JP3705257B2 - 並列多段型帯域通過フィルタ - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、移動体通信システムの移動体通信基地局等に用いられる送受信用の帯域通過フィルタに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、携帯電話等の移動体通信システムにおいては、使用者数の増大や使用エリアの拡大等のため、多くの基地局が必要となってきており、この基地局で使用する送信共用装置の小型化、低損失化、および低コスト化が要求されている。
【０００３】
基地局で使用される送信共用装置に用いるフィルタは、必要な周波数帯域のみを通過する帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）で構成されている。
【０００４】
このような帯域通過フィルタにおいて、広い通過帯域を確保する方法として、近接した共振周波数を有する共振器を直列接続して、共振周波数帯域を広げる方法がある。しかし、複数の共振器を直列接続した場合には、各共振器の固有モードが各周波数成分を分担するため、各共振周波数における群遅延特性を任意に設定することができない。このため、通過帯域の全般において、平坦な群遅延特性を得ることができない。
【０００５】
この課題を解決する帯域通過フィルタとして、図２２に示すような複数の共振器を並列接続した多段型の構造が考案されている。
図２２は従来の並列多段型帯域通過フィルタの等価回路図であり、１は入力端子、２は出力端子であり、Ｆ１〜Ｆｍは共振器、ＴＬは位相調整用の伝送線路である。この例では、共振器数が偶数の場合の回路を示している。
図２２に示す並列多段型帯域通過フィルタは、互いに近接する共振周波数を有する共振器Ｆ１〜Ｆｍを入力端子１と出力端子２との間に並列接続しており、入力端子側から偶数番目の共振器における出力端子側のポートに伝送信号の略１／２波長の電気長を有する位相調整回路（伝送線路）を接続している。
【０００６】
しかし、図２２に示すように、複数の共振器をそれぞれ入力端子側、出力端子側ともに、それぞれ一点で接続することは、実際の回路形成上、非常に困難なことである。
【０００７】
この問題を解決する発明が、特開平３−７２７０１号公報に開示されている。
【０００８】
この発明に示された代表的な並列多段型帯域通過フィルタを図２３に示す。 図２３は従来の並列三段型帯域通過フィルタの等価回路図であり、１は入力端子、２は出力端子、Ｆ１〜Ｆ３はそれぞれに近接する共振周波数を有する共振器、ＴＬは伝送線路を示している。
【０００９】
図２３に示すように、それぞれ互いに近接する共振周波数を有する複数の共振器Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を、伝送信号の入力端子１と出力端子２との間に並列に接続している。また、各共振器Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３の入力端子側ポートと入力端子１との間に、それぞれ伝送信号の略１／２波長の電気長を有する伝送線路ＴＬを挿入しており、共振器２の出力端子側ポートにも、伝送信号の略１／２波長の電気長を有する伝送線路ＴＬを直列接続している。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
このような従来の並列多段型帯域通過フィルタにおいては、次に述べる解決すべき課題があった。
従来の並列多段型帯域通過フィルタは、実際に各共振器を並列接続する場合に、損失を抑制するために、共振器に接続する伝送線路の位相や特性インピーダンスを調整してから接続しなければならなかった。このため、調整によりコストが増加するとともに、必ず調整された伝送線路を共振器の両入出力ポートに接続しなければいけないため、部品点数が増加してしまう。
【００１１】
また、隣り合う共振器同士は位相を反転しなければならない。共振器内の励振素子で反転を行えない場合には、各共振器の両端のポートに伝送信号の１／２波長の奇数倍の電気長を有する伝送線路等の位相反転素子を接続して位相を反転しなければならず、共振器の構造が複雑になるとともに、部品点数が増加してしまう。
【００１２】
また、部品点数が多いため、多段化していくと共振器や伝送線路の配置が複雑になり、フィルタの形成が難しくなってしまう。
【００１３】
また、部品点数が多いため、多段化していくと伝送線路の損失によって、フィルタの挿入損失を増加させてしまう。
【００１４】
この発明の目的は、部品点数が少なく、容易に形成することができる並列多段型帯域通過フィルタを構成することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
この発明は、入力端子側から（２ｎ−１）番目の共振器の入力端子側ポートと、（２ｎ）番目の共振器の入力端子側ポートとの間に、伝送信号の略１／２波長の電気長を有する伝送線路を挿入し、入力端子側から（２ｎ）番目の共振器の出力端子側ポートと、（２ｎ＋１）番目の共振器の出力端子側ポートとの間とに、同様に伝送信号の略１／２波長の電気長を有する伝送線路を挿入して並列多段型帯域通過フィルタを構成したことを特徴とする。
【００１６】
また、この発明は、出力端子側から（２ｎ−１）番目の共振器の出力端子側ポートと、（２ｎ）番目の共振器の出力端子側ポートとの間に、伝送信号の略１／２波長の電気長を有する伝送線路を挿入し、出力端子側から（２ｎ）番目の共振器の入力端子側ポートと、（２ｎ＋１）番目の共振器の入力端子側ポートとの間とに、同様に伝送信号の略１／２波長の電気長を有する伝送線路を挿入して並列多段型帯域通過フィルタを構成したことを特徴とする。
【００１７】
また、この発明は、伝送線路の両端のポートと接地電極との間に、リアクタンス素子を少なくとも一つ接続して並列多段型帯域通過フィルタを構成することを特徴とする。
【００１８】
また、この発明は、共振器の励振素子にリアクタンス素子をそれぞれ直列接続して並列多段型帯域通過フィルタを構成することを特徴とする。
【００１９】
また、この発明は、伝送線路を誘電体同軸線路にして並列多段型帯域通過フィルタを構成することを特徴とする。
【００２０】
また、この発明は、伝送線路をマイクロストリップ線路にして並列多段型帯域通過フィルタを構成することを特徴とする。
【００２１】
また、この発明は、伝送線路をインダクタンス素子とキャパシタンス素子とからなる集中定数線路にして並列多段型帯域通過フィルタを構成することを特徴とする。
【００２２】
また、この発明は、共振器を誘電体同軸共振器にして並列多段型帯域通過フィルタを構成することを特徴とする。
【００２３】
また、この発明は、共振器をマイクロストリップ共振器にして並列多段型帯域通過フィルタを構成することを特徴とする。
【００２４】
また、この発明は、前記並列多段型帯域通過フィルタを複数備えて複合フィルタ素子を構成することを特徴とする。
【００２５】
また、この発明は、前記並列多段型帯域通過フィルタを備えて増幅器を構成することを特徴とする。
【００２６】
また、この発明は、前記並列多段型帯域通過フィルタ、複合フィルタ素子、および増幅器を備えて通信装置を構成することを特徴とする。
【００２７】
【発明の実施の形態】
第１の実施形態に係る並列多段型帯域通過フィルタの構成について、図１〜図８を参照して説明する。
図１は共振器数が奇数の場合の並列多段型帯域通過フィルタの等価回路図であり、図２は共振器数が偶数の場合の並列多段型帯域通過フィルタの等価回路図である。
【００２８】
また、図３は出力端子付近の等価回路図であり、ｋを自然数として、（ａ）は共振器数が４ｋ＋１，４ｋ＋２の場合、（ｂ）は共振器数が４ｋ−１，４ｋの場合を示している。
【００２９】
図１、図２、図３において、１は入力端子、２は出力端子、Ｆ１〜Ｆｎは共振器、ＴＬ，ＴＬａは伝送信号の１／２波長の電気長を有する伝送線路である。
【００３０】
図１、図２に示すように、入力端子１と出力端子２との間には、互いに近接する共振周波数を有する複数の共振器Ｆ１〜Ｆｎが伝送線路ＴＬを介して並列に接続されている。
【００３１】
ここで、ｋおよびｎは自然数として、以下説明する。
【００３２】
共振器Ｆ１〜Ｆｎを順に配置したとき、入力端子１からみて、奇数（２ｎ−１）番目の共振器の入力端子側のポートと偶数（２ｎ）番目の共振器のそれぞれの入力端子側のポート間には、伝送信号の略１／２波長（λ／２）の電気長を有する伝送線路ＴＬがそれぞれ接続されている。また、入力端子１からみて、偶数（２ｎ）番目の共振器の出力端子側のポートと奇数（２ｎ＋１）番目の共振器の出力端子側のポートとの間にも、略λ／２の電気長を有する伝送線路ＴＬが接続されている。
【００３３】
また、出力端子２からみて１番目の共振器Ｆｎと出力端子２との間に、入力端子１と出力端子２との間の透過位相を調整するλ／２の電気長を有する伝送線路ＴＬａが挿入されている。（以下、略λ／２の電気長を有する伝送線路を「λ／２伝送線路」という。）
このＴＬａは、図３に示すように、共振器数が４ｋ−１，４ｋ個の場合のみ挿入される。共振器数が２，４ｋ＋１，４ｋ＋２個の場合にはλ／２伝送線路を二つ直列接続するのと同等となるため、挿入しない場合と同じ透過位相となり、挿入しないものと置き換えることができるからである。
【００３４】
次に、三段の共振器を用いた並列型帯域通過フィルタについて、図４〜図８を用いて説明する。
図４の（ａ）は、本実施形態の帯域通過フィルタの等価回路図であり、（ｂ）は図２２に示した従来の帯域通過フィルタの等価回路図を書き換えた図であり、（ｃ）は図２３に示した従来の帯域通過フィルタの等価回路図を書き換えた図である。
図４において、１は入力端子、２は出力端子、Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３は共振器であり、λは伝送信号の波長である。
【００３５】
図４の（ａ）に示すように、入力端子１と出力端子２との間には、互いに近接する共振周波数を有する共振器Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３が並列に接続されている。
共振器Ｆ１の入力端子側ポート１０１と共振器Ｆ２の入力端子側ポート１０２との間には、λ／２伝送線路が接続されており、共振器Ｆ２の出力端子側ポート２０２と共振器Ｆ３の出力端子側ポート２０３との間にも、λ／２伝送線路が接続されている。また、共振器Ｆ３の出力端子側ポート２０３と出力端子２との間にも、λ／２の電気長を有する透過位相調整用の伝送線路が挿入されている。
【００３６】
図４の（ｂ）に示す帯域通過フィルタは、入力端子１と出力端子２との間に、共振器Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を並列接続し、共振器Ｆ２の出力端子側にλ／２伝送線路を直列接続している。
【００３７】
図４の（ｃ）に示す帯域通過フィルタは、入力端子１と出力端子２との間に、共振器Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を並列接続し、各共振器の両ポート間の全てにλ／２伝送線路を接続し、共振器Ｆ２の出力端子側にλ／２伝送線路を直列接続している。
【００３８】
