JP4024762B2

JP4024762B2 - 高周波スイッチ

Info

Publication number: JP4024762B2
Application number: JP2004009878A
Authority: JP
Inventors: 直行宮澤
Original assignee: Sumitomo Electric Device Innovations Inc
Current assignee: Sumitomo Electric Device Innovations Inc
Priority date: 2004-01-16
Filing date: 2004-01-16
Publication date: 2007-12-19
Anticipated expiration: 2024-01-16
Also published as: US20060160520A1; JP2005203643A; US7561853B2

Description

本発明は移動体通信機などの高周波機器に用いられる高周波（ＲＦ）スイッチに関し、特に複数のＦＥＴを直列に接続した構成の高周波スイッチに関する。

近年、複数のキャリア信号を扱う携帯電話端末向けなどに、化合物半導体を用いた電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）で構成する多ポートのＲＦスイッチ（ＳＰＮＴ：Single Pole N-Through: Nはポート数）が用いられるようになってきている。この種のＲＦスイッチには、送信信号の基本波に対して、-70dBc以下という低い高調波特性が要求されている。高調波を低レベルに抑えるためには、オン状態にあるＦＥＴのオン抵抗の線形性を良くすることに加え、オフ状態のＦＥＴの良好な耐電力特性が必要になる。

オフ状態の耐電力を向上させる一般的な手法として、ＦＥＴをＭ段直列接続する方法が用いられている。Ｍ段直列接続構成の一例を図１に示す。全てのＦＥＴがオフ状態の時、ＲＦ信号はＲＦラインをスルーする。全てのＦＥＴがオン状態のとき、ＲＦ信号はグランドに流れる。全てのＦＥＴがオフ状態にあるとき、Ｍ段の直列接続では、論理的には一段にかかる電圧は１／Ｍに減少するので、ＲＦ信号の電圧をＶとすると、各段のＦＥＴにはＶ／Ｍの電圧がかかる。ところが、実際には図２に示すようなＦＥＴの持つ対地寄生容量Ｃｐの影響を受ける。なお、図２においてＣｄｓはドレイン・ソース容量、Ｃｇはゲート・ソース又はゲート・ドレイン容量を示す。各段のＦＥＴのインピーダンスＺに対し、対地寄生容量ＣｐのインピーダンスＺｃｐが図３（Ａ）に示すように接続されることになるので、図３（Ｂ）に示すように、各段のインピーダンスは均等ではなくなる（Ｚ→Ｚ’（＜Ｚ））。このようなインピーダンスの不均等のため、ＲＦ信号線に一番近い（直接接続される）段にあるＦＥＴ（インピーダンスＺ）に、他の段（インピーダンスＺ’（＜Ｚ））の電圧Ｖ２に比べ大きな電圧Ｖ１（＞Ｖ２）が印加されてしまい、結果としてハンドリングパワーが以下の論理式から計算される値よりも小さくなってしまうという問題点がある。

ここで、Ｍは直列接続の段数、ＶpはＦＥＴのピンチオフ電圧（ＦＥＴがオンからオフ状態へ、又はオフからオン状態となる電圧）、ＶcontはＦＥＴのゲートに与えられる制御電圧、Ｚｏはシステムインピーダンス、Ｐmaxは最大ハンドリングパワーである。

上記問題点を解決するために、非特許文献１には、図４に示すように、対地寄生容量を補正するために容量Ｃ１、Ｃ２を付加することが提案されている。容量Ｃ１及びＣ２をＦＥＴに並列に接続することで、各段のインピーダンスを均等して高周波電圧ＶをＶ１、Ｖ２、Ｖ３に均等に分圧する（Ｖ１＝Ｖ２＝Ｖ３）。

