JP3139223B2 - Semiconductor device and manufacturing method thereof - Google Patents
Semiconductor device and manufacturing method thereofInfo
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Description
【0001】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、スイッチング電源、イ
ンバータ方式蛍光灯、モーター制御用インバータ等のス
イッチング方式によって交流を直流に変換したり、周波
数の変換を行う半導体装置に関し、特に、パワーの主ス
イッチング半導体素子とこれを導通・遮断制御する制御
用半導体集積回路とを有する半導体装置及びその製造方
法に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a semiconductor device for converting an alternating current into a direct current or converting a frequency by a switching system such as a switching power supply, an inverter type fluorescent lamp, and a motor control inverter. The present invention relates to a semiconductor device having a switching semiconductor element and a control semiconductor integrated circuit that controls conduction and cutoff of the switching semiconductor element and a method of manufacturing the same.
【0002】[0002]
【従来の技術】インバータ等に用いられる半導体装置に
は、スイッチングを行うパワーMOSFET、IGBT
(伝導度変調型トランジスタ又は絶縁ゲート型バイポー
ラトランジスタ)などのスイッチング半導体素子が用い
られており、このスイッチング半導体素子の入力保護、
あるいはスイッチング速度の調整のために制御入力たる
ゲート端子と、ソース端子などの接地側との間にツェナ
ーダイオードが挿入されていることが多い。これらの技
術については、特開平4−115715、特開昭60−
139018などに詳しい。2. Description of the Related Art Semiconductor devices used for inverters and the like include switching power MOSFETs and IGBTs.
(A conductivity modulation type transistor or an insulated gate type bipolar transistor) or the like, and a switching semiconductor element is used.
Alternatively, a zener diode is often inserted between a gate terminal, which is a control input for adjusting the switching speed, and a ground side such as a source terminal. These techniques are described in JP-A-4-115715 and JP-A-60-1985.
139018 etc.
【0003】[0003]
【発明が解決しようとする課題】このようなパワースイ
ッチング半導体素子をフライバック方式、あるいは電圧
共振方式でスイッチング制御する場合に、スイッチング
半導体素子に断続的に電流が流れたり、電流が急激に変
動すると、通常(小電流,低速スイッチング)のスイッ
チング半導体素子では問題とならないが、大電流と高速
スイッチングによってスイッチング半導体素子の出力端
子と制御端子との間の帰還容量(寄生容量,カップリン
グ容量)が顕在化し、これにおいて充放電が起こる。こ
の帰還容量による電流は、パワーMOS、IGBTなど
絶縁ゲート型半導体素子においては、ゲート電極を介し
て制御端子に現れ、また、バイポーラトランジスタにお
いてはベース端子に現れるので、その放電電流が主スイ
ッチング半導体素子の制御入力からこの制御入力に制御
信号を出力する制御用半導体集積回路(制御部)側の経
路を介して流れることがある。このため、放電電流が主
スイッチング半導体素子の前段の開閉制御回路を誤動作
させたり、又はそれを構成するトランジスタに保証電圧
以上の電圧を印加し、制御回路を破壊させる場合が起こ
る。When such a power switching semiconductor device is subjected to switching control by a flyback system or a voltage resonance system, if a current flows intermittently in the switching semiconductor device or the current fluctuates rapidly. Although this is not a problem with normal (small current, low speed switching) switching semiconductor devices, feedback capacitance (parasitic capacitance, coupling capacitance) between the output terminal and the control terminal of the switching semiconductor device is apparent due to the large current and high speed switching. And charging and discharging occur in this. The current due to the feedback capacitance appears at a control terminal via a gate electrode in an insulated gate semiconductor device such as a power MOS or IGBT, and appears at a base terminal in a bipolar transistor. May flow through a path on the side of a control semiconductor integrated circuit (control unit) that outputs a control signal from the control input to the control input. For this reason, the discharge current may cause the opening / closing control circuit in the preceding stage of the main switching semiconductor element to malfunction or apply a voltage higher than the guaranteed voltage to the transistors constituting the same, thereby destroying the control circuit.
【0004】ところで、従来のように、主スイッチング
半導体素子の制御入力とソース端子等の間にツェナーダ
イオードを接続した入力保護回路においては、ツェナー
ダイオードの順方向の立ち上がり電圧が高く、放電電流
の一部はどうしても前段回路へ波及してしまうので、主
スイッチング半導体素子の保護はともかく制御部側(低
耐圧素子)の保護という面から見ると不完全である。By the way, in a conventional input protection circuit in which a Zener diode is connected between a control input of a main switching semiconductor element and a source terminal or the like, a forward rising voltage of the Zener diode is high and one of discharge currents is reduced. Since the section inevitably spreads to the preceding circuit, protection of the main switching semiconductor element is incomplete from the viewpoint of protection of the control section (low breakdown voltage element).
【0005】図22に従来のスイッチングを行う半導体
装置の概略を示してある。この半導体装置10は、トラ
ンス1(1次側のみ図示)と直列に接続された主スイッ
チング素子のパワーMOSFET11によってメイン電
源2のオン・オフを行うものである。パワーMOSFE
T11は、そのゲート電極11Gに繋がる制御端子12
から入力される制御信号によって開閉駆動され、その制
御信号は半導体装置10の制御部20の出力端子21か
ら出力される。そして、制御端子12と出力端子21と
は例えばディスクリート部品の制御抵抗(ゲート抵抗)
15を介して接続されている。また、制御部20は、不
図示の論理回路からの入力信号に基づき駆動されるNP
N型トランジスタ22とPNP型トランジスタ23のプ
ッシュプル回路から構成されており、NPN型トランジ
スタ22がオンでPNP型トランジスタ23がオフとな
るとパワーMOSFET11はオンとなり、PNP型ト
ランジスタ23がオンでNPN型トランジスタ22がオ
フとなるとパワーMOSFET11はバイアス0あるい
は逆バイアス状態となり、オフとなる。FIG. 22 schematically shows a conventional semiconductor device which performs switching. In this semiconductor device 10, the main power supply 2 is turned on / off by a power MOSFET 11 of a main switching element connected in series with a transformer 1 (only the primary side is shown). Power MOSFE
T11 is a control terminal 12 connected to the gate electrode 11G.
The semiconductor device 10 is driven to open and close by a control signal input from the semiconductor device 10, and the control signal is output from an output terminal 21 of the control unit 20 of the semiconductor device 10. The control terminal 12 and the output terminal 21 are, for example, control resistors (gate resistors) of discrete components.
15 are connected. Further, the control unit 20 controls the NP driven based on an input signal from a logic circuit (not shown).
It is composed of a push-pull circuit of an N-type transistor 22 and a PNP transistor 23. When the NPN transistor 22 is turned on and the PNP transistor 23 is turned off, the power MOSFET 11 is turned on, and when the PNP transistor 23 is turned on, the NPN transistor is turned on. When the power supply 22 is turned off, the power MOSFET 11 is in a bias 0 or reverse bias state and is turned off.
【0006】このような半導体装置10において、パワ
ーMOSFET11がオフ状態でバイアス0あるいは逆
バイアス状態の場合(ドレイン電流ID が0の場合)、
図23に示すように出力電圧VDSが変化すると、特に領
域31に示すような高い電圧から低い電圧に移行する
と、例えばフライバック方式スイッチング電源において
負荷電流が小さくトランスの電流が流れない期間が発生
する場合などではパワーMOSFET11の出力端子
(ソース端子)から制御端子12の間に存在する容量
(帰還容量)14が放電され、放電電流16が流れる。
この放電電流16の経路は、破線矢印で示すように、メ
イン電源2から、制御部20のオフ状態のPNP型トラ
ンジスタ23の寄生ダイオードを介し、さらに、制御抵
抗15からパワーMOSFET11の制御端子12を介
して流れる。従って、このような放電電流がPNP型ト
ランジスタ23の順方向とは逆に流れることにより、制
御部20の動作が不安定になると同時に、逆バイアス電
圧が保証電圧を越える場合はトランジスタ23の破壊に
繋がることがある。また、放電電流16がPNP型トラ
ンジスタ23の動作方向と逆に流れることにより、その
後のPNP型トランジスタ23のオン動作に遅れが発生
する。その結果、NPN型トランジスタ22とPNP型
トランジスタ23とのプッシュプル動作に食い違いが生
じ、両トランジスタが共に一時的にオン状態となるので
貫通電流が流れることとなり、制御部20における消費
電流が増大するという問題も起こる。In such a semiconductor device 10, when the power MOSFET 11 is off and in a bias 0 or reverse bias state (when the drain current ID is 0),
When the output voltage VDS changes as shown in FIG. 23, particularly when the voltage shifts from a high voltage to a low voltage as shown in a region 31, for example, in a flyback switching power supply, a period in which the load current is small and the transformer current does not flow occurs. In such a case, the capacitance (feedback capacitance) 14 existing between the output terminal (source terminal) of the power MOSFET 11 and the control terminal 12 is discharged, and a discharge current 16 flows.
The path of the discharge current 16 is connected to the control terminal 12 of the power MOSFET 11 from the main power supply 2 via the parasitic diode of the PNP transistor 23 in the OFF state of the control unit 20 and from the control resistor 15 as indicated by the broken line arrow. Flow through Accordingly, such a discharge current flows in a direction opposite to the forward direction of the PNP transistor 23, so that the operation of the control unit 20 becomes unstable, and at the same time, when the reverse bias voltage exceeds the guaranteed voltage, the transistor 23 is damaged. May be connected. Further, since the discharge current 16 flows in the opposite direction to the operation direction of the PNP transistor 23, a delay occurs in the subsequent ON operation of the PNP transistor 23. As a result, a discrepancy occurs in the push-pull operation between the NPN transistor 22 and the PNP transistor 23, and both transistors are temporarily turned on, so that a through current flows, and current consumption in the control unit 20 increases. The problem also arises.
【0007】図24は、上記と同様の半導体装置10で
あるが、制御部20の下流にバイアス電源25が追加さ
れているものの構成を示してある。このような半導体装
置10においても、上記と同様にパワーMOSFET1
1が図25(a)中領域31に示すように出力電圧VDS
が変化すると、放電電流16がバイアス電源25、制御
部20のオフ状態のPNPトランジスタ23の寄生ダイ
オード、制御抵抗15を介して流れる。この結果、パワ
ーMOSFET11の制御端子12と接地端子である出
力端子13との間に発生する逆バイアス電圧VGSは、以
下の式(1)で表され、その値は図25(b)に示すよ
うに急激に変化する。FIG. 24 shows a configuration of a semiconductor device 10 similar to the above, except that a bias power supply 25 is added downstream of the control unit 20. In such a semiconductor device 10 as well, the power MOSFET 1
1 is the output voltage V DS as shown in a region 31 in FIG.
Changes, the discharge current 16 flows through the bias power supply 25, the parasitic diode of the PNP transistor 23 in the OFF state of the control unit 20, and the control resistor 15. As a result, the reverse bias voltage V GS generated between the control terminal 12 of the power MOSFET 11 and the output terminal 13 serving as the ground terminal is expressed by the following equation (1), and the value is shown in FIG. Change so rapidly.
【0008】 逆バイアス電圧VGS=逆バイアス電源25の電圧 +制御部20のPNPトランジスタ23の逆飽和電圧 +制御抵抗15×帰還容量14×出力電圧の変化量(dV/dt ) ・・・(1) 従って、この場合においては逆バイアス電圧VGSがPN
Pトランジスタ23の保証電圧を越えやすく、制御部2
0のトランジスタ等の破壊がさらに起きやすいという問
題がある。The reverse bias voltage V GS = the voltage of the reverse bias power supply 25 + the reverse saturation voltage of the PNP transistor 23 of the control section 20 + the control resistor 15 × the feedback capacitance 14 × the change amount of the output voltage (dV / dt) 1) Therefore, in this case, the reverse bias voltage V GS becomes PN
It is easy to exceed the guaranteed voltage of the P transistor 23, and the control unit 2
There is a problem that destruction of the 0 transistor or the like is more likely to occur.