これら、三種の帯域通過フィルタの特定位置間の位相の関係を図８に示す。
【００３９】
図８の（ａ）〜（ｃ）はそれぞれ図４の（ａ）〜（ｃ）に示した帯域通過フィルタの共振器Ｆ１の入力端子側ポートと共振器Ｆ２の出力端子側ポートとの間と、共振器Ｆ２の入力端子側ポートと共振器Ｆ３の出力端子側ポートとの間の位相関係を示している。また、（ｄ）〜（ｆ）はそれぞれ図４の（ａ）〜（ｃ）に示した帯域通過フィルタの共振器Ｆ１の入力端子側ポートと共振器Ｆ３の出力端子側ポートとの間の位相関係を示している。
【００４０】
図８から分かるように、それぞれの帯域通過フィルタにおいて、どの伝送経路をとっても位相関係が同じになるため、本実施形態に示した等価回路からなる帯域通過フィルタを用いることにより、簡素な構造でありながら、従来の並列多段型帯域通過フィルタと同様の、広い通過帯域で群遅延特性に優れる帯域通過フィルタを構成することができる。また、簡素な構造を採用することができるため、部品間の接続点が減り、伝送損失を低減することができる。
【００４１】
図４の（ｂ）に示した帯域通過フィルタは、実際には１０１’，１０２’，１０３’が一点に集中しているため、回路形成が難しいが、図４の（ａ）に示した帯域通過フィルタは、１０１，１０２，１０３を一点に集中させずに回路形成できるため、容易に形成することができる。
【００４２】
また、図４の（ｃ）に示した帯域通過フィルタは、λ／２伝送線路を多用するため回路構成が複雑になってしまうが、図４の（ａ）に示した帯域通過フィルタは、λ／２伝送線路の数が少ないため容易に回路構成することができる。
【００４３】
なお、四段、五段、六段の共振器からなる帯域通過フィルタの等価回路を図５、図６、図７に示す。
【００４４】
図５〜図７において、１は入力端子、２は出力端子、Ｆ１〜Ｆ６は互いに近接する共振周波数を有する共振器である。
【００４５】
図５〜図７において、（ａ）は本実施形態の回路構成を用いた帯域通過フィルタを示し、（ｂ）は図２２に示した従来の回路構成を用いた帯域通過フィルタを示している。
【００４６】
これらの構成を用いても、図４の場合と同様に、従来の回路構成と本実施形態の回路構成とで、位相関係が変わらないため、簡素な構造で容易に形成することができる並列多段型帯域通過フィルタを構成することができる。
【００４７】
次に、これら並列多段型帯域通過フィルタの構造の一例について、図９を参照して説明する。
【００４８】
図９の（ａ）は並列三段帯域通過フィルタ、（ｂ）は並列四段帯域通過フィルタ、（ｃ）は並列五段帯域通過フィルタの構造概略図である。
【００４９】
図９において、１０は帯域通過フィルタ、１１は同軸コネクタ、１２ａ〜１２ｅはマイクロストリップ共振器、１３ａ，１３ｂ，１４ａ，１４ｂ，１５ａ，１５ｂはストリップ線路である。
図９の（ａ）に示すように、ケースの対向する二面に同軸コネクタ１１が装着されている。このケース内に、この同軸コネクタにそれぞれ接続する、伝送信号の１／２波長の電気長を有するストリップ線路１３ａ，１３ｂが配置されており、伝送信号の１／２波長の電気長を有するマイクロストリップ共振器１２ａ，１２ｂ，１２ｃがストリップ同軸線路１３ａ，１３ｂ間に配置されている。
【００５０】
マイクロストリップ共振器１２ａ，１２ｂ，１２ｃはそれぞれ互いに近接する共振周波数を有するように形成されている。
【００５１】
マイクロストリップ共振器１２ａのストリップ線路１３ａ側の端部は、ストリップ線路１３ａのコネクタ１１側端部に接続しており、マイクロストリップ共振器１２ｃのストリップ線路１３ｂ側の端部は、ストリップ線路１３ｂのコネクタ１１側端部に接続している。また、マイクロストリップ共振器１２ａとマイクロストリップ共振器１２ｂとのストリップ線路１３ｂ側の端部は、ストリップ線路１３ｂのコネクタ１１側端部とは反対の端部に接続しいる。さらに、マイクロストリップ共振器１２ｂとマイクロストリップ共振器１２ｃとのストリップ線路１３ａ側の端部は、ストリップ線路１３ａのコネクタ１１側端部とは反対の端部に接続している。
【００５２】
このような構造とすることにより、図４の（ａ）に示した等価回路における共振器Ｆ３と出力端子２との間に挿入されたλ／２伝送線路を除くものに相当する帯域通過フィルタ１０を構成することができる。なお、前記λ／２伝送線路は、このフィルタが接続する後段の回路に位相調整手段が備えられていることにより、省略することができる。
【００５３】
また、ストリップ線路で伝送線路と共振器を形成しているため、容易な構造で小型の並列多段型帯域通過フィルタを安価に構成することができる。
【００５４】
図９の（ｂ）に示す並列四段帯域通過フィルタは、マイクロストリップ共振器１２ａ〜１２ｄをλ／２共振器とし、ストリップ線路１４ｂをλ／２の電気長を有する長さで形成し、ストリップ線路１４ａをλの電気長を有する長さで形成している。
【００５５】
マイクロストリップ共振器１２ａ〜１２ｄは、それぞれ近接する共振周波数を有するように形成されており、ストリップ線路１４ａ、１４ｂ間に配置されている。
【００５６】
マイクロストリップ共振器１２ａのストリップ線路１４ａ側の端部は、ストリップ線路１４ａのコネクタ１１側端部に接続している。また、マイクロストリップ共振器１２ｃとマイクロストリップ共振器１２ｄとのストリップ線路１４ｂ側の端部は、ストリップ線路１４ｂのコネクタ１１側端部に接続している。
【００５７】
マイクロストリップ共振器１２ａとマイクロストリップ共振器１２ｂとのストリップ線路１４ｂ側の端部は、ストリップ線路１４ｂのコネクタ１１側端部とは反対の端部に接続している。また、マイクロストリップ共振器１２ｂとマイクロストリップ共振器１２ｃとのストリップ線路１４ａ側の端部は、ストリップ線路１４ａの中点部に接続している。また、マイクロストリップ共振器１２ｄのストリップ線路１４ａ側の端部は、ストリップ線路１４ａのコネクタ１１側端部とは反対の端部に接続している。ここで、ストリップ線路１４ａはλの電気長を有する伝送線路であり、その中点でマイクロストリップ共振器１２ｂ，１２ｃが接続している。これにより、マイクロストリップ共振器１２ａとマイクロストリップ共振器１２ｂとの端部間をλ／２伝送線路で接続し、マイクロストリップ共振器１２ｃとマイクロストリップ共振器１２ｄとの端部間をλ／２伝送線路で接続している。
【００５８】
このようにして、図４の（ｂ）に示した等価回路に相当する帯域通過フィルタ１０を構成することができる。
【００５９】
図９の（ｃ）に示す並列五段帯域通過フィルタは、マイクロストリップ共振器１２ａ〜１２ｅをλ／２共振器とし、ストリップ線路１５ａ，１５ｂをλの電気長を有する長さで形成している。
【００６０】
マイクロストリップ共振器１２ａ〜１２ｅは、それぞれ近接する共振周波数を有するように形成されており、ストリップ線路１５ａ、１５ｂ間に配置されている。
【００６１】
マイクロストリップ共振器１２ａのストリップ線路１５ａ側の端部は、ストリップ線路１５ａのコネクタ１１側端部に接続しており、マイクロストリップ共振器１２ｅのストリップ線路１５ｂ側の端部は、ストリップ線路１５ｂのコネクタ１１側端部に接続している。
【００６２】
マイクロストリップ共振器１２ａとマイクロストリップ共振器１２ｂとのストリップ線路１５ｂ側の端部は、ストリップ線路１５ｂのコネクタ１１側端部と反対の端部に接続している。また、マイクロストリップ共振器１２ｂとマイクロストリップ共振器１２ｃとのストリップ線路１５ａ側の端部は、ストリップ線路１５ａの中点部に接続している。また、マイクロストリップ共振器１２ｃとマイクロストリップ共振器１２ｄのストリップ線路１５ｂ側の端部は、ストリップ線路１５ｂの中点部に接続している。さらに、マイクロストリップ共振器１２ｄとマイクロストリップ共振器１２ｅのストリップ線路１５ａ側の端部は、ストリップ線路１５ａのコネクタ１１側端部と反対の端部に接続している。ここで、ストリップ線路１５ａはλの電気長を有する伝送線路であり、その中点でマイクロストリップ共振器１２ｂ，１２ｃが接続している。これにより、マイクロストリップ共振器１２ａとマイクロストリップ共振器１２ｂとの端部間をλ／２伝送線路で接続し、マイクロストリップ共振器１２ｃとマイクロストリップ共振器１２ｄとの端部間をλ／２伝送線路で接続している。同様に、ストリップ線路１５ｂもλの電気長を有する伝送線路であり、その中点でマイクロストリップ共振器１２ｃ，１２ｄが接続している。これにより、マイクロストリップ共振器１２ｂとマイクロストリップ共振器１２ｃとの端部間をλ／２伝送線路で接続し、マイクロストリップ共振器１２ｄとマイクロストリップ共振器１２ｅとの端部間をλ／２伝送線路で接続している。
【００６３】
このようにして、図４の（ｃ）に示した等価回路に相当する帯域通過フィルタ１０を構成することができる。
【００６４】
次に、第２の実施形態に係る並列多段型帯域通過フィルタについて、図１０〜図１３を参照して説明する。
【００６５】
図１０〜図１３は、並列多段型帯域通過フィルタの等価回路図であり、それぞれ、図１に示した並列多段型帯域通過フィルタにインダクタンス素子またはキャパシタンス素子が接続されたものである。
【００６６】
図１０〜図１３において、１は入力端子、２は出力端子、Ｆ１〜Ｆｎは共振器、ＴＬ，ＴＬａは伝送信号の１／２波長の電気長を有する伝送線路であり、Ｌはインダクタンス素子、Ｃはキャパシタンス素子である。
【００６７】
図１０に示す帯域通過フィルタは、入力端子からみて奇数番目の共振器の入力端子側ポートと接地との間にインダクタンス素子Ｌを接続している。また、入力端子からみて奇数番目の共振器の出力端子側ポートと接地との間にインダクタンス素子Ｌを接続している。他の構成は図１に示した帯域通過フィルタと同じである。
【００６８】
図１１に示す帯域通過フィルタは、図１０に示した帯域通過フィルタのインダクタンス素子Ｌをキャパシタンス素子Ｃに置き換えた回路である。
【００６９】
図１２に示す帯域通過フィルタは、入力端子からみて一番目の共振器の出力端子側ポートと接地との間にインダクタンス素子Ｌを接続し、出力端子からみて一番目の共振器の入力端子側ポートと接地との間に、インダクタンス素子Ｌを接続している。他の構成は図１に示した帯域通過フィルタと同じである。
【００７０】
図１３に示す帯域通過フィルタは、図１２に示した帯域通過フィルタのインダクタンス素子Ｌをキャパシタンス素子Ｃに置き換えた回路である。
【００７１】
このように、インダクタンス素子Ｌまたはキャパシタンス素子Ｃを備えることにより、それぞれの共振器間の位相調整を容易に行うことができる。
【００７２】
次に、第３の実施形態に係る並列多段型帯域通過フィルタの構成について、図１４を参照して説明する。
図１４は並列多段型帯域通過フィルタの等価回路図である。
図１４において、１は入力端子、２は出力端子、Ｆ１〜Ｆｎは共振器、Ｌはインダクタンス素子、Ｃはキャパシタンス素子である。
【００７３】
図１４に示す等価回路からなる帯域通過フィルタは、図１に示した帯域通過フィルタの伝送線路ＴＬを、共振器間に接続する集中定数インダクタンス素子Ｌと、このインダクタンス素子Ｌの一端と接地との間に接続するキャパシタンス素子Ｃとからなる集中定数回路に置き換えたものであり、他の構成は図１に示した帯域通過フィルタと同じである。
【００７４】
このように、伝送線路に集中定数素子を用いた集中定数線路で形成することができる。
【００７５】
