JP3408499B2 - 多周波分波器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、多周波分波器に係
わり、特に、例えば、無線通信設備、移動通信基地局設
備等において、多周波の高周波信号を分波する際に有効
な技術に関する。

【０００２】

【従来の技術】図１７は、従来の多周波分波器の概略構
成を説明するための図である。なお、図１７では、０．
９ＧＨｚ帯の信号、１．５ＧＨｚ帯の信号、および２．
０ＧＨｚ帯の信号を分波する場合について説明する。同
図に示すように、共通端子（Ｔｃ）から入力される２．
０ＧＨｚ帯の信号は、２．０ＧＨｚ帯の信号を通過させ
る帯域通過フィルタ（以下、単に、ＢＰＦという）２３
０ｐを通過して、端子（Ｔ₃₁）から出力される。また、
共通端子（Ｔｃ）から入力される０．９ＧＨｚ帯の信号
と、１．５ＧＨｚ帯の信号とは、２．０ＧＨｚ帯の信号
を除去する帯域除去フィルタ（以下、単に、ＢＥＦとい
う）２３０ｅを通過して、端子（Ｔ₃₂）から出力され
る。端子（Ｔ₃₂）から出力され、端子（Ｔ₂₀）に入力さ
れた１．５ＧＨｚ帯の信号は、１．５ＧＨｚ帯の信号を
通過させるＢＰＦ２２０ｐを通過して、端子（Ｔ₂₁）か
ら出力される。端子（Ｔ₃₂）から出力され、端子
（Ｔ₂₀）に入力された０．９ＧＨｚ帯の信号は、１．５
ＧＨｚ帯の信号を除去するＢＥＦ２２０ｅを通過して、
端子（Ｔ₂₂）から出力される。端子（Ｔ₂₂）から出力さ
れ、端子（Ｔ₁₀）に入力された０．９ＧＨｚ帯の信号
は、０．９ＧＨｚ帯の信号を通過させるＢＰＦ２１０ｐ
を通過して、端子（Ｔ₁₁）から出力される。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前述し
た従来の多周波分波器では、３個のＢＰＦ（２１０ｐ，
２２０ｐ，２３０ｐ）と、２個のＢＥＦ（２１０ｅ，２
２０ｅ）とで、多周波分波器を構成していた。そのた
め、従来の多周波分波器は、全体として大型化するとと
もに、共振回路素子の数が多くなるので、損失が大きい
という問題点があった。一方、移動通信システムでは、
トンネル内あるいはビル内で端末装置を使用可能とする
ため、あるいは、不感知対策のために、トンネル内ある
いはビル内に中継用アンテナを設置することが検討され
ている。このような中継用アンテナを設置する場合に
も、多周波分波器が必要とされるが、このような多周波
分波器には、小型で、かつ、損失の少ないものが要求さ
れる。しかしながら、前述した従来の多周波分波器は、
大型で、かつ、損失が大きいので、前述したような用途
には不適当であるという問題点があった。

【０００４】そこで、本願の発明者は、小型で、かつ、
損失の少ない多周波分波器として、図１８に示す多周波
分波器を試作した。図１８は、本願の出願前に、本願の
発明者により試作された多周波分波器を説明するための
図である。同図において、３１０は、０．９ＧＨｚ帯の
信号を通過させるＢＰＦ、３２０は、１．５ＧＨｚ帯の
信号を通過させるＢＰＦ、３３０は、２．０ＧＨｚ帯の
信号を通過させるＢＰＦである。図１８に示す多周波分
波器は、３個のＢＰＦ（３１０，３２０，３３０）を、
共通端子（Ｔｃ）にそれぞれ接続したものである。この
図１８に示す多周波分波器によれば、図１７に示すもの
と比して、ＢＥＦが必要ないので、全体として小型化を
図ることができ、かつ、ＢＥＦ分の共振回路素子も必要
ないので、損失も少なくすることができる。

