JP3562053B2 - 電動パワ−ステアリング装置の制御装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】
この発明は、電動パワ−ステアリング装置の制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
車両用の電動パワ−ステアリング装置には、操向ハンドルの操作によりステアリングシヤフトに発生する操舵トルクその他を検出し、その検出信号に基づいてモ−タの制御目標値である操舵補助指令値を演算し、電流フイ−ドバツク制御回路において、前記した制御目標値である操舵補助指令値とモ−タ電流の検出値との差を電流制御値として求め、電流制御値によりモ−タを駆動して操向ハンドルの操舵力を補助するものがある。
【０００３】
このような電動式パワ−ステアリング装置では、図１４に示すように、４個の電界効果型トランジスタＦＥＴ１ 〜ＦＥＴ４ をブリツジに接続して第１及び第２の２つのア−ムを備えたＨブリツジ回路を構成し、その入力端子間に電源Ｖを、出力端子間に前記モ−タＭを接続したモ−タ制御回路が使用されている。
【０００４】
そして、前記モ−タ制御回路を構成するＨブリツジ回路の互いに対向する２つのア−ムを構成する２個１組のＦＥＴのうち、第１のア−ムのＦＥＴ１ （或いは第２のア−ムのＦＥＴ２ ）を電流制御値に基づいて決定されるデユ−テイ比ＤのＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）で駆動することにより、モ−タ電流の大きさが制御される。
【０００５】
また、前記電流制御値の符号に基づいて第２のア−ムのＦＥＴ３ をＯＮ、第１のア−ムのＦＥＴ４ をＯＦＦ（或いは第２のア−ムのＦＥＴ３ をＯＦＦ、第１のア−ムのＦＥＴ４ をＯＮ）に制御することにより、モ−タＭの回転方向が制御される。
【０００６】
ＦＥＴ３ が導通状態にあるときは、電流はＦＥＴ１ 、モ−タＭ、ＦＥＴ３ を経て流れ、モ−タＭに正方向の電流が流れる。また第２のア−ムのＦＥＴ４ が導通状態にあるときは、電流はＦＥＴ２ 、モ−タＭ、ＦＥＴ４ を経て流れ、モ−タＭに負方向の電流が流れる。
【０００７】
このモ−タ制御回路は、同一ア−ム上のＦＥＴが同時に駆動されることがないのでア−ムが短絡される可能性が低く、信頼性が高いため、広く利用されている（一例として特公平５−１０２７０号公報参照）。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
図１５は、モ−タ電流Ｉ（モ−タに実際に流れる電流であり、検出電流ｉとは異なる）とＰＷＭ信号のデユ−テイ比Ｄとの関係を示すものである。即ち、操向ハンドルが操作されて操舵トルクが発生している状態では、モ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係は、図１５において線（ａ）で示すように変化し、制御回路において操舵トルクの検出信号に基づいてモ−タの制御目標値である操舵補助指令値Ｉｒｅｆ が演算され、操舵補助指令値Ｉｒｅｆ とフイ−ドバツクされるモ−タ電流の検出値ｉとの差の電流制御値Ｅがモ−タ駆動回路に出力されるから、モ−タ駆動回路の半導体素子を制御するデユ−テイ比Ｄはある値をとり、格別の支障は生じない。
【０００９】
しかしながら、操向ハンドルを切つた後、セルフアライニングトルクにより操向ハンドルが直進走行位置に戻るとき（以下、「ハンドル戻し」という）は、操舵トルクが発生していない状態にあるから、モ−タの制御目標値である操舵補助指令値Ｉｒｅｆ は零となるが、モ−タに逆起電力が発生するため、モ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係は、図１５において線（ｂ）で示すように、逆起電力に相当するだけ上方に移動変化し、デユ−テイ比Ｄの値が零の付近でモ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係に不連続部分が生じる。
【００１０】
一方、フイ−ドバツク制御回路は電流制御値Ｅを演算しようとするが、操舵補助指令値Ｉｒｅｆ に対応するデユ−テイ比Ｄがないため、図１５において線（ｃ）で示すように、モ−タ電流Ｉの不連続部分にほぼ対応した振幅の振動電流が電流制御値Ｅとして出力される。
【００１１】
このような振動電流の発生は、雑音の発生源となるほかフイ−ドバツク制御の安定性を阻害する原因ともなるので、その対策が求められていた。この発明は上記課題を解決することを目的とするものである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
この発明は上記課題を解決するもので、少なくともステアリングシヤフトに発生する操舵トルク信号に基づいて演算された操舵補助指令値と検出されたモータ電流値から演算した電流制御値に基づいてステアリング機構に操舵補助力を与えるモータの出力を制御するフイードバツク制御手段を備えた電動パワーステアリング装置の制御装置において、半導体素子をＨブリツジに接続して構成したブリツジ回路の入力端子間に電源を、出力端子間に前記モータを接続したモータ駆動手段と、モータ駆動手段を構成するＨブリツジ回路の互いに対向する２つのアームを構成する２個１組の半導体素子のうち、第１のアームの半導体素子を前記電流制御値に基づいて決定される第１のデューテイ比Ｄ1 のＰＷＭ信号で駆動し、第２のアームの半導体素子を第２のデューテイ比Ｄ2 のＰＷＭ信号で駆動するべく、第１のデューテイ比Ｄ1 のＰＷＭ信号と第２のデューテイ比Ｄ2 のＰＷＭ信号とをそれぞれ独立して前記モータ駆動手段に出力する制御指令手段とを備え、
前記第２のデューテイ比Ｄ 2 は、第１のデューテイ比Ｄ 1 の関数である以下の式（２）で定義されること
Ｄ 2 ＝ａ・Ｄ 1 ＋ｂ・・・・・・・・・（２）
ここで、ａ、ｂは以下の式で表される定数
ａ＝−Ｋ T ω ret ／γＶ b
ｂ＝１＋Ｋ T ω ret ／Ｖ b
但し、Ｖ b ：バッテリ電圧
Ｋ T ：モータの逆起電力定数
ω ret ：ハンドル戻り時のモータ角速度
γ：定数
を特徴とする。
そして、前記制御指令手段は、第１のデューテイ比Ｄ 1 の値を入力として前記関数式（２）により第２のデューテイ比Ｄ 2 の値を演算する演算部と、第１のデューテイ比Ｄ 1 のＰＷＭ信号を出力する第１のＰＷＭ信号出力手段と、前記演算部で演算された第２のデューテイ比Ｄ 2 の値に基づいて第２のデューテイ比Ｄ 2 のＰＷＭ信号を出力する第２のＰＷＭ信号出力手段とを備える。
また、前記制御指令手段は、第１のデューテイ比Ｄ 1 の値を入力として前記関数式（２）により第２のデューテイ比Ｄ 2 の値を演算する演算部と、第１のデューテイ比Ｄ 1 及び第２のデューテイ比Ｄ 2 の信号をアナログ信号に変換する変換部と、ＰＷＭ信号の１サイクルに対応する波長の鋸歯状波信号又は三角波信号を発生する信号発生部と、信号変換部を備え、信号変換部において前記信号発生部から出力される波形信号を使用して前記アナログ信号の電圧に相当する時間幅のＰＷＭ信号を出力するようにしてもよい。