次に、第４の実施形態に係る並列多段型帯域通過フィルタの構成について、図１５，図１６を参照して説明する。
図１５、図１６は並列多段型帯域通過フィルタの等価回路図であり、図１５は共振器の励振部にインダクタンス素子を用いたもの、図１６は共振器の励振部にキャパシタンス素子を用いたものである。
【００７６】
図１５に示す帯域通過フィルタは共振器の励振部、すなわち、共振器と伝送線路との接続部にインダクタンス素子を用いたものであり、他の構成は図１に示した帯域通過フィルタと同じである。
同様に、図１６に示す帯域通過フィルタは共振器の励振部にキャパシタンス素子を用いたものであり、他の構成は図１に示した帯域通過フィルタと同じである。
このような構成とすることにより、共振器と伝送線路との整合を容易に行うことができる。
【００７７】
次に、これら並列多段型帯域通過フィルタの構造の一例について、図１７を参照して説明する。以下に説明する構成は、図１６に示した等価回路と、図１２に示した等価回路とを同時に満たすものである。すなわち、共振器の励振部にキャパシタンス素子を用い、入力端子からみて一番目の共振器の出力端子側ポートと、出力端子からみて一番目の共振器の入力端子側ポートとのそれぞれに、接地に接続するインダクタンス素子Ｌを備えたものである。
【００７８】
図１７の（ａ）は三段、（ｂ）は四段、（ｃ）は五段の並列多段型帯域通過フィルタの構成を示す。
図１７において、２０は並列多段型帯域通過フィルタ、２１ａ，２１ｂは同軸コネクタ、２２ａ〜２２ｆは中心導体、２３ａ〜２３ｄは誘電体同軸線路、２４ａ〜２４ｅは誘電体同軸共振器、２５ａ，２５ｂはインダクタンス素子、２６ａ〜２６ｊはキャパシタンス素子、２９はケースである。
【００７９】
図１７の（ａ）に示すように、ケース２９の対向する両面には、同軸コネクタ２１ａ，２１ｂが装着されている。このケース２９内に、同軸コネクタ２１ａ，２１ｂに、それぞれの中心導体２２ａ，２２ｄを介して接続した、伝送信号の１／２波長の電気長を有する誘電体同軸線路２３ａ，２３ｂを配置している。誘電体同軸線路２３ａ，２３ｂの中心導体２２ｂ，２２ｃはそれぞれインダクタンス素子２５ａ，２５ｂを介して接地している。
【００８０】
誘電体同軸共振器２４ａ、２４ｂ，２４ｃはそれぞれ伝送信号の略１／２波長の電気長を有しており、それぞれ近接する共振周波数となるように形成されている。誘電体同軸共振器２４ａはキャパシタンス素子２６ａ，２６ｂを介して、中心導体２２ａ、２２ｂにそれぞれ接続しており、誘電体同軸共振器２４ｂはキャパシタンス素子２６ｃ，２６ｄを介し中心導体２２ｂ，２２ｃにそれぞれ接続している。また、誘電体同軸共振器２４ｃはキャパシタンス素子２６ｅ，２６ｆを介して中心導体２２ｃ，２２ｄにそれぞれ接続している。
【００８１】
このような構成とすることにより、並列三段型の帯域通過フィルタを構成することができる。その周波数特性を図１８に、群遅延特性を図１９に示す。
【００８２】
図１８に示すように、略２．０８〜２．１８ＧＨｚの周波数帯域に通過帯域を有する帯域通過フィルタを構成することができる。また、このときの通過帯域内の群遅延特性は図１９に示すようにほぼ平坦な特性である。
【００８３】
また、誘電体同軸線路と誘電体共振器とを用いていることにより、低損失の伝送線路と、小型の共振器で、構造が容易な並列多段型帯域通過フィルタを構成することができる。
【００８４】
次に、図１７の（ｂ）に示す並列多段型帯域通過フィルタ２０は、ケース２９の対向しない二側面に同軸コネクタ２１ａ，２１ｂが装着されている。このケース２９内に、同軸コネクタ２１ａ，２１ｂに、それぞれの中心導体２２ａ，２２ｄを介して接続した、伝送信号の１／２波長の電気長を有する誘電体同軸線路２３ａ，２３ｂを配置している。誘電体同軸線路２３ａ，２３ｃは、その共通の中心導体２２ｃを介して接続されている。誘電体同軸線路２３ｃの中心導体２２ｅはインダクタンス素子２５に接続して接地している。誘電体同軸線路２３ｂの中心導体２２ｂはインダクタンス素子２５ｂに接続して接地している。
【００８５】
誘電体同軸共振器２４ａ、２４ｂ，２４ｃ，２４ｄはそれぞれ伝送信号の略１／２波長の電気長を有しており、それぞれ近接する共振周波数となるように形成されている。誘電体同軸共振器２４ａはキャパシタンス素子２６ａ，２６ｂを介して、中心導体２２ａ、２２ｂにそれぞれ接続しており、誘電体同軸共振器２４ｂはキャパシタンス素子２６ｃ，２６ｄを介し中心導体２２ｂ，２２ｃにそれぞれ接続しており、誘電体同軸共振器２４ｃはキャパシタンス素子２６ｅ，２６ｆを介して中心導体２２ｃ，２２ｄにそれぞれ接続しており、誘電体同軸共振器２４ｄはキャパシタンス素子２６ｇ，２６ｈを介して中心導体２２ｄ，２２ｅにそれぞれ接続している。
【００８６】
このような構成とすることにより、並列四段型の帯域通過フィルタを構成することができる。
【００８７】
次に、図１７の（ｃ）に示す並列多段型帯域通過フィルタ２０は、ケース２９の対向する二側面に同軸コネクタ２１ａ，２１ｂが装着されている。このケース２９内に、同軸コネクタ２１ａ，２１ｂに、それぞれの中心導体２２ａ，２２ｆを介して接続した、伝送信号の１／２波長の電気長を有する誘電体同軸線路２３ａ，２３ｄを配置している。誘電体同軸線路２３ａ，２３ｃは、その共通の中心導体２２ｃを介して接続されており、誘電体同軸線路２３ｂ，２３ｄは、その共通の中心導体２２ｄを介して接続されている。誘電体同軸線路２３ｃの中心導体２２ｅはインダクタンス素子２５ａに接続して接地している。また、誘電体同軸線路２３ｂの中心導体２２ｂはインダクタンス素子２５ｂに接続して接地している。
【００８８】
誘電体同軸共振器２４ａ、２４ｂ，２４ｃ，２４ｄ、２４ｅはそれぞれ伝送信号の略１／２波長の電気長を有しており、それぞれ近接する共振周波数となるように形成されている。誘電体同軸共振器２４ａはキャパシタンス素子２６ａ，２６ｂを介して、中心導体２２ａ、２２ｂにそれぞれ接続しており、誘電体同軸共振器２４ｂはキャパシタンス素子２６ｃ，２６ｄを介し中心導体２２ｂ，２２ｃにそれぞれ接続している。また、誘電体同軸共振器２４ｃはキャパシタンス素子２６ｅ，２６ｆを介して中心導体２２ｃ，２２ｄにそれぞれ接続しており、誘電体同軸共振器２４ｄはキャパシタンス素子２６ｇ，２６ｈを介して中心導体２２ｄ，２２ｅにそれぞれ接続している。さらに、誘電体同軸共振器２４ｅはキャパシタンス素子２６ｉ，２６ｊを介して中心導体２２ｅ，２２ｆにそれぞれ接続している。
【００８９】
このような構成とすることにより、並列五段型の帯域通過フィルタを構成することができる。
【００９０】
また、前述の並列多段型帯域通過フィルタを複数備えることにより、複合フィルタ素子の構成することができる。すなわち、各帯域通過フィルタの一方の入出力端子（入力端子、出力端子）を共用端子とすることにより、容易に複数のフィルタからなる複合フィルタ素子を構成することができる。例えば、二つのフィルタを用いることによりデュプレクサを構成することができ、三つのフィルタを用いることによりトリプレクサを構成することができる。
【００９１】
なお、前述の各実施形態において、入力端子と出力端子とを入れ換えても、同様の効果を得ることができる。
【００９２】
次に、第５の実施形態に係る増幅器について、図２０を参照して説明する。
【００９３】
図２０はフィードフォワード増幅器による歪み補償型増幅器のブロック図である。ここで、分配器１０１は入力信号を分配する。増幅器１０２は、分配器１０１により分配された信号を増幅し、分配器１０３へ出力する。群遅延平坦回路１０６は、分配器１０１により分配された信号を遅延して合成器１０７へ与える。分配器１０３は、増幅器１０２からの出力信号を分配する。合成器１０７は、分配器１０３からの信号と群遅延平坦回路１０６からの信号とを合成し、増幅器１０８へ出力する。増幅器１０８は、これを増幅し、合成器１０５へ与える。群遅延平坦回路１０４は、分配器１０３からの信号を遅延して、合成器１０５へ与える。合成器１０５は、この群遅延平坦回路１０４からの信号と増幅器１０８からの信号を合成して出力する。
【００９４】
分配器１０１、増幅器１０２、分配器１０３、合成器１０７、および群遅延平坦回路１０６は歪み検出ループを構成している。すなわち、分配器１０３から合成器１０７へ与えられる信号と、群遅延平坦回路１０６から合成器１０７へ与えられる信号の合成結果は、増幅器１０２により発生された歪み成分に比例した信号に相当する。分配器１０３、群遅延平坦回路１０４、合成器１０５、合成器１０７、および増幅器１０８は歪み抑圧ループを構成している。すなわち、合成器１０７から出力される歪み成分を増幅器１０８が増幅し、歪み抑圧信号として合成器１０５へ与える。これにより増幅器１０２の非線形歪み成分を相殺する。ここで、群遅延平坦回路１０６は、増幅器１０２の信号経路と同じ遅延時間で合成器１０７へ信号が入力されるように、その遅延時間を定めておく。同様に、群遅延平坦回路１０４は、合成器１０５によって歪み抑圧信号が逆位相で合成されるように、その遅延時間を定めておく。
【００９５】
このような増幅器の群遅延平坦回路に前述の並列多段型帯域通過フィルタを用いることができる。このようにして簡素な構造で群遅延特性や減衰特性に優れた増幅器を安価に構成することができる。
【００９６】
次に、第６の実施形態に係る基地局用通信装置について説明する。
【００９７】
図２１は通信装置のブロック図である。複数の送信機２０１ａ〜２０１ｎから伝送される無線チャンネル信号は、電力合成器２０２において電力合成されるが、電力合成された信号にはさまざまな歪みが重畳されている。歪み補償型増幅器２０３は、この電力合成信号を入力して歪みを検出し、歪みのみを除去して、デュプレクサＤＰＸ２０４に出力する。デュプレクサＤＰＸ２０４は送信帯域の信号のみを通過し、アンテナ２０５を介して外部に出力する。デュプレクサ２０４は、アンテナ２０５で受信した信号のうち受信帯域の信号のみを受信機２０６に出力する。
【００９８】
この通信装置の歪み補償型増幅器に、前述の並列多段型帯域通過フィルタまたは増幅器を用いることができ、容易な構造で、通信特性に優れる通信装置を安価に構成することができる。
【００９９】
【発明の効果】
この発明によれば、入力端子側から（２ｎ−１）番目の共振器の入力端子側ポートと、（２ｎ）番目の共振器の入力端子側ポートとの間に、伝送信号の略１／２波長の電気長を有する伝送線路を挿入し、入力端子側から（２ｎ）番目の共振器の出力端子側ポートと、（２ｎ＋１）番目の共振器の出力端子側ポートとの間とに、同様に伝送信号の略１／２波長の電気長を有する伝送線路を挿入することにより、並列多段型帯域通過フィルタを簡素な構造で容易に構成することができる。
【０１００】
また、この発明によれば、簡素な構造で構成することにより、挿入損失を低減できる。
【０１０１】
また、この発明によれば、伝送線路の両端のポートと接地電極との間に、リアクタンス素子を少なくとも一つ接続することにより、並列多段型帯域通過フィルタの入力端子と出力端子との間の透過位相を容易に調整することができる。
【０１０２】
また、この発明によれば、共振器の励振素子にリアクタンス素子をそれぞれ直列接続することにより、並列多段型帯域通過フィルタにおける共振器と伝送線路との整合を容易に行うことができる。
【０１０３】
また、この発明によれば、伝送線路を誘電体同軸線路にすることにより、低損失の並列多段型帯域通過フィルタを構成することができる。
