圧と前記直流電源電圧の比を、前記チョッパ回路の電圧制御指令値のオフセットとして使用することを特徴とする電力変換装置。
前記昇圧動作を、前記チョッパ回路に代えて前記交流電動機から前記インバータ回路により行うことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
前記システムがオフする時に、前記主回路コンデンサに残った電荷を前記交流電動機で放電させる手段を具備することを特徴とする請求項１又は２記載の電力変換装置。
前記チョッパ回路は前記交流電動機の回転数に合わせて昇降圧動作を行い、前記インバータ回路は前記チョッパ回路による昇降圧電圧をＰＷＭ制御して前記交流電動機へ給電することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項記載の電力変換装置。
前記チョッパ回路は前記交流電動機の回転数に合わせて昇降圧動作を行い、前記インバータ回路を構成する半導体素子のスイッチングパターンを固定して前記交流電動機へ給電することを特徴とする請求項１乃至４のいずれか一項記載の電力変換装置。
前記交流電動機は、誘導機又は同期機からなる発電電動機であることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか一項記載の電力変換装置。
前記交流電動機は、電気自動車又はハイブリッド車の動力源であることを特徴とする請求項１乃至６のいずれか一項記載の電力変換装置。