【0009】上述のように、制御部20側へ逆バイス電
流が波及する原因としては、上記のパワーMOSFET
11の帰還容量の放電による場合だけでなく、次のよう
な場合もある。図26はインダクタンス負荷L1 を4つ
の主スイチング用IGBT(伝導度変調型トランジス
タ)T1 〜T4 で駆動するH型ブリッジのドライブ回路
を示す。この図において、D1 〜D4 は遮断時の逆起電
力吸収用ダイオード、IC1 〜IC4 はIGBTT1 〜
T4 の開閉制御用の半導体集積回路、R1 〜R4は制御
抵抗、2はIGBTTのメイン電源、Vccは半導体集積
回路の電源、C1〜C4 は電源Vccの変動吸収用コンデ
ンサである。今、IGBT(T2 ,T3 )がオフ状態で
IGBT(T1 ,T4 )がオン状態の場合においては、
負荷L1 に図示の破線矢印の電流経路で電流が流れる
が、IGBT(T2 )とIGBT(T4 )との間の接地
配線に寄生する配線インダクタンスL21にはその電流変
化−di/dtに比例した起電力が発生し、図示の実線
矢印の電流経路で電流を流す。As described above, the reason that the reverse bias current spreads to the control unit 20 side is that the power MOSFET described above.
In addition to the case of discharging the feedback capacitance of No. 11, there are also the following cases. Figure 26 shows a drive circuit of a H bridge driven by inductive load L 1 four main Suichingu for IGBT (conductivity modulation type transistors) T 1 through T 4. In this figure, D 1 to D 4 are diodes for absorbing a back electromotive force at the time of cutoff, and IC 1 to IC 4 are IGBTT 1 to
The semiconductor integrated circuit of the switching control of T 4, R 1 ~R 4 is controlled resistor, the main power of 2 IGBTT, V cc is the power supply of the semiconductor integrated circuit, C 1 -C 4 are capacitors fluctuation absorbing power V cc It is. Now, when the IGBT (T 2 , T 3 ) is off and the IGBT (T 1 , T 4 ) is on,
Load L 1 to a current flows in the current path shown by a broken line arrow, IGBT (T 2) and the parasitic wiring inductance L 21 in its current change -di / dt to the ground wire between the IGBT (T 4) Is generated, and a current flows through a current path indicated by a solid arrow in the drawing.
【0010】この電流の変化によって、図26及び図2
7に示す配線インダクタンスL11とL12とにより実線矢
印の電流経路と破線矢印の電流経路において電流が流れ
る。このとき、IGBT(T2 )はオフ状態で、半導体
集積回路IC2 のPNP型トランジスタ23はオン状態
であり、NPN型トランジスタ22はオフ状態である。Due to this change in current, FIGS. 26 and 2
The wiring inductance L 11 and L 12 shown in 7 current flows in the current path and a dotted arrow in the current path of the solid arrow with. At this time, the IGBT (T 2 ) is off, the PNP transistor 23 of the semiconductor integrated circuit IC 2 is on, and the NPN transistor 22 is off.
【0011】配線インダクタンスL12による電流はPN
P型トランジスタ23に対しては順方向であるので特に
問題はないが、配線インダクタンスL11による電流はP
NP型トランジスタ23,NPNトランジスタ22を逆
バイアスし、これらの寄生ダイオードを介して流れるの
で、OUT端子(VCC端子)の電位がGND端子のそれ
に比して負電位となってしまい、半導体集積回路IC2
内の電源異常検出回路(比較回路)COMが作動し、ア
ラーム信号ALMが発生する場合がある。このような配
線インダクタンスによる逆起電力に起因するNPNトラ
ンジスタ22及びPNP型トランジスタ23に対する逆
バイアスは上述の問題(スイチング制御の誤動作,トラ
ンジスタの破壊,貫通電流による電力損失等)をもたら
す。特に、大電流の高速スイッチングを行う場合には、
−di/dtが非常に大きな値を持つので、ますます上
記の問題が顕著になる。[0011] The current due to the wiring inductance L 12 is PN
Although there is no particular problem because it is the forward direction with respect to P-type transistor 23, a current due to the wiring inductance L 11 is P
Since the NP-type transistor 23 and the NPN transistor 22 are reverse-biased and flow through these parasitic diodes, the potential of the OUT terminal (V CC terminal) becomes a negative potential compared to that of the GND terminal, and the semiconductor integrated circuit IC 2
In some cases, the power supply abnormality detection circuit (comparison circuit) COM operates and the alarm signal ALM is generated. The reverse bias to the NPN transistor 22 and the PNP transistor 23 caused by the back electromotive force due to the wiring inductance causes the above-mentioned problems (malfunction of switching control, destruction of transistor, power loss due to through current, etc.). In particular, when performing high current, high speed switching,
Since -di / dt has a very large value, the above problem becomes more and more prominent.
【0012】そこで、本発明においては、上記の問題に
鑑みて、主スイッチング素子の導通・遮断に伴ない帰還
容量の放電や配線インダクタンスの逆起電力により前段
の制御部へ波及する逆バイアス電流の影響を無くすこと
により、制御部の誤動作,破壊を防止することが可能
で、さらに、制御部の消費電流を抑制することができる
半導体装置を実現することを目的としている。また本発
明は前記目的に合致した半導体装置の製造方法を提供す
ることにある。Therefore, in the present invention, in view of the above problem, the discharge of the feedback capacitance due to the conduction / interruption of the main switching element and the reverse bias current that spreads to the control unit in the preceding stage due to the back electromotive force of the wiring inductance. It is an object of the present invention to realize a semiconductor device capable of preventing malfunction and destruction of a control unit by eliminating the influence, and further suppressing current consumption of the control unit. Another object of the present invention is to provide a method of manufacturing a semiconductor device which meets the above-mentioned object.
【0013】[0013]
【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
めに、本発明においては、放電電流が制御部をバイパス
可能なように、ショットキーバリアダイオードを設ける
ようにしている。すなわち、制御信号に応じて電流を導
通・遮断するスイッチング半導体素子と、このスイッチ
ング半導体素子の制御入力に制御信号を供給する制御部
を含むスイッチング制御用半導体集積回路とを有する半
導体装置において、スイッチング半導体素子の開閉に伴
い前記制御部に生じる逆バイアスの素子を持つ放電経路
に対してショットキーバリアダイオードを以て電流バイ
パスする経路が形成されており、バイパス経路にスイッ
チング半導体素子の過電流検出抵抗が含まれてなること
を特徴とする。また、バイパス経路を形成するショット
キーバリアダイオードはスイッチング半導体素子又はス
イッチング制御用半導体集積回路と同一基板に形成され
ていることを特徴する。According to the present invention, a Schottky barrier diode is provided so that a discharge current can bypass a control unit. That is, in a semiconductor device having a switching semiconductor element that conducts and interrupts a current in accordance with a control signal, and a switching control semiconductor integrated circuit including a control unit that supplies a control signal to a control input of the switching semiconductor element, A current bypass path is formed by a Schottky barrier diode with respect to a discharge path having a reverse bias element generated in the control unit as the element is opened and closed, and a switch is provided in the bypass path.
An overcurrent detection resistor of the semiconductor chip is included . Further, the Schottky barrier diode forming a bypass path switching semiconductor element, or scan
Formed on the same substrate as the semiconductor integrated circuit for switching control
It is characterized by .
【0014】また、本発明においては、特殊な回路構成
を採用することによりバイパス経路を整流ダイオードで
形成することができる。すなわち、制御信号に応じて電
流を導通・遮断するスイッチング半導体素子と、このス
イッチング半導体素子の制御入力に制御信号を供給する
制御部を含むスイッチング制御用半導体集積回路と、こ
の制御部の出力と制御入力との間に接続された制御抵抗
とを有する半導体装置において、スイチング半導体素子
の開閉に伴い制御部に生じる逆バイアスの素子を持つ放
電経路に対して整流ダイオードを以て電流バイパスする
経路を形成し、このバイパス経路は制御抵抗を含ませて
形成し、制御部の出力と制御抵抗との間には電圧降下手
段を接続してなることを特徴とする。かかる電圧降下手
段としては整流ダイオードであることが好ましい。また
抵抗をその電圧降下手段として用いることもできる。か
かる電圧降下手段が接続された構成においては、これに
対して並列接続され、上記逆バイアス時にその電圧降下
手段にかかる印加電圧とは逆方向を順方向とする整流ダ
イオードを設けることが好ましい。更に別の回路構成と
しては、放電経路への逆バイアス時の流入電流を阻止す
るダイオードを設けても良い。Further, in the present invention, by employing a special circuit configuration, the bypass path can be formed by a rectifier diode. That is, a switching semiconductor device that conducts and interrupts a current in accordance with a control signal, a switching control semiconductor integrated circuit including a control unit that supplies a control signal to a control input of the switching semiconductor device, and output and control of the control unit. In the semiconductor device having a control resistor connected between the input and the input, in the semiconductor device having a reverse bias element generated in the control unit with the opening and closing of the switching semiconductor element, forming a current bypass path with a rectifier diode, This bypass path is formed by including a control resistor, and a voltage drop means is connected between the output of the control unit and the control resistor. It is preferable that the voltage drop means be a rectifier diode. Also, a resistor can be used as the voltage drop means. In the configuration in which the voltage drop means is connected, it is preferable to provide a rectifier diode connected in parallel to the voltage drop means and having a forward direction opposite to the voltage applied to the voltage drop means at the time of the reverse bias. As still another circuit configuration, a diode that blocks an inflow current when a reverse bias is applied to the discharge path may be provided.
【0015】バイパス経路を構成するショットキーバリ
アダイオードをスイッチング半導体素子と同一基板に作
り込む第1の製造方法としては、一部がスイッチング半
導体素子の制御電極層となるべき同一層の不純物ドープ
の多結晶シリコン層を形成する工程と、その多結晶シリ
コン層の一部をマスクして多結晶シリコン層の不純物濃
度を更に高濃度化する工程と、形成された不純物高濃度
の多結晶シリコン層上に絶縁層を形成してから上記マス
クした部位にコンタクト穴を形成する工程と、一部がス
イッチング半導体素子の出力電極層となるべき同一層の
金属層を絶縁層上に形成して上記マスクした部位の多結
晶シリコン層に接触させる工程とを有する方法を採用で
きる。A first manufacturing method for forming a Schottky barrier diode constituting a bypass path on the same substrate as a switching semiconductor element is as follows. A step of forming a crystalline silicon layer, a step of masking a part of the polycrystalline silicon layer to further increase the impurity concentration of the polycrystalline silicon layer, and a step of forming a polycrystalline silicon layer having a high impurity concentration on the formed polycrystalline silicon layer. Forming an insulating layer and then forming a contact hole in the masked portion, and forming the same layer of a metal layer on the insulating layer that is to be an output electrode layer of the switching semiconductor element and masking the portion Contacting with the polycrystalline silicon layer.
【0016】また第2の製造方法としては、一部がスイ
ッチング半導体素子の制御電極層となるべき同一層の不
純物高濃度の多結晶シリコン層を形成する工程と、多結
晶シリコン層の一部に開口部を形成する工程と、開口部
にエピタキシャル成長により周りの不純物濃度よりも低
い不純物濃度の単結晶シリコン層を形成する工程と、不
純物高濃度の多結晶シリコン層上に絶縁層を形成してか
ら不純物低濃度の単結晶シリコン層の部位にコンタクト
穴を形成する工程と、一部がスイッチング半導体素子の
出力電極層となるべき同一層の金属層を絶縁層上に形成
して不純物低濃度の単結晶シリコン層に接触させる工程
とを有する方法を採用することができる。In a second manufacturing method, a step of forming a polycrystalline silicon layer having a high impurity concentration of the same layer which is to be partly used as a control electrode layer of a switching semiconductor element; A step of forming an opening, a step of forming a single-crystal silicon layer having an impurity concentration lower than the surrounding impurity concentration in the opening by epitaxial growth, and a step of forming an insulating layer on the polycrystalline silicon layer having a high impurity concentration. Forming a contact hole at a portion of the low-impurity-concentration single-crystal silicon layer, and forming the same metal layer to be an output electrode layer of a switching semiconductor element on the insulating layer, and Contacting with the crystalline silicon layer.
