JPH0728162B2 - マイクロ波フイルタ - Google Patents
マイクロ波フイルタInfo
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- JPH0728162B2 JPH0728162B2 JP63286142A JP28614288A JPH0728162B2 JP H0728162 B2 JPH0728162 B2 JP H0728162B2 JP 63286142 A JP63286142 A JP 63286142A JP 28614288 A JP28614288 A JP 28614288A JP H0728162 B2 JPH0728162 B2 JP H0728162B2
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Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はストリップ線路またはマイクロストリップ線路
を用いたマイクロ波フイルタに関し、特に通過域周波数
が阻止域周波数よりも高く、かつ通過域周波数，阻止域
周波数ともに帯域幅が有限な場合のマイクロ波フイルタ
の達成に関するものである。
を用いたマイクロ波フイルタに関し、特に通過域周波数
が阻止域周波数よりも高く、かつ通過域周波数，阻止域
周波数ともに帯域幅が有限な場合のマイクロ波フイルタ
の達成に関するものである。
従来の技術 高周波信号（周波数はｓ）と、この信号と周波数の異
なる局部発振信号（周波数はｌ）を入力し、これらの
２つの信号の差の周波数成分である中間周波信号（周波
数はｓ−ｌ、但しｓ＞ｌとする）を出力として
取り出すミキサでは、高周波信号をミキサ・ダイオード
に伝達する主線路に、高周波信号は損失なく通過させる
が、局部発振信号の２倍の周波数（２ｌ）から高周波
信号の周波数（ｓ）を差し引いた周波数（２ｌ−
ｓ）をもつイメージ信号（周波数ｍ＝２ｌ−ｓ）
は阻止するフイルタ（以下「信号通過・イメージ阻止フ
イルタ」と呼ぶ）を設け、さらには局部発振信号入力端
子とミキサ・ダイオード間には局部発振信号のみを選択
通過させる局部帯域通過フイルタ（以下「局発BPF」と
略す）を設けている。高周波信号および局部発振信号を
非線形素子であるミキサ・ダイオードに印加すると周波
数がｍｓ±ｎｌ（m,nは整数）の測波帯や高調波が
発生する。そして、それらのスペクトルの中でイメージ
信号周波数ｍや和周波数ｓ＋ｌの波には高周波信
号成分が含まれているので、これらの波のうち特にイメ
ージ信号を信号通過・イメージ阻止フイルタでミキサ・
ダイオードにもどし、局部発振信号と再度混合させるこ
とによって、再変換された中間周波信号を得ることがで
き、その結果ミキサの変換損失を減らすことができる。
さらには、イメージ信号周波数と同一の周波数をもった
妨害波信号が高周波信号入力端子から入り、中間周波信
号周波数帯域内に入りこむのを、信号通過・イメージ阻
止フイルタにより阻止することができる。
なる局部発振信号（周波数はｌ）を入力し、これらの
２つの信号の差の周波数成分である中間周波信号（周波
数はｓ−ｌ、但しｓ＞ｌとする）を出力として
取り出すミキサでは、高周波信号をミキサ・ダイオード
に伝達する主線路に、高周波信号は損失なく通過させる
が、局部発振信号の２倍の周波数（２ｌ）から高周波
信号の周波数（ｓ）を差し引いた周波数（２ｌ−
ｓ）をもつイメージ信号（周波数ｍ＝２ｌ−ｓ）
は阻止するフイルタ（以下「信号通過・イメージ阻止フ
イルタ」と呼ぶ）を設け、さらには局部発振信号入力端
子とミキサ・ダイオード間には局部発振信号のみを選択
通過させる局部帯域通過フイルタ（以下「局発BPF」と
略す）を設けている。高周波信号および局部発振信号を
非線形素子であるミキサ・ダイオードに印加すると周波
数がｍｓ±ｎｌ（m,nは整数）の測波帯や高調波が
発生する。そして、それらのスペクトルの中でイメージ
信号周波数ｍや和周波数ｓ＋ｌの波には高周波信
号成分が含まれているので、これらの波のうち特にイメ
ージ信号を信号通過・イメージ阻止フイルタでミキサ・
ダイオードにもどし、局部発振信号と再度混合させるこ
とによって、再変換された中間周波信号を得ることがで
き、その結果ミキサの変換損失を減らすことができる。
さらには、イメージ信号周波数と同一の周波数をもった
妨害波信号が高周波信号入力端子から入り、中間周波信
号周波数帯域内に入りこむのを、信号通過・イメージ阻
止フイルタにより阻止することができる。
特に、使用されているミキサ・ダイオードが１個のシン
グル・ミキサではミキサ・ダイオードで発生するイメー
ジ信号をどう処理するかにより大きくミキサ性能が左右
される。そして、ミキサ・ダイオード端子から見たイン
ピーダンスがイメージ信号周波数に対してリアクティブ
になるように通常は設定される。従って、イメージ信号
を抑圧するための信号通過・イメージ阻止フイルタおよ
び局発BPFはシングル・ミキサを構成する上で欠かせな
い構成要素となっている。信号通過・イメージ阻止フイ
ルタは高周波信号をミキサ・ダイオードに伝達する主線
路上に、あるいは主線路に結合して設けられるため、信
号通過・イメージ阻止フイルタの特性はそのままミキサ
性能に影響を与える。すなわちミキサ性能を決めるのは
信号通過・イメージ阻止フイルタの特性であると言って
も過言ではない。
グル・ミキサではミキサ・ダイオードで発生するイメー
ジ信号をどう処理するかにより大きくミキサ性能が左右
される。そして、ミキサ・ダイオード端子から見たイン
ピーダンスがイメージ信号周波数に対してリアクティブ
になるように通常は設定される。従って、イメージ信号
を抑圧するための信号通過・イメージ阻止フイルタおよ