【０００５】しかしながら、３個のＢＰＦ（３１０，３
２０，３３０）は、コムライン型ＢＰＦ、あるいは、イ
ンターデジタル型ＢＰＦで構成されが、コムライン型Ｂ
ＰＦ、あるいは、インターデジタル型ＢＰＦは、その内
部に結合線路（または結合ループ素子）を有している。
そして、この結合線路は、ＢＰＦを通過する高周波信号
の波長の４分の１の波長に設定されている。例えば、
１．５ＧＨｚ帯の信号を通過させるＢＰＦ３２０であれ
ば、この内部の結合線路の線路長は、１．５ＧＨｚの信
号の波長（２００ｍｍ）の４分の１の波長（５０（＝２
００／４）ｍｍ）とされる。なお、図１８内において、
ｌ_2.0≒３８ｍｍは、ＢＰＦ３３０の内部の結合線路の
線路長を、ｌ_1.5≒５０ｍｍは、ＢＰＦ３２０の内部の
結合線路の線路長を、ｌ_0.9≒８３ｍｍは、ＢＰＦ３１
０の内部の結合線路の線路長を示している。

【０００６】即ち、ＢＰＦ３１０の内部の結合線路の線
路長（８３ｍｍ）が、２．０ＧＨｚの波長（１５０ｍ
ｍ）の２分の１の波長（７５（＝１５０／２））に近
く、かつ、内部の結合線路の先端はＢＰＦの筐体に接続
され、内部の結合線路の先端が基準電位（アース）と
（即ち、終端短絡）されている。そのため、図１８に示
す多周波分波器では、共通端子から見て、２ＧＨｚの信
号は、ＢＰＦ３１０の内部の結合線路で短絡状態とな
り、２ＧＨｚの信号の特性が劣化するという問題点があ
った。本発明は、前記従来技術の問題点を解決するため
になされたものであり、本発明の目的は、電気的特性を
低下させることなく、従来よりも小型化を図り、かつ、
損失を低減することが可能となる多周波分波器を提供す
ることにある。本発明の前記ならびにその他の目的と新
規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面によって明ら
かにする。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本願において開示される
発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、
下記の通りである。即ち、本発明は、内部に共通端子に
接続される結合線路を有し、波長がλ _ＬＬ である第１の
高周波信号を通過させる第１の帯域通過フィルタと、前
記共通端子と前記第１の帯域通過フィルタの結合線路と
の接続点に、一方の端部が接続される伝送線路と、内部
に前記伝送線路の他方の端部に接続される結合線路を有
し、前記第１の周波数よりも高周波で、波長がλ _ＨＬ で
ある第２の高周波信号を通過させる第２の帯域通過フィ
ルタと、内部に前記伝送線路の他方の端部に接続される
結合線路を有し、前記第２の周波数よりも高周波で、波
長がλ _ＨＨ である第３の高周波信号を通過させる第３の
帯域通過フィルタとを有する多周波分波器であって、前
記共通端子から前記第１の帯域通過フィルタの内部の結
合線路の終端の短絡端までの線路長は、（λ _ＨＬ ＋λ
_ＨＨ ）／８であり、前記第２の帯域通過フィルタの内部
の結合線路の線路長は、（λ _ＨＨ ／４）であり、前記第
３の帯域通過フィルタの内部の結合線路の線路長は、
（λ _ＨＬ ／４）であり、前記伝送線路の前記共通端子か
ら前記他方の端部までの線路長は、（λ _ＬＬ ／４）−
（λ _ＨＨ ／４）であることを特徴とする。