【0017】[0017]
【作用】上記のような半導体装置においては、ショット
キーバリアダイオードの順方向の立ち上がり電圧が整流
ダイオード等に比して低いことにより、放電経路内の逆
バイアスの素子の逆飽和電圧より低い電圧で放電電流を
バイパス経路へバイパスすることが可能である。従っ
て、スイッチング半導体素子がオフ状態で電圧変動が発
生した場合であっても、スイッチング半導体素子の開閉
に伴う帰還容量の放電電流や配線インダクタンスの逆起
電力による電流は前段の制御部の放電経路を通過するこ
となくバイパス経路を介して流されることになる。従っ
て、制御部の制御素子の誤動作、破壊を防止できる。さ
らに、制御素子の動作の遅れを防止できるので、制御部
がプッシュプル回路(相補型回路)等で構成されている
ときは貫通電流が抑制され、消費電流の低減を図ること
も可能となる。特に、バイパス経路の過電流を制限する
ため、スイッチング半導体素子の過電流検出抵抗が含ま
れているので、電流制限抵抗として兼用できる。 In the above-described semiconductor device, since the forward rise voltage of the Schottky barrier diode is lower than that of the rectifier diode or the like, a voltage lower than the reverse saturation voltage of the reverse-biased element in the discharge path is obtained. It is possible to bypass the discharge current to the bypass path. Therefore, even when a voltage fluctuation occurs when the switching semiconductor element is in the off state, the discharge current of the feedback capacitance due to the opening and closing of the switching semiconductor element and the current due to the back electromotive force of the wiring inductance flow through the discharge path of the control unit in the preceding stage. It will flow through the bypass path without passing through. Therefore, malfunction and destruction of the control element of the control unit can be prevented. Furthermore, since a delay in the operation of the control element can be prevented, when the control unit is configured by a push-pull circuit (complementary circuit) or the like, the through current is suppressed, and the current consumption can be reduced. In particular, limit overcurrent in the bypass path
Therefore, the overcurrent detection resistor of the switching semiconductor element is included.
Therefore, it can also be used as a current limiting resistor.
【0018】また、放電経路に対して上述のような整流
ダイオードでバイパス経路を構成した場合にも、上述の
効果を得ることができる。なぜなら、放電時においては
逆バイアスによる寄生ダイオードの電圧降下に電圧降下
手段の電圧降下が重畳されるので、整流ダイオードでバ
イパス経路を形成したといえども(勿論、ショットキー
バリアダイオードでバイパス経路を形成しても良
い。)、放電経路側の負荷がバイパス経路側のそれに比
して相対的に大きくなっているので、バイパス経路を介
して放電電流が流れることになる。電圧降下手段は整流
ダイオードでも抵抗でも良いが、スイッチング半導体素
子の帰還容量に蓄積された電荷は、通常、制御部のオン
素子を介して放電されることもあるので、電圧降下手段
によって却ってその常態時の放電経路を阻害しまうおそ
れがある。このために、電圧降下手段とは並列にダイオ
ードを設けることによって、そのオン素子を経由する放
電電流を支障なく通過させることができる。The above-described effect can also be obtained when a bypass path is formed by the rectifier diode as described above for the discharge path. Because the voltage drop of the voltage drop means is superimposed on the voltage drop of the parasitic diode due to the reverse bias at the time of discharging, the bypass path is formed by the rectifier diode (of course, the bypass path is formed by the Schottky barrier diode). However, since the load on the discharge path side is relatively larger than that on the bypass path side, the discharge current flows through the bypass path. Although the voltage drop means may be a rectifier diode or a resistor, the electric charge accumulated in the feedback capacitance of the switching semiconductor element is usually discharged via the ON element of the control unit. There is a possibility that the discharge path at the time is obstructed. For this reason, by providing a diode in parallel with the voltage drop means, it is possible to allow the discharge current passing through the ON element to pass without any trouble.
【0019】更に、放電経路への逆バイアス時の流入電
流を阻止するダイオードを設けた場合には、この逆バイ
アス状態のオフ素子に放電電流は流入せず、バイパス経
路のみに放電電流が完全に流れることになる。Further, in the case where a diode is provided for blocking a current flowing into the discharge path during reverse bias, the discharge current does not flow into the off element in the reverse bias state, and the discharge current completely flows only into the bypass path. Will flow.
【0020】バイパス経路を構成するショットキーバリ
アダイオードをスイッチング半導体素子と同一基板に作
り込む第1の製造方法を採用した場合には、半導体基板
(バルク)の主面でなく、スイッチング半導体素子の制
御電極層にショットキーバリアダイオードを形成するこ
とができるので、ワンチップ化は勿論のこと、自由度の
高いレイアウトとすることができる。また、スイッチン
グ半導体素子の形成プロセスをそのまま援用してショッ
トキーバリアダイオードを構成できるので、工程数の増
加を招かないという利点もある。他方、第2の製造方法
を採用した場合には、半導体基板ではなく、制御電極層
と同層の単結晶上にショットキーバリアダイオードを形
成できるので、良好な特性のショットキーバリアダイオ
ードを得ることができる。In the case where the first manufacturing method in which the Schottky barrier diode forming the bypass path is formed on the same substrate as the switching semiconductor element is adopted, the switching semiconductor element is controlled not on the main surface of the semiconductor substrate (bulk). Since a Schottky barrier diode can be formed in the electrode layer, a layout with a high degree of freedom can be achieved as well as a single chip. Further, since the Schottky barrier diode can be formed by directly using the process for forming the switching semiconductor element, there is an advantage that the number of steps is not increased. On the other hand, when the second manufacturing method is employed, the Schottky barrier diode can be formed not on the semiconductor substrate but on a single crystal of the same layer as the control electrode layer, so that a Schottky barrier diode having good characteristics can be obtained. Can be.
【0021】[0021]
【実施例】以下に図面を参照しながら、本発明の実施例
を説明する。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
【0022】(実施例1)図1に、実施例に係る半導体
装置を用いたスイッチング回路(ドライブ回路)の構成
を示してある。本例の回路構成は、先に説明した従来の
回路構成と略同様に、トランス1(1次側のみ図示)と
直列に接続されたパワーMOSFET11によってメイ
ン電源2のオン・オフが行われるものであり、N型パワ
ーMOSFET11は、半導体集積回路の制御部20の
出力端子21から出力され、過電流防止の制御抵抗(ゲ
ート抵抗)15を介して制御端子12に入力される制御
信号によって開閉制御される。また、制御部20も同様
に、不図示の論理回路からの入力信号に基づき駆動され
るNPN型トランジスタ22とPNP型トランジスタ2
3のプッシュプル回路から構成され、NPN型トランジ
スタ22がオンでPNP型トランジスタ23がオフとな
ると、パワーMOSFET11はオンとなり、PNP型
のトランジスタ23がオンでNPN型トランジスタ22
がオフとなると、MOS11はバイアス0あるいは逆バ
イアス状態となり、オフとなる。なお、半導体装置10
は1つの樹脂ケースの中にパワーMOSFET11と制
御部20とを内蔵させてもよいし、別々のケースに収納
し、各端子間を接続した構成としてもよい。Embodiment 1 FIG. 1 shows the configuration of a switching circuit (drive circuit) using a semiconductor device according to an embodiment. In the circuit configuration of this example, the main power supply 2 is turned on / off by a power MOSFET 11 connected in series with the transformer 1 (only the primary side is shown), in substantially the same manner as the conventional circuit configuration described above. The N-type power MOSFET 11 is opened and closed by a control signal output from an output terminal 21 of a control unit 20 of the semiconductor integrated circuit and input to a control terminal 12 via a control resistor (gate resistor) 15 for preventing overcurrent. You. Similarly, the control unit 20 also includes an NPN transistor 22 and a PNP transistor 2 driven based on an input signal from a logic circuit (not shown).
When the NPN transistor 22 is turned on and the PNP transistor 23 is turned off, the power MOSFET 11 is turned on, and the PNP transistor 23 is turned on and the NPN transistor 22 is turned on.
Is turned off, the MOS 11 is in a bias 0 or reverse bias state, and is turned off. The semiconductor device 10
The power MOSFET 11 and the control unit 20 may be built in a single resin case, or may be housed in separate cases and connected between terminals.
【0023】本例の半導体装置10において着目すべき
点は、制御端子12と接地端子である出力端子13との
間にショットキーバリアダイオード(SBD)27から
なるバイパス経路が設けられていることである。このシ
ョットキーバリアダイオード27は、アノード側27A
が出力端子(ソース端子)13側に接続され、カソード
側27Kが制御端子12側に接続されており、接地側か
らショットキーバリアダイオード27を通って制御端子
12に電流が流れるようになっている。従って、図1の
破線矢印に示すように、パワーMOSFET11がバイ
アス0あるいは逆バイアス状態の場合で(ドレイン電流
ID が0の場合)、出力電圧VDSが変化すると、パワー
MOSFET11の出力端子13から制御端子12の間
に存在する容量(帰還容量)14が放電されることによ
って発生する放電電流16は、このショットキーバリア
ダイオード27を流れ、制御部20のオン状態のPNP
型トランジスタ23の寄生ダイオードを流れようとする
電流をバイパスさせることが可能となる。従って、従来
の半導体装置において問題となっていた放電電流16に
よる制御部20の逆バイアスによる誤動作、破壊の防
止、あるいは電流消費の低減を図ることが可能となる。A point to be noted in the semiconductor device 10 of this embodiment is that a bypass path including a Schottky barrier diode (SBD) 27 is provided between the control terminal 12 and the output terminal 13 which is a ground terminal. is there. The Schottky barrier diode 27 has an anode side 27A.
Are connected to the output terminal (source terminal) 13 side, the cathode side 27K is connected to the control terminal 12 side, and a current flows from the ground side to the control terminal 12 through the Schottky barrier diode 27. . Therefore, as shown by the dashed arrow in FIG. 1, when the output voltage V DS changes when the power MOSFET 11 is in the bias 0 or reverse bias state (when the drain current ID is 0), the output terminal 13 of the power MOSFET 11 The discharge current 16 generated by discharging the capacitance (feedback capacitance) 14 existing between the control terminals 12 flows through the Schottky barrier diode 27, and the PNP in the ON state of the control unit 20
It becomes possible to bypass the current that is going to flow through the parasitic diode of the type transistor 23. Therefore, it is possible to prevent malfunction and destruction due to reverse bias of the control unit 20 due to the discharge current 16 which has been a problem in the conventional semiconductor device, or reduce current consumption.
【0024】このように制御部20のトランジスタ23
の破壊等を防止するためには、バイパス経路を構成する
ダイオード27の特性が以下の(2)式を満足する必要
がある。As described above, the transistor 23 of the control unit 20
In order to prevent the destruction or the like, the characteristics of the diode 27 constituting the bypass path must satisfy the following expression (2).
【0025】 ダイオード27の過渡(順電圧)VF <制御部を構成するトランジスタ23 の逆飽和電圧 ・・・(2) 従来、パワーMOSFET11の過電圧によるゲート保
護等のために設置されているツェナーダイオードやPN
接合ダイオードなどにおいては順方向電圧が高いので上
記の関係を満足するような特性を得ることができず、結
局、制御部20の保護までは手当てできなかった。しか
し、ショットキーバリアダイオード27は多数キャリア
ーが動作を支配する多数キャリアーデバイスであること
から少数キャリアーの蓄積効果がないため、順方向の立
ち上がり電圧は非常に低く、過渡(順電圧)VF が低い
という特性を満足させることが可能となる。The transient (forward voltage) V F of the diode 27 <the reverse saturation voltage of the transistor 23 constituting the control unit (2) A Zener diode conventionally provided for protecting the gate of the power MOSFET 11 due to an overvoltage. And PN
In a junction diode or the like, the forward voltage is high, so that characteristics satisfying the above relationship cannot be obtained. As a result, protection of the control unit 20 cannot be achieved. However, since there is no cumulative effect of minority carriers because the Schottky barrier diode 27 is a multiple carrier device carrier a number governs the operation, a forward rising voltage is very low, transient lower (forward voltage) V F Characteristics can be satisfied.
【0026】図1に示す半導体装置においては、実際に
制御部20の構成された集積回路の消費電流が30mA
から16mAに低減できることが判っている。これは、
本例の装置において設置したショットキーバリアダイオ
ード27によって、制御部20を構成するPNPトラン
ジスタ23の寄生ダイオードに流れていた放電電流をバ
イパスすることができたため、制御部20のトランジス
タの動作の遅れを防止することが可能となり、貫通電流
の削減を図ることができたことによると考えられる。ま
た、同様に、制御部20から供給される制御信号の電圧
が0となる付近の動作が安定するために、制御部20を
構成する集積回路の動作不安定が解消され、インバータ
モジュール等に用いられる制御回路の動作不安定も解消
されるという効果がある。In the semiconductor device shown in FIG. 1, the current consumption of the integrated circuit in which the control unit 20 is actually formed is 30 mA.
To 16 mA. this is,
The discharge current flowing through the parasitic diode of the PNP transistor 23 included in the control unit 20 can be bypassed by the Schottky barrier diode 27 installed in the device of the present example. This is considered to be because it was possible to prevent the through current and reduce the through current. Similarly, since the operation near the point where the voltage of the control signal supplied from the control unit 20 becomes 0 becomes stable, the unstable operation of the integrated circuit constituting the control unit 20 is eliminated, and the control circuit 20 is used for an inverter module or the like. The operation instability of the control circuit is also eliminated.
【0027】(実施例2)図2は、図1と同様の半導体
装置の変形例であり、パワーMOSFET11の接地端
子13側に過電流を検出する過電流検出抵抗17が設置
されている例を示してある。この例ではバイパス経路に
は過電流検出抵抗17が含まれていない。(Embodiment 2) FIG. 2 shows a modification of the semiconductor device similar to that of FIG. 1, in which an overcurrent detection resistor 17 for detecting an overcurrent is provided on the ground terminal 13 side of the power MOSFET 11. Is shown. In this example, the bypass path does not include the overcurrent detection resistor 17.
【0028】(実施例3)また、図3(a)は、共振用
コンデンサー3が出力トランス1の一次側と並列に取り
付けられたもの、さらに、図3(b)は共振用コンデン
サー3が出力トランス1の一次側と直列に取り付けられ
たものの例を示してある。(Embodiment 3) FIG. 3 (a) shows that the resonance capacitor 3 is mounted in parallel with the primary side of the output transformer 1, and FIG. 3 (b) shows that the resonance capacitor 3 has the output. An example is shown in which the transformer 1 is mounted in series with the primary side.
【0029】(実施例4,5)図4および図5には、放
電電流をバイパスする経路が、ダイオード27に加えて
制御抵抗15あるいは過電流検出抵抗17を含んで形成
された装置の例を示してある。このような場合、抵抗1
5あるいは過電流検出抵抗17によりバイパス電流の電
流制限が起こるので、特に、制御部(集積回路)20の
トランジスタ22、23の誤動作を防止するためには、
ダイオード27の順方向の電圧降下が低いものを選択す
る必要があるが、ダイオード27がツェナーダイオード
でも接合ダイオードでもなくショットキーバリアダイオ
ードであるので、トランジスタ23の寄生ダイオードを
作動させずに抵抗15又は過電流検出抵抗17を介して
バイアスさせることが可能である。(Embodiments 4 and 5) FIGS. 4 and 5 show an example of a device in which a path for bypassing a discharge current is formed by including a control resistor 15 or an overcurrent detection resistor 17 in addition to a diode 27. Is shown. In such a case, the resistor 1
5 or the overcurrent detection resistor 17 causes a current limit of the bypass current. In particular, in order to prevent malfunction of the transistors 22 and 23 of the control unit (integrated circuit) 20,
It is necessary to select a diode having a low forward voltage drop of the diode 27. However, since the diode 27 is not a Zener diode or a junction diode but a Schottky barrier diode, the resistor 15 or the resistor 15 is not activated without operating the parasitic diode of the transistor 23. It is possible to bias via the overcurrent detection resistor 17.
【0030】さらに、図4および図5に示したような半
導体装置において着目すべき点は、バイパス用のショッ
トキーバリアダイオード27を半導体集積回路の制御部
20あるいはパワーMOSFET11と一体に形成(ワ
ンチップ化)できることである。図6は、図4に示した
制御抵抗15をバイパス経路に含む装置において、ショ
ットキーバリアダイオード27を集積回路として制御部
20と一体にした場合の半導体基板上の構成の例を示し
ている。この装置においては、P+ 型半導体基板32の
上部にn+ 型の埋め込み層33が形成されており、さら
に、その上にn- 型のエピタキシャル層34が形成され
ている。そして、P+ 型のベース層35、n+ 型のエミ
ッタあるいはコレクタ層36によってNPN型のトラン
ジスタ22、23bが形成されている。なお、図7に等
価回路を示すように、先に説明したPNP型のトランジ
スタ23は、現実には、PNP型のトランジスタ23a
とNPN型のトランジスタ23bとの組み合わせによっ
て構成されており、図6には、NPN型のトランジスタ
23bとして示してある。さらに、このNPN型のトラ
ンジスタ23bの分離島にはそのコレクタ層36に接続
するアルミニウムのカソード電極37が接触しており、
その境界面においてショットキーバリアダイオード(S
BD)27が作り込まれている。なお、ショットキーバ
リアダイオード27の周囲にはp+ 型のガードリング3
9が形成されている。このように、ショットキーバリア
ダイオード27を制御抵抗15の上流に設置することに
より、制御部20を保護するショットキーバリアダイオ
ード27を制御部20と同一の基板内に形成することが
可能となるので、部品点数の増加を招くことなく、コン
パクトな構成で制御部20を保護することが可能とな
る。Furthermore, in the semiconductor device as shown in FIGS. 4 and 5, it should be noted that the Schottky barrier diode 27 for bypass is formed integrally with the control unit 20 or the power MOSFET 11 of the semiconductor integrated circuit (one chip). ). FIG. 6 shows an example of a configuration on a semiconductor substrate when the Schottky barrier diode 27 is integrated with the control unit 20 as an integrated circuit in the device including the control resistor 15 in the bypass path shown in FIG. In this device, an n + -type buried layer 33 is formed above a P + -type semiconductor substrate 32, and an n − -type epitaxial layer 34 is further formed thereon. The P + -type base layer 35 and the n + -type emitter or collector layer 36 form NPN-type transistors 22 and 23b. As shown in an equivalent circuit in FIG. 7, the PNP transistor 23 described above is actually a PNP transistor 23a.
And an NPN-type transistor 23b, which is shown in FIG. 6 as an NPN-type transistor 23b. Further, an aluminum cathode electrode 37 connected to the collector layer 36 is in contact with the isolated island of the NPN transistor 23b,
A Schottky barrier diode (S
BD) 27 is made. A p + -type guard ring 3 is provided around the Schottky barrier diode 27.
9 are formed. By arranging the Schottky barrier diode 27 upstream of the control resistor 15 in this manner, the Schottky barrier diode 27 for protecting the control unit 20 can be formed on the same substrate as the control unit 20. Thus, the control unit 20 can be protected with a compact configuration without increasing the number of parts.
【0031】図8は、図5に示した構成の半導体装置に
おいて、パワーMOSFET11側にショットキーバリ
アダイオード27が一体として組み込まれた例を示して
ある。このパワーMOSFET11側の構成は、等価回
路を図9に示すように、パワーMOSFET11(Nチ
ャネル型)の制御端子12とゲート端子11Gとの間か
ら出力端子(ソース)13にショットキーバリアダイオ
ード27が設置されたものであり、この出力端子13の
下流に過電流検出抵抗等の設置が可能である。FIG. 8 shows an example in which a Schottky barrier diode 27 is integrated with the power MOSFET 11 in the semiconductor device having the configuration shown in FIG. In the configuration of the power MOSFET 11 side, as shown in an equivalent circuit of FIG. 9, a Schottky barrier diode 27 is provided between an output terminal (source) 13 between a control terminal 12 and a gate terminal 11G of the power MOSFET 11 (N-channel type). The overcurrent detection resistor and the like can be installed downstream of the output terminal 13.
【0032】そして、半導体基板上のパワーMOSFE
T11(Nチャネル型)の構成としては、n+ 型の基板
38上に形成されたn- 型のエピタキシャル層39と、
2重拡散により形成されたp+ 型拡散領域40a,p型
チャネル領域40,n+ 型のソース領域層41と、ゲー
ト絶縁層42を介して形成されたn++型多結晶シリコン
層44のゲート電極44Gと、層間絶縁膜45の上でソ
ース領域41に導電接触するアルミニウム配線46のソ
ース電極46Sとを有する。なお、本例のMOSFET
11は縦形2重拡散構造であるため、基板38の裏面に
は図示しないドレイン電極(裏面電極)が形成されてい
る。このような2重拡散型のパワーMOSFET11の
作り込み部位の隣接領域において、ゲート電極44Gと
接続した同一層のn++ 型多結晶シリコン層44の一部
にはショットキーバリアダイオード27のアノード電極
を構成するn+ 型多結晶シリコン層44aが形成され、
またパワーMOSFET11のソース電極46に接続す
る同一層のアルミニウム配線46の一部46kがショッ
トキーバリアダイオード27のカノード電極として絶縁
層45のコンタクト穴を介して上記n+ 型多結晶シリコ
ン層44aに接触している。このようにパワーMOSF
ET11の多結晶シリコン・ゲート配線の一部を低い不
純物領域とすることによって、ショットキーバリアダイ
オード27をバルク主面でなくパワーMOSFET11
のゲート配線の一部に形成でき、レイアウト・スペース
の縮小化の下でワンチップ化を図ることができる。The power MOSFE on the semiconductor substrate
The configuration of T11 (N-channel type) includes an n − -type epitaxial layer 39 formed on an n + -type substrate 38,
The p + -type diffusion region 40 a, the p-type channel region 40, the n + -type source region layer 41 formed by the double diffusion, and the n ++ -type polysilicon layer 44 formed via the gate insulating layer 42 It has a gate electrode 44G and a source electrode 46S of an aluminum wiring 46 which is in conductive contact with the source region 41 on the interlayer insulating film 45. The MOSFET of this example
Since 11 has a vertical double diffusion structure, a drain electrode (back electrode) (not shown) is formed on the back surface of the substrate 38. In the region adjacent to the part where the double-diffusion type power MOSFET 11 is formed, the anode electrode of the Schottky barrier diode 27 is provided on a part of the same n + + -type polycrystalline silicon layer 44 connected to the gate electrode 44G. Is formed, an n + -type polycrystalline silicon layer 44a constituting
A portion 46k of the same-layer aluminum wiring 46 connected to the source electrode 46 of the power MOSFET 11 contacts the n + -type polycrystalline silicon layer 44a via a contact hole of the insulating layer 45 as a canode electrode of the Schottky barrier diode 27. are doing. Thus, the power MOSF
By making a part of the polycrystalline silicon gate wiring of the ET11 a low impurity region, the Schottky barrier diode 27 can be replaced with the power MOSFET 11 instead of the bulk main surface.
Can be formed on a part of the gate wiring, and a single chip can be achieved while reducing the layout space.
【0033】このような半導体構造は図10に示す工程
により製造される。まず、図10(a)に示すように、
n+ 型の基板38上にエピタキシャル成長によりn- 型
のエピタキシャル層39を形成してから、ゲート絶縁層
42を介して多結晶シリコンのゲート絶縁層44Gを形
成する。そして、2重拡散法を用いてゲート絶縁層44
Gをマスクとして自己整合によりボロン等のp型不純物
元素を拡散させてp+型拡散領域40a及びp型チャネ
ル領域40を形成してから、更に、ゲート絶縁層44G
の間に形成したマスク(図示せず)とゲート絶縁層44
Gをマスクとして、リン等のn型不純物元素を拡散さ
せ、n+ 型のソース領域層41を形成する。これまでの
過程は従来法と同じであるが、ゲート絶縁層44Gの多
結晶シリコン層はn+ 型になっている。ゲート配線抵抗
を更に下げるためには、ゲート絶縁層44Gの部分を含
む多結晶シリコン層44の濃度を高濃度化(n++化)す
る必要があり、通常はイオン打ち込みによりゲート配線
の多結晶シリコン層44を高濃度化している。本例にお
いてもこのイオン打ち込みを施すものであるが、図10
(b)に示すように、パワーMOSFET11の活性領
域に対するイオン打ち込みを阻止するマスク52aを形
成すると共に、この隣接領域における多結晶シリコン層
44の一部44aもマスク52bで覆う。そして、n型
不純物元素のイオン打ち込みにより多結晶シリコン層4
4の一部44aを除いて高濃度化(n++化)させる。こ
の一部44aの濃度はn+ のままであり、前述したショ
ットキーバリアダイオードのアノード電極となるもので
ある。次に、マクク52a,52bを除去してから、図
10(c)に示すように、多結晶シリコン層44の上に
層間絶縁層45を形成し、パワーMOSFET11の活
性領域と多結晶シリコン層44の低濃度の部位44aに
コンタクト穴45a,45bを窓明けする。そして、図
8に示すように、層間絶縁層45上にソース電極配線と
なるアルミニウム層46を形成し、ソース領域41及び
多結晶シリコン層44の低濃度の部位44aに接触させ
る。これによってショットキーバリアダイオード27の
カソード電極46kが形成される。このように、ゲート
配線の配線抵抗を下げるためのイオン打ち込みの際、パ
ワーMOSFET11の活性領域のマスキング工程にお
いて多結晶シリコン層44の一部44aもマスクし、ま
た、パワーMOSFET11の活性領域の窓明け工程に
おいて上記多結晶シリコン層44の一部44aの上も窓
明けすることによりショットキーバリアダイオード27
を形成できる。従って、パワーMOSFET11の形成
プロセスを援用してショットキーバリアダイオード27
を形成できるので、新たな工程の追加がない。また、シ
ョットキーバリアダイオード27の形成部位はバルク
(エピタキシャル層39)の主面を占領せず、ゲート配
線の一部を用いることができるので、レイアウト上の自
由度が高い。Such a semiconductor structure is manufactured by the steps shown in FIG. First, as shown in FIG.
After forming an n − -type epitaxial layer 39 on the n + -type substrate 38 by epitaxial growth, a gate insulating layer 44G of polycrystalline silicon is formed via a gate insulating layer 42. Then, the gate insulating layer 44 is formed by using the double diffusion method.
G is used as a mask to diffuse a p-type impurity element such as boron by self-alignment to form ap + -type diffusion region 40a and a p-type channel region 40.
The mask (not shown) formed between the gate insulating layer 44
Using G as a mask, an n-type impurity element such as phosphorus is diffused to form an n + -type source region layer 41. The process so far is the same as the conventional method, except that the polycrystalline silicon layer of the gate insulating layer 44G is of the n + type. In order to further reduce the gate wiring resistance, it is necessary to increase the concentration of the polycrystalline silicon layer 44 including the portion of the gate insulating layer 44G (to make it n ++ ). The concentration of the silicon layer 44 is increased. In this example, this ion implantation is also performed.
As shown in (b), a mask 52a for preventing ion implantation into the active region of the power MOSFET 11 is formed, and a part 44a of the polycrystalline silicon layer 44 in the adjacent region is covered with the mask 52b. Then, the polysilicon layer 4 is formed by ion implantation of an n-type impurity element.
4. Except for a part 44a of 4, the concentration is increased (to make n ++ ). The concentration of the portion 44a remains n + and serves as the anode electrode of the above-described Schottky barrier diode. Next, after removing the masks 52a and 52b, as shown in FIG. 10C, an interlayer insulating layer 45 is formed on the polycrystalline silicon layer 44, and the active region of the power MOSFET 11 and the polycrystalline silicon layer 44 are formed. The contact holes 45a and 45b are opened in the low concentration portion 44a. Then, as shown in FIG. 8, an aluminum layer 46 serving as a source electrode wiring is formed on the interlayer insulating layer 45, and is brought into contact with the source region 41 and the low concentration portion 44a of the polycrystalline silicon layer 44. As a result, the cathode electrode 46k of the Schottky barrier diode 27 is formed. As described above, in the ion implantation for reducing the wiring resistance of the gate wiring, a part 44a of the polycrystalline silicon layer 44 is also masked in the masking step of the active region of the power MOSFET 11, and the window of the active region of the power MOSFET 11 is opened. In the process, a window is also opened on a portion 44a of the polycrystalline silicon layer 44, thereby forming the Schottky barrier diode 27.
Can be formed. Therefore, the Schottky barrier diode 27 is
Can be formed, so that no new process is added. In addition, since the portion where the Schottky barrier diode 27 is formed does not occupy the main surface of the bulk (epitaxial layer 39) and a part of the gate wiring can be used, the degree of freedom in layout is high.
【0034】なお、上記ショットキーバリアダイオード
27のカソード電極を構成するアルミニウム層46に代
えて、モリブデン、チタン等の金属層を用いても良い。In place of the aluminum layer 46 constituting the cathode electrode of the Schottky barrier diode 27, a metal layer such as molybdenum or titanium may be used.
【0035】図11は図8に示す半導体構造とは別の半
導体構造を示す断面図である。この図において図8に示
す同一部分には同一参照符号を付し、その説明を省略す
る。FIG. 11 is a sectional view showing a semiconductor structure different from the semiconductor structure shown in FIG. In this figure, the same parts as those shown in FIG. 8 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
【0036】図11に示す構造のうち図8に示す部分と
異なる部分は、ショットキーバリアダイオード27のア
ノード電極54aが不純物低濃度(n+ 型)の単結晶シ
リコン層として形成されている点にある。多結晶シリコ
ンのアノード電極に比して高特性のショットキーバリア
ダイオード27を得ることができる。図11に示す半導
体構造は図12に示す方法により得ることができる。ま
ず、図12(a)に示すように、n+ 型の基板38上に
エピタキシャル成長によりn- 型のエピタキシャル層3
9を形成してから、ゲート絶縁層42を介して多結晶シ
リコンのゲート絶縁層44Gを形成する。そして、2重
拡散法を用いてゲート絶縁層44Gをマスクとして自己
整合によりボロン等のp型不純物元素を拡散させてp+
型拡散領域40a及びp型チャネル領域40を形成して
から、更に、ゲート絶縁層44Gの間に形成したマスク
(図示せず)とゲート絶縁層44Gをマスクとして、リ
ン等のn型不純物元素を拡散させ、n+ 型のソース領域
層41を形成する。これによりゲート絶縁層44Gの多
結晶シリコン層はn+ 型になっている。次に、図12
(b)に示すように、パワーMOSFET11の活性領
域に対するイオン打ち込みを阻止するマスク52aを形
成し、n型不純物元素のイオン打ち込みにより多結晶シ
リコン層44を高濃度化(n++化)させる。そして、多
結晶シリコン層44のショットキーバリアダイオード2
7を形成すべき部分44bを除去した後、図12(c)
に示すように、この除去部分44bにエピタキシャル成
長によりn+ 型の単結晶シリコン層54aを形成する。
次に、マスク52aを除去した後、図12(d)に示す
ように、多結晶シリコン層44の上に層間絶縁層45を
形成し、パワーMOSFET11の活性領域と単結晶シ
リコン層54aの部位にコンタクト穴45a,45bを
窓明けする。そして、図11に示すように、層間絶縁層
45上にソース電極配線となるアルミニウム層46を形
成し、ソース領域41及び単結晶シリコン層54aに接
触させる。これによってショットキーバリアダイオード
27のカソード電極46kが形成される。かかる製造方
法においては、多結晶シリコン層44の一部の除去工程
とエピタキシャル成長工程を追加することになるが、シ
ョットキーバイアダイオード27のアノード領域(電
極)が単結晶シリコンとなっているので、素子の高特性
化が図れる。The structure shown in FIG. 11 differs from the structure shown in FIG. 8 in that anode electrode 54a of Schottky barrier diode 27 is formed as a low impurity (n + type) single crystal silicon layer. is there. A Schottky barrier diode 27 having higher characteristics than an anode electrode of polycrystalline silicon can be obtained. The semiconductor structure shown in FIG. 11 can be obtained by the method shown in FIG. First, as shown in FIG. 12A, an n − -type epitaxial layer 3 is formed on an n + -type substrate 38 by epitaxial growth.
After forming the gate insulating film 9, a gate insulating layer 44G of polycrystalline silicon is formed via the gate insulating layer 42. Then, a p-type impurity element such as boron is diffused by self-alignment using the gate insulating layer 44G as a mask by a double diffusion method to form p +
After forming the p-type diffusion region 40a and the p-type channel region 40, an n-type impurity element such as phosphorus is further removed using the mask (not shown) formed between the gate insulating layers 44G and the gate insulating layer 44G as a mask. Diffusion is performed to form an n + -type source region layer 41. Thus, the polycrystalline silicon layer of the gate insulating layer 44G is of the n + type. Next, FIG.
As shown in FIG. 2B, a mask 52a for preventing ion implantation into the active region of the power MOSFET 11 is formed, and the polycrystalline silicon layer 44 is made highly concentrated (n ++ ) by ion implantation of an n-type impurity element. Then, the Schottky barrier diode 2 of the polycrystalline silicon layer 44 is formed.
After removing the portion 44b where the 7 should be formed, FIG.
As shown in FIG. 7, an n + -type single-crystal silicon layer 54a is formed on the removed portion 44b by epitaxial growth.
Next, after removing the mask 52a, as shown in FIG. 12D, an interlayer insulating layer 45 is formed on the polycrystalline silicon layer 44, and the active region of the power MOSFET 11 and the portion of the single crystal silicon layer 54a are formed. The contact holes 45a and 45b are opened. Then, as shown in FIG. 11, an aluminum layer 46 serving as a source electrode wiring is formed on the interlayer insulating layer 45, and is brought into contact with the source region 41 and the single crystal silicon layer 54a. As a result, the cathode electrode 46k of the Schottky barrier diode 27 is formed. In this manufacturing method, a step of partially removing the polycrystalline silicon layer 44 and an epitaxial growth step are added. However, since the anode region (electrode) of the Schottky via diode 27 is made of single-crystal silicon, the element is Characteristics can be improved.
【0037】(実施例6)図13は、上記に示した半導
体装置と略同様の構成であるが、さらに、制御部20の
下流にバイアス電源25が追加されているものに、ショ
ットキーバリアダイオード27を用いて制御部20の保
護が図られた半導体装置の構成を示してある。本例の半
導体装置10においても、上記と同様に、放電電流16
は、制御部20内のPNPトランジスタ23をバイパス
して、ショットキーバリアダイオード27を経由して放
電される。このため、トランジスタ23にかかる逆バイ
アス電圧は大幅に低減され、トランジスタ23の誤動作
あるいは破壊が防止できる。(Embodiment 6) FIG. 13 shows a configuration substantially the same as the above-described semiconductor device, except that a bias power supply 25 is added downstream of the control unit 20. 27 shows a configuration of a semiconductor device in which the control unit 20 is protected by using 27. In the semiconductor device 10 of the present example, the discharge current 16
Are discharged via the Schottky barrier diode 27, bypassing the PNP transistor 23 in the control unit 20. Therefore, the reverse bias voltage applied to the transistor 23 is significantly reduced, and malfunction or destruction of the transistor 23 can be prevented.
【0038】測定によると、このショットキーバリアダ
イオード27を設置することにより、逆バイアス電源と
して−15Vを付加した電圧共振回路において、逆バイ
アス電圧のピーク値は−35Vから−17Vに低減され
ている。もちろん、この例の装置においても、先に示し
た式(1)の関係を満たすような特性のダイオードを採
用することが必要であり、立ち上がりが早く、順方向の
電圧降下の低いショットキーバリアダイオードを用いる
ことが望ましい。According to the measurement, the peak value of the reverse bias voltage is reduced from −35 V to −17 V in the voltage resonance circuit to which −15 V is added as the reverse bias power supply by installing the Schottky barrier diode 27. . Of course, also in the device of this example, it is necessary to employ a diode having characteristics satisfying the relationship of the above-described expression (1), and a Schottky barrier diode having a fast rise and a low forward voltage drop is required. It is desirable to use
【0039】さらに、図14は、実施例6に係る半導体
装置によってインバータ回路を構成した例であり、イン
バータ回路の上アーム部45および下アーム部46のそ
れぞれに制御部を保護するショットキーバリアダイオー
ド27a、27bが設置されている。FIG. 14 shows an example in which an inverter circuit is constituted by the semiconductor device according to the sixth embodiment. A Schottky barrier diode for protecting a control unit in each of the upper arm 45 and the lower arm 46 of the inverter circuit. 27a and 27b are provided.
【0040】(実施例7)図15は、逆バイアス電源2
5に定電圧用のツェナーダイオード26が並列に接続さ
れている装置に、本発明に係るショットキーバリアダイ
オード27を設置した半導体装置の構成を示してある。
バイパス時においてはショットキーバリアダイオード2
7のアノード電圧はツェナー電圧に固定される。(Embodiment 7) FIG.
5 shows a configuration of a semiconductor device in which a Schottky barrier diode 27 according to the present invention is installed in a device in which a Zener diode 26 for constant voltage is connected in parallel.
At the time of bypass, the Schottky barrier diode 2
The anode voltage of 7 is fixed to the Zener voltage.
【0041】(実施例8)また、図16は、制御部20
を保護するダイオード27として一般の整流ダイオード
を用いる場合を示してあり、この場合は、動作バランス
を確保するために、制御抵抗15と直列に整流ダイオー
ド28を設置することが望ましい。このような制御抵抗
15に対して直列に整流ダイオード28を設置すると、
トランジスタ23の寄生ダイオードを介した経路の順方
向電圧はバイアス経路のそれより2倍であるので、パワ
ーMOSFET等のスイッチング半導体素子の見かけの
スレッショルド電圧をアップさせることが可能となり、
確実に整流ダイオード27を介したバイパス経路へ電流
が抜けるので、ノイズイミュニティーの向上を図ること
が可能となる。(Embodiment 8) FIG.
In this case, it is desirable to install a rectifier diode 28 in series with the control resistor 15 in order to secure an operation balance. If a rectifier diode 28 is installed in series with such a control resistor 15,
Since the forward voltage of the path through the parasitic diode of the transistor 23 is twice that of the bias path, the apparent threshold voltage of a switching semiconductor element such as a power MOSFET can be increased,
Since the current reliably flows to the bypass path via the rectifier diode 27, it is possible to improve noise immunity.
【0042】ところで、パワーMOSFET11のゲー
ト・ソース間にも寄生容量が存在し、これに蓄積された
電荷は、トランジスタ22がオンでトランジスタ23が
オフのときトランジスタ22を介して放電される必要が
あるが、上述のように、整流ダイオード27にバイパス
電流を確実に流させるために整流ダイオード28を入れ
ると、ゲート・ソース間寄生容量の電荷の放電が損なわ
れてしまう。そこで、これを改善するために、図17に
示すような回路構成を採用する。By the way, there is a parasitic capacitance between the gate and the source of the power MOSFET 11, and the electric charge stored in the parasitic capacitance needs to be discharged via the transistor 22 when the transistor 22 is on and the transistor 23 is off. However, as described above, if the rectifier diode 28 is inserted to ensure that the rectifier diode 27 allows the bypass current to flow, the discharge of the gate-source parasitic capacitance is impaired. Therefore, in order to improve this, a circuit configuration as shown in FIG. 17 is adopted.
【0043】(実施例9)図17の回路構成において
は、整流ダイオード28とは極性を逆に並列接続したダ
イオード282が付加されている。これによって、ゲー
ト・ソース間寄生容量141の電荷は整流ダイオード2
82を介して放電されるので、パワーMOSFETの動
作を正常に行なうことができる。なお、寄生ダイオード
231とダイオード28の順方向電圧降下はダイオード
27の順方向電圧降下よりも大きいので、寄生ダイオー
ド231に電流が流れる前にダイオード27に流れるの
で、トランジスタ23の誤動作や破壊を引き起こすこと
はない。(Embodiment 9) In the circuit configuration of FIG. 17, a diode 282 connected in parallel with the rectifier diode 28 in reverse polarity is added. As a result, the charge of the gate-source parasitic capacitance 141 is reduced by the rectifier diode 2
Since the power is discharged via the resistor 82, the operation of the power MOSFET can be performed normally. Since the forward voltage drop of the parasitic diode 231 and the diode 28 is larger than the forward voltage drop of the diode 27, the current flows through the diode 27 before the current flows through the parasitic diode 231. There is no.
【0044】(実施例10)図18は図17に示すダイ
オード28に替えて抵抗152を用いた例を示す。(Embodiment 10) FIG. 18 shows an example in which a resistor 152 is used in place of the diode 28 shown in FIG.
【0045】この抵抗152によってもゲート・ソース
間寄生容量141の電荷を放電させることができる。た
だ、寄生ダイオード231の順方向電圧降下とこの抵抗
152の電圧降下の和がダイオード27の順方向電圧降
下よりも小さいことが必要である。なお、パワーMOS
FET11のゲート抵抗は抵抗151と抵抗152の和
であり、図17に示す抵抗15の値と同じものとされ
る。The resistance of the gate-source parasitic capacitance 141 can also be discharged by the resistor 152. However, it is necessary that the sum of the forward voltage drop of the parasitic diode 231 and the voltage drop of the resistor 152 is smaller than the forward voltage drop of the diode 27. In addition, power MOS
The gate resistance of the FET 11 is the sum of the resistance 151 and the resistance 152, and is the same as the value of the resistance 15 shown in FIG.
【0046】(実施例11)図19は図4に示す例の改
善例を示す。図4に示す回路構成では放電電流がダイオ
ード27とゲート抵抗15を介して放電される。ダイオ
ード27がショットキーバリアダイオードであれば、順
方向電圧降下が低いのでこのバイパス経路を介して放電
するが、整流ダイオードであれば、トランジスタ23の
寄生ダイオード231を介しても電流が流れるおそれが
ある。そこで、本例ではトランジスタ23のコレクタ側
に逆バイアス電流を阻止するダイオード282を設け
た。これによって完全にダイオード27側に放電電流を
バイパスさせることができる。(Embodiment 11) FIG. 19 shows an improved example of the example shown in FIG. In the circuit configuration shown in FIG. 4, the discharge current is discharged via the diode 27 and the gate resistor 15. If the diode 27 is a Schottky barrier diode, the voltage is discharged through this bypass path because the forward voltage drop is low. If the diode 27 is a rectifier diode, current may flow through the parasitic diode 231 of the transistor 23. . Therefore, in this example, a diode 282 for blocking a reverse bias current is provided on the collector side of the transistor 23. As a result, the discharge current can be completely bypassed to the diode 27 side.
【0047】(実施例12)図20は別の改善例を示
す。この例の図19の例と異なる点は、逆バイアス電流
を阻止するダイオード282をトランジスタ28のエミ
ッタ側に設けた点にあり、図19の例と同様な効果を得
ることができる。(Embodiment 12) FIG. 20 shows another improved example. This example differs from the example in FIG. 19 in that a diode 282 for blocking a reverse bias current is provided on the emitter side of the transistor 28, and the same effect as in the example in FIG. 19 can be obtained.
【0048】(実施例13)図21は本発明をHブリッ
ジのドライバ回路に適用した実施例を示す。なお、図2
1において図27に示す部分と同一部分には同一参照符
号を付し、その説明は省略する。この回路も主スイッチ
ング半導体素子のIGBT(T2 )と制御回路の半導体
集積回路IC2 とを有しており、トランジスタ23のコ
レクタ・エミッタ間にはバイパス経路のショットキーバ
リアダイオード27が設けられている。これによって、
配線インダクタンスL11に誘起される逆起電力による電
流をバイパスできるので、上述の例と同様に、トランジ
スタ22,23の誤動作や破壊を防止でき、貫通電流に
よる電力損失を軽減することができる。Embodiment 13 FIG. 21 shows an embodiment in which the present invention is applied to an H-bridge driver circuit. Note that FIG.
In FIG. 1, the same portions as those shown in FIG. 27 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. This circuit also has an IGBT (T 2 ) as a main switching semiconductor element and a semiconductor integrated circuit IC 2 as a control circuit. A Schottky barrier diode 27 in a bypass path is provided between the collector and the emitter of the transistor 23. I have. by this,
Since bypass the current generated by the counter electromotive force induced in the wiring inductance L 11, similarly to the above example, it is possible to prevent malfunction or breakdown of the transistors 22 and 23, it is possible to reduce the power loss due to the through current.
【0049】[0049]
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、第1
に、立ち上がり電圧の低いショットキーバリアダイオー
ドを以て電流バイパス経路を構成した点、第2に、整流
ダイオードを以て電流バイパス経路を形成すると共に、
そのバイパス経路に確実に放電電流を流し込むような回
路構成を採用した点に特徴を有するものであるので、次
のような効果を奏する。As described above, the present invention provides the first
Second, a current bypass path is formed by a Schottky barrier diode having a low rising voltage. Second, a current bypass path is formed by a rectifier diode.
The circuit is characterized in that it employs a circuit configuration that allows a discharge current to flow reliably into the bypass path, and has the following effects.
【0050】 順方向の立ち上がり電圧が低く、順方
向の電圧降下の小さなショットキーバリアダイオードを
用いてバイパス経路を形成すると、スイッチング半導体
素子に発生する放電電流を、制御部をバイパスして流す
ことが可能である。従って、スイッチング半導体素子が
オフ状態での帰還容量の電荷や、配線インダクタンスに
よる逆電力による放電電流が発生しても、スイッチング
制御用半導体集積回路側の誤動作や破壊を防止できる。
さらに、半導体の動作の遅れを防止できるので、貫通電
流を抑制でき、消費電流の低減を図ることも可能とな
る。特に、バイパス経路の過電流を制限するため、スイ
ッチング半導体素子の過電流検出抵抗が含まれているの
で、電流制限抵抗として兼用できる。 When a Schottky barrier diode having a low forward rise voltage and a small forward voltage drop is used to form a bypass path, a discharge current generated in the switching semiconductor element can flow by bypassing the control unit. It is possible. Therefore, even if the charge of the feedback capacitance when the switching semiconductor element is in the off state or a discharge current due to the reverse power due to the wiring inductance is generated, malfunction or destruction of the switching control semiconductor integrated circuit can be prevented.
Furthermore, since a delay in the operation of the semiconductor can be prevented, the through current can be suppressed, and the current consumption can be reduced. In particular, to limit overcurrent in the bypass path,
The overcurrent detection resistor of the switching semiconductor element is included.
Thus, it can also be used as a current limiting resistor.
【0051】 また、整流ダイオードでバイパス経路
を形成した場合にも、制御部側の放電経路に電圧降下手
段を付加することにより、上述の効果を得ることができ
る。なぜなら、放電時においては逆バイアスによる寄生
ダイオードの電圧降下に電圧降下手段の電圧降下が重畳
されるので、バイパス経路の負荷の方が小さくなり、必
然的にバイパス経路を介して放電電流が流れる。Further, even when a bypass path is formed by a rectifier diode, the above-described effect can be obtained by adding a voltage drop unit to the discharge path on the control unit side. This is because the voltage drop of the voltage drop means is superimposed on the voltage drop of the parasitic diode due to the reverse bias at the time of discharging, so that the load on the bypass path becomes smaller, and the discharge current necessarily flows through the bypass path.
【0052】 スイッチング半導体素子の帰還容量に
蓄積された電荷は、通常、スイッチング制御半導体集積
回路のオン素子を介して放電されることもあるので、電
圧降下手段によって却ってその常態時の放電経路を阻害
してしまうおそれもあるが、電圧降下手段とは並列にダ
イオードを設けることによって、その放電電流を支障な
く通過させることができる。Since the electric charge accumulated in the feedback capacitance of the switching semiconductor element is usually discharged through the ON element of the switching control semiconductor integrated circuit, the discharge path in the normal state is blocked by the voltage drop means. However, by providing a diode in parallel with the voltage drop means, the discharge current can be passed without any trouble.
【0053】 更に、放電経路への逆バイアス時の流
入電流を阻止するダイオードを設けた場合には、この逆
バイアス状態のオフ素子に放電電流は流入せず、バイパ
ス経路のみに放電電流が完全に流れることになる。Further, in the case where a diode for blocking the inflow current at the time of reverse bias into the discharge path is provided, the discharge current does not flow into the off element in the reverse bias state, and the discharge current completely flows only into the bypass path. Will flow.
【0054】 バイパス経路を構成するショットキー
バリアダイオードをスイッチング半導体素子と同一基板
に作り込む第1の製造方法を採用した場合には、半導体
基板の主面でなく、スイッチング半導体素子の制御電極
層にショットキーバリアダイオードを形成することがで
きるので、ワンチップ化は勿論のこと、自由度の高いレ
イアウトとすることができる。また、スイッチング半導
体素子の形成プロセスをそのまま援用してショットキー
バリアダイオードを構成できるので、工程数の増加を招
かないという利点もある。In the case where the first manufacturing method in which the Schottky barrier diode forming the bypass path is formed on the same substrate as the switching semiconductor element is adopted, not the main surface of the semiconductor substrate but the control electrode layer of the switching semiconductor element. Since a Schottky barrier diode can be formed, a layout with a high degree of freedom can be achieved as well as a one-chip configuration. Further, since the Schottky barrier diode can be formed by directly using the process for forming the switching semiconductor element, there is an advantage that the number of steps is not increased.
【0055】 第2の製造方法を採用した場合には、
半導体基板ではなく、制御電極層と同層の単結晶上にシ
ョットキーバリアダイオードを形成できるので、良好な
特性のショットキーバリアダイオードを得ることができ
る。When the second manufacturing method is adopted,
Since the Schottky barrier diode can be formed not on the semiconductor substrate but on a single crystal of the same layer as the control electrode layer, a Schottky barrier diode having good characteristics can be obtained.
【図1】本発明の実施例1に係る半導体装置の構成を示
す回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a configuration of a semiconductor device according to a first embodiment of the present invention.
【図2】本発明の実施例2に係る半導体装置の構成を示
す回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram illustrating a configuration of a semiconductor device according to a second embodiment of the present invention.
【図3】本発明の実施例3に係る半導体装置の構成を示
す回路図であり、(a)は共振用のコンデンサーがトラ
ンスと並列に接続された回路図、(b)はトランスと直
列に接続された回路図である。FIGS. 3A and 3B are circuit diagrams illustrating a configuration of a semiconductor device according to a third embodiment of the present invention. FIG. 3A is a circuit diagram in which a resonance capacitor is connected in parallel with a transformer, and FIG. It is the circuit diagram which was connected.
【図4】本発明の実施例4に係る半導体装置の構成を示
す回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram illustrating a configuration of a semiconductor device according to a fourth embodiment of the present invention.
【図5】本発明の実施例5に係る半導体装置の構成を示
す回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration of a semiconductor device according to Embodiment 5 of the present invention.
【図6】図4に示す半導体装置の断面構造を示す断面図
である。6 is a cross-sectional view showing a cross-sectional structure of the semiconductor device shown in FIG.
【図7】図6に示す断面構造の等価回路を示す回路図で
ある。7 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of the cross-sectional structure shown in FIG.
【図8】図5に示す半導体装置の断面構造を示す断面図
である。8 is a cross-sectional view showing a cross-sectional structure of the semiconductor device shown in FIG.
【図9】図8に示す断面構造の等価回路を示す断面図で
ある。9 is a sectional view showing an equivalent circuit of the sectional structure shown in FIG.
【図10】図8に示す半導体構造の製造工程をそれぞれ
示す断面図である。FIG. 10 is a cross-sectional view showing a step of manufacturing the semiconductor structure shown in FIG. 8;
【図11】図5に示す半導体装置の別の断面構造を示す
断面図である。11 is a cross-sectional view showing another cross-sectional structure of the semiconductor device shown in FIG.
【図12】図11に示す半導体構造の製造工程をそれぞ
れ示す断面図である。FIG. 12 is a cross-sectional view showing a step of manufacturing the semiconductor structure shown in FIG. 11;
【図13】本発明の実施例6に係る半導体装置の構成を
示す回路図である。FIG. 13 is a circuit diagram showing a configuration of a semiconductor device according to Embodiment 6 of the present invention.
【図14】本発明に係る実施例6の半導体装置を用いて
構成されたインバータ回路を示す回路図である。FIG. 14 is a circuit diagram illustrating an inverter circuit configured using a semiconductor device according to a sixth embodiment of the present invention.
【図15】図13と同様に逆バイアス電源が付加された
実施例7に係る半導体装置の構成を示す回路図である。FIG. 15 is a circuit diagram showing a configuration of a semiconductor device according to a seventh embodiment to which a reverse bias power supply is added as in FIG. 13;
【図16】本発明に係る半導体装置において、整流ダイ
オードを用いてバイパス経路を形成する場合の実施例8
の構成を示す回路図である。FIG. 16 shows a semiconductor device according to an eighth embodiment of the present invention in which a bypass path is formed using a rectifier diode.
FIG. 3 is a circuit diagram showing the configuration of FIG.
【図17】本発明に係る半導体装置において、整流ダイ
オードを用いてバイパス経路を形成する場合の実施例9
の構成を示す回路図である。FIG. 17 shows a ninth embodiment in which a bypass path is formed using a rectifier diode in a semiconductor device according to the present invention.
FIG. 3 is a circuit diagram showing the configuration of FIG.
【図18】本発明に係る半導体装置において、整流ダイ
オードを用いてバイパス経路を形成する場合の実施例1
0の構成を示す回路図である。FIG. 18 is a diagram illustrating a semiconductor device according to a first embodiment of the present invention in which a rectifier diode is used to form a bypass path.
FIG. 3 is a circuit diagram illustrating a configuration of a zero.
【図19】本発明に係る半導体装置において、整流ダイ
オードを用いてバイパス経路を形成する場合の実施例1
1の構成を示す回路図である。FIG. 19 is a diagram illustrating a semiconductor device according to a first embodiment of the present invention in which a rectifier diode is used to form a bypass path.
1 is a circuit diagram showing a configuration of FIG.
【図20】本発明に係る半導体装置において、整流ダイ
オードを用いてバイパス経路を形成する場合の実施例1
2の構成を示す回路図である。FIG. 20 is a diagram illustrating a semiconductor device according to an embodiment of the present invention, in which a rectifier diode is used to form a bypass path.
2 is a circuit diagram showing a configuration of FIG.
【図21】本発明をH型ブリッジのドライバ回路に適用
した実施例13を示す回路図である。FIG. 21 is a circuit diagram showing a thirteenth embodiment in which the present invention is applied to an H-bridge driver circuit.
【図22】従来の半導体装置の構成を示す回路図であ
る。FIG. 22 is a circuit diagram showing a configuration of a conventional semiconductor device.
【図23】図19に示す半導体装置におけるパワーMO
SFETに印加される電圧の変動を示すグラフ図であ
る。FIG. 23 shows a power MO in the semiconductor device shown in FIG. 19;
FIG. 4 is a graph showing a change in voltage applied to an SFET.
【図24】従来の半導体装置であり、逆バイアス電源を
備えているものの構成を示す回路図である。FIG. 24 is a circuit diagram showing a configuration of a conventional semiconductor device having a reverse bias power supply.
【図25】(a)は図24に示す半導体装置のパワーM
OSFETに印加される電圧の変動を示すグラフ図、
(b)はその逆バイアス電圧の変動を示すグラフ図であ
る。FIG. 25A is a graph showing the power M of the semiconductor device shown in FIG. 24;
FIG. 4 is a graph showing a change in voltage applied to the OSFET;
(B) is a graph showing the fluctuation of the reverse bias voltage.
【図26】従来のH型ブリッジのドライバ回路を示す回
路図である。FIG. 26 is a circuit diagram showing a conventional H-bridge driver circuit.
【図27】図26に示すドライバ回路のスイッチング制
御用半導体集積回路の詳細を示す回路図である。FIG. 27 is a circuit diagram showing details of a switching control semiconductor integrated circuit of the driver circuit shown in FIG. 26;
1・・トランス 2・・メイン電源 3・・共振用のコンデンサー 10・・半導体装置 11・・パワーMOSFET 12・・パワーMOSFETの制御用入力端子 13・・パワーMOSFETの出力端子 14・・パワーMOSFETの帰還容量(ゲート・ドレ
イン間) 15・・制御抵抗 16・・放電電流 17・・過電流検出用抵抗 20・・制御部 21・・スイッチング制御用半導体集積回路の出力端子 22・・NPN型トランジスタ 23・・PNP型トランジスタ 25・・逆バイアス電源 27・・ショットキーバリアダイオード(SBD) 28・・整流ダイオード 38・・n+ 型半導体基板 39・・n- 型エピタキシャル層 40・・p型チャネル拡散層 40a・・p+ 型拡散層 41・・n+ ソース領域 42・・ゲート絶縁層 44・・多結晶シリコン層 44a・・低濃度の多結晶シリコン層(アノード電極) 44G・・ゲート電極層 45・・層間絶縁層 46・・アルミニウム層 46S・・ソース電極 46・・カソード電極 54a・・低濃度の単結晶シリコン層(アノード電極) 141・・・パワーMOSFETの帰還容量(ゲート・
ソース間) 231・・寄生ダイオード 282・・ダイオード T1 〜T4 ・・IGBT D1 〜D4 ・・遮断時の逆起電力吸収用ダイオード IC1 〜IC4 ・・スイッチング制御用半導体集積回路 R1 〜R4 は制御抵抗 L11,L12,L21,L22・・配線インダクタンス L・・インダクタンス負荷1 Transformer 2 Main power supply 3 Resonant capacitor 10 Semiconductor device 11 Power MOSFET 12 Power MOSFET control input terminal 13 Power MOSFET output terminal 14 Power MOSFET Feedback capacitance (between gate and drain) 15. Control resistor 16. Discharge current 17. Overcurrent detection resistor 20. Control unit 21. Output terminal of switching control semiconductor integrated circuit 22. NPN transistor 23. ··· PNP transistor 25 ··· Reverse bias power supply 27 ··· Schottky barrier diode (SBD) 28 ··· Rectifier diode 38 ··· n + type semiconductor substrate 39 ··· n − type epitaxial layer 40 ··· p type channel diffusion layer 40a ... p + -type diffusion layer 41 ... n + source region 42 ... gate insulating layer 44, Polycrystalline silicon layer 44a Low polycrystalline silicon layer (anode electrode) 44G Gate electrode layer 45 Interlayer insulating layer 46 Aluminum layer 46S Source electrode 46 Cathode electrode 54a Low concentration Single-crystal silicon layer (anode electrode) 141... Feedback capacitance of power MOSFET (gate
Source) 231 ... parasitic diode 282 .. diode T 1 ~T 4 ·· IGBT D 1 ~D 4 back electromotive force absorbing diode IC 1 ~IC during · · blocking 4 · switching control semiconductor integrated circuit R 1 to R 4 are controlled resistance L 11, L 12, L 21 , L 22 ·· wiring inductance L · · inductive load
フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 FI H03K 17/60 17/695 (72)発明者 三田村 昌典 神奈川県川崎市川崎区田辺新田1番1号 富士電機株式会社内 (56)参考文献 特開 平4−115715(JP,A) 特開 平1−133415(JP,A) 特開 平2−7714(JP,A) 特開 平3−57314(JP,A) 特表 昭59−500593(JP,A) (58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名) H01L 27/06 H01L 27/082 H03K 17/00 - 17/70 H01L 21/8249 H01L 21/8228 H01L 29/78 Continuation of the front page (51) Int.Cl. 7 Identification code FI H03K 17/60 17/695 (72) Inventor Masanori Mitamura 1-1-1, Tanabe Shinda, Kawasaki-ku, Kawasaki-shi, Kanagawa Prefecture Fuji Electric Co., Ltd. (56) References JP-A-4-115715 (JP, A) JP-A-1-133415 (JP, A) JP-A-2-7714 (JP, A) JP-A-3-57314 (JP, A) −500593 (JP, A) (58) Fields investigated (Int. Cl. 7 , DB name) H01L 27/06 H01L 27/082 H03K 17/00-17/70 H01L 21/8249 H01L 21/8228 H01L 29 / 78
Claims (10)
スイッチング半導体素子と、このスイッチング半導体素
子の制御入力に該制御信号を供給する制御部を含むスイ
ッチング制御用半導体集積回路とを有する半導体装置で
あって、 前記スイッチング半導体素子の開閉に伴い前記制御部に
おいて生じる逆バイアスの素子を持つ放電経路に対して
ショットキーバリアダイオードを以て電流バイパスする
経路が形成されており、前記バイパス経路は前記スイッ
チング半導体素子の過電流検出抵抗を含むことを特徴と
する半導体装置。1. A semiconductor device comprising: a switching semiconductor element for conducting and interrupting a current in accordance with a control signal; and a switching control semiconductor integrated circuit including a control unit for supplying the control signal to a control input of the switching semiconductor element. Wherein a current bypass path is formed by a Schottky barrier diode with respect to a discharge path having a reverse bias element generated in the control unit as the switching semiconductor element is opened and closed, and the bypass path is connected to the switch.
A semiconductor device including an overcurrent detection resistor of a semiconductor chip .
前記ショットキーバリアダイオードが前記スイッチング
半導体素子と同一基板に形成されてなることを特徴とす
る半導体装置。2. The semiconductor device according to claim 1, wherein
A semiconductor device, wherein the Schottky barrier diode is formed on the same substrate as the switching semiconductor element.
スイッチング半導体素子と、このスイッチング半導体素
子の制御入力に該制御信号を供給する制御部を含むスイ
ッチング制御用半導体集積回路とを有する半導体装置で
あって、 前記スイッチング半導体素子の開閉に伴い前記制御部に
おいて生じる逆バイアスの素子を持つ放電経路に対して
ショットキーバリアダイオードを以て電流バイパスする
経路が形成されており、前記ショットキーバリアダイオ
ードが前記スイッチング制御用半導体集積回路と同一基
板に形成されてなる ことを特徴とする半導体装置。3. The current is turned on / off according to a control signal.
A switching semiconductor element and the switching semiconductor element
A switch including a control unit for supplying the control signal to the control input of the
Semiconductor device having a switching control semiconductor integrated circuit.
And the control unit is opened and closed with the opening and closing of the switching semiconductor element.
The discharge path with the reverse bias element generated in
Current bypass with Schottky barrier diode
A path is formed, and the Schottky barrier diode is
Mode is the same as that of the switching control semiconductor integrated circuit.
A semiconductor device formed on a plate .
スイッチング半導体素子と、このスイッチング半導体素
子の制御入力に該制御信号を供給する制御部を含むスイ
ッチング制御用半導体集積回路と、前記制御部の出力と
前記制御入力との間に接続された制御抵抗とを有する半
導体装置であって、 前記スイッチング半導体素子の開閉に伴い前記制御部に
生じる逆バイアスの素子を持つ放電経路に対して整流ダ
イオードを以て電流バイパスする経路が形成されてお
り、前記バイパス経路は前記制御抵抗を含み、前記制御
部の出力と前記制御抵抗との間には電圧降下手段が接続
されてなることを特徴とする半導体装置。4. A semiconductor integrated circuit for switching control including a switching semiconductor element for conducting and interrupting a current according to a control signal, a control unit for supplying the control signal to a control input of the switching semiconductor element, and the control unit And a control resistor connected between said output and said control input, wherein a rectifier diode is provided for a discharge path having a reverse-biased element generated in said control unit with opening and closing of said switching semiconductor element. A semiconductor device, wherein a path for bypassing a current is formed by the method, the bypass path includes the control resistor, and a voltage drop unit is connected between an output of the control unit and the control resistor. .
前記電圧降下手段は整流ダイオードであることを特徴と
する半導体装置。5. The semiconductor device according to claim 4 , wherein
2. The semiconductor device according to claim 1, wherein said voltage drop means is a rectifier diode.
前記電圧降下手段は抵抗であることを特徴とする半導体
装置。6. The semiconductor device according to claim 4 , wherein
2. The semiconductor device according to claim 1, wherein said voltage drop means is a resistor.
前記電圧降下手段とは並列に接続され、前記逆バイアス
時に前記電圧降下手段にかかる印加電圧とは逆方向を順
方向とする整流ダイオードを有することを特徴とする半
導体装置。7. The semiconductor device according to claim 4 , wherein
A semiconductor device, comprising: a rectifier diode connected in parallel to the voltage drop means and having a forward direction opposite to a voltage applied to the voltage drop means during the reverse bias.
前記放電経路への前記逆バイアス時の流入電流を阻止す
るダイオードを有することを特徴とする半導体装置。8. The semiconductor device according to claim 5 , wherein
A semiconductor device comprising: a diode for preventing a current flowing into the discharge path at the time of the reverse bias.
スイッチング半導体素子と、このスイッチング半導体素
子の制御入力に該制御信号を供給する制御部を含むスイ
ッチング制御用半導体集積回路とを有し、前記スイッチ
ング半導体素子の開閉に伴い前記制御部において生じる
逆バイアスの素子を持つ放電経路に対してショットキー
バリアダイオードを以て電流バイパスする経路が形成さ
れており、前記ショットキーバリアダイオードが前記ス
イッチング半導体素子と同一基板に形成されてなる半導
体装置の製造方法において、 一部が前記スイッチング半導体素子の制御電極層となる
べき同一層の不純物ドープの多結晶シリコン層を形成す
る工程と、前記多結晶シリコン層の一部をマスクして前
記多結晶シリコン層の不純物濃度を更に高濃度化する工
程と、形成された前記不純物高濃度の前記多結晶シリコ
ン層上に絶縁層を形成してから前記マスクした部位にコ
ンタクト穴を形成する工程と、一部が前記スイッチング
半導体素子の出力電極層となるべき同一層の金属層を前
記絶縁層上に形成して前記マスクした部位の多結晶シリ
コン層に接触させる工程と、を有することを特徴とする
半導体装置の製造方法。9. The current is turned on / off in response to a control signal.
A switching semiconductor element and the switching semiconductor element
A switch including a control unit for supplying the control signal to the control input of the
A semiconductor integrated circuit for controlling switching, the switch comprising:
Occurs in the control unit as the switching semiconductor element opens and closes
Schottky for discharge path with reverse biased element
A current bypass path is formed with a barrier diode.
And the Schottky barrier diode is
A method of manufacturing a semiconductor device formed on the same substrate as an etching semiconductor element, comprising forming an impurity-doped polycrystalline silicon layer of the same layer to be partially used as a control electrode layer of the switching semiconductor element. Performing a step of masking a part of the polycrystalline silicon layer to further increase the impurity concentration of the polycrystalline silicon layer; and forming an insulating layer on the formed polycrystalline silicon layer having a high impurity concentration. Forming a contact hole in the masked part after forming the same, and forming the same layer of a metal layer that is to be an output electrode layer of the switching semiconductor element on the insulating layer and masking the part. Contacting the polycrystalline silicon layer with a polycrystalline silicon layer.
るスイッチング半導体素子と、このスイッチング半導体
素子の制御入力に該制御信号を供給する制御部を含むス
イッチング制御用半導体集積回路とを有し、前記スイッ
チング半導体素子の開閉に伴い前記制御部において生じ
る逆バイアスの素子を持つ放電経路に対してショットキ
ーバリアダイオードを以て電流バイパスする経路が形成
されており、前記ショットキーバリアダイオードが前記
スイッチング半導体素子と同一 基板に形成されてなる半
導体装置の製造方法において、 一部が前記スイッチング半導体素子の制御電極層となる
べき同一層の不純物高濃度の多結晶シリコン層を形成す
る工程と、前記多結晶シリコン層の一部に開口部を形成
する工程と、前記開口部にエピタキシャル成長により周
りの前記不純物濃度よりも低い不純物濃度の単結晶シリ
コン層を形成する工程と、前記不純物高濃度の前記多結
晶シリコン層上に絶縁層を形成してから前記不純物低濃
度の単結晶シリコン層の部位にコンタクト穴を形成する
工程と、一部が前記スイッチング半導体素子の出力電極
層となるべき同一層の金属層を前記絶縁層上に形成して
前記不純物低濃度の単結晶シリコン層に接触させる工程
と、を有することを特徴とする半導体装置の製造方法。10. A current is turned on / off according to a control signal.
Switching semiconductor element and the switching semiconductor
A switch including a control unit for supplying the control signal to a control input of the element.
A semiconductor integrated circuit for switching control.
Occurs in the control unit as the switching semiconductor element opens and closes.
Schottky for discharge path with reverse biased element
-A current bypass path is formed with a barrier diode
And the Schottky barrier diode is
A method for manufacturing a semiconductor device formed on the same substrate as a switching semiconductor element, comprising forming a polycrystalline silicon layer with a high impurity concentration in the same layer that is to be partially used as a control electrode layer of the switching semiconductor element. Forming an opening in a part of the polycrystalline silicon layer; forming a single-crystal silicon layer having an impurity concentration lower than the surrounding impurity concentration in the opening by epitaxial growth; A step of forming an insulating layer on the high-concentration polycrystalline silicon layer and then forming a contact hole in the portion of the low-concentration single-crystal silicon layer, and a part of the step becomes an output electrode layer of the switching semiconductor element Forming a metal layer of the same layer on the insulating layer and contacting the single crystal silicon layer with a low impurity concentration. Method of manufacturing location.
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- 1993-06-22 JP JP05149940A patent/JP3139223B2/en not_active Expired - Fee Related
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