【０１０４】
また、この発明によれば、伝送線路をマイクロストリップ線路にすることにより、小型の並列多段型帯域通過フィルタを安価に構成することができる。
【０１０５】
また、この発明によれば、伝送線路をインダクタンス素子とキャパシタンス素子とからなる集中定数線路にすることにより、小型の並列多段型帯域通過フィルタを構成することができる。
【０１０６】
また、この発明によれば、共振器を誘電体同軸共振器することにより、共振器の構造を簡素化でき、小型の並列多段型帯域通過フィルタを構成することができる。
【０１０７】
また、この発明によれば、共振器をマイクロストリップ共振器にすることにより、簡素な構造の並列多段型帯域通過フィルタを安価に構成することができる。
【０１０８】
また、この発明によれば、前記並列多段型帯域通過フィルタを複数備えることにより、簡素な構造で小型の複合フィルタ素子を安価で容易に構成することができる。
【０１０９】
また、この発明によれば、前記並列多段型帯域通過フィルタを備えることにより、簡素な構造の増幅器を安価で容易に構成することができる。
【０１１０】
また、この発明によれば、前記並列多段型帯域通過フィルタ、複合フィルタ素子、および増幅器を備えることにより、通信装置を安価に構成することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施形態に係る共振器数が奇数の場合の並列多段型帯域通過フィルタの等価回路図
【図２】第１の実施形態に係る共振器数が偶数の場合の並列多段型帯域通過フィルタの等価回路図
【図３】並列多段型帯域通過フィルタの出力端子付近の等価回路図
【図４】並列多段型帯域通過フィルタの等価回路図
【図５】並列四段型帯域通過フィルタの等価回路図
【図６】並列五段型帯域通過フィルタの等価回路図
【図７】並列六段型帯域通過フィルタの等価回路図
【図８】図４に示した並列多段型帯域通過フィルタの入力端子、出力端子間の所定位置での位相関係を示した図
【図９】並列三段帯域通過フィルタ、並列四段帯域通過フィルタ、並列五段帯域通過フィルタの構造概略図
【図１０】第２の実施形態に係る並列多段型帯域通過フィルタの等価回路図
【図１１】第２の実施形態に係る並列多段型帯域通過フィルタの等価回路図
【図１２】第２の実施形態に係る並列多段型帯域通過フィルタの等価回路図
【図１３】第２の実施形態に係る並列多段型帯域通過フィルタの等価回路図
【図１４】第３の実施形態に係る並列多段型帯域通過フィルタの等価回路図
【図１５】第４の実施形態に係る並列多段型帯域通過フィルタの等価回路図
【図１６】第４の実施形態に係る並列多段型帯域通過フィルタの等価回路図
【図１７】並列三段、四段、五段型帯域通過フィルタの構造概略図
【図１８】並列三段型帯域通過フィルタの周波数特性図
【図１９】図１８に示した並列三段型帯域通過フィルタの群遅延特性図
【図２０】第５の実施形態に係る増幅器の図
【図２１】第６の実施形態に係る通信装置の図
【図２２】従来の並列多段型帯域通過フィルタの等価回路図
【図２３】従来の他の並列多段型帯域通過フィルタの等価回路図
【符号の説明】
１−入力端子
２−出力端子
１０，２０−並列多段型帯域通過フィルタ
１１ａ，１１ｂ，２１ａ，２１ｂ−同軸コネクタ
１２ａ〜１２ｅ−マイクロストリップ共振器
１３ａ，１３ｂ，１４ａ，１４ｂ，１５ａ，１５ｂ−スロット線路
２２ａ〜２２ｆ−中心導体
２３ａ〜２３ｄ−誘電体同軸線路
２４ａ〜２４ｅ−誘電体同軸共振器
２５ａ，２５ｂ−インダクタンス素子
２６ａ〜２６ｊ−キャパシタンス素子
２９−ケース
１０１，１０３−分配器
１０２，１０８−増幅器
１０４，１０６−群遅延平坦回路
１０５，１０７−合成器
２０１ａ〜２０１ｎ−送信機
２０２−電力合成器
２０３−歪み補償型増幅器
２０４−デュプレクサＤＰＸ
２０５−アンテナ
２０６−受信機
Ｆ１〜Ｆｍ，Ｆｎ−共振器
ＴＬ，ＴＬａ−伝送線路
【発明の属する技術分野】
この発明は、移動体通信システムの移動体通信基地局等に用いられる送受信用の帯域通過フィルタに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、携帯電話等の移動体通信システムにおいては、使用者数の増大や使用エリアの拡大等のため、多くの基地局が必要となってきており、この基地局で使用する送信共用装置の小型化、低損失化、および低コスト化が要求されている。
【０００３】
基地局で使用される送信共用装置に用いるフィルタは、必要な周波数帯域のみを通過する帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）で構成されている。
【０００４】
このような帯域通過フィルタにおいて、広い通過帯域を確保する方法として、近接した共振周波数を有する共振器を直列接続して、共振周波数帯域を広げる方法がある。しかし、複数の共振器を直列接続した場合には、各共振器の固有モードが各周波数成分を分担するため、各共振周波数における群遅延特性を任意に設定することができない。このため、通過帯域の全般において、平坦な群遅延特性を得ることができない。
【０００５】
この課題を解決する帯域通過フィルタとして、図２２に示すような複数の共振器を並列接続した多段型の構造が考案されている。
図２２は従来の並列多段型帯域通過フィルタの等価回路図であり、１は入力端子、２は出力端子であり、Ｆ１〜Ｆｍは共振器、ＴＬは位相調整用の伝送線路である。この例では、共振器数が偶数の場合の回路を示している。
図２２に示す並列多段型帯域通過フィルタは、互いに近接する共振周波数を有する共振器Ｆ１〜Ｆｍを入力端子１と出力端子２との間に並列接続しており、入力端子側から偶数番目の共振器における出力端子側のポートに伝送信号の略１／２波長の電気長を有する位相調整回路（伝送線路）を接続している。
【０００６】
しかし、図２２に示すように、複数の共振器をそれぞれ入力端子側、出力端子側ともに、それぞれ一点で接続することは、実際の回路形成上、非常に困難なことである。
【０００７】
この問題を解決する発明が、特開平３−７２７０１号公報に開示されている。
【０００８】
この発明に示された代表的な並列多段型帯域通過フィルタを図２３に示す。 図２３は従来の並列三段型帯域通過フィルタの等価回路図であり、１は入力端子、２は出力端子、Ｆ１〜Ｆ３はそれぞれに近接する共振周波数を有する共振器、ＴＬは伝送線路を示している。
【０００９】
図２３に示すように、それぞれ互いに近接する共振周波数を有する複数の共振器Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を、伝送信号の入力端子１と出力端子２との間に並列に接続している。また、各共振器Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３の入力端子側ポートと入力端子１との間に、それぞれ伝送信号の略１／２波長の電気長を有する伝送線路ＴＬを挿入しており、共振器２の出力端子側ポートにも、伝送信号の略１／２波長の電気長を有する伝送線路ＴＬを直列接続している。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
このような従来の並列多段型帯域通過フィルタにおいては、次に述べる解決すべき課題があった。
従来の並列多段型帯域通過フィルタは、実際に各共振器を並列接続する場合に、損失を抑制するために、共振器に接続する伝送線路の位相や特性インピーダンスを調整してから接続しなければならなかった。このため、調整によりコストが増加するとともに、必ず調整された伝送線路を共振器の両入出力ポートに接続しなければいけないため、部品点数が増加してしまう。
【００１１】
また、隣り合う共振器同士は位相を反転しなければならない。共振器内の励振素子で反転を行えない場合には、各共振器の両端のポートに伝送信号の１／２波長の奇数倍の電気長を有する伝送線路等の位相反転素子を接続して位相を反転しなければならず、共振器の構造が複雑になるとともに、部品点数が増加してしまう。
【００１２】
また、部品点数が多いため、多段化していくと共振器や伝送線路の配置が複雑になり、フィルタの形成が難しくなってしまう。
【００１３】
また、部品点数が多いため、多段化していくと伝送線路の損失によって、フィルタの挿入損失を増加させてしまう。
【００１４】
この発明の目的は、部品点数が少なく、容易に形成することができる並列多段型帯域通過フィルタを構成することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
この発明は、入力端子側から（２ｎ−１）番目の共振器の入力端子側ポートと、（２ｎ）番目の共振器の入力端子側ポートとの間に、伝送信号の略１／２波長の電気長を有する伝送線路を挿入し、入力端子側から（２ｎ）番目の共振器の出力端子側ポートと、（２ｎ＋１）番目の共振器の出力端子側ポートとの間とに、同様に伝送信号の略１／２波長の電気長を有する伝送線路を挿入して並列多段型帯域通過フィルタを構成したことを特徴とする。
【００１６】
また、この発明は、出力端子側から（２ｎ−１）番目の共振器の出力端子側ポートと、（２ｎ）番目の共振器の出力端子側ポートとの間に、伝送信号の略１／２波長の電気長を有する伝送線路を挿入し、出力端子側から（２ｎ）番目の共振器の入力端子側ポートと、（２ｎ＋１）番目の共振器の入力端子側ポートとの間とに、同様に伝送信号の略１／２波長の電気長を有する伝送線路を挿入して並列多段型帯域通過フィルタを構成したことを特徴とする。
【００１７】
また、この発明は、伝送線路の両端のポートと接地電極との間に、リアクタンス素子を少なくとも一つ接続して並列多段型帯域通過フィルタを構成することを特徴とする。
【００１８】
また、この発明は、共振器の励振素子にリアクタンス素子をそれぞれ直列接続して並列多段型帯域通過フィルタを構成することを特徴とする。
【００１９】
また、この発明は、伝送線路を誘電体同軸線路にして並列多段型帯域通過フィルタを構成することを特徴とする。
【００２０】
また、この発明は、伝送線路をマイクロストリップ線路にして並列多段型帯域通過フィルタを構成することを特徴とする。
【００２１】
また、この発明は、伝送線路をインダクタンス素子とキャパシタンス素子とからなる集中定数線路にして並列多段型帯域通過フィルタを構成することを特徴とする。
【００２２】
また、この発明は、共振器を誘電体同軸共振器にして並列多段型帯域通過フィルタを構成することを特徴とする。
【００２３】
また、この発明は、共振器をマイクロストリップ共振器にして並列多段型帯域通過フィルタを構成することを特徴とする。
【００２４】
また、この発明は、前記並列多段型帯域通過フィルタを複数備えて複合フィルタ素子を構成することを特徴とする。
【００２５】
また、この発明は、前記並列多段型帯域通過フィルタを備えて増幅器を構成することを特徴とする。
【００２６】
また、この発明は、前記並列多段型帯域通過フィルタ、複合フィルタ素子、および増幅器を備えて通信装置を構成することを特徴とする。
【００２７】
【発明の実施の形態】
第１の実施形態に係る並列多段型帯域通過フィルタの構成について、図１〜図８を参照して説明する。
図１は共振器数が奇数の場合の並列多段型帯域通過フィルタの等価回路図であり、図２は共振器数が偶数の場合の並列多段型帯域通過フィルタの等価回路図である。