び局発BPFはシングル・ミキサを構成する上で欠かせな
い構成要素となっている。信号通過・イメージ阻止フイ
ルタは高周波信号をミキサ・ダイオードに伝達する主線
路上に、あるいは主線路に結合して設けられるため、信
号通過・イメージ阻止フイルタの特性はそのままミキサ
性能に影響を与える。すなわちミキサ性能を決めるのは
信号通過・イメージ阻止フイルタの特性であると言って
も過言ではない。
このような信号通過・イメージ阻止フイルタには以下に
示すような性能が要求される。
示すような性能が要求される。
（１） 高周波信号に対する挿入損失ができるだけ小さ
いこと。
いこと。
（２） イメージ信号に対しては十分に抑圧する特性を
有すること。
有すること。
（３） 高周波信号およびイメージ信号に対して、必要
な通過帯域幅および阻止帯域幅を有すること。
な通過帯域幅および阻止帯域幅を有すること。
（４） そして、高周波信号周波数とイメージ信号周波
数とが近接していれば、それだけ急峻な帯域外特性を有
すること。
数とが近接していれば、それだけ急峻な帯域外特性を有
すること。
従来、ミキサに用いられる信号通過・イメージ阻止フイ
ルタとして特公昭63−10601号公報に記載のものがあっ
た。同公報に記載の信号通過・イメージ阻止フイルタを
第５図に示す。
ルタとして特公昭63−10601号公報に記載のものがあっ
た。同公報に記載の信号通過・イメージ阻止フイルタを
第５図に示す。
第５図において、高周波信号の入力端子１および出力端
子２をストリップ線路で構成される主線路３で結び、主
線路３に長さがそれぞれl1,l2,l3の終端開放スタブ4,5,
6を等間隔に間隔l0でもって順次並列に接続している。
終端開放スタブ4,5,6の長さl1,l2,l3はイメージ信号の
帯域内あるいは帯域近傍に減衰極がくるようにイメージ
信号の1/4波長あるいはほぼ1/4波長の長さに選ぶ。そし
て終端開放スタブ4,5,6の長さl1,l2,l3および間隔l0はl
2＜l1＜l0＜2l2かつl2＜l3＜l0＜2l2の条件を満足する
か、あるいはl2＜l1＝l3＜l0＜2l2の条件を満足するよ
うに選ぶと同時に、l0の長さは高周波信号の1/4波長の
1.5倍前後に選ばれている。7,8は入出力端子1,2に接続
されている入出力線路である。
子２をストリップ線路で構成される主線路３で結び、主
線路３に長さがそれぞれl1,l2,l3の終端開放スタブ4,5,
6を等間隔に間隔l0でもって順次並列に接続している。
終端開放スタブ4,5,6の長さl1,l2,l3はイメージ信号の
帯域内あるいは帯域近傍に減衰極がくるようにイメージ
信号の1/4波長あるいはほぼ1/4波長の長さに選ぶ。そし
て終端開放スタブ4,5,6の長さl1,l2,l3および間隔l0はl
2＜l1＜l0＜2l2かつl2＜l3＜l0＜2l2の条件を満足する
か、あるいはl2＜l1＝l3＜l0＜2l2の条件を満足するよ
うに選ぶと同時に、l0の長さは高周波信号の1/4波長の
1.5倍前後に選ばれている。7,8は入出力端子1,2に接続
されている入出力線路である。
発明が解決しようとする課題 このような従来の、主線路３と垂直方向に終端開放スタ
ブ4,5,6が突き出した信号通過・イメージ阻止フイルタ
では、以下に示すような欠点があった。
ブ4,5,6が突き出した信号通過・イメージ阻止フイルタ
では、以下に示すような欠点があった。
（１） 終端開放スタブ4,5,6が主線路３と垂直方向に
突き出すように設けられているため輻射が生じやすくな
り、高周波信号の通過帯域内での挿入損失が大きくな
る。
突き出すように設けられているため輻射が生じやすくな
り、高周波信号の通過帯域内での挿入損失が大きくな
る。
（２） 終端開放スタブ５は他の終端開放スタブ4,6に
比べて減衰極が高域側にあるため、終端開放スタブ５の
特性インピーダンスを高くすれば比較的急峻な立上がり
特性を有するフイルタ特性が得られるが、減衰極が高域
側にある終端開放スタブは１つのみであるので、立上が
り特性の急峻なフイルタが得られない。
比べて減衰極が高域側にあるため、終端開放スタブ５の
特性インピーダンスを高くすれば比較的急峻な立上がり
特性を有するフイルタ特性が得られるが、減衰極が高域
側にある終端開放スタブは１つのみであるので、立上が
り特性の急峻なフイルタが得られない。
（３） 終端開放スタブ4,5,6が主線路３と垂直方向に
突き出すように設けられているため、フイルタの幅が広
くなり、フイルタ寸法が大きくなる。
突き出すように設けられているため、フイルタの幅が広
くなり、フイルタ寸法が大きくなる。
本発明はかかる点に鑑みてなされたもので、高周波信号
の通過帯域内での輻射による挿入損失が少なく、立上が
り特性が急峻で、寸法の小さいマイクロ波フイルタを提
供することを目的とする。
の通過帯域内での輻射による挿入損失が少なく、立上が
り特性が急峻で、寸法の小さいマイクロ波フイルタを提
供することを目的とする。
課題を解決するための手段 上記課題を解決するため本発明のマイクロ波フイルタ
は、入力端子および出力端子を有する主線路と、この主
線路にl0,l1,l0′（但し、l0l0′）の間隔でそれぞれ
の一端が順次接続された終端開放の第1,第2,第３および
第４の平行結合線路とで構成され、かつこの第1,第2,第
３および第４の平行結合線路は長さがそれぞれl2,l3,
l3′,l2′であって、前記主線路と分布結合するととも
にそれと平行に設けられ、長さl2,l3,l3′,l2′を阻止
帯域内に減衰極がくるように阻止域周波数の1/4波長の
長さに選ぶとともに、l1＜（l3かつl3′）＜（l2かつ
l2′）＜（l0かつl0′）＜（2l3かつ2l3′）の条件を満
足するか、あるいはl1＜l3l3′＜l2l2′＜l0l0′