また、特許文献１や特許文献２にはそれぞれ図５（Ａ）や図５（Ｂ）に示すように、ソース又はドレインからゲートに容量Ｃａ（図５（Ａ））、Ｃｂ（図５（Ｂ））を付加することで、ゲート・ソース間の電圧分配を意図的にシフトさせることが記載されている。図６（Ａ）は容量Ｃａ、Ｃｂを付加しない回路構成の電圧（Ｖ１−Ｖ２）と電圧（Ｖ２−Ｖ３）の変化を示し、図６（Ｂ）は、図５（Ａ）、（Ｂ）の電圧（Ｖ１−Ｖ２）と電圧（Ｖ２−Ｖ３）の変化を示す。Ｖ１はＲＦ信号の電圧、Ｖ２は容量Ｃａとゲートとの接続点の電圧、Ｖ３は２つのＦＥＴを直列に接続するノードの電圧である。また、図６（Ａ）、（Ｂ）中、Ｖｐはピンチオフ電圧を示す。容量Ｃａ、Ｃｂを付加することで、ゲート・ソースの電圧分配をシフトさせて、大振幅印加時にもゲート電圧がピンチオフ電圧Ｖｐを超えないように電圧をオフセットしている。これにより、ハンドリングパワーは向上する。
Mitchell B. Shifrin, et al., "Monolithic FET structures for Hight-Power Control Component Applications",IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol. 37, No. 12, December 1989, pp. 2134-2141 特開平８−７０２４５号公報特開平９−８６２１号公報

しかしながら、図４に示す従来技術は、容量Ｃ１、Ｃ２を介して信号が漏れるため、スイッチオフ時のアイソレーションの低下や、容量形成工程によるコストの増加、更には容量Ｃ１、Ｃ２の耐電圧が低い場合（一般に、ＭＭＩＣ化された容量は耐電圧が低い）によって、ＥＳＤなどサージ耐性が低下するなどの問題点がある。

また、図５（Ａ）、（Ｂ）に示す従来技術も図４に示す問題点と同様の問題点を有するとともに、容量Ｃａ、Ｃｂを付加しない構成に比べ高い耐圧のＦＥＴが必要になるとの問題点も有する。

更に、近年では、スイッチの挿入損失をできるだけ小さくするために、ＭＥＳＦＥＴに代えてＨＥＭＴが用いられるようになってきている。一般に、オン抵抗を下げるとチャネル層の高濃度化などによって耐圧が下がる傾向にあるため、耐圧の問題を抱える図４や図５に示す従来技術ではもはや対処することができない。

従って、本発明は上記従来技術の問題点を解決し、オフ状態の直列接続されたＦＥＴにかかる電圧の均一化によるハンドリングパワーの改善を簡素かつ低コストで実現することを目的とする。

本発明は、一端から入力される高周波信号の他端への導通・非導通を切り替えるために、前記一端と前記他端との間にあるノードとグランドとの間に直列に接続された少なくとも３つのＦＥＴを備え、前記３つのＦＥＴの中間段のＦＥＴにおけるソース電極、またはドレイン電極、または前記中間段のＦＥＴに接続される初段または最終段のＦＥＴのうち前記中間段のＦＥＴのソース電極またはドレイン電極と接続される電極の少なくもと１つは、前記初段または最終段のＦＥＴのうち前記ノード又はグランド側に接続される電極の幅よりも細いことを特徴とする。この構成により、中間段にある対地寄生容量を減らすことができ、オフ状態の直列接続されたＦＥＴにかかる電圧の均一化によるハンドリングパワーの改善を簡素かつ低コストで実現することができる。

上記スイッチにおいて、前記ＦＥＴは、４つ以上である構成とすることができる。また、前記ＦＥＴの初段及び最終段以外のＦＥＴのソース電極又はドレイン電極の幅は、前記初段及び最終段のＦＥＴのソース電極又はドレイン電極よりも細い構成とすることができる。更に、各中間段におけるＦＥＴのゲート電極幅の総計は、前記初段又は最終段のＦＥＴのゲート電極幅の総計よりも小さい構成とすることができる。更には、前記初段及び最終段以外のＦＥＴのソース側電極又はドレイン側電極に接続する中継電極配線の長さは、前記初段又は最終段のＦＥＴのソース電極又はドレイン電極に接続する中継電極配線の長さよりも短い構成とすることもできる。