【００２８】
また、図３は出力端子付近の等価回路図であり、ｋを自然数として、（ａ）は共振器数が４ｋ＋１，４ｋ＋２の場合、（ｂ）は共振器数が４ｋ−１，４ｋの場合を示している。
【００２９】
図１、図２、図３において、１は入力端子、２は出力端子、Ｆ１〜Ｆｎは共振器、ＴＬ，ＴＬａは伝送信号の１／２波長の電気長を有する伝送線路である。
【００３０】
図１、図２に示すように、入力端子１と出力端子２との間には、互いに近接する共振周波数を有する複数の共振器Ｆ１〜Ｆｎが伝送線路ＴＬを介して並列に接続されている。
【００３１】
ここで、ｋおよびｎは自然数として、以下説明する。
【００３２】
共振器Ｆ１〜Ｆｎを順に配置したとき、入力端子１からみて、奇数（２ｎ−１）番目の共振器の入力端子側のポートと偶数（２ｎ）番目の共振器のそれぞれの入力端子側のポート間には、伝送信号の略１／２波長（λ／２）の電気長を有する伝送線路ＴＬがそれぞれ接続されている。また、入力端子１からみて、偶数（２ｎ）番目の共振器の出力端子側のポートと奇数（２ｎ＋１）番目の共振器の出力端子側のポートとの間にも、略λ／２の電気長を有する伝送線路ＴＬが接続されている。
【００３３】
また、出力端子２からみて１番目の共振器Ｆｎと出力端子２との間に、入力端子１と出力端子２との間の透過位相を調整するλ／２の電気長を有する伝送線路ＴＬａが挿入されている。（以下、略λ／２の電気長を有する伝送線路を「λ／２伝送線路」という。）
このＴＬａは、図３に示すように、共振器数が４ｋ−１，４ｋ個の場合のみ挿入される。共振器数が２，４ｋ＋１，４ｋ＋２個の場合にはλ／２伝送線路を二つ直列接続するのと同等となるため、挿入しない場合と同じ透過位相となり、挿入しないものと置き換えることができるからである。
【００３４】
次に、三段の共振器を用いた並列型帯域通過フィルタについて、図４〜図８を用いて説明する。
図４の（ａ）は、本実施形態の帯域通過フィルタの等価回路図であり、（ｂ）は図２２に示した従来の帯域通過フィルタの等価回路図を書き換えた図であり、（ｃ）は図２３に示した従来の帯域通過フィルタの等価回路図を書き換えた図である。
図４において、１は入力端子、２は出力端子、Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３は共振器であり、λは伝送信号の波長である。
【００３５】
図４の（ａ）に示すように、入力端子１と出力端子２との間には、互いに近接する共振周波数を有する共振器Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３が並列に接続されている。
共振器Ｆ１の入力端子側ポート１０１と共振器Ｆ２の入力端子側ポート１０２との間には、λ／２伝送線路が接続されており、共振器Ｆ２の出力端子側ポート２０２と共振器Ｆ３の出力端子側ポート２０３との間にも、λ／２伝送線路が接続されている。また、共振器Ｆ３の出力端子側ポート２０３と出力端子２との間にも、λ／２の電気長を有する透過位相調整用の伝送線路が挿入されている。
【００３６】
図４の（ｂ）に示す帯域通過フィルタは、入力端子１と出力端子２との間に、共振器Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を並列接続し、共振器Ｆ２の出力端子側にλ／２伝送線路を直列接続している。
【００３７】
図４の（ｃ）に示す帯域通過フィルタは、入力端子１と出力端子２との間に、共振器Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を並列接続し、各共振器の両ポート間の全てにλ／２伝送線路を接続し、共振器Ｆ２の出力端子側にλ／２伝送線路を直列接続している。
【００３８】
これら、三種の帯域通過フィルタの特定位置間の位相の関係を図８に示す。
【００３９】
図８の（ａ）〜（ｃ）はそれぞれ図４の（ａ）〜（ｃ）に示した帯域通過フィルタの共振器Ｆ１の入力端子側ポートと共振器Ｆ２の出力端子側ポートとの間と、共振器Ｆ２の入力端子側ポートと共振器Ｆ３の出力端子側ポートとの間の位相関係を示している。また、（ｄ）〜（ｆ）はそれぞれ図４の（ａ）〜（ｃ）に示した帯域通過フィルタの共振器Ｆ１の入力端子側ポートと共振器Ｆ３の出力端子側ポートとの間の位相関係を示している。
【００４０】
図８から分かるように、それぞれの帯域通過フィルタにおいて、どの伝送経路をとっても位相関係が同じになるため、本実施形態に示した等価回路からなる帯域通過フィルタを用いることにより、簡素な構造でありながら、従来の並列多段型帯域通過フィルタと同様の、広い通過帯域で群遅延特性に優れる帯域通過フィルタを構成することができる。また、簡素な構造を採用することができるため、部品間の接続点が減り、伝送損失を低減することができる。
【００４１】
図４の（ｂ）に示した帯域通過フィルタは、実際には１０１’，１０２’，１０３’が一点に集中しているため、回路形成が難しいが、図４の（ａ）に示した帯域通過フィルタは、１０１，１０２，１０３を一点に集中させずに回路形成できるため、容易に形成することができる。
【００４２】
また、図４の（ｃ）に示した帯域通過フィルタは、λ／２伝送線路を多用するため回路構成が複雑になってしまうが、図４の（ａ）に示した帯域通過フィルタは、λ／２伝送線路の数が少ないため容易に回路構成することができる。
【００４３】
なお、四段、五段、六段の共振器からなる帯域通過フィルタの等価回路を図５、図６、図７に示す。
【００４４】
図５〜図７において、１は入力端子、２は出力端子、Ｆ１〜Ｆ６は互いに近接する共振周波数を有する共振器である。
【００４５】
図５〜図７において、（ａ）は本実施形態の回路構成を用いた帯域通過フィルタを示し、（ｂ）は図２２に示した従来の回路構成を用いた帯域通過フィルタを示している。
【００４６】
これらの構成を用いても、図４の場合と同様に、従来の回路構成と本実施形態の回路構成とで、位相関係が変わらないため、簡素な構造で容易に形成することができる並列多段型帯域通過フィルタを構成することができる。
【００４７】
次に、これら並列多段型帯域通過フィルタの構造の一例について、図９を参照して説明する。
【００４８】
図９の（ａ）は並列三段帯域通過フィルタ、（ｂ）は並列四段帯域通過フィルタ、（ｃ）は並列五段帯域通過フィルタの構造概略図である。
【００４９】
図９において、１０は帯域通過フィルタ、１１は同軸コネクタ、１２ａ〜１２ｅはマイクロストリップ共振器、１３ａ，１３ｂ，１４ａ，１４ｂ，１５ａ，１５ｂはストリップ線路である。
図９の（ａ）に示すように、ケースの対向する二面に同軸コネクタ１１が装着されている。このケース内に、この同軸コネクタにそれぞれ接続する、伝送信号の１／２波長の電気長を有するストリップ線路１３ａ，１３ｂが配置されており、伝送信号の１／２波長の電気長を有するマイクロストリップ共振器１２ａ，１２ｂ，１２ｃがストリップ同軸線路１３ａ，１３ｂ間に配置されている。
【００５０】
マイクロストリップ共振器１２ａ，１２ｂ，１２ｃはそれぞれ互いに近接する共振周波数を有するように形成されている。
【００５１】
マイクロストリップ共振器１２ａのストリップ線路１３ａ側の端部は、ストリップ線路１３ａのコネクタ１１側端部に接続しており、マイクロストリップ共振器１２ｃのストリップ線路１３ｂ側の端部は、ストリップ線路１３ｂのコネクタ１１側端部に接続している。また、マイクロストリップ共振器１２ａとマイクロストリップ共振器１２ｂとのストリップ線路１３ｂ側の端部は、ストリップ線路１３ｂのコネクタ１１側端部とは反対の端部に接続しいる。さらに、マイクロストリップ共振器１２ｂとマイクロストリップ共振器１２ｃとのストリップ線路１３ａ側の端部は、ストリップ線路１３ａのコネクタ１１側端部とは反対の端部に接続している。
【００５２】
このような構造とすることにより、図４の（ａ）に示した等価回路における共振器Ｆ３と出力端子２との間に挿入されたλ／２伝送線路を除くものに相当する帯域通過フィルタ１０を構成することができる。なお、前記λ／２伝送線路は、このフィルタが接続する後段の回路に位相調整手段が備えられていることにより、省略することができる。
【００５３】
また、ストリップ線路で伝送線路と共振器を形成しているため、容易な構造で小型の並列多段型帯域通過フィルタを安価に構成することができる。
【００５４】
図９の（ｂ）に示す並列四段帯域通過フィルタは、マイクロストリップ共振器１２ａ〜１２ｄをλ／２共振器とし、ストリップ線路１４ｂをλ／２の電気長を有する長さで形成し、ストリップ線路１４ａをλの電気長を有する長さで形成している。
【００５５】
マイクロストリップ共振器１２ａ〜１２ｄは、それぞれ近接する共振周波数を有するように形成されており、ストリップ線路１４ａ、１４ｂ間に配置されている。
【００５６】
マイクロストリップ共振器１２ａのストリップ線路１４ａ側の端部は、ストリップ線路１４ａのコネクタ１１側端部に接続している。また、マイクロストリップ共振器１２ｃとマイクロストリップ共振器１２ｄとのストリップ線路１４ｂ側の端部は、ストリップ線路１４ｂのコネクタ１１側端部に接続している。
【００５７】
マイクロストリップ共振器１２ａとマイクロストリップ共振器１２ｂとのストリップ線路１４ｂ側の端部は、ストリップ線路１４ｂのコネクタ１１側端部とは反対の端部に接続している。また、マイクロストリップ共振器１２ｂとマイクロストリップ共振器１２ｃとのストリップ線路１４ａ側の端部は、ストリップ線路１４ａの中点部に接続している。また、マイクロストリップ共振器１２ｄのストリップ線路１４ａ側の端部は、ストリップ線路１４ａのコネクタ１１側端部とは反対の端部に接続している。ここで、ストリップ線路１４ａはλの電気長を有する伝送線路であり、その中点でマイクロストリップ共振器１２ｂ，１２ｃが接続している。これにより、マイクロストリップ共振器１２ａとマイクロストリップ共振器１２ｂとの端部間をλ／２伝送線路で接続し、マイクロストリップ共振器１２ｃとマイクロストリップ共振器１２ｄとの端部間をλ／２伝送線路で接続している。
【００５８】
このようにして、図４の（ｂ）に示した等価回路に相当する帯域通過フィルタ１０を構成することができる。
【００５９】
図９の（ｃ）に示す並列五段帯域通過フィルタは、マイクロストリップ共振器１２ａ〜１２ｅをλ／２共振器とし、ストリップ線路１５ａ，１５ｂをλの電気長を有する長さで形成している。
【００６０】
マイクロストリップ共振器１２ａ〜１２ｅは、それぞれ近接する共振周波数を有するように形成されており、ストリップ線路１５ａ、１５ｂ間に配置されている。
【００６１】
マイクロストリップ共振器１２ａのストリップ線路１５ａ側の端部は、ストリップ線路１５ａのコネクタ１１側端部に接続しており、マイクロストリップ共振器１２ｅのストリップ線路１５ｂ側の端部は、ストリップ線路１５ｂのコネクタ１１側端部に接続している。
【００６２】