＜（2l3かつ2l3′）の条件を満足するようにl0,l0′,
l1,l2,l2′,l3,l3′の長さを選んだことを特徴とする。
は、入力端子および出力端子を有する主線路と、この主
線路にl0,l1,l0′（但し、l0l0′）の間隔でそれぞれ
の一端が順次接続された終端開放の第1,第2,第３および
第４の平行結合線路とで構成され、かつこの第1,第2,第
３および第４の平行結合線路は長さがそれぞれl2,l3,
l3′,l2′であって、前記主線路と分布結合するととも
にそれと平行に設けられ、長さl2,l3,l3′,l2′を阻止
帯域内に減衰極がくるように阻止域周波数の1/4波長の
長さに選ぶとともに、l1＜（l3かつl3′）＜（l2かつ
l2′）＜（l0かつl0′）＜（2l3かつ2l3′）の条件を満
足するか、あるいはl1＜l3l3′＜l2l2′＜l0l0′
＜（2l3かつ2l3′）の条件を満足するようにl0,l0′,
l1,l2,l2′,l3,l3′の長さを選んだことを特徴とする。
また本発明のマイクロ波フイルタは、第１の平行結合線
路と第２の平行結合線路が主線路に対して対向するよう
に、かつ第３の平行結合線路と第４の平行結合線路が前
記主線路に対して対向するようにしたことを特徴とする
もの、あるいは終端開放の第1,第2,第３および第４の平
行結合線路の特性インピーダンスを入力端子あるいは出
力端子に接続される入出力線路の特性インピーダンスよ
りも高く選んだことを特徴とするものを含む。
路と第２の平行結合線路が主線路に対して対向するよう
に、かつ第３の平行結合線路と第４の平行結合線路が前
記主線路に対して対向するようにしたことを特徴とする
もの、あるいは終端開放の第1,第2,第３および第４の平
行結合線路の特性インピーダンスを入力端子あるいは出
力端子に接続される入出力線路の特性インピーダンスよ
りも高く選んだことを特徴とするものを含む。
作用 本発明によれば、各平行結合線路が主線路と平行にかつ
分布結合するように設けられているため、平行結合線路
の開放端からの輻射によるフイルタの輻射損失を低減さ
せることができ、その結果とした高周波信号の通過帯域
内ではフイルタの挿入損失を低減させ、イメージ信号の
阻止帯域内ではフイルタの減衰量を増大させることがで
きる。
分布結合するように設けられているため、平行結合線路
の開放端からの輻射によるフイルタの輻射損失を低減さ
せることができ、その結果とした高周波信号の通過帯域
内ではフイルタの挿入損失を低減させ、イメージ信号の
阻止帯域内ではフイルタの減衰量を増大させることがで
きる。
また、高周波信号の通過帯域に近い側に減衰極がくる平
行結合線路の特性インピーダンスは入出力線路の特性イ
ンピーダンスに比べて高く設定することにより平行結合
線路の阻止帯域内でのＱ値が高くなり、しかも、減衰極
が２つの平行結合線路により構成されているため、立上
がり特性の急峻なフイルタ特性が得られる。
行結合線路の特性インピーダンスは入出力線路の特性イ
ンピーダンスに比べて高く設定することにより平行結合
線路の阻止帯域内でのＱ値が高くなり、しかも、減衰極
が２つの平行結合線路により構成されているため、立上
がり特性の急峻なフイルタ特性が得られる。
また、平行結合線路が主線路と平行にかつ分布結合する
ように設けられているため、フイルタ全体の幅が狭くな
り、フイルタ寸法が小さくなる。
ように設けられているため、フイルタ全体の幅が狭くな
り、フイルタ寸法が小さくなる。
実施例 第１図は本発明の第１の実施例における信号通過・イメ
ージ阻止フイルタで、高周波信号の入力端子11および出
力端子12をストリップ線路で構成される主線路13で結び
長さがそれぞれl2,l3,l3,l2の終端開放の平行結合線路1
4,15,16,17を主線路13と平行にかつ分布結合するように
設け、主線路13と平行結合線路14,15,16,17はそれぞれ
間隔l0,l1,l0において主線路13に接続されている。平行
結合線路14,15,16,17の長さl2,l3,l3,l2はイメージ信号
の帯域内あるいは帯域近傍に減衰極がくるようにイメー
ジ信号の1/4波長あるいはほぼ1/4波長の長さに選ぶ。そ
して平行結合線路14,15,16,17の長さl2,l3,l3,l2および
間隔l0,l1,l0はl1＜l3＜l2＜l0＜2l3の条件を満足する
ように選ぶと同時に、l0の長さは高周波信号の1/4波長
の1.5倍前後に選ぶ、l1の長さは高周波信号の1/4波長の
0.5〜1.0倍前後に選んでいる。しかも、減衰極がイメー
ジ信号の高域側、つまり高周波信号に近い側にくる平行
結合線路15,16の特性インピーダンスは入出力端子11,12
に接続される入出力線路18,19の特性インピーダンス
（通常は50Ω）よりも高くなるように選んでいる。
ージ阻止フイルタで、高周波信号の入力端子11および出
力端子12をストリップ線路で構成される主線路13で結び
長さがそれぞれl2,l3,l3,l2の終端開放の平行結合線路1
4,15,16,17を主線路13と平行にかつ分布結合するように
設け、主線路13と平行結合線路14,15,16,17はそれぞれ
間隔l0,l1,l0において主線路13に接続されている。平行
結合線路14,15,16,17の長さl2,l3,l3,l2はイメージ信号
の帯域内あるいは帯域近傍に減衰極がくるようにイメー
ジ信号の1/4波長あるいはほぼ1/4波長の長さに選ぶ。そ
して平行結合線路14,15,16,17の長さl2,l3,l3,l2および
間隔l0,l1,l0はl1＜l3＜l2＜l0＜2l3の条件を満足する
ように選ぶと同時に、l0の長さは高周波信号の1/4波長
の1.5倍前後に選ぶ、l1の長さは高周波信号の1/4波長の
0.5〜1.0倍前後に選んでいる。しかも、減衰極がイメー
ジ信号の高域側、つまり高周波信号に近い側にくる平行