【０００８】また、本発明は、内部に結合線路を有し、
波長がλ _ＬＬ である第１の高周波信号を通過させる第１
の帯域通過フィルタと、内部に結合線路を有し、前記第
１の周波数よりも高周波で、波長がλ _ＬＨ である第２の
高周波信号を通過させる第２の帯域通過フィルタと、内
部に結合線路を有し、前記第２の周波数よりも高周波
で、波長がλ _ＨＬ である第３の高周波信号を通過させる
第３の帯域通過フィルタと、内部に結合線路を有し、前
記第３の周波数よりも高周波で、波長がλ _ＨＨ である第
４の高周波信号を通過させる第４の帯域通過フィルタ
と、一方の端部が、前記第１の帯域通過フィルタの結合
線路と前記第２の帯域通過フィルタの結合線路との接続
点に接続され、他方の端部が、前記第３の帯域通過フィ
ルタの結合線路と前記第２の帯域通過フィルタの結合線
路との接続点に接続されるとともに、前記一方の端部と
前記他方の端部との間に共通端子が接続される伝送線路
とを有する多周波分波器であって、前記共通端子から前
記第１の帯域通過フィルタの内部の結合線路の終端の短
絡端、および前記共通端子から第２の帯域通過フィルタ
の内部の結合線路の終端の短絡端までの線路長は、（λ
_ＨＬ＋λ_ＨＨ）／８であり、前記第３の帯域通過フィル
タの内部の結合線路の線路長は、（λ_ＨＨ／４）であ
り、前記第４の帯域通過フィルタの内部の結合線路の線
路長は、（λ_ＨＬ／４）であり、前記伝送線路の前記共
通端子から前記他方の端部までの線路長は、（λ_ＬＬ／
４）−（λ_ＨＨ／４）であることを特徴とする。

【０００９】

【００１０】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態を詳細に説明する。なお、実施の形態を説明す
るための全図において、同一機能を有するものは同一符
号を付け、その繰り返しの説明は省略する。 ［実施の形態１］図１は、本発明の実施の形態１の多周
波分波器の一例の概略構成を示す図である。この図１に
示す多周波分波器は、送信共用の場合の多周波分波器で
あり、前述の図１８に示す多周波分波器と同様、０．９
ＧＨｚ帯の信号、１．５ＧＨｚ帯の信号、および２．０
ＧＨｚ帯の信号を分波する場合を例に挙げて、本実施の
形態の多周波分波器について説明する。同図において、
１１０は、０．９ＧＨｚ帯の信号を通過させるＢＰＦ、
１２０は、１．５ＧＨｚ帯の信号を通過させるＢＰＦ、
１３０は、２．０ＧＨｚ帯の信号を通過させるＢＰＦで
ある。また、２は筐体であり、筐体２と内部導体（１１
₁〜１１₄）とで、０．９ＧＨｚ帯の信号を通過させるＢ
ＰＦ１１０が、筐体２と内部導体（１２₁〜１２₄）と
で、１．５ＧＨｚ帯の信号を通過させるＢＰＦ１２０
が、筐体２と内部導体（１３₁〜１３₄）とで、２．０Ｇ
Ｈｚ帯の信号を通過させるＢＰＦ１３０がそれぞれ構成
される。２４は、ＢＰＦ１１０と、ＢＰＦ（１２０，１
３０）との間に、同軸ケーブル、マイクロストリップラ
インなどで構成される伝送線路である。

【００１１】また、２１は、共通端子（Ｔｃ）に接続さ
れるＢＰＦ１１０の内部の結合線路、２５は、端子（Ｔ
_0.9）に接続されるＢＰＦ１１０の内部の結合線路、２
２は、伝送線路２４の他方の端部に接続されるＢＰＦ１
２０の内部の結合線路、２６は、端子（Ｔ_1.5）に接続
されるＢＰＦ１２０の内部の結合線路、２３は、伝送線
路２４の他方の端部に接続されるＢＰＦ１３０の内部の
結合線路、２７は、端子（Ｔ₂）に接続されるＢＰＦ１
３０の内部の結合線路である。共通端子（Ｔｃ）から入
力された０．９ＧＨｚ帯の信号は、ＢＰＦ１１０を通過
して、端子（Ｔ_0.9）から出力され、アンテナに供給さ
れる。同様に、共通端子（Ｔｃ）から入力された１．５
ＧＨｚ帯の信号は、ＢＰＦ１２０を通過して、端子（Ｔ
_1.5）から出力され、また、共通端子（Ｔｃ）から入力
された２．０ＧＨｚ帯の信号は、ＢＰＦ１３０を通過し
て、端子（Ｔ₂）から出力され、それぞれアンテナに供
給される。これらのＢＰＦ（１１０，１２０，１３０）
は、コムライン型のＢＰＦであり、各ＢＰＦ（１１０，
１２０，１３０）の減衰特性の一例を図２に示す。