マイクロストリップ共振器１２ａとマイクロストリップ共振器１２ｂとのストリップ線路１５ｂ側の端部は、ストリップ線路１５ｂのコネクタ１１側端部と反対の端部に接続している。また、マイクロストリップ共振器１２ｂとマイクロストリップ共振器１２ｃとのストリップ線路１５ａ側の端部は、ストリップ線路１５ａの中点部に接続している。また、マイクロストリップ共振器１２ｃとマイクロストリップ共振器１２ｄのストリップ線路１５ｂ側の端部は、ストリップ線路１５ｂの中点部に接続している。さらに、マイクロストリップ共振器１２ｄとマイクロストリップ共振器１２ｅのストリップ線路１５ａ側の端部は、ストリップ線路１５ａのコネクタ１１側端部と反対の端部に接続している。ここで、ストリップ線路１５ａはλの電気長を有する伝送線路であり、その中点でマイクロストリップ共振器１２ｂ，１２ｃが接続している。これにより、マイクロストリップ共振器１２ａとマイクロストリップ共振器１２ｂとの端部間をλ／２伝送線路で接続し、マイクロストリップ共振器１２ｃとマイクロストリップ共振器１２ｄとの端部間をλ／２伝送線路で接続している。同様に、ストリップ線路１５ｂもλの電気長を有する伝送線路であり、その中点でマイクロストリップ共振器１２ｃ，１２ｄが接続している。これにより、マイクロストリップ共振器１２ｂとマイクロストリップ共振器１２ｃとの端部間をλ／２伝送線路で接続し、マイクロストリップ共振器１２ｄとマイクロストリップ共振器１２ｅとの端部間をλ／２伝送線路で接続している。
【００６３】
このようにして、図４の（ｃ）に示した等価回路に相当する帯域通過フィルタ１０を構成することができる。
【００６４】
次に、第２の実施形態に係る並列多段型帯域通過フィルタについて、図１０〜図１３を参照して説明する。
【００６５】
図１０〜図１３は、並列多段型帯域通過フィルタの等価回路図であり、それぞれ、図１に示した並列多段型帯域通過フィルタにインダクタンス素子またはキャパシタンス素子が接続されたものである。
【００６６】
図１０〜図１３において、１は入力端子、２は出力端子、Ｆ１〜Ｆｎは共振器、ＴＬ，ＴＬａは伝送信号の１／２波長の電気長を有する伝送線路であり、Ｌはインダクタンス素子、Ｃはキャパシタンス素子である。
【００６７】
図１０に示す帯域通過フィルタは、入力端子からみて奇数番目の共振器の入力端子側ポートと接地との間にインダクタンス素子Ｌを接続している。また、入力端子からみて奇数番目の共振器の出力端子側ポートと接地との間にインダクタンス素子Ｌを接続している。他の構成は図１に示した帯域通過フィルタと同じである。
【００６８】
図１１に示す帯域通過フィルタは、図１０に示した帯域通過フィルタのインダクタンス素子Ｌをキャパシタンス素子Ｃに置き換えた回路である。
【００６９】
図１２に示す帯域通過フィルタは、入力端子からみて一番目の共振器の出力端子側ポートと接地との間にインダクタンス素子Ｌを接続し、出力端子からみて一番目の共振器の入力端子側ポートと接地との間に、インダクタンス素子Ｌを接続している。他の構成は図１に示した帯域通過フィルタと同じである。
【００７０】
図１３に示す帯域通過フィルタは、図１２に示した帯域通過フィルタのインダクタンス素子Ｌをキャパシタンス素子Ｃに置き換えた回路である。
【００７１】
このように、インダクタンス素子Ｌまたはキャパシタンス素子Ｃを備えることにより、それぞれの共振器間の位相調整を容易に行うことができる。
【００７２】
次に、第３の実施形態に係る並列多段型帯域通過フィルタの構成について、図１４を参照して説明する。
図１４は並列多段型帯域通過フィルタの等価回路図である。
図１４において、１は入力端子、２は出力端子、Ｆ１〜Ｆｎは共振器、Ｌはインダクタンス素子、Ｃはキャパシタンス素子である。
【００７３】
図１４に示す等価回路からなる帯域通過フィルタは、図１に示した帯域通過フィルタの伝送線路ＴＬを、共振器間に接続する集中定数インダクタンス素子Ｌと、このインダクタンス素子Ｌの一端と接地との間に接続するキャパシタンス素子Ｃとからなる集中定数回路に置き換えたものであり、他の構成は図１に示した帯域通過フィルタと同じである。
【００７４】
このように、伝送線路に集中定数素子を用いた集中定数線路で形成することができる。
【００７５】
次に、第４の実施形態に係る並列多段型帯域通過フィルタの構成について、図１５，図１６を参照して説明する。
図１５、図１６は並列多段型帯域通過フィルタの等価回路図であり、図１５は共振器の励振部にインダクタンス素子を用いたもの、図１６は共振器の励振部にキャパシタンス素子を用いたものである。
【００７６】
図１５に示す帯域通過フィルタは共振器の励振部、すなわち、共振器と伝送線路との接続部にインダクタンス素子を用いたものであり、他の構成は図１に示した帯域通過フィルタと同じである。
同様に、図１６に示す帯域通過フィルタは共振器の励振部にキャパシタンス素子を用いたものであり、他の構成は図１に示した帯域通過フィルタと同じである。
このような構成とすることにより、共振器と伝送線路との整合を容易に行うことができる。
【００７７】
次に、これら並列多段型帯域通過フィルタの構造の一例について、図１７を参照して説明する。以下に説明する構成は、図１６に示した等価回路と、図１２に示した等価回路とを同時に満たすものである。すなわち、共振器の励振部にキャパシタンス素子を用い、入力端子からみて一番目の共振器の出力端子側ポートと、出力端子からみて一番目の共振器の入力端子側ポートとのそれぞれに、接地に接続するインダクタンス素子Ｌを備えたものである。
【００７８】
図１７の（ａ）は三段、（ｂ）は四段、（ｃ）は五段の並列多段型帯域通過フィルタの構成を示す。
図１７において、２０は並列多段型帯域通過フィルタ、２１ａ，２１ｂは同軸コネクタ、２２ａ〜２２ｆは中心導体、２３ａ〜２３ｄは誘電体同軸線路、２４ａ〜２４ｅは誘電体同軸共振器、２５ａ，２５ｂはインダクタンス素子、２６ａ〜２６ｊはキャパシタンス素子、２９はケースである。
【００７９】
図１７の（ａ）に示すように、ケース２９の対向する両面には、同軸コネクタ２１ａ，２１ｂが装着されている。このケース２９内に、同軸コネクタ２１ａ，２１ｂに、それぞれの中心導体２２ａ，２２ｄを介して接続した、伝送信号の１／２波長の電気長を有する誘電体同軸線路２３ａ，２３ｂを配置している。誘電体同軸線路２３ａ，２３ｂの中心導体２２ｂ，２２ｃはそれぞれインダクタンス素子２５ａ，２５ｂを介して接地している。
【００８０】
誘電体同軸共振器２４ａ、２４ｂ，２４ｃはそれぞれ伝送信号の略１／２波長の電気長を有しており、それぞれ近接する共振周波数となるように形成されている。誘電体同軸共振器２４ａはキャパシタンス素子２６ａ，２６ｂを介して、中心導体２２ａ、２２ｂにそれぞれ接続しており、誘電体同軸共振器２４ｂはキャパシタンス素子２６ｃ，２６ｄを介し中心導体２２ｂ，２２ｃにそれぞれ接続している。また、誘電体同軸共振器２４ｃはキャパシタンス素子２６ｅ，２６ｆを介して中心導体２２ｃ，２２ｄにそれぞれ接続している。
【００８１】
このような構成とすることにより、並列三段型の帯域通過フィルタを構成することができる。その周波数特性を図１８に、群遅延特性を図１９に示す。
【００８２】
図１８に示すように、略２．０８〜２．１８ＧＨｚの周波数帯域に通過帯域を有する帯域通過フィルタを構成することができる。また、このときの通過帯域内の群遅延特性は図１９に示すようにほぼ平坦な特性である。
【００８３】
また、誘電体同軸線路と誘電体共振器とを用いていることにより、低損失の伝送線路と、小型の共振器で、構造が容易な並列多段型帯域通過フィルタを構成することができる。
【００８４】
次に、図１７の（ｂ）に示す並列多段型帯域通過フィルタ２０は、ケース２９の対向しない二側面に同軸コネクタ２１ａ，２１ｂが装着されている。このケース２９内に、同軸コネクタ２１ａ，２１ｂに、それぞれの中心導体２２ａ，２２ｄを介して接続した、伝送信号の１／２波長の電気長を有する誘電体同軸線路２３ａ，２３ｂを配置している。誘電体同軸線路２３ａ，２３ｃは、その共通の中心導体２２ｃを介して接続されている。誘電体同軸線路２３ｃの中心導体２２ｅはインダクタンス素子２５に接続して接地している。誘電体同軸線路２３ｂの中心導体２２ｂはインダクタンス素子２５ｂに接続して接地している。
【００８５】
誘電体同軸共振器２４ａ、２４ｂ，２４ｃ，２４ｄはそれぞれ伝送信号の略１／２波長の電気長を有しており、それぞれ近接する共振周波数となるように形成されている。誘電体同軸共振器２４ａはキャパシタンス素子２６ａ，２６ｂを介して、中心導体２２ａ、２２ｂにそれぞれ接続しており、誘電体同軸共振器２４ｂはキャパシタンス素子２６ｃ，２６ｄを介し中心導体２２ｂ，２２ｃにそれぞれ接続しており、誘電体同軸共振器２４ｃはキャパシタンス素子２６ｅ，２６ｆを介して中心導体２２ｃ，２２ｄにそれぞれ接続しており、誘電体同軸共振器２４ｄはキャパシタンス素子２６ｇ，２６ｈを介して中心導体２２ｄ，２２ｅにそれぞれ接続している。
【００８６】
このような構成とすることにより、並列四段型の帯域通過フィルタを構成することができる。
【００８７】
次に、図１７の（ｃ）に示す並列多段型帯域通過フィルタ２０は、ケース２９の対向する二側面に同軸コネクタ２１ａ，２１ｂが装着されている。このケース２９内に、同軸コネクタ２１ａ，２１ｂに、それぞれの中心導体２２ａ，２２ｆを介して接続した、伝送信号の１／２波長の電気長を有する誘電体同軸線路２３ａ，２３ｄを配置している。誘電体同軸線路２３ａ，２３ｃは、その共通の中心導体２２ｃを介して接続されており、誘電体同軸線路２３ｂ，２３ｄは、その共通の中心導体２２ｄを介して接続されている。誘電体同軸線路２３ｃの中心導体２２ｅはインダクタンス素子２５ａに接続して接地している。また、誘電体同軸線路２３ｂの中心導体２２ｂはインダクタンス素子２５ｂに接続して接地している。
【００８８】
誘電体同軸共振器２４ａ、２４ｂ，２４ｃ，２４ｄ、２４ｅはそれぞれ伝送信号の略１／２波長の電気長を有しており、それぞれ近接する共振周波数となるように形成されている。誘電体同軸共振器２４ａはキャパシタンス素子２６ａ，２６ｂを介して、中心導体２２ａ、２２ｂにそれぞれ接続しており、誘電体同軸共振器２４ｂはキャパシタンス素子２６ｃ，２６ｄを介し中心導体２２ｂ，２２ｃにそれぞれ接続している。また、誘電体同軸共振器２４ｃはキャパシタンス素子２６ｅ，２６ｆを介して中心導体２２ｃ，２２ｄにそれぞれ接続しており、誘電体同軸共振器２４ｄはキャパシタンス素子２６ｇ，２６ｈを介して中心導体２２ｄ，２２ｅにそれぞれ接続している。さらに、誘電体同軸共振器２４ｅはキャパシタンス素子２６ｉ，２６ｊを介して中心導体２２ｅ，２２ｆにそれぞれ接続している。
【００８９】
このような構成とすることにより、並列五段型の帯域通過フィルタを構成することができる。
【００９０】
また、前述の並列多段型帯域通過フィルタを複数備えることにより、複合フィルタ素子の構成することができる。すなわち、各帯域通過フィルタの一方の入出力端子（入力端子、出力端子）を共用端子とすることにより、容易に複数のフィルタからなる複合フィルタ素子を構成することができる。例えば、二つのフィルタを用いることによりデュプレクサを構成することができ、三つのフィルタを用いることによりトリプレクサを構成することができる。
【００９１】
なお、前述の各実施形態において、入力端子と出力端子とを入れ換えても、同様の効果を得ることができる。
【００９２】
次に、第５の実施形態に係る増幅器について、図２０を参照して説明する。
【００９３】
図２０はフィードフォワード増幅器による歪み補償型増幅器のブロック図である。ここで、分配器１０１は入力信号を分配する。増幅器１０２は、分配器１０１により分配された信号を増幅し、分配器１０３へ出力する。群遅延平坦回路１０６は、分配器１０１により分配された信号を遅延して合成器１０７へ与える。分配器１０３は、増幅器１０２からの出力信号を分配する。合成器１０７は、分配器１０３からの信号と群遅延平坦回路１０６からの信号とを合成し、増幅器１０８へ出力する。増幅器１０８は、これを増幅し、合成器１０５へ与える。群遅延平坦回路１０４は、分配器１０３からの信号を遅延して、合成器１０５へ与える。合成器１０５は、この群遅延平坦回路１０４からの信号と増幅器１０８からの信号を合成して出力する。
【００９４】
分配器１０１、増幅器１０２、分配器１０３、合成器１０７、および群遅延平坦回路１０６は歪み検出ループを構成している。すなわち、分配器１０３から合成器１０７へ与えられる信号と、群遅延平坦回路１０６から合成器１０７へ与えられる信号の合成結果は、増幅器１０２により発生された歪み成分に比例した信号に相当する。分配器１０３、群遅延平坦回路１０４、合成器１０５、合成器１０７、および増幅器１０８は歪み抑圧ループを構成している。すなわち、合成器１０７から出力される歪み成分を増幅器１０８が増幅し、歪み抑圧信号として合成器１０５へ与える。これにより増幅器１０２の非線形歪み成分を相殺する。ここで、群遅延平坦回路１０６は、増幅器１０２の信号経路と同じ遅延時間で合成器１０７へ信号が入力されるように、その遅延時間を定めておく。同様に、群遅延平坦回路１０４は、合成器１０５によって歪み抑圧信号が逆位相で合成されるように、その遅延時間を定めておく。
【００９５】
このような増幅器の群遅延平坦回路に前述の並列多段型帯域通過フィルタを用いることができる。このようにして簡素な構造で群遅延特性や減衰特性に優れた増幅器を安価に構成することができる。
【００９６】
次に、第６の実施形態に係る基地局用通信装置について説明する。
【００９７】
図２１は通信装置のブロック図である。複数の送信機２０１ａ〜２０１ｎから伝送される無線チャンネル信号は、電力合成器２０２において電力合成されるが、電力合成された信号にはさまざまな歪みが重畳されている。歪み補償型増幅器２０３は、この電力合成信号を入力して歪みを検出し、歪みのみを除去して、デュプレクサＤＰＸ２０４に出力する。デュプレクサＤＰＸ２０４は送信帯域の信号のみを通過し、アンテナ２０５を介して外部に出力する。デュプレクサ２０４は、アンテナ２０５で受信した信号のうち受信帯域の信号のみを受信機２０６に出力する。
【００９８】
この通信装置の歪み補償型増幅器に、前述の並列多段型帯域通過フィルタまたは増幅器を用いることができ、容易な構造で、通信特性に優れる通信装置を安価に構成することができる。
【００９９】
【発明の効果】
この発明によれば、入力端子側から（２ｎ−１）番目の共振器の入力端子側ポートと、（２ｎ）番目の共振器の入力端子側ポートとの間に、伝送信号の略１／２波長の電気長を有する伝送線路を挿入し、入力端子側から（２ｎ）番目の共振器の出力端子側ポートと、（２ｎ＋１）番目の共振器の出力端子側ポートとの間とに、同様に伝送信号の略１／２波長の電気長を有する伝送線路を挿入することにより、並列多段型帯域通過フィルタを簡素な構造で容易に構成することができる。
【０１００】
また、この発明によれば、簡素な構造で構成することにより、挿入損失を低減できる。
【０１０１】
また、この発明によれば、伝送線路の両端のポートと接地電極との間に、リアクタンス素子を少なくとも一つ接続することにより、並列多段型帯域通過フィルタの入力端子と出力端子との間の透過位相を容易に調整することができる。
【０１０２】
また、この発明によれば、共振器の励振素子にリアクタンス素子をそれぞれ直列接続することにより、並列多段型帯域通過フィルタにおける共振器と伝送線路との整合を容易に行うことができる。
【０１０３】
また、この発明によれば、伝送線路を誘電体同軸線路にすることにより、低損失の並列多段型帯域通過フィルタを構成することができる。
【０１０４】
また、この発明によれば、伝送線路をマイクロストリップ線路にすることにより、小型の並列多段型帯域通過フィルタを安価に構成することができる。
【０１０５】
また、この発明によれば、伝送線路をインダクタンス素子とキャパシタンス素子とからなる集中定数線路にすることにより、小型の並列多段型帯域通過フィルタを構成することができる。
【０１０６】
また、この発明によれば、共振器を誘電体同軸共振器することにより、共振器の構造を簡素化でき、小型の並列多段型帯域通過フィルタを構成することができる。
【０１０７】
また、この発明によれば、共振器をマイクロストリップ共振器にすることにより、簡素な構造の並列多段型帯域通過フィルタを安価に構成することができる。
【０１０８】
また、この発明によれば、前記並列多段型帯域通過フィルタを複数備えることにより、簡素な構造で小型の複合フィルタ素子を安価で容易に構成することができる。
【０１０９】
また、この発明によれば、前記並列多段型帯域通過フィルタを備えることにより、簡素な構造の増幅器を安価で容易に構成することができる。
【０１１０】
また、この発明によれば、前記並列多段型帯域通過フィルタ、複合フィルタ素子、および増幅器を備えることにより、通信装置を安価に構成することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施形態に係る共振器数が奇数の場合の並列多段型帯域通過フィルタの等価回路図
【図２】第１の実施形態に係る共振器数が偶数の場合の並列多段型帯域通過フィルタの等価回路図
【図３】並列多段型帯域通過フィルタの出力端子付近の等価回路図
【図４】並列多段型帯域通過フィルタの等価回路図
【図５】並列四段型帯域通過フィルタの等価回路図
【図６】並列五段型帯域通過フィルタの等価回路図
【図７】並列六段型帯域通過フィルタの等価回路図
【図８】図４に示した並列多段型帯域通過フィルタの入力端子、出力端子間の所定位置での位相関係を示した図
【図９】並列三段帯域通過フィルタ、並列四段帯域通過フィルタ、並列五段帯域通過フィルタの構造概略図
【図１０】第２の実施形態に係る並列多段型帯域通過フィルタの等価回路図
【図１１】第２の実施形態に係る並列多段型帯域通過フィルタの等価回路図
【図１２】第２の実施形態に係る並列多段型帯域通過フィルタの等価回路図
【図１３】第２の実施形態に係る並列多段型帯域通過フィルタの等価回路図
【図１４】第３の実施形態に係る並列多段型帯域通過フィルタの等価回路図
【図１５】第４の実施形態に係る並列多段型帯域通過フィルタの等価回路図
【図１６】第４の実施形態に係る並列多段型帯域通過フィルタの等価回路図
【図１７】並列三段、四段、五段型帯域通過フィルタの構造概略図
【図１８】並列三段型帯域通過フィルタの周波数特性図
【図１９】図１８に示した並列三段型帯域通過フィルタの群遅延特性図
【図２０】第５の実施形態に係る増幅器の図
【図２１】第６の実施形態に係る通信装置の図
【図２２】従来の並列多段型帯域通過フィルタの等価回路図
【図２３】従来の他の並列多段型帯域通過フィルタの等価回路図
【符号の説明】
１−入力端子
２−出力端子
１０，２０−並列多段型帯域通過フィルタ
１１ａ，１１ｂ，２１ａ，２１ｂ−同軸コネクタ
１２ａ〜１２ｅ−マイクロストリップ共振器
１３ａ，１３ｂ，１４ａ，１４ｂ，１５ａ，１５ｂ−スロット線路
２２ａ〜２２ｆ−中心導体
２３ａ〜２３ｄ−誘電体同軸線路
２４ａ〜２４ｅ−誘電体同軸共振器
２５ａ，２５ｂ−インダクタンス素子
２６ａ〜２６ｊ−キャパシタンス素子
２９−ケース
１０１，１０３−分配器
１０２，１０８−増幅器
１０４，１０６−群遅延平坦回路
１０５，１０７−合成器
２０１ａ〜２０１ｎ−送信機
２０２−電力合成器
２０３−歪み補償型増幅器
２０４−デュプレクサＤＰＸ
２０５−アンテナ
２０６−受信機
Ｆ１〜Ｆｍ，Ｆｎ−共振器
ＴＬ，ＴＬａ−伝送線路
Claims (12)
- 伝送信号の入力端子と出力端子との間に、共振周波数がそれぞれ互いに近接する複数の共振器を並列に接続した並列多段型帯域通過フィルタにおいて、
ｎを自然数として、
前記入力端子側から（２ｎ−１）番目の前記共振器の入力端子側ポートと、（２ｎ）番目の前記共振器の入力端子側ポートとの間に、伝送信号の略１／２波長の電気長を有する伝送線路を挿入し、
前記入力端子側から（２ｎ）番目の前記共振器の出力端子側ポートと、（２ｎ＋１）番目の前記共振器の出力端子側ポートとの間に、伝送信号の略１／２波長の電気長を有する伝送線路を挿入したことを特徴とする並列多段型帯域通過フィルタ。 - 伝送信号の入力端子と出力端子との間に、共振周波数がそれぞれ互いに近接する複数の共振器を並列に接続した並列多段型帯域通過フィルタにおいて、
ｎを自然数として、
前記出力端子側から（２ｎ−１）番目の前記共振器の出力端子側ポートと、（２ｎ）番目の前記共振器の出力端子側ポートとの間に、伝送信号の略１／２波長の電気長を有する伝送線路を挿入し、
前記出力端子側から（２ｎ）番目の前記共振器の入力端子側ポートと、（２ｎ＋１）番目の前記共振器の入力端子側ポートとの間に、伝送信号の略１／２波長の電気長を有する伝送線路を挿入したことを特徴とする並列多段型帯域通過フィルタ。 - 前記伝送線路の両端のポートと接地電極との間に、リアクタンス素子を少なくとも一つ接続した請求項１または請求項２に記載の並列多段型帯域通過フィルタ。
- 前記共振器の励振素子にリアクタンス素子をそれぞれ直列接続した請求項１または請求項２に記載の並列多段型帯域通過フィルタ。
- 前記伝送線路は誘電体同軸線路である請求項１〜４のいずれかに記載の並列多段型帯域通過フィルタ。
- 前記伝送線路はマイクロストリップ線路である請求項１〜４のいずれかに記載の並列多段型帯域通過フィルタ。
- 前記伝送線路は、インダクタンス素子とキャパシタンス素子とからなる集中定数線路である請求項１〜４のいずれかに記載の並列多段型帯域通過フィルタ。
- 前記共振器は誘電体同軸共振器である請求項１〜７のいずれかに記載の並列多段型帯域通過フィルタ。
- 前記共振器はマイクロストリップ共振器である請求項１〜７のいずれかに記載の並列多段型帯域通過フィルタ。
- 請求項１〜９のいずれかに記載の並列多段型帯域通過フィルタを複数備えた複合フィルタ素子。
- 請求項１〜９のいずれかに記載の並列多段型帯域通過フィルタを備えた増幅器。
- 請求項１〜９のいずれかに記載の並列多段型帯域通過フィルタ、請求項１０に記載の複合フィルタ素子、または請求項１１に記載の増幅器を備えた通信装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002254445A JP3705257B2 (ja) | 2002-08-30 | 2002-08-30 | 並列多段型帯域通過フィルタ |
| US10/647,504 US6914497B2 (en) | 2002-08-30 | 2003-08-26 | Parallel multistage band-pass filter |
| EP03019358A EP1394893A1 (en) | 2002-08-30 | 2003-08-27 | Parallel multistage band-pass filter |
| CNB031577768A CN1286208C (zh) | 2002-08-30 | 2003-08-28 | 并行多级带通滤波器 |
| KR1020030060536A KR100540935B1 (ko) | 2002-08-30 | 2003-08-30 | 병렬 다단형 대역통과 필터 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002254445A JP3705257B2 (ja) | 2002-08-30 | 2002-08-30 | 並列多段型帯域通過フィルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004096399A JP2004096399A (ja) | 2004-03-25 |
| JP3705257B2 true JP3705257B2 (ja) | 2005-10-12 |
Family
ID=31492663
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002254445A Expired - Fee Related JP3705257B2 (ja) | 2002-08-30 | 2002-08-30 | 並列多段型帯域通過フィルタ |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6914497B2 (ja) |
| EP (1) | EP1394893A1 (ja) |
| JP (1) | JP3705257B2 (ja) |
| KR (1) | KR100540935B1 (ja) |
| CN (1) | CN1286208C (ja) |
Families Citing this family (18)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6176207B1 (en) | 1997-12-08 | 2001-01-23 | Siemens Corporation | Electronically controlling the landing of an armature in an electromechanical actuator |
| JP3981104B2 (ja) * | 2004-06-28 | 2007-09-26 | 株式会社東芝 | フィルタ回路及びこれを用いた無線通信装置 |
| WO2006052774A2 (en) * | 2004-11-09 | 2006-05-18 | Motorola, Inc. | A transmitter and a receiver for communicating a signal from multiple antennas using a preamble |
| JP4314219B2 (ja) * | 2005-07-04 | 2009-08-12 | 株式会社東芝 | フィルタ回路及びこれを用いた無線通信装置 |
| JP2007174438A (ja) * | 2005-12-23 | 2007-07-05 | Toshiba Corp | フィルタ回路及びフィルタを備えた無線通信システム |
| JP4772574B2 (ja) | 2006-04-14 | 2011-09-14 | 株式会社東芝 | 増幅器および無線通信回路 |
| JP4303272B2 (ja) | 2006-09-15 | 2009-07-29 | 株式会社東芝 | フィルタ回路 |
| JP4264101B2 (ja) | 2006-12-08 | 2009-05-13 | 株式会社東芝 | フィルタ回路および無線通信装置 |
| US7573355B2 (en) * | 2007-01-16 | 2009-08-11 | Harris Corporation | Integrated bandpass/bandstop coupled line filter |
| JP4445533B2 (ja) * | 2007-08-28 | 2010-04-07 | 株式会社東芝 | フィルタ回路、無線通信装置および信号処理方法 |
| JP4996406B2 (ja) * | 2007-09-25 | 2012-08-08 | 株式会社東芝 | 増幅器、無線送信装置および無線受信装置 |
| JP4679618B2 (ja) | 2008-09-11 | 2011-04-27 | 株式会社東芝 | フィルタ回路および無線通信装置 |
| US8188809B2 (en) * | 2008-12-02 | 2012-05-29 | Nokia Corporation | Output selection of multi-output filter |
| EP2378606A1 (en) * | 2010-04-16 | 2011-10-19 | Astrium Limited | Multi-Band Filter |
| CN102509822B (zh) * | 2011-10-26 | 2014-08-13 | 京信通信系统（中国）有限公司 | 双通带微带滤波器 |
| US9236895B1 (en) * | 2014-05-09 | 2016-01-12 | Clearwire Ip Holdings Llc | Phase filter for radio frequency (RF) signals |
| JP6545398B2 (ja) * | 2016-11-08 | 2019-07-17 | 三菱電機株式会社 | マルチバンドフィルタ |
| KR102620680B1 (ko) * | 2021-08-27 | 2024-01-04 | 인천대학교 산학협력단 | 메타재질 구조의 초소형 초저손실 동축 캐비티 필터 |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US2709206A (en) * | 1951-01-31 | 1955-05-24 | Exxon Research Engineering Co | Constant time delay band-pass filter |
| FR1354860A (fr) | 1962-12-19 | 1964-03-13 | Thomson Houston Comp Francaise | Filtre de bande à déphasage linéaire |
| US5184096A (en) * | 1989-05-02 | 1993-02-02 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Parallel connection multi-stage band-pass filter comprising resonators with impedance matching means capacitively coupled to input and output terminals |
| JPH0812961B2 (ja) | 1989-05-02 | 1996-02-07 | 株式会社村田製作所 | 並列多段型帯域通過フィルタ |
| JPH0846473A (ja) * | 1994-07-27 | 1996-02-16 | Mitsubishi Electric Corp | マイクロ波可変減衰器 |
| JP2000236201A (ja) * | 1999-02-16 | 2000-08-29 | Fujitsu Ltd | スプリアス低減回路 |
| JP2001345601A (ja) | 2000-03-30 | 2001-12-14 | Toshiba Corp | フィルタ回路 |
| US6621370B1 (en) * | 2000-09-15 | 2003-09-16 | Atheros Communications, Inc. | Method and system for a lumped-distributed balun |
-
2002
- 2002-08-30 JP JP2002254445A patent/JP3705257B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2003
- 2003-08-26 US US10/647,504 patent/US6914497B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2003-08-27 EP EP03019358A patent/EP1394893A1/en not_active Withdrawn
- 2003-08-28 CN CNB031577768A patent/CN1286208C/zh not_active Expired - Fee Related
- 2003-08-30 KR KR1020030060536A patent/KR100540935B1/ko not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2004096399A (ja) | 2004-03-25 |
| US6914497B2 (en) | 2005-07-05 |
| CN1286208C (zh) | 2006-11-22 |
| KR20040020822A (ko) | 2004-03-09 |
| CN1489238A (zh) | 2004-04-14 |
| KR100540935B1 (ko) | 2006-01-11 |
| US20040041635A1 (en) | 2004-03-04 |
| EP1394893A1 (en) | 2004-03-03 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20050627 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050705 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050718 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080805 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090805 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090805 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100805 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100805 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110805 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120805 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120805 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130805 Year of fee payment: 8 |
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