結合線路15,16の特性インピーダンスは入出力端子11,12
に接続される入出力線路18,19の特性インピーダンス
（通常は50Ω）よりも高くなるように選んでいる。
本実施例では、平行結合線路14,15,16,17は主線路13と
平行にかつ分布結合するように設けられているため、平
行結合線路14,15,16,17の開放端からの輻射によるフイ
ルタの輻射損失を低減させることができ、その結果とし
て高周波信号の通過帯域内ではフイルタの挿入損失を低
減させ、イメージ信号の阻止帯域内ではフイルタの減衰
量を増大させることができる。また、高周波信号の通過
帯域に近い側に減衰極がくる平行結合線路15,16の特性
インピーダンスは入出力線路18,19の特性インピーダン
スに比べて高く設定しているので、平行結合線路15,16
の阻止帯域内でのＱ値が高くなり、しかも、減衰極が２
つの平行結合線路15,16により構成されているため、立
上がり特性の急峻なフイルタ特性が得られる。また、平
行結合線路14,15,16,17が主線路13と平行にかつ分布結
合するように設けられているため、フイルタ全体の幅が
狭くなり、フイルタ寸法が小さくなる。
平行にかつ分布結合するように設けられているため、平
行結合線路14,15,16,17の開放端からの輻射によるフイ
ルタの輻射損失を低減させることができ、その結果とし
て高周波信号の通過帯域内ではフイルタの挿入損失を低
減させ、イメージ信号の阻止帯域内ではフイルタの減衰
量を増大させることができる。また、高周波信号の通過
帯域に近い側に減衰極がくる平行結合線路15,16の特性
インピーダンスは入出力線路18,19の特性インピーダン
スに比べて高く設定しているので、平行結合線路15,16
の阻止帯域内でのＱ値が高くなり、しかも、減衰極が２
つの平行結合線路15,16により構成されているため、立
上がり特性の急峻なフイルタ特性が得られる。また、平
行結合線路14,15,16,17が主線路13と平行にかつ分布結
合するように設けられているため、フイルタ全体の幅が
狭くなり、フイルタ寸法が小さくなる。
第２図は本発明の第２の実施例における信号通過・イメ
ージ阻止フイルタで、高周波信号の入力端子21および出
力端子22をストリップ線路で構成される主線路23で結
び、長さがそれぞれl2,l3,l3,l2の終端開放の平行結合
線路24,25,26,27を主線路23と平行にかつ分布結合する
ように設け、主線路23と平行結合線路24,25,26,27はそ
れぞれ間隔l0,l1,l0において主線路23に接続されてい
る。しかも、平行結合線路24と25とが主線路23に対して
対向するように、平行結合線路26と27とが主線路23に対
して対向するようにして構成されている。平行結合線路
24,25,26,27の長さl2,l3,l3,l2はイメージ信号の帯域内
あるいは帯域近傍に減衰極がくるようにイメージ信号の
1/4波長あるいはほぼ1/4波長の長さに選ぶ。そして平行
結合線路24,25,26,27の長さl2,l3,l3,l2および間隔l0,l
1,l0はl1＜l3＜l2＜l0＜2l3の条件を満足するように選
ぶと同時に、l0の長さは高周波信号の1/4波長の1.5倍前
後に選ぶ、l1の長さは高周波信号の1/4波長の0.5〜1.0
倍前後に選んでいる。しかも、減衰極がイメージ信号の
高域側つまり高周波信号に近い側にくる平行結合線路2
5,26の特性インピーダンスは入出力端子21,22に接続さ
れる入出力線路28,29の特性インピーダンス（通常は50
Ω）よりも高くなるように選んでいる。
ージ阻止フイルタで、高周波信号の入力端子21および出
力端子22をストリップ線路で構成される主線路23で結
び、長さがそれぞれl2,l3,l3,l2の終端開放の平行結合
線路24,25,26,27を主線路23と平行にかつ分布結合する
ように設け、主線路23と平行結合線路24,25,26,27はそ
れぞれ間隔l0,l1,l0において主線路23に接続されてい
る。しかも、平行結合線路24と25とが主線路23に対して
対向するように、平行結合線路26と27とが主線路23に対
して対向するようにして構成されている。平行結合線路
24,25,26,27の長さl2,l3,l3,l2はイメージ信号の帯域内
あるいは帯域近傍に減衰極がくるようにイメージ信号の
1/4波長あるいはほぼ1/4波長の長さに選ぶ。そして平行
結合線路24,25,26,27の長さl2,l3,l3,l2および間隔l0,l
1,l0はl1＜l3＜l2＜l0＜2l3の条件を満足するように選
ぶと同時に、l0の長さは高周波信号の1/4波長の1.5倍前
後に選ぶ、l1の長さは高周波信号の1/4波長の0.5〜1.0
倍前後に選んでいる。しかも、減衰極がイメージ信号の
高域側つまり高周波信号に近い側にくる平行結合線路2
5,26の特性インピーダンスは入出力端子21,22に接続さ
れる入出力線路28,29の特性インピーダンス（通常は50
Ω）よりも高くなるように選んでいる。
なお第３図は、第２図においてストリップ線路用誘電体
基板の比誘電率を2.6、厚さを0.6mm、平行結合線路24,2
5,26,27の特性インピーダンスを120Ω、入出力線路28,2
9の特性インピーダンスを50Ωとし、l0＝6.5mm,l1＝2.8
mm,l2＝5.5mm,l3＝5.2mmとした場合のフイルタ特性を示
したものである。但し、平行結合線路24,25,26,27の開
放端にはエッジ効果による縁容量が生じているが、この
縁容量の効果を考慮して計算している。第３図に示すフ
イルタでは周波数が12.1〜14.0GHzの範囲ではVSWRは1.4
以下であり、9.5〜10.6GHzの周波数範囲では30dB以上の
減衰量を有する特性が得られている。従って、第３図に