【００１２】図３は、図１に示す各ＢＰＦ（１１０，１
２０，１３０）の結合線路の線路長と、伝送線路２４の
線路長を説明するための図である。この図３内におい
て、ｌ₂₃≒５０ｍｍは、ＢＰＦ１３０の内部の結合線路
２３の線路長を、ｌ₂₂≒３８ｍｍは、ＢＰＦ１２０の内
部の結合線路２２の線路長を、ｌ₂₁≒４４ｍｍは、ＢＰ
Ｆ１１０の内部の結合線路２１の線路長を、ｌ₂₄≒４５
ｍｍは、伝送線路２４の線路長を示している。図３に示
す、各線路長は、下記（１）、（２）式で求められる。

【数１】 ｌ₂₁＝（λ_1.5／４＋λ_2.0／４）／２＝（λ_1.5＋λ_2.0）／８ ｌ₂₂＝λ_2.0／４ ｌ₂₃＝λ_1.5／４ ｌ₂₄＝λ_0.9／４−λ_2.0／４ ・・・・・・・・・・・・ （１） ここで、λ_0.9、λ_1.5、および、λ_2.0は、０．９ＧＨ
ｚ、１．５ＧＨｚ、および２ＧＨｚの波長であり、前記
（１）式に、λ_0.9≒３３ｍｍ、λ_1.5≒２００ｍｍ、λ
_2.0≒１５０ｍｍを代入することにより、下記（２）式
が得られる。

【００１３】

【数２】 ｌ₂₁＝（λ_1.5＋λ_2.0）／８＝（２００＋１５０）／８≒４４ｍｍ ｌ₂₂＝λ_2.0／４＝１５０／４≒３８ｍｍ ｌ₂₃＝λ_1.5／４＝２００／４≒５０ｍｍ ｌ₂₄＝λ_0.9／４−λ_2.0／４＝（３３３−１５０）／４≒４５ｍｍ ・・・・・・・・・・・・・・・・ （２）

【００１４】図１に示す多周波分波器において、共通端
子（Ｔｃ）に接続される分岐点（Ｂ１）から、ＢＰＦ１
１０の内部の結合線路２１の短絡端までの線路長が４４
ｍｍであり、λ_1.5／４（≒５０ｍｍ）、およびλ_2.0／
４（≒３８ｍｍ）の長さに近いので、１．５ＧＨｚ、お
よび２．０ＧＨｚの時に、分岐点（Ｂ１）から見たＢＰ
Ｆ１１０の結合線路２１の終端の短絡端までのインピー
ダンスが略無限大となる。これにより、ＢＰＦ１１０に
より、１．５ＧＨｚ帯の信号、および２．０ＧＨｚ帯の
信号の劣化するのを防止することができる。また、共通
端子（Ｔｃ）に接続される分岐点（Ｂ１）から、伝送線
路２４を介してＢＰＦ１２０の内部の結合線路１２１の
短絡端までの線路長が、８３（４５＋３８）ｍｍであ
り、λ_0.9／４（≒８３ｍｍ）と同じにされるので、
０．９ＧＨｚの時に、分岐点（Ｂ１）から見たＢＰＦ１
２０の結合線路１２１の終端の短絡端までのインピーダ
ンスが略無限大となる。これにより、ＢＰＦ（１２０，
１３０）により、０．９ＧＨｚ帯の信号の劣化するのを
防止することができる。さらに、ＢＰＦ１２０の結合線
路１２１の線路長が（λ_2.0／４）に、ＢＰＦ１３０の
結合線路１３１の線路長が（λ_1.5／４）にされている
ので、ＢＰＦ１２０より２ＧＨｚ帯の信号が劣化、およ
びＢＰＦ１３０より１．５ＧＨｚ帯の信号が劣化するの
を防止することができる。