さらに、前記制御指令手段は、第１のデューテイ比Ｄ 1 の信号に基づいて第２のデューテイ比Ｄ 2 のアナログ信号を発生させる関数発生手段と、第１のデューテイ比Ｄ 1 の信号をアナログ信号に変換する変換部と、ＰＷＭ信号の１サイクルに対応する波長の鋸歯状波信号又は三角波信号を発生する信号発生部と、信号変換部を備え、信号変換部において前記信号発生部から出力される波形信号を使用して前記アナログ信号の電圧に相当する時間幅のＰＷＭ信号を出力するようにしてもよい。
【００１３】
【作用】
制御指令手段は、モータ駆動手段を構成するＨブリッジ回路の互いに対抗する２つのアームを構成する２個１組の半導体素子のうち、第１のアームの半導体素子を前記電流制御値に基づいて決定される第１のデューテイ比Ｄ 1 のＰＷＭ信号で駆動し、第２のアームの半導体素子を第２のデューテイ比Ｄ 2 のＰＷＭ信号で、それぞれ独立して駆動する。ここで、前記第２のデューテイ比Ｄ 2 は、第１のデューテイ比Ｄ 1 の関数である前記式（２）で定義されるものである。これにより、ハンドル戻りの状態など操舵トルクが発生していない状態のときも、デューテイ比の値が零の付近でモータ電流Ｉとデューテイ比との関係に不連続部分が生じることがなく、電流制御値Ｅとして振動電流が出力されるおそれがない。
【００１４】
【実施例】
以下、この発明の実施例について説明する。まずこの発明の基本概念について説明する。先に図１５により説明した通り、操向ハンドルを切つた後、セルフアライニングトルクにより操向ハンドルが直進走行位置に戻るハンドル戻しの状態では、操舵トルクが発生していない状態にあるから、モ−タの制御目標値である操舵補助指令値Ｉｒｅｆ は零となるが、モ−タに逆起電力が発生するため、モ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係は、図１５において線（ｂ）で示すように、逆起電力に相当するだけ上方に移動変化し、デユ−テイ比Ｄの値が零の付近でモ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係に不連続部分が生じ、モ−タ電流Ｉの不連続部分にほぼ対応した振幅の振動電流が出力され、雑音の発生その他の不都合が生じる。
【００１５】
このため、この発明では前記したモ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの間の不連続部分を連続させるように制御し、即ち、図１６に示すようにハンドル戻り時におけるモ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係を示す線（ｂ）の上でデユ−テイ比Ｄ＝γのときのモ−タ電流Ｉを示すｐ点と原点ｏとの間を連続するようにモ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係を制御して課題を解決するものである。
【００１６】
具体的にはＦＥＴ３ とＦＥＴ４ を前記したデユ−テイ比Ｄ１ の１次の関数式で定義されるデユ−テイ比Ｄ２ のＰＷＭ信号で駆動するものであり、実施方法としては、デユ−テイ比Ｄの小さい領域では第１のア−ムのＦＥＴ１ と第２のア−ムのＦＥＴ３ とを同時に、且つ異なるデユ−テイ比Ｄで駆動するものである。
【００１７】
なお、デユ−テイ比Ｄ１ がγよりも大きい領域では、従来の駆動方法、即ちＦＥＴ３ （又はＦＥＴ４ ）が電流方向によりＯＮ又はＯＦＦに制御される制御方法による。
【００１８】
ここで、まず、従来の駆動方法のようにＦＥＴ３ （又はＦＥＴ４ ）を、ＰＷＭ信号の符号により決定されるモ−タの回転方向に応じてＯＮ（又はＯＦＦ）に維持する制御をせず、ＦＥＴ１ （又はＦＥＴ２ ）と同時に、且つ異なるデユ−テイ比で駆動した場合を検討する。
【００１９】
図１７はＦＥＴ１ とＦＥＴ３ を、同時に、且つ異なるデユ−テイ比で駆動した場合の動作を説明する図であり、また、図１８は第１のア−ムのＦＥＴ１ と第２のア−ムのＦＥＴ３ とを同時に、且つ異なるデユ−テイ比Ｄで駆動するときのＦＥＴの動作状態とモ−タ端子間電圧ＶＭ 、モ−タ端子間電圧ＶＭ からモ−タ逆起電力ＫＴ ωの影響を差し引いた値Ｒｉ、及びモ−タ電流Ｉの関係を説明する図である。
【００２０】
今、ＦＥＴ１ をデユ−テイ比Ｄ１ で駆動すると共に、ＦＥＴ３ をＦＥＴ１ のデユ−テイ比Ｄ１ よりも大きい（即ち、時間的に長い）デユ−テイ比Ｄ２ で駆動し、ＦＥＴ２ とＦＥＴ４ はＯＦＦに維持するものとする。図１８の（ａ）及び（ｂ）はＦＥＴ１ 及びＦＥＴ３ の時間に対するＯＮ／ＯＦＦの状態を示している。
【００２１】
このとき、モ−タ端子間電圧ＶＭ は図１８の（ｃ）のように変化する。即ち、まず、ＦＥＴ１ 及びＦＥＴ３ が共にＯＮ（この状態をモ−ドＡと呼ぶ）のときは、モ−タＭの端子間にはバツテリ電圧Ｖｂ が印加される。次に、ＦＥＴ１ がＯＦＦでＦＥＴ３ がＯＮ（この状態をモ−ドＢと呼ぶ）のときはモ−タＭの端子間電圧は零になる。
【００２２】
さらにＦＥＴ１ 及びＦＥＴ３ が共にＯＦＦ（この状態をモ−ドＣと呼ぶ）のときは、モ−タＭの端子間には負方向のバツテリ電圧−Ｖｂ が印加される。即ち、モ−ドＣでは、ＦＥＴ１ 及びＦＥＴ３ が共にＯＦＦであるため、モ−タＭには図１７（ｂ）で示すように、抵抗ＲＬ →ＦＥＴ４ の回生ダイオ−ドＤＴ４→モ−タＭ→ＦＥＴ２ の回生ダイオ−ドＤＴ２→電源に至る電流回路が形成され、モ−タＭの端子間電圧ＶＭ は負方向のバツテリ電圧−Ｖｂ となる。
【００２３】
ＦＥＴ１ とＦＥＴ３ を同時に、且つ異なるデユ−テイ比で駆動してモ−タ電流が平衡状態になつたとき、ＰＷＭ信号の周期がモ−タの電気的時定数に比較して十分に短い場合には、モ−タ電流Ｉは近似的に以下の式（１）により表すことができる。
【００２４】
Ｉ＝｛（Ｄ１ ＋Ｄ２ −１）・Ｖｂ ／Ｒ｝−ＫＴ ω／Ｒ・・・・（１）
但し、Ｄ１ ：デユ−テイ比Ｄ１ 、Ｄ２ ：デユ−テイ比Ｄ２ 、
Ｖｂ ：バツテリ電圧、Ｒ：モ−タ端子間抵抗、
ＫＴ ：モ−タの逆起電力定数、ω：モ−タ角速度
ここで、Ｄ２ ＝ｆ（Ｄ１ ）のように、デユ−テイ比Ｄ２ をデユ−テイ比Ｄ１ の連続した関数とし、ω＝ωｒｅｔ 、Ｄ１ ＝０のとき、Ｉ＝０となるような関数ｆを定義すれば、０≦ω≦ωｒｅｔ の範囲で、デユ−テイ比Ｄ対モ−タ電流Ｉ特性に連続性を持たせることができる。
【００２５】
ここで、関数ｆの一例として、以下の一次関数式（２）を定義する。
【００２６】
Ｄ２ ＝ａ・Ｄ１ ＋ｂ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（２）
但し、ａ、ｂは定数。
【００２７】
定数ａ、ｂを求めるため、まず、以下の条件を設定する。
【００２８】
（１） デユ−テイ比Ｄ１ ＝γのとき、デユ−テイ比Ｄ２ ＝１（１００ ％）、
但し、γは任意の設定値
（２） デユ−テイ比Ｄ１ ＝０、且つω＝ωｒｅｔ のとき、Ｉ＝０
但し、ωはモ−タ角速度、ωｒｅｔ はハンドル戻り時のモ−タ角速度とする。
【００２９】
上記条件（１） は図１６においてデユ−テイ比Ｄ１ ＝γのときの線（ｂ）上の点ｐの位置を決定する条件であり、通常の駆動状態に一致する。
【００３０】
また、条件（２） は図１６において線（ｂ）が原点ｏを通ることを決定する条件である。したがつて、上記条件を満たす定数ａ、ｂを求めることにより、点ｐと原点ｏを結ぶ１次の関数を決定することができる。
【００３１】
なお、デユ−テイ比Ｄ１ がγよりも大きい領域では、従来の駆動方法、即ちＦＥＴ３ （又はＦＥＴ４ ）が電流方向によりＯＮ又はＯＦＦに制御される制御方法と変わらない。
【００３２】
前記条件を満たす定数ａ、ｂは、以下の式（３）（４）で表される。
【００３３】
ａ＝−ＫＴ ωｒｅｔ ／γＶｂ ・・・・・・・・・・・・・・・・（３）
ｂ＝１＋ＫＴ ωｒｅｔ ／Ｖｂ ・・・・・・・・・・・・・・・・（４）
このときのモ−タ電流Ｉは、式（１）のＤ２ に式（２）を代入し、これに式（３）（４）で決定される定数ａ、ｂを代入して整理した以下の式（５）で表すことができる。
【００３４】
Ｉ＝Ｖｂ ／Ｒ｛１−（ＫＴ ωｒｅｔ ／γＶｂ ）｝・Ｄ１
−ＫＴ ／Ｒ（ωｒｅｔ −ω）・・・・・・・・・・・・・・（５）
式（５）によれば、モ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの間の関係は、モ−タ角速度ωがハンドル戻り時のモ−タ角速度ωｒｅｔ よりも小さい領域においても不連続部分が無くなる。
【００３５】
即ち、ＦＥＴ１ をデユ−テイ比Ｄ１ で駆動し、これと同時にＦＥＴ３ をデユ−テイ比Ｄ１ とは異なるデユ−テイ比Ｄ２ で駆動することにより、モ−タ角速度ωがハンドル戻り時のモ−タ角速度ωｒｅｔ よりも小さい領域においても、モ−タ電流Ｉに対してデユ−テイ比Ｄ１ を連続して変化させることができるのである。
【００３６】
次に、図１乃至図３により、この発明を実施するに適した電動パワ−ステアリング装置の概略を説明する。図１は電動パワ−ステアリング装置の構成の概略を説明する図で、操向ハンドル１の軸２は減速ギア４、ユニバ−サルジョイント５ａ、５ｂ、ピニオンラツク機構７を経て操向車輪のタイロツド８に結合されている。軸２には操向ハンドル１の操舵トルクを検出するトルクセンサ３が設けられており、また、操舵力を補助するモ−タ１０がクラツチ９、減速ギア４を介して軸２に結合している。
【００３７】
パワ−ステアリング装置を制御する電子制御回路１３は、バツテリ１４からイグニツシヨンキ−１１を経て電力が供給される。電子制御回路１３は、トルクセンサ３で検出された操舵トルクと車速センサ１２で検出された車速に基づいて操舵補助指令値の演算を行い、演算された操舵補助指令値に基づいてモ−タ１０に供給する電流を制御する。
【００３８】
クラツチ９は電子制御回路１３により制御される。クラツチ９は通常の動作状態では結合しており、電子制御回路１３によりパワ−ステアリング装置の故障と判断された時、及び電源がＯＦＦとなつている時に切離される。
【００３９】
図２は、電子制御回路１３のブロツク図である。この実施例では電子制御回路１３は主としてＣＰＵから構成されるが、ここではそのＣＰＵ内部においてプログラムで実行される機能を示してある。例えば、位相補償器２１は独立したハ−ドウエアとしての位相補償器２１を示すものではなく、ＣＰＵで実行される位相補償機能を示す。
【００４０】
以下、電子制御回路１３の機能と動作を説明する。トルクセンサ３から入力された操舵トルク信号は、位相補償器２１で操舵系の安定を高めるために位相補償され、操舵補助指令値演算器２２に入力される。また、車速センサ１２で検出された車速も操舵補助指令値演算器２２に入力される。
【００４１】
操舵補助指令値演算器２２は、入力され位相補償された操舵トルク信号及び車速信号に基づいて所定の演算式によりモ−タ１０に供給する電流の制御目標値である操舵補助指令値Ｉｒｅｆ を演算する。
【００４２】
比較器２３、微分補償器２４、比例演算器２５、積分演算器２６、加算器２７から構成される回路は、モ−タ電流が操舵補助指令値Ｉｒｅｆ に一致するようにフイ−ドバツク制御を行う回路である。
【００４３】
比較器２３では、操舵補助指令値演算器２２で演算された制御目標値である操舵補助指令値Ｉｒｅｆ と後述するモ−タ電流検出回路４２で検出されたモ−タ電流値Ｉが比較され、その差の信号が出力される。
【００４４】
比例演算器２５では、操舵補助指令値Ｉｒｅｆ とモ−タ電流値Ｉとの差に比例した比例値が出力される。さらに比例演算器２５の出力信号はフイ−ドバツク系の特性を改善するため積分演算器２６において積分され、差の積分値の比例値が出力される。
【００４５】
微分補償器２４では、操舵補助指令値Ｉｒｅｆ に対するモ−タ電流値Ｉの応答速度を高めるため、操舵補助指令値Ｉｒｅｆ の微分値に比例した値が出力される。
【００４６】
微分補償器２４から出力された操舵補助指令値Ｉｒｅｆ の微分値、比例演算器２５から出力された操舵補助指令値Ｉｒｅｆ とモ−タ電流値Ｉとの差に比例した比例値、積分演算器２６から出力された積分値は加算器２７において加算演算され、演算結果である電流制御値Ｅがモ−タ制御回路４１に出力される。モ−タに流れる電流はモ−タ電流検出回路４２により検出される。
【００４７】
図３にモ−タ制御回路４１の構成の一例を示す。モ−タ制御回路４１は制御指令器４５、ゲ−ト駆動回路４６、ＦＥＴ１ 〜ＦＥＴ４ からなるＨブリツジ回路等から構成され、制御指令器４５は加算器２７から入力された電流制御値Ｅに基づいてＦＥＴ１ 〜ＦＥＴ４ を駆動するＰＷＭ信号およびモ−タ回転方向を指示する回転方向信号を出力する。
【００４８】
ＦＥＴ１ （ＦＥＴ２ ）は前記した制御指令器４５から出力されるデユ−テイ比Ｄ１のＰＷＭ信号に基づいてゲ−トがＯＮ／ＯＦＦされ、ＦＥＴ３ （ＦＥＴ４ ）はデユ−テイ比Ｄ２のＰＷＭ信号に基づいてゲ−トがＯＮ／ＯＦＦされ、実際にモ−タに流れる電流Ｉの大きさが制御される。
【００４９】
ＦＥＴ１ とＦＥＴ２ のいずれを駆動するか、またＦＥＴ３ とＦＥＴ４ のいずれを駆動するかはモ−タの回転方向を決定する回転方向信号により決定される。
【００５０】
モ−タ電流検出回路４２は、抵抗Ｒ１ の両端における電圧降下に基づいて正方向電流の大きさを検出し、また、抵抗Ｒ２ の両端における電圧降下に基づいて負方向電流の大きさを検出する。検出されたモ−タ電流値Ｉは比較器２３にフイ−ドバツクして入力される（図２参照）。
【００５１】
次に、上記した制御指令器４５の構成を説明する。図４は制御指令器の第１実施例で、マイクロプロセツサ４５１と２つのＰＷＭタイマ４５２、４５３から構成される。この構成では、入力された電流制御値Ｅに基づいてＰＷＭタイマ４５２を作動させてデユ−テイ比Ｄ１ の時間幅のＰＷＭ信号Ｄ１を出力すると共に、同時にマイクロプロセツサ４５１にＰＷＭ信号Ｄ１を入力し、先に説明した関数式（２）に基づいてデユ−テイ比Ｄ２ を演算し、ＰＷＭタイマ４５３を作動させてデユ−テイ比Ｄ２ の時間幅のＰＷＭ信号Ｄ２を演算出力する。
【００５２】
ゲ−ト駆動回路４６は、例えば図５に示すような４個のアンド回路ＡＮ１ 〜ＡＮ４ と１個のノツト回路ＮＴ１ から構成される回路が提案される。
【００５３】
この回路によれば、回転方向信号がＯＮ（例えば正方向回転を示す）でＰＷＭ信号Ｄ１及びＤ２が入力されたとすると、アンド回路ＡＮ２ の出力によりＦＥＴ２ が駆動されるとともに、アンド回路ＡＮ４ の出力によりＦＥＴ４ が駆動される。このとき、ノツト回路ＮＴ１ の出力はＯＦＦであるから、アンド回路ＡＮ１ 及びＡＮ３ の出力はなく、ＦＥＴ１ 、ＦＥＴ３ はＯＦＦとなる。
【００５４】
回転方向信号がＯＦＦ（例えば負方向回転を示す）で、ＰＷＭ信号Ｄ１及びＤ２が入力されたとすると、ノツト回路ＮＴ１ の出力はＯＮとなるから、アンド回路ＡＮ１ の出力によりＦＥＴ１ が駆動されるとともに、アンド回路ＡＮ３ の出力によりＦＥＴ３ が駆動される。このとき、アンド回路ＡＮ２ 及びＡＮ４ の出力はなく、ＦＥＴ２ 、ＦＥＴ４ はＯＦＦとなる。
【００５５】
図６は制御指令器の第２実施例で、マイクロプロセツサ４５１と２つのＤ／Ａ変換器４５４、４５５、２つのコンパレ−タ４５６、４５７、及び信号発生器４５８から構成される。
【００５６】
この構成では入力された電流制御値Ｅに基づいてデユ−テイ比Ｄ１ に相当するアナログ信号ＡＤ１ 、及び関数式（２）の演算の結果得られたデユ−テイ比Ｄ２ に基づいてこれに相当するアナログ信号ＡＤ２ を得、コンパレ−タ４５６、４５７により信号発生器４５８から出力されるＰＷＭ信号の１サイクルに対応する波長の鋸歯状波信号或いは三角波信号とアナログ信号ＡＤ１ 及びＡＤとを比較し、アナログ信号ＡＤ１ 及びＡＤの電圧に相当する時間幅のＰＷＭ信号Ｄ１及びＰＷＭ信号Ｄ２を出力するものである。図７に鋸歯状波信号発生回路の一例を、図８に三角波信号発生回路の一例を示すが、信号発生回路は公知の回路であるから説明は省略する。
【００５７】
図９は、コンパレ−タ４５６、４５７により信号発生器４５８から出力される鋸歯状波信号とアナログ信号ＡＤ１ 、ＡＤ２ とを比較して出力されるＰＷＭ信号Ｄ１及びＰＷＭ信号Ｄ２、及びモ−タに印加される電圧の波形を示したもので、図１０は三角波信号とアナログ信号ＡＤ１ 、ＡＤ２ とを比較して出力されるＰＷＭ信号Ｄ１及びＰＷＭ信号Ｄ２、及びモ−タに印加される電圧の波形を示したものである。図９と図１０を比較すると明らかであるが、三角波信号の場合はＰＷＭ信号Ｄ１のＰＷＭ信号Ｄ２の立上り位置にずれがあり、モ−タに印加される電圧波形も相違するが、その動作に実質的な差異が生じるものではない。
【００５８】
図１１は制御指令器の第３実施例で、マイクロプロセツサ４５１とＤ／Ａ変換器４５４、デユ−テイ関数発生器４５９、２つのコンパレ−タ４５６、４５７、及び信号発生器４５８から構成される。
【００５９】
この構成では入力された電流制御値Ｅに基づいてデユ−テイ比Ｄ１ に相当するアナログ信号ＡＤ１ を得、また関数式（２）に基づく関数発生回路を備えたデユ−テイ関数発生器４５９において、アナログ信号ＡＤ１ を入力としてデユ−テイ比Ｄ２ に相当するアナログ信号ＡＤ２ を得、コンパレ−タ４５６、４５７により信号発生器４５８から出力されるＰＷＭ信号の１サイクルに対応する波長の鋸歯状波信号或いは三角波信号とアナログ信号ＡＤ１ 及びＡＤとを比較し、アナログ信号ＡＤ１ 及びＡＤの電圧に相当する時間幅のＰＷＭ信号Ｄ１及びＰＷＭ信号Ｄ２を出力するものである。デユ−テイ関数発生器４５９は、例えば図１２、図１３に示すような一般的オペアンプを使用したアナログ回路の組み合わせによる構成が提案される。
【００６０】
コンパレ−タ４５６、４５７、信号発生器４５８などは、第２実施例のものと同じであり、また、コンパレ−タ４５６、４５７の出力も第２実施例において図９、図１０により説明したものと変わらない。
【００６２】
【発明の効果】
以上説明したとおり、この発明の電動パワーステアリング装置の制御装置は、モータ駆動手段を構成するＨブリッジ回路の互いに対抗する２つのアームを構成する２個１組の半導体素子のうち、第１のアームの半導体素子を前記電流制御値に基づいて決定される第１のデューテイ比Ｄ 1 のＰＷＭ信号で駆動し、第２のアームの半導体素子を第２のデューテイ比Ｄ 2 のＰＷＭ信号で、それぞれ独立して駆動するものである。ここで、前記第２のデューテイ比Ｄ 2 は、第１のデューテイ比Ｄ 1 の関数である前記式（２）で定義される。
【００６３】
これにより、ハンドル戻り時などで操舵トルクが発生していない状態のときも、デユ−テイ比の値が零の付近でモ−タ電流とデユ−テイ比との間に不連続部分がなくなるので振動電流が発生せず、雑音の発生やフイ−ドバツク制御の安定性を阻害することがない。
【図面の簡単な説明】
【図１】電動式パワ−ステアリング装置の構成の概略を説明する図。
【図２】電動式パワ−ステアリング装置の電子制御回路のブロツク図。
【図３】モ−タ駆動回路の構成を示す回路ブロツク図。
【図４】制御指令器の第１実施例の構成を示す回路ブロツク図。
【図５】ゲ−ト駆動回路の構成の一例を示す回路ブロツク図。
【図６】制御指令器の第２実施例の構成を示す回路ブロツク図。
【図７】鋸歯状波信号発生回路の構成の一例を示す回路ブロツク図。
【図８】三角波信号発生回路の構成の一例を示す回路ブロツク図。
【図９】第２実施例における鋸歯状波信号波形とＰＷＭ信号のデユ−テイ比及びモ−タ電圧を説明する図。
【図１０】第２実施例における三角波信号波形とＰＷＭ信号のデユ−テイ比及びモ−タ電圧を説明する図。
【図１１】制御指令器の第３実施例の構成を示す回路ブロツク図。
【図１２】第３実施例のデユ−テイ関数発生器の一例を示す回路ブロツク図。
【図１３】第３実施例のデユ−テイ関数発生器の一例を示す回路ブロツク図。
【図１４】従来のＦＥＴで構成したＨブリツジ回路からなるモ−タ駆動回路図。
【図１５】従来のモ−タ制御回路におけるモ−タ電流とＰＷＭ信号のデユ−テイ比との関係を説明する図。
【図１６】この発明におけるモ−タ制御回路におけるモ−タ電流とＰＷＭ信号のデユ−テイ比との関係を説明する図。
【図１７】Ｈブリツジ回路の互いに対向する２つのア−ムのＦＥＴを同時に異なるデユ−テイ比で駆動するときの動作を説明する図。
【図１８】ＦＥＴの動作状態、モ−タ端子間電圧ＶＭ 、モ−タ電流Ｉなどの関係を説明する図。
【符号の説明】
３ トルクセンサ
１０ モ−タ
１１ イグニツシヨンキ−
１２ 車速センサ
１３ 電子制御回路
１４ バツテリ
２１ 位相補償器
２２ 操舵補助指令値演算器
２３ 比較器
２４ 微分補償器
２５ 比例演算器
２６ 積分演算器
２７ 加算器
４１ モ−タ制御回路
４２ モ−タ電流検出回路
【産業上の利用分野】
この発明は、電動パワ−ステアリング装置の制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
車両用の電動パワ−ステアリング装置には、操向ハンドルの操作によりステアリングシヤフトに発生する操舵トルクその他を検出し、その検出信号に基づいてモ−タの制御目標値である操舵補助指令値を演算し、電流フイ−ドバツク制御回路において、前記した制御目標値である操舵補助指令値とモ−タ電流の検出値との差を電流制御値として求め、電流制御値によりモ−タを駆動して操向ハンドルの操舵力を補助するものがある。
【０００３】
このような電動式パワ−ステアリング装置では、図１４に示すように、４個の電界効果型トランジスタＦＥＴ１ 〜ＦＥＴ４ をブリツジに接続して第１及び第２の２つのア−ムを備えたＨブリツジ回路を構成し、その入力端子間に電源Ｖを、出力端子間に前記モ−タＭを接続したモ−タ制御回路が使用されている。
【０００４】
そして、前記モ−タ制御回路を構成するＨブリツジ回路の互いに対向する２つのア−ムを構成する２個１組のＦＥＴのうち、第１のア−ムのＦＥＴ１ （或いは第２のア−ムのＦＥＴ２ ）を電流制御値に基づいて決定されるデユ−テイ比ＤのＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）で駆動することにより、モ−タ電流の大きさが制御される。
【０００５】
また、前記電流制御値の符号に基づいて第２のア−ムのＦＥＴ３ をＯＮ、第１のア−ムのＦＥＴ４ をＯＦＦ（或いは第２のア−ムのＦＥＴ３ をＯＦＦ、第１のア−ムのＦＥＴ４ をＯＮ）に制御することにより、モ−タＭの回転方向が制御される。
【０００６】
ＦＥＴ３ が導通状態にあるときは、電流はＦＥＴ１ 、モ−タＭ、ＦＥＴ３ を経て流れ、モ−タＭに正方向の電流が流れる。また第２のア−ムのＦＥＴ４ が導通状態にあるときは、電流はＦＥＴ２ 、モ−タＭ、ＦＥＴ４ を経て流れ、モ−タＭに負方向の電流が流れる。
【０００７】
このモ−タ制御回路は、同一ア−ム上のＦＥＴが同時に駆動されることがないのでア−ムが短絡される可能性が低く、信頼性が高いため、広く利用されている（一例として特公平５−１０２７０号公報参照）。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
図１５は、モ−タ電流Ｉ（モ−タに実際に流れる電流であり、検出電流ｉとは異なる）とＰＷＭ信号のデユ−テイ比Ｄとの関係を示すものである。即ち、操向ハンドルが操作されて操舵トルクが発生している状態では、モ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係は、図１５において線（ａ）で示すように変化し、制御回路において操舵トルクの検出信号に基づいてモ−タの制御目標値である操舵補助指令値Ｉｒｅｆ が演算され、操舵補助指令値Ｉｒｅｆ とフイ−ドバツクされるモ−タ電流の検出値ｉとの差の電流制御値Ｅがモ−タ駆動回路に出力されるから、モ−タ駆動回路の半導体素子を制御するデユ−テイ比Ｄはある値をとり、格別の支障は生じない。
【０００９】
しかしながら、操向ハンドルを切つた後、セルフアライニングトルクにより操向ハンドルが直進走行位置に戻るとき（以下、「ハンドル戻し」という）は、操舵トルクが発生していない状態にあるから、モ−タの制御目標値である操舵補助指令値Ｉｒｅｆ は零となるが、モ−タに逆起電力が発生するため、モ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係は、図１５において線（ｂ）で示すように、逆起電力に相当するだけ上方に移動変化し、デユ−テイ比Ｄの値が零の付近でモ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係に不連続部分が生じる。
【００１０】
一方、フイ−ドバツク制御回路は電流制御値Ｅを演算しようとするが、操舵補助指令値Ｉｒｅｆ に対応するデユ−テイ比Ｄがないため、図１５において線（ｃ）で示すように、モ−タ電流Ｉの不連続部分にほぼ対応した振幅の振動電流が電流制御値Ｅとして出力される。
【００１１】
このような振動電流の発生は、雑音の発生源となるほかフイ−ドバツク制御の安定性を阻害する原因ともなるので、その対策が求められていた。この発明は上記課題を解決することを目的とするものである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
この発明は上記課題を解決するもので、少なくともステアリングシヤフトに発生する操舵トルク信号に基づいて演算された操舵補助指令値と検出されたモータ電流値から演算した電流制御値に基づいてステアリング機構に操舵補助力を与えるモータの出力を制御するフイードバツク制御手段を備えた電動パワーステアリング装置の制御装置において、半導体素子をＨブリツジに接続して構成したブリツジ回路の入力端子間に電源を、出力端子間に前記モータを接続したモータ駆動手段と、モータ駆動手段を構成するＨブリツジ回路の互いに対向する２つのアームを構成する２個１組の半導体素子のうち、第１のアームの半導体素子を前記電流制御値に基づいて決定される第１のデューテイ比Ｄ1 のＰＷＭ信号で駆動し、第２のアームの半導体素子を第２のデューテイ比Ｄ2 のＰＷＭ信号で駆動するべく、第１のデューテイ比Ｄ1 のＰＷＭ信号と第２のデューテイ比Ｄ2 のＰＷＭ信号とをそれぞれ独立して前記モータ駆動手段に出力する制御指令手段とを備え、
前記第２のデューテイ比Ｄ 2 は、第１のデューテイ比Ｄ 1 の関数である以下の式（２）で定義されること
Ｄ 2 ＝ａ・Ｄ 1 ＋ｂ・・・・・・・・・（２）
ここで、ａ、ｂは以下の式で表される定数
ａ＝−Ｋ T ω ret ／γＶ b
ｂ＝１＋Ｋ T ω ret ／Ｖ b
但し、Ｖ b ：バッテリ電圧
Ｋ T ：モータの逆起電力定数
ω ret ：ハンドル戻り時のモータ角速度
γ：定数
を特徴とする。
そして、前記制御指令手段は、第１のデューテイ比Ｄ 1 の値を入力として前記関数式（２）により第２のデューテイ比Ｄ 2 の値を演算する演算部と、第１のデューテイ比Ｄ 1 のＰＷＭ信号を出力する第１のＰＷＭ信号出力手段と、前記演算部で演算された第２のデューテイ比Ｄ 2 の値に基づいて第２のデューテイ比Ｄ 2 のＰＷＭ信号を出力する第２のＰＷＭ信号出力手段とを備える。
また、前記制御指令手段は、第１のデューテイ比Ｄ 1 の値を入力として前記関数式（２）により第２のデューテイ比Ｄ 2 の値を演算する演算部と、第１のデューテイ比Ｄ 1 及び第２のデューテイ比Ｄ 2 の信号をアナログ信号に変換する変換部と、ＰＷＭ信号の１サイクルに対応する波長の鋸歯状波信号又は三角波信号を発生する信号発生部と、信号変換部を備え、信号変換部において前記信号発生部から出力される波形信号を使用して前記アナログ信号の電圧に相当する時間幅のＰＷＭ信号を出力するようにしてもよい。
さらに、前記制御指令手段は、第１のデューテイ比Ｄ 1 の信号に基づいて第２のデューテイ比Ｄ 2 のアナログ信号を発生させる関数発生手段と、第１のデューテイ比Ｄ 1 の信号をアナログ信号に変換する変換部と、ＰＷＭ信号の１サイクルに対応する波長の鋸歯状波信号又は三角波信号を発生する信号発生部と、信号変換部を備え、信号変換部において前記信号発生部から出力される波形信号を使用して前記アナログ信号の電圧に相当する時間幅のＰＷＭ信号を出力するようにしてもよい。
【００１３】
【作用】
制御指令手段は、モータ駆動手段を構成するＨブリッジ回路の互いに対抗する２つのアームを構成する２個１組の半導体素子のうち、第１のアームの半導体素子を前記電流制御値に基づいて決定される第１のデューテイ比Ｄ 1 のＰＷＭ信号で駆動し、第２のアームの半導体素子を第２のデューテイ比Ｄ 2 のＰＷＭ信号で、それぞれ独立して駆動する。ここで、前記第２のデューテイ比Ｄ 2 は、第１のデューテイ比Ｄ 1 の関数である前記式（２）で定義されるものである。これにより、ハンドル戻りの状態など操舵トルクが発生していない状態のときも、デューテイ比の値が零の付近でモータ電流Ｉとデューテイ比との関係に不連続部分が生じることがなく、電流制御値Ｅとして振動電流が出力されるおそれがない。
【００１４】
【実施例】
以下、この発明の実施例について説明する。まずこの発明の基本概念について説明する。先に図１５により説明した通り、操向ハンドルを切つた後、セルフアライニングトルクにより操向ハンドルが直進走行位置に戻るハンドル戻しの状態では、操舵トルクが発生していない状態にあるから、モ−タの制御目標値である操舵補助指令値Ｉｒｅｆ は零となるが、モ−タに逆起電力が発生するため、モ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係は、図１５において線（ｂ）で示すように、逆起電力に相当するだけ上方に移動変化し、デユ−テイ比Ｄの値が零の付近でモ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係に不連続部分が生じ、モ−タ電流Ｉの不連続部分にほぼ対応した振幅の振動電流が出力され、雑音の発生その他の不都合が生じる。
【００１５】
このため、この発明では前記したモ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの間の不連続部分を連続させるように制御し、即ち、図１６に示すようにハンドル戻り時におけるモ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係を示す線（ｂ）の上でデユ−テイ比Ｄ＝γのときのモ−タ電流Ｉを示すｐ点と原点ｏとの間を連続するようにモ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係を制御して課題を解決するものである。
【００１６】
具体的にはＦＥＴ３ とＦＥＴ４ を前記したデユ−テイ比Ｄ１ の１次の関数式で定義されるデユ−テイ比Ｄ２ のＰＷＭ信号で駆動するものであり、実施方法としては、デユ−テイ比Ｄの小さい領域では第１のア−ムのＦＥＴ１ と第２のア−ムのＦＥＴ３ とを同時に、且つ異なるデユ−テイ比Ｄで駆動するものである。
【００１７】
なお、デユ−テイ比Ｄ１ がγよりも大きい領域では、従来の駆動方法、即ちＦＥＴ３ （又はＦＥＴ４ ）が電流方向によりＯＮ又はＯＦＦに制御される制御方法による。
【００１８】
ここで、まず、従来の駆動方法のようにＦＥＴ３ （又はＦＥＴ４ ）を、ＰＷＭ信号の符号により決定されるモ−タの回転方向に応じてＯＮ（又はＯＦＦ）に維持する制御をせず、ＦＥＴ１ （又はＦＥＴ２ ）と同時に、且つ異なるデユ−テイ比で駆動した場合を検討する。
【００１９】
図１７はＦＥＴ１ とＦＥＴ３ を、同時に、且つ異なるデユ−テイ比で駆動した場合の動作を説明する図であり、また、図１８は第１のア−ムのＦＥＴ１ と第２のア−ムのＦＥＴ３ とを同時に、且つ異なるデユ−テイ比Ｄで駆動するときのＦＥＴの動作状態とモ−タ端子間電圧ＶＭ 、モ−タ端子間電圧ＶＭ からモ−タ逆起電力ＫＴ ωの影響を差し引いた値Ｒｉ、及びモ−タ電流Ｉの関係を説明する図である。
【００２０】
今、ＦＥＴ１ をデユ−テイ比Ｄ１ で駆動すると共に、ＦＥＴ３ をＦＥＴ１ のデユ−テイ比Ｄ１ よりも大きい（即ち、時間的に長い）デユ−テイ比Ｄ２ で駆動し、ＦＥＴ２ とＦＥＴ４ はＯＦＦに維持するものとする。図１８の（ａ）及び（ｂ）はＦＥＴ１ 及びＦＥＴ３ の時間に対するＯＮ／ＯＦＦの状態を示している。
【００２１】
このとき、モ−タ端子間電圧ＶＭ は図１８の（ｃ）のように変化する。即ち、まず、ＦＥＴ１ 及びＦＥＴ３ が共にＯＮ（この状態をモ−ドＡと呼ぶ）のときは、モ−タＭの端子間にはバツテリ電圧Ｖｂ が印加される。次に、ＦＥＴ１ がＯＦＦでＦＥＴ３ がＯＮ（この状態をモ−ドＢと呼ぶ）のときはモ−タＭの端子間電圧は零になる。
【００２２】
さらにＦＥＴ１ 及びＦＥＴ３ が共にＯＦＦ（この状態をモ−ドＣと呼ぶ）のときは、モ−タＭの端子間には負方向のバツテリ電圧−Ｖｂ が印加される。即ち、モ−ドＣでは、ＦＥＴ１ 及びＦＥＴ３ が共にＯＦＦであるため、モ−タＭには図１７（ｂ）で示すように、抵抗ＲＬ →ＦＥＴ４ の回生ダイオ−ドＤＴ４→モ−タＭ→ＦＥＴ２ の回生ダイオ−ドＤＴ２→電源に至る電流回路が形成され、モ−タＭの端子間電圧ＶＭ は負方向のバツテリ電圧−Ｖｂ となる。
【００２３】
ＦＥＴ１ とＦＥＴ３ を同時に、且つ異なるデユ−テイ比で駆動してモ−タ電流が平衡状態になつたとき、ＰＷＭ信号の周期がモ−タの電気的時定数に比較して十分に短い場合には、モ−タ電流Ｉは近似的に以下の式（１）により表すことができる。
【００２４】
Ｉ＝｛（Ｄ１ ＋Ｄ２ −１）・Ｖｂ ／Ｒ｝−ＫＴ ω／Ｒ・・・・（１）
但し、Ｄ１ ：デユ−テイ比Ｄ１ 、Ｄ２ ：デユ−テイ比Ｄ２ 、
Ｖｂ ：バツテリ電圧、Ｒ：モ−タ端子間抵抗、
ＫＴ ：モ−タの逆起電力定数、ω：モ−タ角速度
ここで、Ｄ２ ＝ｆ（Ｄ１ ）のように、デユ−テイ比Ｄ２ をデユ−テイ比Ｄ１ の連続した関数とし、ω＝ωｒｅｔ 、Ｄ１ ＝０のとき、Ｉ＝０となるような関数ｆを定義すれば、０≦ω≦ωｒｅｔ の範囲で、デユ−テイ比Ｄ対モ−タ電流Ｉ特性に連続性を持たせることができる。
【００２５】
ここで、関数ｆの一例として、以下の一次関数式（２）を定義する。
【００２６】
Ｄ２ ＝ａ・Ｄ１ ＋ｂ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（２）
但し、ａ、ｂは定数。
【００２７】
定数ａ、ｂを求めるため、まず、以下の条件を設定する。
【００２８】
（１） デユ−テイ比Ｄ１ ＝γのとき、デユ−テイ比Ｄ２ ＝１（１００ ％）、
但し、γは任意の設定値
（２） デユ−テイ比Ｄ１ ＝０、且つω＝ωｒｅｔ のとき、Ｉ＝０
但し、ωはモ−タ角速度、ωｒｅｔ はハンドル戻り時のモ−タ角速度とする。
【００２９】
上記条件（１） は図１６においてデユ−テイ比Ｄ１ ＝γのときの線（ｂ）上の点ｐの位置を決定する条件であり、通常の駆動状態に一致する。
【００３０】
また、条件（２） は図１６において線（ｂ）が原点ｏを通ることを決定する条件である。したがつて、上記条件を満たす定数ａ、ｂを求めることにより、点ｐと原点ｏを結ぶ１次の関数を決定することができる。
【００３１】
なお、デユ−テイ比Ｄ１ がγよりも大きい領域では、従来の駆動方法、即ちＦＥＴ３ （又はＦＥＴ４ ）が電流方向によりＯＮ又はＯＦＦに制御される制御方法と変わらない。
【００３２】
前記条件を満たす定数ａ、ｂは、以下の式（３）（４）で表される。
【００３３】
ａ＝−ＫＴ ωｒｅｔ ／γＶｂ ・・・・・・・・・・・・・・・・（３）
ｂ＝１＋ＫＴ ωｒｅｔ ／Ｖｂ ・・・・・・・・・・・・・・・・（４）
このときのモ−タ電流Ｉは、式（１）のＤ２ に式（２）を代入し、これに式（３）（４）で決定される定数ａ、ｂを代入して整理した以下の式（５）で表すことができる。
【００３４】
Ｉ＝Ｖｂ ／Ｒ｛１−（ＫＴ ωｒｅｔ ／γＶｂ ）｝・Ｄ１
−ＫＴ ／Ｒ（ωｒｅｔ −ω）・・・・・・・・・・・・・・（５）
式（５）によれば、モ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの間の関係は、モ−タ角速度ωがハンドル戻り時のモ−タ角速度ωｒｅｔ よりも小さい領域においても不連続部分が無くなる。
【００３５】
即ち、ＦＥＴ１ をデユ−テイ比Ｄ１ で駆動し、これと同時にＦＥＴ３ をデユ−テイ比Ｄ１ とは異なるデユ−テイ比Ｄ２ で駆動することにより、モ−タ角速度ωがハンドル戻り時のモ−タ角速度ωｒｅｔ よりも小さい領域においても、モ−タ電流Ｉに対してデユ−テイ比Ｄ１ を連続して変化させることができるのである。
【００３６】
次に、図１乃至図３により、この発明を実施するに適した電動パワ−ステアリング装置の概略を説明する。図１は電動パワ−ステアリング装置の構成の概略を説明する図で、操向ハンドル１の軸２は減速ギア４、ユニバ−サルジョイント５ａ、５ｂ、ピニオンラツク機構７を経て操向車輪のタイロツド８に結合されている。軸２には操向ハンドル１の操舵トルクを検出するトルクセンサ３が設けられており、また、操舵力を補助するモ−タ１０がクラツチ９、減速ギア４を介して軸２に結合している。
【００３７】
パワ−ステアリング装置を制御する電子制御回路１３は、バツテリ１４からイグニツシヨンキ−１１を経て電力が供給される。電子制御回路１３は、トルクセンサ３で検出された操舵トルクと車速センサ１２で検出された車速に基づいて操舵補助指令値の演算を行い、演算された操舵補助指令値に基づいてモ−タ１０に供給する電流を制御する。
【００３８】
クラツチ９は電子制御回路１３により制御される。クラツチ９は通常の動作状態では結合しており、電子制御回路１３によりパワ−ステアリング装置の故障と判断された時、及び電源がＯＦＦとなつている時に切離される。
【００３９】
図２は、電子制御回路１３のブロツク図である。この実施例では電子制御回路１３は主としてＣＰＵから構成されるが、ここではそのＣＰＵ内部においてプログラムで実行される機能を示してある。例えば、位相補償器２１は独立したハ−ドウエアとしての位相補償器２１を示すものではなく、ＣＰＵで実行される位相補償機能を示す。
【００４０】
以下、電子制御回路１３の機能と動作を説明する。トルクセンサ３から入力された操舵トルク信号は、位相補償器２１で操舵系の安定を高めるために位相補償され、操舵補助指令値演算器２２に入力される。また、車速センサ１２で検出された車速も操舵補助指令値演算器２２に入力される。
【００４１】
操舵補助指令値演算器２２は、入力され位相補償された操舵トルク信号及び車速信号に基づいて所定の演算式によりモ−タ１０に供給する電流の制御目標値である操舵補助指令値Ｉｒｅｆ を演算する。
【００４２】
比較器２３、微分補償器２４、比例演算器２５、積分演算器２６、加算器２７から構成される回路は、モ−タ電流が操舵補助指令値Ｉｒｅｆ に一致するようにフイ−ドバツク制御を行う回路である。
【００４３】
比較器２３では、操舵補助指令値演算器２２で演算された制御目標値である操舵補助指令値Ｉｒｅｆ と後述するモ−タ電流検出回路４２で検出されたモ−タ電流値Ｉが比較され、その差の信号が出力される。
【００４４】
比例演算器２５では、操舵補助指令値Ｉｒｅｆ とモ−タ電流値Ｉとの差に比例した比例値が出力される。さらに比例演算器２５の出力信号はフイ−ドバツク系の特性を改善するため積分演算器２６において積分され、差の積分値の比例値が出力される。
【００４５】
微分補償器２４では、操舵補助指令値Ｉｒｅｆ に対するモ−タ電流値Ｉの応答速度を高めるため、操舵補助指令値Ｉｒｅｆ の微分値に比例した値が出力される。
【００４６】
微分補償器２４から出力された操舵補助指令値Ｉｒｅｆ の微分値、比例演算器２５から出力された操舵補助指令値Ｉｒｅｆ とモ−タ電流値Ｉとの差に比例した比例値、積分演算器２６から出力された積分値は加算器２７において加算演算され、演算結果である電流制御値Ｅがモ−タ制御回路４１に出力される。モ−タに流れる電流はモ−タ電流検出回路４２により検出される。
【００４７】
図３にモ−タ制御回路４１の構成の一例を示す。モ−タ制御回路４１は制御指令器４５、ゲ−ト駆動回路４６、ＦＥＴ１ 〜ＦＥＴ４ からなるＨブリツジ回路等から構成され、制御指令器４５は加算器２７から入力された電流制御値Ｅに基づいてＦＥＴ１ 〜ＦＥＴ４ を駆動するＰＷＭ信号およびモ−タ回転方向を指示する回転方向信号を出力する。
【００４８】
ＦＥＴ１ （ＦＥＴ２ ）は前記した制御指令器４５から出力されるデユ−テイ比Ｄ１のＰＷＭ信号に基づいてゲ−トがＯＮ／ＯＦＦされ、ＦＥＴ３ （ＦＥＴ４ ）はデユ−テイ比Ｄ２のＰＷＭ信号に基づいてゲ−トがＯＮ／ＯＦＦされ、実際にモ−タに流れる電流Ｉの大きさが制御される。
【００４９】
ＦＥＴ１ とＦＥＴ２ のいずれを駆動するか、またＦＥＴ３ とＦＥＴ４ のいずれを駆動するかはモ−タの回転方向を決定する回転方向信号により決定される。
【００５０】
モ−タ電流検出回路４２は、抵抗Ｒ１ の両端における電圧降下に基づいて正方向電流の大きさを検出し、また、抵抗Ｒ２ の両端における電圧降下に基づいて負方向電流の大きさを検出する。検出されたモ−タ電流値Ｉは比較器２３にフイ−ドバツクして入力される（図２参照）。
【００５１】
次に、上記した制御指令器４５の構成を説明する。図４は制御指令器の第１実施例で、マイクロプロセツサ４５１と２つのＰＷＭタイマ４５２、４５３から構成される。この構成では、入力された電流制御値Ｅに基づいてＰＷＭタイマ４５２を作動させてデユ−テイ比Ｄ１ の時間幅のＰＷＭ信号Ｄ１を出力すると共に、同時にマイクロプロセツサ４５１にＰＷＭ信号Ｄ１を入力し、先に説明した関数式（２）に基づいてデユ−テイ比Ｄ２ を演算し、ＰＷＭタイマ４５３を作動させてデユ−テイ比Ｄ２ の時間幅のＰＷＭ信号Ｄ２を演算出力する。
【００５２】
ゲ−ト駆動回路４６は、例えば図５に示すような４個のアンド回路ＡＮ１ 〜ＡＮ４ と１個のノツト回路ＮＴ１ から構成される回路が提案される。
【００５３】
この回路によれば、回転方向信号がＯＮ（例えば正方向回転を示す）でＰＷＭ信号Ｄ１及びＤ２が入力されたとすると、アンド回路ＡＮ２ の出力によりＦＥＴ２ が駆動されるとともに、アンド回路ＡＮ４ の出力によりＦＥＴ４ が駆動される。このとき、ノツト回路ＮＴ１ の出力はＯＦＦであるから、アンド回路ＡＮ１ 及びＡＮ３ の出力はなく、ＦＥＴ１ 、ＦＥＴ３ はＯＦＦとなる。
【００５４】
回転方向信号がＯＦＦ（例えば負方向回転を示す）で、ＰＷＭ信号Ｄ１及びＤ２が入力されたとすると、ノツト回路ＮＴ１ の出力はＯＮとなるから、アンド回路ＡＮ１ の出力によりＦＥＴ１ が駆動されるとともに、アンド回路ＡＮ３ の出力によりＦＥＴ３ が駆動される。このとき、アンド回路ＡＮ２ 及びＡＮ４ の出力はなく、ＦＥＴ２ 、ＦＥＴ４ はＯＦＦとなる。
【００５５】
図６は制御指令器の第２実施例で、マイクロプロセツサ４５１と２つのＤ／Ａ変換器４５４、４５５、２つのコンパレ−タ４５６、４５７、及び信号発生器４５８から構成される。
【００５６】
この構成では入力された電流制御値Ｅに基づいてデユ−テイ比Ｄ１ に相当するアナログ信号ＡＤ１ 、及び関数式（２）の演算の結果得られたデユ−テイ比Ｄ２ に基づいてこれに相当するアナログ信号ＡＤ２ を得、コンパレ−タ４５６、４５７により信号発生器４５８から出力されるＰＷＭ信号の１サイクルに対応する波長の鋸歯状波信号或いは三角波信号とアナログ信号ＡＤ１ 及びＡＤとを比較し、アナログ信号ＡＤ１ 及びＡＤの電圧に相当する時間幅のＰＷＭ信号Ｄ１及びＰＷＭ信号Ｄ２を出力するものである。図７に鋸歯状波信号発生回路の一例を、図８に三角波信号発生回路の一例を示すが、信号発生回路は公知の回路であるから説明は省略する。
【００５７】
図９は、コンパレ−タ４５６、４５７により信号発生器４５８から出力される鋸歯状波信号とアナログ信号ＡＤ１ 、ＡＤ２ とを比較して出力されるＰＷＭ信号Ｄ１及びＰＷＭ信号Ｄ２、及びモ−タに印加される電圧の波形を示したもので、図１０は三角波信号とアナログ信号ＡＤ１ 、ＡＤ２ とを比較して出力されるＰＷＭ信号Ｄ１及びＰＷＭ信号Ｄ２、及びモ−タに印加される電圧の波形を示したものである。図９と図１０を比較すると明らかであるが、三角波信号の場合はＰＷＭ信号Ｄ１のＰＷＭ信号Ｄ２の立上り位置にずれがあり、モ−タに印加される電圧波形も相違するが、その動作に実質的な差異が生じるものではない。
【００５８】
図１１は制御指令器の第３実施例で、マイクロプロセツサ４５１とＤ／Ａ変換器４５４、デユ−テイ関数発生器４５９、２つのコンパレ−タ４５６、４５７、及び信号発生器４５８から構成される。
【００５９】
この構成では入力された電流制御値Ｅに基づいてデユ−テイ比Ｄ１ に相当するアナログ信号ＡＤ１ を得、また関数式（２）に基づく関数発生回路を備えたデユ−テイ関数発生器４５９において、アナログ信号ＡＤ１ を入力としてデユ−テイ比Ｄ２ に相当するアナログ信号ＡＤ２ を得、コンパレ−タ４５６、４５７により信号発生器４５８から出力されるＰＷＭ信号の１サイクルに対応する波長の鋸歯状波信号或いは三角波信号とアナログ信号ＡＤ１ 及びＡＤとを比較し、アナログ信号ＡＤ１ 及びＡＤの電圧に相当する時間幅のＰＷＭ信号Ｄ１及びＰＷＭ信号Ｄ２を出力するものである。デユ−テイ関数発生器４５９は、例えば図１２、図１３に示すような一般的オペアンプを使用したアナログ回路の組み合わせによる構成が提案される。
【００６０】
コンパレ−タ４５６、４５７、信号発生器４５８などは、第２実施例のものと同じであり、また、コンパレ−タ４５６、４５７の出力も第２実施例において図９、図１０により説明したものと変わらない。
【００６２】
【発明の効果】
以上説明したとおり、この発明の電動パワーステアリング装置の制御装置は、モータ駆動手段を構成するＨブリッジ回路の互いに対抗する２つのアームを構成する２個１組の半導体素子のうち、第１のアームの半導体素子を前記電流制御値に基づいて決定される第１のデューテイ比Ｄ 1 のＰＷＭ信号で駆動し、第２のアームの半導体素子を第２のデューテイ比Ｄ 2 のＰＷＭ信号で、それぞれ独立して駆動するものである。ここで、前記第２のデューテイ比Ｄ 2 は、第１のデューテイ比Ｄ 1 の関数である前記式（２）で定義される。
【００６３】
これにより、ハンドル戻り時などで操舵トルクが発生していない状態のときも、デユ−テイ比の値が零の付近でモ−タ電流とデユ−テイ比との間に不連続部分がなくなるので振動電流が発生せず、雑音の発生やフイ−ドバツク制御の安定性を阻害することがない。
【図面の簡単な説明】
【図１】電動式パワ−ステアリング装置の構成の概略を説明する図。
【図２】電動式パワ−ステアリング装置の電子制御回路のブロツク図。
【図３】モ−タ駆動回路の構成を示す回路ブロツク図。
【図４】制御指令器の第１実施例の構成を示す回路ブロツク図。
【図５】ゲ−ト駆動回路の構成の一例を示す回路ブロツク図。
【図６】制御指令器の第２実施例の構成を示す回路ブロツク図。
【図７】鋸歯状波信号発生回路の構成の一例を示す回路ブロツク図。
【図８】三角波信号発生回路の構成の一例を示す回路ブロツク図。
【図９】第２実施例における鋸歯状波信号波形とＰＷＭ信号のデユ−テイ比及びモ−タ電圧を説明する図。
【図１０】第２実施例における三角波信号波形とＰＷＭ信号のデユ−テイ比及びモ−タ電圧を説明する図。
【図１１】制御指令器の第３実施例の構成を示す回路ブロツク図。
【図１２】第３実施例のデユ−テイ関数発生器の一例を示す回路ブロツク図。
【図１３】第３実施例のデユ−テイ関数発生器の一例を示す回路ブロツク図。
【図１４】従来のＦＥＴで構成したＨブリツジ回路からなるモ−タ駆動回路図。
【図１５】従来のモ−タ制御回路におけるモ−タ電流とＰＷＭ信号のデユ−テイ比との関係を説明する図。
【図１６】この発明におけるモ−タ制御回路におけるモ−タ電流とＰＷＭ信号のデユ−テイ比との関係を説明する図。
【図１７】Ｈブリツジ回路の互いに対向する２つのア−ムのＦＥＴを同時に異なるデユ−テイ比で駆動するときの動作を説明する図。
【図１８】ＦＥＴの動作状態、モ−タ端子間電圧ＶＭ 、モ−タ電流Ｉなどの関係を説明する図。
【符号の説明】
３ トルクセンサ
１０ モ−タ
１１ イグニツシヨンキ−
１２ 車速センサ
１３ 電子制御回路
１４ バツテリ
２１ 位相補償器
２２ 操舵補助指令値演算器
２３ 比較器
２４ 微分補償器
２５ 比例演算器
２６ 積分演算器
２７ 加算器
４１ モ−タ制御回路
４２ モ−タ電流検出回路
Claims (4)
- 少なくともステアリングシヤフトに発生する操舵トルク信号に基づいて演算された操舵補助指令値と検出されたモータ電流値から演算した電流制御値に基づいてステアリング機構に操舵補助力を与えるモータの出力を制御するフイードバツク制御手段を備えた電動パワーステアリング装置の制御装置において、
半導体素子をＨブリツジに接続して構成したブリツジ回路の入力端子間に電源を、出力端子間に前記モータを接続したモータ駆動手段と、
モータ駆動手段を構成するＨブリツジ回路の互いに対向する２つのアームを構成する２個１組の半導体素子のうち、第１のアームの半導体素子を前記電流制御値に基づいて決定される第１のデューテイ比Ｄ1 のＰＷＭ信号で駆動し、第２のアームの半導体素子を第２のデューテイ比Ｄ2 のＰＷＭ信号で駆動するべく、第１のデューテイ比Ｄ1 のＰＷＭ信号と第２のデューテイ比Ｄ2 のＰＷＭ信号とをそれぞれ独立して前記モータ駆動手段に出力する制御指令手段とを備え、
前記第２のデューテイ比Ｄ 2 は、第１のデューテイ比Ｄ 1 の関数である以下の式（２）で定義されること
Ｄ 2 ＝ａ・Ｄ 1 ＋ｂ・・・・・・・・・（２）
ここで、ａ、ｂは以下の式で表される定数
ａ＝−Ｋ T ω ret ／γＶ b
ｂ＝１＋Ｋ T ω ret ／Ｖ b
但し、Ｖ b ：バッテリ電圧
Ｋ T ：モータの逆起電力定数
ω ret ：ハンドル戻り時のモータ角速度
γ：定数
を特徴とする電動パワーステアリング装置の制御装置。 - 前記制御指令手段は、第１のデューテイ比Ｄ 1 の値を入力として前記関数式（２）により第２のデューテイ比Ｄ 2 の値を演算する演算部と、第１のデューテイ比Ｄ 1 のＰＷＭ信号を出力する第１のＰＷＭ信号出力手段と、前記演算部で演算された第２のデューテイ比Ｄ 2 の値に基づいて第２のデューテイ比Ｄ 2 のＰＷＭ信号を出力する第２のＰＷＭ信号出力手段とを備えることを特徴とする請求項１記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
- 前記制御指令手段は、第１のデューテイ比Ｄ 1 の値を入力として前記関数式（２）により第２のデューテイ比Ｄ 2 の値を演算する演算部と、第１のデューテイ比Ｄ 1 及び第２のデューテイ比Ｄ 2 の信号をアナログ信号に変換する変換部と、ＰＷＭ信号の１サイクルに対応する波長の鋸歯状波信号又は三角波信号を発生する信号発生部と、信号変換部を備え、信号変換部において前記信号発生部から出力される波形信号を使用して前記アナログ信号の電圧に相当する時間幅のＰＷＭ信号を出力することを特徴とする請求項１記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
- 前記制御指令手段は、第１のデューテイ比Ｄ 1 の信号に基づいて第２のデューテイ比Ｄ 2 のアナログ信号を発生させる関数発生手段と、第１のデューテイ比Ｄ 1 の信号をアナログ信号に変換する変換部と、ＰＷＭ信号の１サイクルに対応する波長の鋸歯状波信号又は三角波信号を発生する信号発生部と、信号変換部を備え、信号変換部において前記信号発生部から出力される波形信号を使用して前記アナログ信号の電圧に相当する時間幅のＰＷＭ信号を出力することを特徴とする請求項１記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
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