示すような特性を有するフイルタは、高周波信号が12.1
〜14.0GHzの周波数範囲にあり、イメージ信号が9.5〜1
0.6GHzの周波数範囲にあるミキサの信号通過・イメージ
阻止フイルタとして要求される性能を十分に満足するも
のである。しかも、フイルタの構成要素は平行結合線路
のみであるため、寸方が小さく高周波信号での挿入損失
も非常に小さく、イメージ信号を抑圧し、高周波信号を
損失なく通過させるミキサ用の信号通過・イメージ阻止
フイルタとして特に有効である。
基板の比誘電率を2.6、厚さを0.6mm、平行結合線路24,2
5,26,27の特性インピーダンスを120Ω、入出力線路28,2
9の特性インピーダンスを50Ωとし、l0＝6.5mm,l1＝2.8
mm,l2＝5.5mm,l3＝5.2mmとした場合のフイルタ特性を示
したものである。但し、平行結合線路24,25,26,27の開
放端にはエッジ効果による縁容量が生じているが、この
縁容量の効果を考慮して計算している。第３図に示すフ
イルタでは周波数が12.1〜14.0GHzの範囲ではVSWRは1.4
以下であり、9.5〜10.6GHzの周波数範囲では30dB以上の
減衰量を有する特性が得られている。従って、第３図に
示すような特性を有するフイルタは、高周波信号が12.1
〜14.0GHzの周波数範囲にあり、イメージ信号が9.5〜1
0.6GHzの周波数範囲にあるミキサの信号通過・イメージ
阻止フイルタとして要求される性能を十分に満足するも
のである。しかも、フイルタの構成要素は平行結合線路
のみであるため、寸方が小さく高周波信号での挿入損失
も非常に小さく、イメージ信号を抑圧し、高周波信号を
損失なく通過させるミキサ用の信号通過・イメージ阻止
フイルタとして特に有効である。
本実施例では、平行結合線路24,25,26,27は主線路23と
平行にかつ分布結合するように設けられているため、平
行結合線路24,25,26,27の開放端からの輻射によるフイ
ルタの輻射損失を低減させることができ、その結果とし
て高周波信号の通過帯域内ではフイルタの挿入損失を低
減させ、イメージ信号の阻止帯域内ではフイルタの減衰
量を増大させることができる。また、高周波信号の通過
帯域に近い側に減衰極がくる平行結合線路25,26の特性
インピーダンスはフイルタの入出力線路28,29の特性イ
ンピーダンスに比べて高く選んでいるため、平行結合線
路25,26の阻止帯域内でのＱ値が高くなっており、しか
も減衰極が２つの平行結合線路25,26により構成されて
いるため、立上がり特性の急峻なフイルタ特性が得られ
る。また平行結合線路24,25,26,27が主線路23と平行に
かつ分布結合するように、しかも、平行結合線路24,25,
26,27が相互に主線路23に対して対向するように構成さ
れているためフイルタ全体の幅，長さが短縮され、フイ
ルタ寸法が非常に小さくなる。
平行にかつ分布結合するように設けられているため、平
行結合線路24,25,26,27の開放端からの輻射によるフイ
ルタの輻射損失を低減させることができ、その結果とし
て高周波信号の通過帯域内ではフイルタの挿入損失を低
減させ、イメージ信号の阻止帯域内ではフイルタの減衰
量を増大させることができる。また、高周波信号の通過
帯域に近い側に減衰極がくる平行結合線路25,26の特性
インピーダンスはフイルタの入出力線路28,29の特性イ
ンピーダンスに比べて高く選んでいるため、平行結合線
路25,26の阻止帯域内でのＱ値が高くなっており、しか
も減衰極が２つの平行結合線路25,26により構成されて
いるため、立上がり特性の急峻なフイルタ特性が得られ
る。また平行結合線路24,25,26,27が主線路23と平行に
かつ分布結合するように、しかも、平行結合線路24,25,
26,27が相互に主線路23に対して対向するように構成さ
れているためフイルタ全体の幅，長さが短縮され、フイ
ルタ寸法が非常に小さくなる。
第４図は本発明の第３の実施例における信号通過・イメ
ージ阻止フイルタで、高周波信号の入力端子31および出
力端子32をストリップ線路で構成される主線路33で結
び、長さがl2の終端開放スタブ34,37を主線路33に並列
接続し、長さがl3の平行結合線路35,36を主線路33と平
行にかつ分布結合するように設け、主線路33と終端開放
スタブ34、平行結合線路35,36および終端開放スタブ37
はそれぞれ間隔l0,l1,l0をおいて接続されている。終端
開放スタブ34,37の長さl2および平行結合線路35,36の長
さl3はイメージ信号の帯域内あるいは帯域近傍に減衰極
がくるようにイメージ信号の1/4波長あるいはほぼ1/4波
長の長さに選ぶ。そして終端開放スタブ34,37の長さ
l2、平行結合線路35,36の長さl3およびそれらの間隔l0,
l1,l0はl1＜l3＜l2＜l0＜2l3の条件を満足するように選
ぶと同時に、l0の長さは高周波信号の1/4波長の1.5倍前
後にl1の長さは高周波信号の1/4波長の0.5〜1.0倍前後
に選んでいる。しかも、減衰極がイメージ信号の高域
側、つまり高周波信号に近い側にくる平行結合線路35,3
6の特性インピーダンスは入出力端子31,32に接続される
フイルタの入出力線路38,39の特性インピーダンス（通
常50Ω）よりも高くなるように選ばれている。
ージ阻止フイルタで、高周波信号の入力端子31および出
力端子32をストリップ線路で構成される主線路33で結
び、長さがl2の終端開放スタブ34,37を主線路33に並列
接続し、長さがl3の平行結合線路35,36を主線路33と平
行にかつ分布結合するように設け、主線路33と終端開放
スタブ34、平行結合線路35,36および終端開放スタブ37
はそれぞれ間隔l0,l1,l0をおいて接続されている。終端