【００１５】図４は、本発明の実施の形態１の多周波分
波器の他の例の概略構成を示す図である。この図４に示
す多周波分波器は、０．９ＧＨｚ帯の信号を通過させる
ＢＰＦ１１０に並列に、０．８ＧＨｚ帯の信号を通過さ
せるＢＰＦ１００を追加した点で、図１に示す多周波分
波器と相異する。ＢＰＦ１００は、筐体２と内部導体
（１０_１〜１０_４）とで構成され、２０はＢＰＦ１００
の内部の結合線路、２９は、端子（Ｔ_０．８）に接続さ
れるＢＰＦ１００の内部の結合線路である。伝送線路２
４は、一方の端部がＢＰＦ１００の内部の結合線路２０
とＢＰＦ１１０の内部の結合線路２１との接続点に接続
され、他方の端部がＢＰＦ１２０の内部の結合線路２２
とＢＰＦ１３０の内部の結合線路２３との接続点に接続
される。 また、伝送線路２４の一方の端部と他方の端部
との間に共通端子（Ｔ _Ｃ ）が接続される。図４に示す各
ＢＰＦ（１００，１１０，１２０，１３０）の減衰特性
の一例を図５に示し、また、図４に示す各ＢＰＦ（１０
０，１１０，１２０，１３０）の結合線路の線路長と、
伝送線路２４の線路長を図６に示す。図６に示すよう
に、図４に示す多周波分波器において、共通端子
（Ｔ _Ｃ ）からＢＰＦ１００の内部の結合線路２０の終端
の短絡点までの線路長（ｌ_２０）と、共通端子（Ｔ _Ｃ ）
からＢＰＦ１１０の結合線路２１の終端の短絡点までの
線路長（ｌ_２１）とは、ともに４４ｍｍとされる。図４
に示す多周波分波器でも、図１に示すものと同様の効果
を得ることができる。なお、図４に示す場合と同様にし
て、ＢＰＦを追加することにより、５、６、７，８波を
分波する多周波分波器を構成することが可能である。こ
のように、本実施の形態の多周波分波器によれば、電気
的特性を低下させることなく、従来よりも小型化を図
り、かつ、損失を低減することが可能となり、さらに、
コストを低減することが可能となる。

【００１６】なお、前述の説明では、多周波の送信波を
分波する場合について説明したが、多周波の受信波を分
波する場合、あるいは、多周波の送受信波を分波する場
合にも本発明は適用可能である。多周波の送受信波を分
波する場合には、各ＢＰＦ（１００，１１０，１２０，
１３０）の通過帯域を広くする必要があるのでインター
デジタル型のＢＰＦが適している。図７は、インターデ
ジタル型のＢＰＦの概略構造を示す要部断面図であり、
同図（ａ）は共振棒の長さ方向に沿った面で切断した要
部断面図、同図（ｂ）は共振棒の長さ方向と直交する面
で切断した要部断面図である。同図において、１は共振
棒、２は筐体、３は結合線路（結合ループ）、４は入力
コネクタであり、このインターデジタル型のＢＰＦの等
化回路を図８に示す。次に、図９に示すように、共振棒
１の間隔をＤ、共振棒１の直径をｄ、共振棒１の長さｌ
をλｏ／４（λｏは共振周波数）、筐体２の幅をＷとす
るとき、インターデジタル型のＢＰＦの段間結合係数
（Ｍ_k,k+1）は、下記（３）式で表される。

【００１７】

【数３】 Ｍ_k,k+1＝Ｍ_Ek,k+1＋Ｍ_Hk,k+1 Ｍ_Ek,k+1＝１０^Mek,k+1 Ｍ_ek,k+1＝（−１．３７Ｄ_{k 、 k+1}／Ｗ＋０．９１ｄ／Ｗ−０．０４８） Ｍ_Hk,k+1＝１０^-LH/20 ＬＨ＝５４．６Ｄ_{k 、 k+1} （１−０．３ｄ／Ｗ）Ｆ（λｏ）／２Ｗ Ｆ（λｏ）＝（１−（２Ｗ／λｏ）²）^1/2 ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ （３） ここで、Ｍ_Ek,k+1は段間電界結合係数、Ｍ_Hk,k+1は段間
磁界結合係数、ＬＨは段間磁界減衰量である。

【００１８】図１０は、コムライン型のＢＰＦの概略構
造を示す要部断面図であり、同図（ａ）は共振棒の長さ
方向に沿った面で切断した要部断面図、同図（ｂ）は共
振棒の長さ方向と直交する面で切断した要部断面図であ
る。同図において、２は筐体、３は結合線路（結合ルー
プ）、４は入力コネクタ、５は内部導体であり、このコ
ムライン型のＢＰＦの等化回路を図１１に示す。次に、
図１２に示すように、内部導体５の間隔をＤ、内部導体
５の直径をｄ、内部導体５の長さｌをλｏ／４（λｏは
共振周波数）、筐体２の幅をＷとするとき、コムライン
型のＢＰＦの段間磁界結合係数（Ｍ_Hk,k+1）は、下記
（４）式で表される。

【数４】 Ｍ_Hk,k+1＝１０^-LH/20 ＬＨ＝５４．６Ｄ_{k 、 k+1} （１−０．３ｄ／Ｗ）Ｆ（λｏ）／２Ｗ Ｆ（λｏ）＝（１−（２Ｗ／λｏ）²）^1/2 ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ （４） ここで、ＬＨは磁界減衰量である。

【００１９】次に、チエビシエフ形基準化低域通過フィ
ルタを基にして、図１３に示す通過域がチエビシエフ形
特性で、減衰域がワグナ形特性を有するＢＰＦを設計す
る場合について説明する。ＢＰＦの設計上許容される通
過域内における電圧定在波比（ＶＳＷＲ）をＳとする
と、通過域内における許容リップルＬ_r、下記（５）式
で表される。

【数５】 Ｌ_r＝１０ｌｏｇ（（ｓ＋１）²／４Ｓ） ・・・・・・・・・・・ （５） この５式から許容リップルＬ_rを求めるとともに、回路
次数ｎを定めて、下記（６）式から素子値ｇ₁ないしｇ_n
を求める。

【数６】 ｇ₁＝２ａ₁／γ ｇ_k＝（４ａ_k-1ａ_k）／ｂ_k-1ｂ_k（ｋ＝１，２，…、ｎ） γ＝ｓｉｎｈ（β／２ｎ） β＝ｌｎ（ｃｏｔｈ（Ｌ_r／１３．３７）） ａ_k＝ｓｉｎ（（２ｋ−１）π／２ｎ） ｂ_k＝γ²＋ｓｉｎ²（ｋπ／ｎ） ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ （６）

【００２０】前記（６）式で求めた素子値ｇ₁ないし
ｇ_n、ＢＰＦの所用中心周波数ｆ_o、および通過帯域幅Ｂ
_wrから、段間結合係数Ｍ_k,k+1は、下記（７）式で求め
ることができる。

【数７】 Ｍ_{k 、 k+1}＝（４／ｇ_kｇ_k+1）^1/2Ｂ_wr／ｆ_o ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ （７） 前記各式を用いて作成した、通過域がチエビシエフ形特
性で、減衰域がワグナ形特性を有するＢＰＦの伝送特性
は、下記（８）式で求めることができる。

【数８】 ATT＝１０ｌｏｇ（１＋（Ｓ−１）²Ｔ² _n（ｘ）／４Ｓ） Ｔ_n（ｘ）＝ｃｏｓｈ²（ｎｃｏｓ^-1ｘ） ｘ＝Ｂ_wr（ｆ／ｆ_o−ｆ_o／ｆ）／ｆ_o ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ （８） ここで、ATTは伝送損失、Ｔ_n（ｘ）はチエビシエフの多
項式、ｆ_oはＢＰＦの通過域における中心周波数、ｆは
任意の周波数、Ｂ_wrはＢＰＦの許容通過周波数帯域幅で
ある。

【００２１】［実施の形態２］図１４は、本発明の実施
の形態２の多周波分波器の構成を示す要部断面図であ
り、同図（ａ）は、内部導体の長さ方向と直交する面で
切断した断面を示す要部断面図、同図（ｂ）は、内部導
体の長さ方向に沿った面で切断した断面を示す要部断面
図である。同図において、７は筐体２の内部に設けられ
た隔壁であり、筐体２と隔壁７と、内部導体（１１₁〜
１１₄）とで、０．９ＧＨｚ帯の信号を通過させるＢＰ
Ｆ１１０が、筐体２と隔壁７と、内部導体（１２₁〜１
２₄）とで、１．５ＧＨｚ帯の信号を通過させるＢＰＦ
１２０が、筐体２と隔壁７と、内部導体（１３₁〜１
３₄）とで、２．０ＧＨｚ帯の信号を通過させるＢＰＦ
１３０がそれぞれ構成される。本実施の形態の多周波分
波器は、内部導体（１１₁〜１１₄）と内部導体（１２ ₁
〜１２₄）とをコの字状に配置するともに、筐体２を共
通化してより小型化を図ったものである。なお、結合線
路（２１，２２，２３）の線路長は、それぞれ前述した
長さに設定されている。さらに、伝送線路２４は、帯状
の導体で構成され、この伝送線路２４の線路長も、前述
した長さに設定されている。本実施の形態においても、
前記実施の形態１と同様な作用・効果を得ることが可能
である。なお、図１４において、３１〜３５は共振周波
数調整用ネジである。

【００２２】［実施の形態３］図１５は、本発明の実施
の形態３の多周波分波器の構成を示す要部断面図であ
り、同図（ａ）は、内部導体の長さ方向と直交する面で
切断した断面を示す要部断面図、同図（ｂ）は、内部導
体の長さ方向に沿った面で切断した断面を示す要部断面
図である。本実施の形態の多周波分波器は、前記実施の
形態２の多周波分波器において、端子（Ｔ_1.5）と端子
（Ｔ₂）とを一体化した多周波分波器である。そのた
め、本実施例では、図１６に示すように、端子（Ｔ
_1.5/2）に接続されるＢＰＦ１２０の内部の結合線路２
６の線路長（ｌ₂₆）が、３８（≒λ_2.0／４）ｍｍに、
ＢＰＦ１３０の内部の結合線路２７の線路長（ｌ₂₇）
が、５０（≒λ _1.5／４）ｍｍに設定されている。本実
施の形態においても、前記実施の形態１と同様な作用・
効果を得ることが可能である。以上、本発明者によって
なされた発明を、前記実施の形態に基づき具体的に説明
したが、本発明は、前記実施の形態に限定されるもので
はなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可
能であることは勿論である。

【００２３】

【発明の効果】本願において開示される発明のうち代表
的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下
記の通りである。本発明の多周波分波器によれば、電気
的特性を低下させることなく、従来よりも小型化を図
り、かつ、損失を低減することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態１の多周波分波器の一例の
概略構成を示す図である。

【図２】図１に示す各帯域通過フィルタの減衰特性の一
例を示すグラフである。

【図３】図１に示す各帯域通過フィルタの結合線路の線
路長と、伝送線路の線路長を説明するための図である。

【図４】本発明の実施１の形態の多周波分波器の他の例
の概略構成を示す図である。

【図５】図４に示す各帯域通過フィルタの減衰特性の一
例を示すグラフである。

【図６】図４に示す各帯域通過フィルタの結合線路の線
路長と、伝送線路の線路長を説明するための図である。

【図７】インターデジタル型の帯域通過フィルタの概略
構造を示す要部断面図である。

【図８】インターデジタル型の帯域通過フィルタの等化
回路を示す回路図である。

【図９】インターデジタル型の帯域通過フィルタの段間
結合係数（Ｍ_k,k+1）を説明するための図である。

【図１０】コムライン型の帯域通過フィルタの概略構造
を示す要部断面図である。

【図１１】コムライン型の帯域通過フィルタの等化回路
を示す回路図である。

【図１２】コムライン型の帯域通過フィルタの段間結合
係数（Ｍ_k,k+1）を説明するための図である。

【図１３】通過域がチエビシエフ形特性で、減衰域がワ
グナ形特性を有する帯域通過フィルタの減衰特性の一例
を示す図である。

【図１４】本発明の実施の形態２の多周波分波器の構成
を示す要部断面図である。

【図１５】本発明の実施の形態３の多周波分波器の構成
を示す要部断面図である。

【図１６】図１５に示す各帯域通過フィルタの結合線路
の線路長と、伝送線路の線路長を説明するための図であ
る。

【図１７】従来の多周波分波器の概略構成を説明するた
めの図である。

【図１８】本願の出願前に、本願の発明者により試作さ
れた多周波分波器を説明するための図である。

【符号の説明】

１…共振棒、２…筐体、３，２０〜２３，２５，２６，
２７，２９…結合線路（結合ループ）、４…入力コネク
タ、５，１０₁〜１０₄，１１₁〜１１₄，１２₁〜１２₄，
１３₁〜１３₄…内部導体、７…隔壁、２４…伝送線路、
３１〜３５…共振周波数調整用ネジ、１００，１１０，
１２０，１３０，２１０ｐ，２２０ｐ，２３０ｐ，３１
０，３２０，３３０…帯域通過フィルタ、２２０ｅ，２
３０ｅ…帯域除去フィルタ。

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 内部に共通端子に接続される結合線路を
   有し、波長がλ _ＬＬ である第１の高周波信号を通過させ
   る第１の帯域通過フィルタと、 前記共通端子と前記第１の帯域通過フィルタの結合線路
   との接続点に、一方の端部が接続される伝送線路と、 内部に前記伝送線路の他方の端部に接続される結合線路
   を有し、前記第１の周波数よりも高周波で、波長がλ
   _ＨＬである第２の高周波信号を通過させる第２の帯域通
   過フィルタと、 内部に前記伝送線路の他方の端部に接続される結合線路
   を有し、前記第２の周波数よりも高周波で、波長がλ
   _ＨＨである第３の高周波信号を通過させる第３の帯域通
   過フィルタとを有する多周波分波器であって、前記共通端子から 前記第１の帯域通過フィルタの内部の
   結合線路の終端の短絡端までの線路長は、（λ_ＨＬ＋λ
   _ＨＨ）／８であり、 前記第２の帯域通過フィルタの内部の結合線路の線路長
   は、（λ_ＨＨ／４）であり、 前記第３の帯域通過フィルタの内部の結合線路の線路長
   は、（λ_ＨＬ／４）であり、 前記伝送線路の前記共通端子から前記他方の端部までの
   線路長は、（λ_ＬＬ／４）−（λ_ＨＨ／４）であること
   を特徴とする多周波分波器。
2. 【請求項２】 内部に結合線路を有し、波長がλ_ＬＬで
   ある第１の高周波信号を通過させる第１の帯域通過フィ
   ルタと、 内部に結合線路を有し、前記第１の周波数よりも高周波
   で、波長がλ_ＬＨである第２の高周波信号を通過させる
   第２の帯域通過フィルタと、内部に 結合線路を有し、前記第２の周波数よりも高周波
   で、波長がλ_ＨＬである第３の高周波信号を通過させる
   第３の帯域通過フィルタと、 内部に結合線路を有し、前記第３の周波数よりも高周波
   で、波長がλ_ＨＨである第４の高周波信号を通過させる
   第４の帯域通過フィルタと、 一方の端部が、前記第１の帯域通過フィルタの結合線路
   と前記第２の帯域通過フィルタの結合線路との接続点に
   接続され、他方の端部が、前記第３の帯域通過 フィルタ
   の結合線路と前記第４の帯域通過フィルタの結合線路と
   の接続点に接続されるとともに、前記一方の端部と前記
   他方の端部との間に共通端子が接続される伝送線路 とを
   有する多周波分波器であって、前記共通端子から 前記第１の帯域通過フィルタの内部の
   結合線路の終端の短絡端、および前記共通端子から第２
   の帯域通過フィルタの内部の結合線路の終端の短絡端ま
   での線路長は、（λ_ＨＬ＋λ_ＨＨ）／８であり、 前記第３の帯域通過フィルタの内部の結合線路の線路長
   は、（λ_ＨＨ／４）であり、 前記第４の帯域通過フィルタの内部の結合線路の線路長
   は、（λ_ＨＬ／４）であり、 前記伝送線路の前記共通端子から前記他方の端部までの
   線路長は、（λ_ＬＬ／４）−（λ_ＨＨ／４）であること
   を特徴とする多周波分波器。