オフ状態の直列接続されたＦＥＴにかかる電圧の均一化によるハンドリングパワーの改善を簡素かつ低コストで実現することができる。

以下、本発明の実施例を添付図面を参照して詳細に説明する。

図７（Ａ）は、本発明に実施例１に係るＲＦスイッチの平面図である。図示するＲＦスイッチは直列接続３段構成である。また、図７（Ｂ）は従来の３段直列接続構成のＲＦスイッチを示す。以下に説明するように、実施例１のＲＦスイッチは、直列接続の中間段（実施例１では２段目）にあるＦＥＴのソース又はドレインに接続する電極配線（単に、ソース電極、ドレイン電極ともいう）の幅が、初段（１段目）及び最終段（３段目）にあるＦＥＴのソース又はドレインとＲＦライン又はグランドラインとを接続する電極配線の幅よりも細い。以下、詳述する。

紙面に相当するGaAsなどの化合物半導体基板内に、互いに素子間分離された３つのＦＥＴ形成領域１６₁、１６₂、１６₃に形成されたＦＥＴ１０₁、１０₂、１０₃が設けられている。これらのＦＥＴをまとめて、ＦＥＴ群１０と言う。各ＦＥＴ形成領域１６₁、１６₂、１６₃に形成されたＦＥＴ１０₁、１０₂、１０₃はそれぞれ、並列に接続された複数の（図示する例では７個）のＦＥＴからなる。ＦＥＴ１０₁、１０₂、１０₃は、ＲＦライン１２とグランド（ＧＮＤ）ライン１４との間に直列に接続されている。ＦＥＴ１０₁はＲＦライン１２に直接接続され、ＦＥＴ１０₃はＧＮＤライン１４に直接接続され、ＦＥＴ１０₂はＦＥＴ１０₁とＦＥＴ１０₃との間に接続されている。

ＲＦライン１２から直角方向に延びるソース／ドレイン電極配線（以下、Ｓ／Ｄ電極配線という）２０₁が、ＦＥＴ形成領域１６₁上に延びている。ＦＥＴ形成領域１６₁上に設けられたゲート電極配線１８₁を挟んでＳ／Ｄ電極配線２０₁に対向するように、Ｓ／Ｄ電極配線２２₁がＦＥＴ形成領域１６₁上に設けられている。Ｓ／Ｄ電極配線２２₁は、ＲＦライン１２と平行に延びる中継電極配線２４₁を介して、中間段（２段目）のＦＥＴ形成領域１６₂上に設けられたＳ／Ｄ電極配線２０₂に接続されている。Ｓ／Ｄ電極配線２０₂、中継電極配線２４₁及びＳ／Ｄ電極配線２２₁は連続する配線パターンであって、直列接続構成の中間段（２段目）にあるＦＥＴ１０₂のソース／ドレインに接続する電極配線である。以下、この電極配線（２２₁、２４₁、２０₂）に参照番号３０₁を付す。

ＦＥＴ形成領域１６₂上には、ゲート電極配線１８₂を挟んでＳ／Ｄ電極配線２０₂に対向するようにして、Ｓ／Ｄ電極配線２２₂が設けられている。Ｓ／Ｄ電極配線２２₂は、ＲＦライン１２と平行に延びる中継電極配線２４₂を介して、最終段（３段目）のＦＥＴ形成領域１６₃上に設けられたＳ／Ｄ電極配線２０₃に接続されている。Ｓ／Ｄ電極配線２２₂、中継電極配線２４₂及びＳ／Ｄ電極配線２０₃は連続する配線パターンであって、直列接続構成の中間段（２段目）にあるＦＥＴ１０₂のソース／ドレインに接続する電極配線である。以下、この電極配線（２２₂、２４₂、２０₃）に参照番号３０₂を付す。

ＦＥＴ形成領域１６₃上には、ゲート電極配線１８₃を挟んでＳ／Ｄ電極配線２０₃に対向するようにして、ＧＮＤライン１４から延びるＳ／Ｄ電極配線２２₃が設けられている。