開放スタブ34,37の長さl2および平行結合線路35,36の長
さl3はイメージ信号の帯域内あるいは帯域近傍に減衰極
がくるようにイメージ信号の1/4波長あるいはほぼ1/4波
長の長さに選ぶ。そして終端開放スタブ34,37の長さ
l2、平行結合線路35,36の長さl3およびそれらの間隔l0,
l1,l0はl1＜l3＜l2＜l0＜2l3の条件を満足するように選
ぶと同時に、l0の長さは高周波信号の1/4波長の1.5倍前
後にl1の長さは高周波信号の1/4波長の0.5〜1.0倍前後
に選んでいる。しかも、減衰極がイメージ信号の高域
側、つまり高周波信号に近い側にくる平行結合線路35,3
6の特性インピーダンスは入出力端子31,32に接続される
フイルタの入出力線路38,39の特性インピーダンス（通
常50Ω）よりも高くなるように選ばれている。
本実施例では、減衰極が高周波信号に近い側にくる平行
結合線路35,36は主線路33と平行にかつ分布結合するよ
うに設けられているため、平行結合線路35,36の開放端
からの輻射によるフイルタの輻射損失を低減させること
ができ、その結果として特に高周波信号の通過帯域内で
のフイルタの挿入損失を低減させることができる。ま
た、高周波信号の通過帯域に近い側に減衰極がくる平行
結合線路35,36の特性インピーダンスはフイルタの入出
力線路38,39の特性インピーダンスに比べて高く設定さ
れているので、平行結合線路35,36の阻止帯域内でのＱ
値が高くなっており、しかも減衰極が２つの平行結合線
路35,36により構成されているため、立上がり特性の急
峻なフイルタ特性が得られる。また、平行結合線路35,3
6を用いることによりフイルタ全体の寸法を小型化でき
る。
結合線路35,36は主線路33と平行にかつ分布結合するよ
うに設けられているため、平行結合線路35,36の開放端
からの輻射によるフイルタの輻射損失を低減させること
ができ、その結果として特に高周波信号の通過帯域内で
のフイルタの挿入損失を低減させることができる。ま
た、高周波信号の通過帯域に近い側に減衰極がくる平行
結合線路35,36の特性インピーダンスはフイルタの入出
力線路38,39の特性インピーダンスに比べて高く設定さ
れているので、平行結合線路35,36の阻止帯域内でのＱ
値が高くなっており、しかも減衰極が２つの平行結合線
路35,36により構成されているため、立上がり特性の急
峻なフイルタ特性が得られる。また、平行結合線路35,3
6を用いることによりフイルタ全体の寸法を小型化でき
る。
以上説明した各実施例では、フイルタ構成は全て左右対
称である。例えば第１図では平行結合線路14と17は線路
長がl2で等しく、平行結合線路15と16は線路長がl3で等
しく、更に、平行結合線路14と15との間隔および平行結
合線路16と17との間隔はともにl0で等しくなるように選
ばれているが、それらの線路長や間隔は必ずしも正確に
等しくなければならないという必要性はなく、ほぼ等し
い線路長で、ほぼ等間隔であればフイルタ特性は等しい
線路長で等間隔の場合と大きくずれることはない。
称である。例えば第１図では平行結合線路14と17は線路
長がl2で等しく、平行結合線路15と16は線路長がl3で等
しく、更に、平行結合線路14と15との間隔および平行結
合線路16と17との間隔はともにl0で等しくなるように選
ばれているが、それらの線路長や間隔は必ずしも正確に
等しくなければならないという必要性はなく、ほぼ等し
い線路長で、ほぼ等間隔であればフイルタ特性は等しい
線路長で等間隔の場合と大きくずれることはない。
更に、終端開放線路や終端開放スタブの間隔l0として、
通過域周波数（または高周波信号）の5/16波長よりも長
く7/16波長よりも短かくなるように選び、間隔l1とし
て、通過域周波数の1/8波長よりも長く2/8波長よりも短
かくなるように選ぶと、特にすぐれた特性をもつフイル
タが構成でき、第３図の特性を有するフイルタはこの条
件を満足するようなフイルタ寸法に選ばれている。
通過域周波数（または高周波信号）の5/16波長よりも長
く7/16波長よりも短かくなるように選び、間隔l1とし
て、通過域周波数の1/8波長よりも長く2/8波長よりも短
かくなるように選ぶと、特にすぐれた特性をもつフイル
タが構成でき、第３図の特性を有するフイルタはこの条
件を満足するようなフイルタ寸法に選ばれている。
発明の効果 以上のように本発明によれば、次の効果を有する。
（１） 減衰極がイメージ信号の高域側、つまり高周波
信号に近い側にくる平行結合線路は主線路と平行に、か
つ分布結合するように設けられているため、平行結合線
路の開放端からの輻射による挿入損失を高周波信号の通
過帯域内で低減させることができる。
信号に近い側にくる平行結合線路は主線路と平行に、か
つ分布結合するように設けられているため、平行結合線
路の開放端からの輻射による挿入損失を高周波信号の通
過帯域内で低減させることができる。
（２） 高周波信号の通過帯域に近い側に減衰極がくる
平行結合線路の特性インピーダンスをフイルタの入出力
線路の特性インピーダンス（通常50Ω）に比べて高く選
んでいるため、平行結合線路の阻止帯域内でのＱ値が高
くなっており、しかも減衰極が２つの平行結合線路によ
り構成されているため、立上がり特性の急峻なフイルタ
が得られる。
平行結合線路の特性インピーダンスをフイルタの入出力
線路の特性インピーダンス（通常50Ω）に比べて高く選
んでいるため、平行結合線路の阻止帯域内でのＱ値が高
くなっており、しかも減衰極が２つの平行結合線路によ
り構成されているため、立上がり特性の急峻なフイルタ
が得られる。
（３） 平行結合線路あるいは終端開放スタブの長さ
l2,l3はイメージ信号の帯域内あるいは帯域近傍に減衰
極がくるようにイメージ信号の1/4波長あるいはほぼ1/4
波長の長さに選び、平行結合線路あるいは終端開放スタ
ブの長さl2,l3および間隔l0,l1はl1＜l3＜l2＜l0＜2l3
の条件を満足するように選ぶことにより、立上がり特性
が一層急峻になるとともに、通過帯域幅の広帯域なフイ
ルタ特性が得られる。
l2,l3はイメージ信号の帯域内あるいは帯域近傍に減衰
極がくるようにイメージ信号の1/4波長あるいはほぼ1/4
波長の長さに選び、平行結合線路あるいは終端開放スタ
ブの長さl2,l3および間隔l0,l1はl1＜l3＜l2＜l0＜2l3
の条件を満足するように選ぶことにより、立上がり特性
が一層急峻になるとともに、通過帯域幅の広帯域なフイ
ルタ特性が得られる。
（４） 特に平行結合線路のみで構成されるフイルタで
は、平行結合線路が主線路と平行に、かつ分布結合する
ように設けられているため、フイルタ全体の幅を非常に
狭くできるためフイルタ寸法を小さくできる。
は、平行結合線路が主線路と平行に、かつ分布結合する
ように設けられているため、フイルタ全体の幅を非常に
狭くできるためフイルタ寸法を小さくできる。
第１図は本発明の第１の実施例におけるストリップ線路
で構成されたマイクロ波フイルタ回路を示すパターン
図、第２図は本発明の第２の実施例におけるストリップ
線路で構成されたマイクロ波フイルタ回路を示すパター
ン図、第３図は第２図のフイルタ回路の挿入損失の周波
数特性の具体例を示す特性図、第４図は本発明の第３の
実施例におけるストリップ線路で構成されたマイクロ波
フイルタ回路を示すパターン図、第５図は従来のストリ
ップ線路で構成されたマイクロ波フイルタ回路のパター
ン図である。 11,21,31……入力端子、12,22,32……出力端子、13,23,
33……主線路、14,15,16,17,24,25,26,27,35,36……平
行結合線路、34,37……終端開放スタブ。
で構成されたマイクロ波フイルタ回路を示すパターン
図、第２図は本発明の第２の実施例におけるストリップ
線路で構成されたマイクロ波フイルタ回路を示すパター
ン図、第３図は第２図のフイルタ回路の挿入損失の周波
数特性の具体例を示す特性図、第４図は本発明の第３の
実施例におけるストリップ線路で構成されたマイクロ波
フイルタ回路を示すパターン図、第５図は従来のストリ
ップ線路で構成されたマイクロ波フイルタ回路のパター
ン図である。 11,21,31……入力端子、12,22,32……出力端子、13,23,
33……主線路、14,15,16,17,24,25,26,27,35,36……平
行結合線路、34,37……終端開放スタブ。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭62−84601（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−84601（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−131602（ＪＰ，Ａ) 実開 昭62−159001（ＪＰ，Ｕ) Ｇ．Ｌ．Ｍａｔｔｈａｅｉ，ｅｔ．ａ ｌ．，“Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ ｆｉｌｔｅ ｒｓ Ｉｍｐｅｄａｎｃｅ Ｍａｃｈｉｎ ｇ Ｎｅｔｗａｒｋ ａｎｄ Ｃｏｕｐｌ ｉｎｇ Ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ”，ＭｃＧｒ ａｗ−Ｈｉｌｌ，1964，Ｐ．727 Ｒ．Ｎ．Ｂａｔｅｓ，“Ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ ｍｉｃｒｏｓｔｒｉｐ ｓｐｕｒ− ｌｉｎｅ ｂａｎｄ−ｓｔｏｐ ｆｉｌｔ ｅｒｓ ”，ＩＥＥＥ Ｍｉｃｒｏｗａｖ ｅｓ，Ｏｐｔｉｃｓ ａｎｄ Ａｃｏｕｓ ｔｉｃｓ，Ｖｏｌ．１，Ｎｏ．６，1977
Claims (5)
- 【請求項１】入力端子および出力端子を有する主線路
と、この主線路にl0,l1,l0′（但し、l0l0′）の間隔
でそれぞれの一端が順次接続された終端開放の第1,第2,
第３および第４の平行結合線路とで構成され、かつこの
第1,第2,第３および第４の平行結合線路は長さがそれぞ
れl2,l3,l3′,l2′であって、前記主線路と分布結合す
るとともにそれと平行に設けられ、長さl2,l3,l3′,
l2′を阻止帯域内に減衰極がくるように阻止域周波数の
1/4波長の長さに選ぶとともに、l1＜（l3かつl3′）＜
（l2かつl2′）＜（l0かつl0′）＜（2l3かつ2l3′）の
条件を満足するか、あるいはl1＜l3l3′＜l2l2′＜
l0l0′＜（2l3かつ2l3′）の条件を満足するように
l0,l0′,l1,l2,l2′,l3,l3′の長さを選んだことを特徴
とするマイクロ波フイルタ。 - 【請求項２】第１の平行結合線路と第２の平行結合線路
が主線路に対して対向するように、かつ、第３の線路と
第４の平行結合線路が前記主線路に対して対向するよう
にしたことを特徴とする請求項１記載のマイクロ波フイ
ルタ。 - 【請求項３】終端開放の第1,第2,第３および第４の平行
結合線路の特性インピーダンスを入力端子あるいは出力
端子に接続される入出力線路の特性インピーダンスより
も高く選んだことを特徴とする請求項１記載のマイクロ
波フイルタ。 - 【請求項４】入力端子および出力端子を有する主線路
と、この主線路にl0,l1,l0′（但し、l0l0′）の間隔
でそれぞれの一端が順次接続された長さがそれぞれl2,l
3,l3′,l2′の終端開放の第1,第2,第３および第４の線
路とで構成され、第１および第４の線路は主線路に並列