実施例１は、前述した対地寄生容量Ｃｐを形成する電極配線を細くすることで、対地寄生容量Ｃｐを減らす構成を有する。前述した図２の等価回路に示すように、印加電圧の不均一をもたらす対地接地容量Ｃｐは、直列接続の中間段のドレイン又はソース電極部分であり、ＲＦラインに接続する電極、及びグランドに接続する電極は印加電圧の不均一に寄与していない。実施例１は、この点に着目し、中間段（本実施例では２段目）のソース、ドレインに接続するＳ／Ｄ電極配線３０₁と３０₂の幅を、初段（１段目）及び最終段（３段目）にあるＦＥＴ１０₁、１０₃のソース又はドレインとＲＦライン１２又はＧＮＤライン１４とを接続するＳ／Ｄ電極配線２０₁、２２₃の幅よりも細く設定してある。

今、Ｓ／Ｄ電極配線３０₁、３０₂の幅をＷｃとし、Ｓ／Ｄ電極配線２０₁、２２₃の幅をＷｂとすれば、Ｗｃ＜Ｗｂである。Ｗｃ＝２μｍ、Ｗｂ＝５μｍとした場合の入力電力（ｄＢｍ）と挿入損失（ｄＢ）との実測値を図８に示す。比較のため、図８に、図７（Ｂ）の従来構成のＳ／Ｄ電極配線幅Ｗａを３μｍ（Ｗａ＝３μｍ）に設定したＦＥＴの特性を併せて示す。図７（Ｂ）では、全てのＳ／Ｄ電極配線がＷａ＝３μｍの幅を持つ。図示するように、従来構成では、挿入損失が０．１ｄＢ劣化する時の入力電力は３５ｄＢｍであるのに対し、実施例１では入力電力は３７ｄＢｍであり、約２ｄＢの改善が実現できた。

以上のようにして対地寄生容量Ｃｐを減らすことで、容量素子の追加によるコストアップやサージ耐圧の低下をもたらすことなく、高いハンドリングパワーのＲＦスイッチが実現できる。

図７（Ａ）に示すＳ／Ｄ電極配線３０₁、３０₂の幅は全てＷｃで等しいとして説明したが、例えば中継電極配線２４₁、２４₂を他の部分に比べて若干太くしてもよい。つまり、Ｓ／Ｄ電極配線３０₁、３０₂の幅は均一である必要はなく、従来構成に比べその面積が減少していれば、対地寄生容量Ｃｐを減少させることができる。従って、電極配線２２ ₁ 、２０ ₂ 、２２ ₂ 、２０ ₃ のうちの少なくとも１つの電極の幅が、Ｗｂよりも細くなればよいのである。また、電極配線２０ ₁ 、または２２ ₃ の幅をＷｂとしてもよい。

図７（Ａ）を参照して３段直列接続構成を例にして説明したが、他の段数でも同様に実施することができる。例えば、５段直列接続構成では、２段目〜４段目のＳ／Ｄ電極配線の幅をＷｃとし、１段目及び５段目のＲＦライン及びＧＮＤラインに接続するＳ／Ｄ電極配線の幅をＷｂとする（Ｗｃ＜Ｗｂ）。この場合においても、１段目及び５段目のＲＦライン及びＧＮＤラインと接続する電極以外のソース電極又はドレイン電極のうちの少なくとも１つが、１段目及び５段目のＲＦライン及びＧＮＤラインと接続する電極よりも細ければよいのである。

図９は、本発明の実施例２に係るＲＦスイッチを示す図である。図中、図７（Ａ）と同一要素には同一の参照番号を付してある。実施例２は、中間段（本実施例の場合、２段目）のＦＥＴ形成領域１６₂にあるＦＥＴの総ゲート幅が、初段及び最終段にあるＦＥＴの総ゲート幅よりも小さくなるように構成されている。具体的には、ＦＥＴ形成領域１６₁、１６₃がそれぞれ７個のＦＥＴで構成されるのに対し、ＦＥＴ形成領域１６₂が６個のＦＥＴで構成されている。これにより、図７（Ａ）の構成に比べ、Ｓ／Ｄ電極配線３０₁、３０₂の総面積は減り、対地寄生容量Ｃｐをより減少させることができる。このようにして対地寄生容量Ｃｐを減らすことで、容量素子の追加によるコストアップやサージ耐圧の低下をもたらすことなく、高いハンドリングパワーのＲＦスイッチが実現できる。

図１０は、本発明の実施例３に係るＲＦスイッチを示す図である。図中、図７（Ａ）と同一要素には同一の参照番号を付してある。実施例３は、中間段（本実施例の場合、２段目）のＦＥＴ形成領域１６₂にあるＦＥＴのサイズを初段及び最終段のサイズよりも小さくすることで、Ｓ／Ｄ電極配線３０₁、３０₂の長さを短くして、対地寄生容量Ｃｐをより減少させる構成である。このようにして対地寄生容量Ｃｐを減らすことで、容量素子の追加によるコストアップやサージ耐圧の低下をもたらすことなく、高いハンドリングパワーのＲＦスイッチが実現できる。なお、実施例３を実施例２と組み合わせてもよい。

以上、本発明の実施例を説明した。本発明は上記実施例に限定されるものではなく、これらの変形や他の実施例を含むものである。

Ｍ段直列接続構成のＲＦスイッチの回路図である。図１に示すＲＦスイッチの等価回路である。対地寄生容量とこれに起因する問題点を示す図である。図３に示す問題点を解決する従来のＲＦスイッチの回路図である。図３に示す問題点を解決する従来の別のＲＦスイッチの回路図である。図５に示すＲＦスイッチの動作を示す波形図である。本発明の実施例１に係るＲＦスイッチの平面図である。実施例１の効果を従来例と対比して説明する入力電力と挿入損失との関係を示すグラフである。本発明の実施例２に係るＲＦスイッチの平面図である。本発明の実施例３に係るＲＦスイッチの平面図である。

符号の説明

１０ＦＥＴ群
１０₁、１０₂、１０₃ ＦＥＴ
１２ＲＦライン１４グランド（ＧＮＤ）ライン
１６₁、１６₂、１６₃ ＦＥＴ形成領域
１８₁、１８₂、１８₃ ゲート電極配線
２０₁、２０₂、２０₃ ソース／ドレイン（Ｓ／Ｄ）電極配線
２２₁、２２₂、２２₃ ソース／ドレイン（Ｓ／Ｄ）電極配線

Claims

一端から入力される高周波信号の他端への導通・非導通を切り替えるために、
前記一端と前記他端との間にあるノードとグランドとの間に直列に接続された少なくとも３つのＦＥＴを備え、
前記３つのＦＥＴの中間段のＦＥＴにおけるソース電極、またはドレイン電極、または前記中間段のＦＥＴに接続される初段または最終段のＦＥＴのうち前記中間段のＦＥＴのソース電極またはドレイン電極と接続される電極の少なくもと１つは、前記初段または最終段のＦＥＴのうち前記ノード又はグランド側に接続される電極の幅よりも細いことを特徴とするスイッチ。
前記ＦＥＴは、４つ以上であることを特徴する請求項１記載のスイッチ。
前記ＦＥＴの初段及び最終段以外のＦＥＴのソース電極又はドレイン電極の幅は、前記初段及び最終段のＦＥＴの前記一端および他端と接続される電極よりも細いことを特徴とする請求項２記載のスイッチ。
各中間段におけるＦＥＴのゲート電極幅の総計は、前記初段又は最終段のＦＥＴのゲート電極幅の総計よりも小さいことを特徴とする請求項１記載のスイッチ。
前記初段及び最終段以外のＦＥＴのソース側電極又はドレイン側電極に接続する中継電極配線の長さは、前記初段又は最終段のＦＥＴのソース電極又はドレイン電極に接続する中継電極配線の長さよりも短いことを特徴とする請求項１記載のスイッチ。