に設けられた終端開放のスタブで構成し、第２および第
３の線路は主線路と分布結合するように主線路に平行に
設けられた終端開放の平行結合線路で構成し、かつ、第
1,第2,第３および第４の線路の長さl2,l3,l3′,l2′を
阻止帯域内に減衰極がくるように阻止域周波数の1/4波
長の長さに選び、l1＜（l3かつl3′）＜（l2かつl2′）
＜（2l3かつ2l3′）の条件を満足するか、あるいはl1＜
l3l3′＜l2l2′＜（2l3かつ2l3′）の条件を満足す
るようにl0,l0′,l1,l2,l2′,l3,l3′の長さを選んだこ
とを特徴とするマイクロ波フイルタ。 - 【請求項５】終端開放の第1,第2,第３および第４の線路
の特性インピーダンスを入力端子あるいは出力端子に接
続される入出力線路の特性インピーダンスよりも高く選
んだことを特徴とする請求項４記載のマイクロ波フイル
タ。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63286142A JPH0728162B2 (ja) | 1988-11-11 | 1988-11-11 | マイクロ波フイルタ |
| US07/432,846 US5015976A (en) | 1988-11-11 | 1989-11-07 | Microwave filter |
| DE68927773T DE68927773T2 (de) | 1988-11-11 | 1989-11-09 | Mikrowellenfilter |
| EP92120819A EP0537798B1 (en) | 1988-11-11 | 1989-11-09 | Microwave filter |
| DE68918918T DE68918918T2 (de) | 1988-11-11 | 1989-11-09 | Mikrowellenfilter. |
| EP89311609A EP0368661B1 (en) | 1988-11-11 | 1989-11-09 | Microwave filter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63286142A JPH0728162B2 (ja) | 1988-11-11 | 1988-11-11 | マイクロ波フイルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02131601A JPH02131601A (ja) | 1990-05-21 |
| JPH0728162B2 true JPH0728162B2 (ja) | 1995-03-29 |
Family
ID=17700480
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63286142A Expired - Fee Related JPH0728162B2 (ja) | 1988-11-11 | 1988-11-11 | マイクロ波フイルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0728162B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2800478B2 (ja) * | 1991-07-22 | 1998-09-21 | 松下電器産業株式会社 | マイクロ波フィルタ |
| JP2800479B2 (ja) * | 1991-07-22 | 1998-09-21 | 松下電器産業株式会社 | マイクロ波フィルタ |
| JPH10215102A (ja) * | 1997-01-30 | 1998-08-11 | Nec Corp | マイクロストリップ帯域阻止フィルタ |
| JP4494951B2 (ja) * | 2004-12-13 | 2010-06-30 | 三菱電機株式会社 | 帯域阻止フィルタ |
| JP4598024B2 (ja) * | 2006-06-14 | 2010-12-15 | 三菱電機株式会社 | 帯域阻止フィルタ |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2578104B1 (fr) * | 1985-02-27 | 1987-03-20 | Alcatel Thomson Faisceaux | Filtre passe-bande pour hyperfrequences |
| JPS62159001U (ja) * | 1986-03-31 | 1987-10-08 |
-
1988
- 1988-11-11 JP JP63286142A patent/JPH0728162B2/ja not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| Ｇ．Ｌ．Ｍａｔｔｈａｅｉ，ｅｔ．ａｌ．，"ＭｉｃｒｏｗａｖｅｆｉｌｔｅｒｓＩｍｐｅｄａｎｃｅＭａｃｈｉｎｇＮｅｔｗａｒｋａｎｄＣｏｕｐｌｉｎｇＳｔｒｕｃｔｕｒｅ"，ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ，１９６４，Ｐ．７２７ |
| Ｒ．Ｎ．Ｂａｔｅｓ，"Ｄｅｓｉｇｎｏｆｍｉｃｒｏｓｔｒｉｐｓｐｕｒ−ｌｉｎｅｂａｎｄ−ｓｔｏｐｆｉｌｔｅｒｓ"，ＩＥＥＥＭｉｃｒｏｗａｖｅｓ，ＯｐｔｉｃｓａｎｄＡｃｏｕｓｔｉｃｓ，Ｖｏｌ．１，Ｎｏ．６，１９７７ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02131601A (ja) | 1990-05-21 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |