JP2013099069A - Ｄｃ／ｄｃコンバータ、ソーラー充電システム、及び移動体 - Google Patents

Abstract

【課題】高効率化を図ることができる双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ部と、前記第１ＤＣ／ＤＣコンバータ部から供給される電圧をＤＣ／ＤＣ変換する第２ＤＣ／ＤＣコンバータ部とを備える。前記第１ＤＣ／ＤＣコンバータ部及び前記第２ＤＣ／ＤＣコンバータ部の一方が固定倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ２であり、前記第１ＤＣ／ＤＣコンバータ部及び前記第２ＤＣ／ＤＣコンバータ部の他方が可変倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ１である。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＤＣ／ＤＣ変換を行うＣ／ＤＣコンバータ並びにこれを備えたソーラー充電システム及び移動体に関する。

ＤＣ／ＤＣ変換を行うことができるＤＣ／ＤＣコンバータは従来から種々の構成が提案されている。例えば、特許文献１に開示されている電源装置（双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ）は、図２９に示すように、プッシュプル回路１０１と、トランス１０２と、フルブリッジ回路１０３と、コンデンサ１０４と主バッテリ１０５との間に設けられる昇圧チョッパ回路とを備える構成である。

特許文献１に開示されている電源装置は、補機バッテリ１００から主バッテリ１０５への充電時に、リレー接点１０６を遮断し、プッシュプル回路１０１→トランス１０２→フルブリッジ回路１０３（整流回路として使用）→昇圧チョッパ回路の経路で昇圧動作を行う。また、特許文献１に開示されている電源装置は、主バッテリ１０５から補機バッテリ１００への充電時に、リレー接点１０６を導通させ、フルブリッジ回路１０３→トランス１０２→プッシュプル回路１０１の経路で降圧動作を行う。

なお、特許文献１に開示されている電源装置は、ハイブリッド電気自動車用に用途が限定されている。このため、特許文献１に開示されている電源装置では、主バッテリ１０５から補機バッテリ１００への充電が主用途であり、補機バッテリ１００から主バッテリ１０５への充電は主として主バッテリ１０５の残量不足時に補機バッテリ１００からエンジン始動用モータへの逆送電するために行われる。したがって、特許文献１に開示されている電源装置は、大電力の伝送を必要としないものである。

特開２０００−５０４０２号公報

ところが、近年の自動車搭載電池の大容量化に伴い、電力伝送の高効率化が求められている。特に電気自動車は航続距離が大きな課題となっており、電気を効率よく使うシステムが不可欠となってきている。

しかしながら、特許文献１に開示されている電源装置では、デューティ制御の詳細が示されておらず、補機バッテリ１００及び主バッテリ１０５の様々な状態に応じて常に高効率の動作を行うための手法は特許文献１に何ら開示も示唆もされていない。

また、特許文献１に開示されている電源装置では、主バッテリ１０５から補機バッテリ１００への充電時に、フルブリッジ回路１０３及びトランス１０２のみで降圧を行っているため、降圧倍率を広範囲に制御することが困難であった。

本発明は、上記の状況に鑑み、高効率化を図ることができるＤＣ／ＤＣコンバータ並びにこれを備えたソーラー充電システム及び移動体を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ部と、前記第１ＤＣ／ＤＣコンバータ部から供給される電圧をＤＣ／ＤＣ変換する第２ＤＣ／ＤＣコンバータ部とを備え、前記第１ＤＣ／ＤＣコンバータ部及び前記第２ＤＣ／ＤＣコンバータ部の一方が固定倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部であり、前記第１ＤＣ／ＤＣコンバータ部及び前記第２ＤＣ／ＤＣコンバータ部の他方が可変倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部である構成（第１の構成）とする。

また、上記第１の構成のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記固定倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部はトランスを有する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ部であり、前記可変倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部は非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ部である構成（第２の構成）としてもよい。

また、上記第１または第２の構成のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記第１ＤＣ／ＤＣコンバータ部は前記可変倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部であり、前記第２ＤＣ／ＤＣコンバータ部は前記固定倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部であり、前記第１ＤＣ／ＤＣコンバータ部と前記第２ＤＣ／ＤＣコンバータ部との接続点に接続される負荷回路を備え、前記負荷回路は動作状態と非動作状態との切り替えが可能な負荷回路であり、前記第１ＤＣ／ＤＣコンバータ部及び前記第２ＤＣ／ＤＣコンバータ部は共に降圧動作を行うＤＣ／ＤＣコンバータ部である構成（第３の構成）としてもよい。

また、上記第１〜第３のいずれかの構成のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記第１ＤＣ／ＤＣコンバータ部及び前記第２ＤＣ／ＤＣコンバータ部は共に双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部である構成（第４の構成）としてもよい。

また、上記第４の構成のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータが前記固定倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部から前記可変倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部への電力伝送動作を開始する前に、前記可変倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部が、前記可変倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部から前記固定倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部へ向かう方向でのＤＣ／ＤＣ変換を行って、前記固定倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部と前記可変倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部との接続点の電圧を徐々に上昇させる構成（第５の構成）としてもよい。

また、上記第１〜第５のいずれかの構成のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記第１ＤＣ／ＤＣコンバータ部の動作周波数と前記第２ＤＣ／ＤＣコンバータ部の動作周波数とが互いに異なる構成（第６の構成）としてもよい。

また、本発明に係るソーラー充電システムは、太陽電池と、前記太陽電池から出力される電力を蓄える第１蓄電装置と、前記第１蓄電装置よりも電圧が大きい第２蓄電装置と、前記第１蓄電装置と前記第２蓄電装置との間の電力伝送を行う双方向ＤＣ／ＤＣコンバータとを備え、前記双方向ＤＣ／ＤＣコンバータが上記第１〜第６のいずれかの構成のＤＣ／ＤＣコンバータである構成とする。

また、本発明に係る移動体は、上記構成のソーラー充電システムを備える構成とする。

また、上記構成の移動体において、前記ソーラー充電システムが備える第２蓄電装置から出力される電力を移動体の駆動用電力として用いる構成とすることが望ましい。更に、前記第２蓄電装置の電圧を前記第１蓄電装置の電圧より高くすることが望ましい。

本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、第１ＤＣ／ＤＣコンバータ部と、前記第１ＤＣ／ＤＣコンバータ部から供給される電圧をＤＣ／ＤＣ変換する第２ＤＣ／ＤＣコンバータ部とを備え、前記第１ＤＣ／ＤＣコンバータ部及び前記第２ＤＣ／ＤＣコンバータ部の一方が固定倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部であり、前記第１ＤＣ／ＤＣコンバータ部及び前記第２ＤＣ／ＤＣコンバータ部の他方が可変倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部である構成である。このような構成によると、変換倍率の変化に対する効率の変化が比較的小さいけれども最高効率は比較的低いＤＣ／ＤＣコンバータを可変倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部に用い、変換倍率の変化に対する効率の変化が比較的大きいけれども最高効率は比較的高いＤＣ／ＤＣコンバータを固定倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部に用いることにより、電力伝送元及び電力伝送先間の状態にかかわらず、高い効率で電力伝送元から電力伝送先への電力伝送を行うことが可能となる。

このため、本発明によると、高効率化を図ることができるＤＣ／ＤＣコンバータ並びにこれを備えたソーラー充電システム及び移動体を実現することができる。

本発明の第１実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。 本発明の第２実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。 本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータが備える固定倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部の一構成例を示す図である。 図３に示す構成の固定倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部が有する各トランジスタのＯＮ、ＯＦＦ切り替えのタイミングを示すタイミングチャートである。 本発明の第３実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。 本発明の第４実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。 本発明の第５実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。 図７に示す本発明の第５実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの一構成例を示す図である。 昇圧動作時における図８に示す構成例の本発明の第５実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの各トランジスタのＯＮ、ＯＦＦ切り替えのタイミング例を示すタイムチャートである。 降圧動作時における図８に示す構成例の本発明の第５実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの各トランジスタのＯＮ、ＯＦＦ切り替えのタイミング例を示すタイムチャートである。 第１好適構成例に係る固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部の構成を示す図である。 第１好適構成例に係る固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部の変形例を示す図である。 第２好適構成例に係る固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部の構成を示す図である。 昇圧動作における第１好適構成例に係る固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部の各トランジスタのＯＮ、ＯＦＦ切り替えのタイミングを示すタイミングチャートである。 昇圧動作における第１好適構成例に係る固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部の電流経路を示す図である。 降圧動作における第１好適構成例に係る固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部の各トランジスタのＯＮ、ＯＦＦ切り替えのタイミングを示すタイミングチャートである。 降圧動作における第１好適構成例に係る固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部の電流経路を示す図である。 第３好適構成例に係る固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部の構成を示す図である。 第４好適構成例に係る固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部の構成を示す図である。 第５好適構成例に係る固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部の構成を示す図である。 電気自動車用ソーラー充電システムの概略構成例を示す図である。 第１好適例に係るプッシュプル回路の構成を示す図である。 第１好適例に係るプッシュプル回路の各トランジスタのＯＮ、ＯＦＦ切り替えのタイミングを示すタイミングチャートである。 第１好適例に係るプッシュプル回路の接続点Ａの電圧と接続点Ｂの電圧をシミュレーションで求めた結果を示す図である。 図３０に示す従来のサージ電圧抑制手段を有するプッシュプル回路の接続点Ａの電圧と接続点Ｂの電圧をシミュレーションで求めた結果を示す図である。 トランジスタ駆動用ドライバの電源構成の第１実施例を示す図である。 トランジスタ駆動用ドライバの電源構成の第２実施例を示す図である。 第２好適例に係るプッシュプル回路の構成を示す図である。 第２好適例に係るプッシュプル回路の各トランジスタのＯＮ、ＯＦＦ切り替えのタイミングを示すタイミングチャートである。 特許文献１に開示されている電源装置の構成を示す図である。 従来のサージ電圧抑制手段を有するプッシュプル回路の構成例を示す図である。

本発明の実施形態について図面を参照して以下に説明する。

まず、本発明の第１実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータについて説明する。図１は本発明の第１実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。図１に示す本発明の第１実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、可変倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ１と、固定倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ２とを備えている。本発明の第１実施形態では、可変倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ１は、電池Ｂ１から供給される電圧をＤＣ／ＤＣ変換して固定倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ２に供給する。固定倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ２は、可変倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ１から供給される電圧をＤＣ／ＤＣ変換して電池Ｂ２に供給する。

制御回路ＣＮＴ１は、固定倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ２が常に同一の倍率でＤＣ／ＤＣ変換を行うように、固定倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ２に対して制御信号Ｓ３を出力する。制御信号Ｓ３としては例えば固定デューティ信号が挙げられる。

また、制御回路ＣＮＴ１は、可変倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ２が電池Ｂ２の状態に応じて適切な倍率でＤＣ／ＤＣ変換を行うように、電池Ｂ２の状態に関する情報信号Ｓ１に基づいて制御信号Ｓ２を生成し、可変倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ２に対して制御信号Ｓ２を出力する。情報信号Ｓ１としては例えば電池Ｂ２の電圧に関する情報信号が挙げられ、制御信号Ｓ２としては例えば可変デューティ信号が挙げられる。

ＤＣ／ＤＣコンバータは回路方式によって効率の良い変換倍率が異なる。このため、図１に示す本発明の第１実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータのように、可変倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ１と固定倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ２とを２段組み合わせる構成とし、変換倍率の変化に対する効率の変化が比較的小さいＤＣ／ＤＣコンバータを可変倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ１に用い、変換倍率の変化に対する効率の変化が比較的大きいＤＣ／ＤＣコンバータを固定倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ２に用いることにより、２つの電池Ｂ１及びＢ２間の状態にかかわらず、高い効率で電池Ｂ１から電池Ｂ２への電力伝送を行うことが可能となる。

したがって、可変倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ１には、変換倍率の変化に対する効率の変化が比較的小さいＤＣ／ＤＣコンバータである非絶縁型チョッパ回路を用いることが望ましく、固定倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ２には、変換倍率の変化に対する効率の変化が比較的大きい絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ（トランスを備えるＤＣ／ＤＣコンバータ）を用いることが望ましい。

次に、本発明の第２実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータについて説明する。図２は本発明の第２実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。図２に示す本発明の第２実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、図１に示す本発明の第１実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの可変倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ１と固定倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ２との配置を入れ替えた構成である。したがって、本発明の第２実施形態では、固定倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ２は、電池Ｂ１から供給される電圧をＤＣ／ＤＣ変換して可変倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ１に供給し、可変倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ１は、固定倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ２から供給される電圧をＤＣ／ＤＣ変換して電池Ｂ２に供給する。

制御回路ＣＮＴ１の制御内容、可変倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ１及び固定倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ２の好適例については本発明の第１実施形態と同様であるため、説明を省略する。

ここで、本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータが備える固定倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ２の一構成例を図３に示し、図３に示す構成の固定倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ２が有するトランジスタＴ_L1及びＴ_L2のＯＮ、ＯＦＦ切り替えのタイミングチャートを図４に示す。

図３に示す構成の固定倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ２は、コンデンサＣ_Lと、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴ_L1及びＴ_L2と、トランスＴＲ１と、ダイオードＤ_H1及びＤ_H2と、コンデンサＣ_Hとを備えている。

トランジスタＴ_L1のドレインはトランスＴＲ１の一次巻線の一端に接続され、トランジスタＴ_L2のドレインはトランスＴＲ１の一次巻線の他端に接続され、トランジスタＴ_L1及びＴ_L2の各ソースはコンデンサＣ_Lの一端に接続され、コンデンサＣ_Lの他端はトランスＴＲ１の一次巻線のセンタータップに接続される。

トランスＴＲ１の二次巻線の一端にはダイオードＤ_H1のアノードが接続され、トランスＴＲ１の二次巻線の他端にはダイオードＤ_H2のアノードが接続され、ダイオードＤ_H1及びＤ_H2の各カソードはコンデンサＣ_Hの一端に接続され、コンデンサＣ_Hの他端はトランスＴＲ１の二次巻線のセンタータップに接続される。

図３に示す構成の固定倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ２においては、図４に示す通り、トランジスタＴ_L1のみがＯＮである期間ｔｏｎ１からトランジスタＴ_L1及びＴ_L2がともにＯＦＦである期間ｔｏｆｆ１を経て、トランジスタＴ_L2のみがＯＮである期間ｔｏｎ２に移行し、トランジスタＴ_L2のみがＯＮである期間ｔｏｎ２からトランジスタＴ_L1及びＴ_L2がともにＯＦＦである期間ｔｏｆｆ２を経て、トランジスタＴ_L1のみがＯＮである期間ｔｏｎ１に移行する動作を繰り返している。

図３に示す構成の固定倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ２では、下記の（１）式に示す関係が成立するとき、大電力かつ高効率での電力伝送が可能となる。ただし、下記の（１）式中のｔｏｎはｔｏｎ＝ｔｏｎ１＋ｔｏｎ２であり、下記の（１）式中のｔｏｆｆはｔｏｆｆ＝ｔｏｆｆ１＋ｔｏｆｆ２である。
ｔｏｎ／（ｔｏｎ＋ｔｏｆｆ）＞０．７ ・・・（１）

上記の（１）式に示す関係が成立しない場合、短いオン時間（ｔｏｎ）に負荷に応じた大電流が流れることになり、抵抗損が増大するために効率が低下する。したがって、制御回路ＣＮＴ１（図１及び図２参照）は、上記の（１）式に示す関係が成立するような制御信号Ｓ３を生成することが望ましい。

次に、本発明の第３実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータについて説明する。図５は本発明の第３実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。図５に示す本発明の第３実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、図１に示す本発明の第１実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータに負荷回路ＬＤ１を追加した構成である。

なお、本実施形態では、電池Ｂ１の電圧が電池Ｂ２の電圧よりも高く、可変倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ１及び固定倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ２がそれぞれ降圧動作を行うようにしている。

負荷回路ＬＤ１は動作状態と非動作状態との切り替えが可能な負荷回路である。負荷回路ＬＤ１を例えば図５に示すように抵抗Ｒ_LD1及びＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴ_LD1によって構成される直列回路とした場合、トランジスタＴ_LD1をＯＮにすることで負荷回路ＬＤ１は動作状態となり、トランジスタＴ_LD1をＯＦＦにすることで負荷回路ＬＤ１は非動作状態となる。

本発明の第３実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータでは、負荷回路ＬＤ１を常時非動作状態にすると、降圧動作開始時において、可変倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ１と固定倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ２との接続点の電圧が０［Ｖ］から所望の電圧値に上昇する過渡期に固定倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ２の出力電圧が０［Ｖ］に近い電圧しか得られない状態では、可変倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ１の出力が実質的にフローティング状態となり、可変倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ１の動作が異常もしくは不安定になる場合がある。

そこで、降圧動作開始時において、負荷回路ＬＤ１を動作状態にして、可変倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ１の出力がフローティング状態となることを回避する。そして、可変倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ１が安定動作し、固定倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ２の出力から負荷電流が得られる状態となった後に、負荷回路ＬＤ１を動作状態から非動作状態に切り替えて、本来の電池Ｂ１から電池Ｂ２への電力伝送を行うようにする。

次に、本発明の第４実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータについて説明する。図６は本発明の第４実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。図６に示す本発明の第４実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、図１に示す本発明の第１実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータを双方向ＤＣ／ＤＣコンバータに変形したものである。

図６に示す本発明の第４実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、可変倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ３と、固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ４とを備えている。なお、本実施形態では、電池Ｂ１の電圧が電池Ｂ２の電圧よりも低くなっている。

本発明の第４実施形態では、電池Ｂ１から電池Ｂ２への電力伝送を行う場合、可変倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ３は、電池Ｂ１から供給される電圧をＤＣ／ＤＣ変換して固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ４に供給し、固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ４は、可変倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ３から供給される電圧をＤＣ／ＤＣ変換して電池Ｂ２に供給する。一方、電池Ｂ２から電池Ｂ１への電力伝送を行う場合、固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ４は、電池Ｂ２から供給される電圧をＤＣ／ＤＣ変換して可変倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ３に供給し、可変倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ３は、固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ４から供給される電圧をＤＣ／ＤＣ変換して電池Ｂ１に供給する。

制御回路ＣＮＴ２は、固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ４が常に同一の倍率でＤＣ／ＤＣ変換を行うように、固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ４に対して制御信号Ｓ３を出力する。制御信号Ｓ３としては例えば固定デューティ信号が挙げられる。なお、電池Ｂ１から電池Ｂ２への電力伝送を行う場合と電池Ｂ２から電池Ｂ１への電力伝送を行う場合とでそれぞれ異なる固定倍率が設定される。

また、制御回路ＣＮＴ２は、電池Ｂ１から電池Ｂ２への電力伝送を行う場合、可変倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ３が電池Ｂ２の状態に応じて適切な倍率でＤＣ／ＤＣ変換を行うように、電池Ｂ２の状態に関する情報信号Ｓ１に基づいて制御信号Ｓ２を生成し、可変倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ３に対して制御信号Ｓ２を出力する。また、制御回路ＣＮＴ２は、電池Ｂ２から電池Ｂ１への電力伝送を行う場合、可変倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ３が電池Ｂ１の状態に応じて適切な倍率でＤＣ／ＤＣ変換を行うように、電池Ｂ１の状態に関する情報信号Ｓ４に基づいて制御信号Ｓ２を生成し、可変倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ３に対して制御信号Ｓ２を出力する。情報信号Ｓ１としては例えば電池Ｂ２の電圧に関する情報信号が挙げられ、情報信号Ｓ４としては例えば電池Ｂ１の電圧に関する情報信号が挙げられ、制御信号Ｓ２としては例えば可変デューティ信号が挙げられる。

可変倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ３及び固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ４の好適例については可変倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ１及び固定倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ２の好適例と同様であるため、説明を省略する。ただし、固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ４を絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ（トランスを備えるＤＣ／ＤＣコンバータ）にする場合、双方向でのＤＣ／ＤＣ変換を可能とするために、固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ４を図７に示す通りトランスと、当該トランスの低電圧側巻線に接続される第１スイッチング回路と、当該トランスの高電圧側巻線に接続される第２スイッチング回路とによって構成する。

図６に示す本発明の第４実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータによると、２つの電池Ｂ１及びＢ２間の状態にかかわらず、高い効率で電池Ｂ１と電池Ｂ２との間の双方向電力伝送を行うことが可能となる。

なお、図６に示す本発明の第４実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの電池Ｂ２から電池Ｂ１への電力伝送開始時に直ちに固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ４を動作させると、電池Ｂ２の電圧に固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ４の降圧倍率を乗じた値と、可変倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ３と固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ４との接続点の電圧との差が大きければ、固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ４において大きな突入電流が発生してしまう。

この突入電流を抑制するために、電池Ｂ２から電池Ｂ１への電力伝送を開始する前に、可変倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ３が、可変倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ３から固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ４へ向かう方向でのＤＣ／ＤＣ変換を行って、可変倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ３と固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ４との接続点の電圧を徐々に上昇させるようにすることが望ましい。そして、可変倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ３と固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ４との接続点の電圧が、電池Ｂ２の電圧に固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ４の降圧倍率を乗じた値に達してから、固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ４を動作させることがより望ましい。

次に、本発明の第５実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータについて説明する。図７は本発明の第５実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。図７に示す本発明の第５実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、図６に示す本発明の第４実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの可変倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ３と固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ４との配置を入れ替えた構成である。したがって、本発明の第５実施形態では、電池Ｂ１から電池Ｂ２への電力伝送を行う場合、固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ４は、電池Ｂ１から供給される電圧をＤＣ／ＤＣ変換して可変倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ３に供給し、可変倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ３は、固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ４から供給される電圧をＤＣ／ＤＣ変換して電池Ｂ２に供給する。一方、電池Ｂ２から電池Ｂ１への電力伝送を行う場合、可変倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ３は、電池Ｂ２から供給される電圧をＤＣ／ＤＣ変換して固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ４に供給し、固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ４は、可変倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ３から供給される電圧をＤＣ／ＤＣ変換して電池Ｂ１に供給する。

制御回路ＣＮＴ２の制御内容、可変倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ３及び固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ４の好適例については本発明の第４実施形態と同様であるため、説明を省略する。

なお、図７に示す本発明の第５実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの電池Ｂ１から電池Ｂ２への電力伝送開始時に直ちに固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ４を動作させると、電池Ｂ１の電圧に固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ４の昇圧倍率を乗じた値と、可変倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ３と固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ４との接続点の電圧との差が大きければ、固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ４において大きな突入電流が発生してしまう。

この突入電流を抑制するために、電池Ｂ１から電池Ｂ２への電力伝送を開始する前に、可変倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ３が、可変倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ３から固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ４へ向かう方向でのＤＣ／ＤＣ変換を行って、可変倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ３と固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ４との接続点の電圧を徐々に上昇させるようにすることが望ましい。そして、可変倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ３と固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ４との接続点の電圧が、電池Ｂ１の電圧に固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ４の昇圧倍率を乗じた値に達してから、固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ４を動作させることがより望ましい。

ここで、図７に示す本発明の第５実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの一構成例を図８に示す。図８に示す構成例では、第１スイッチング回路１１と、トランスＴＲ１と、第２スイッチング回路１２とによって構成される回路が固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ４に相当し、昇降圧チョッパ回路１３が可変倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ３に相当する。

第１スイッチング回路１１は、降圧動作時に平滑用のコンデンサとして機能するコンデンサＣ_Lと、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴ_L1及びＴ_L2によって構成されトランスＴＲ１の低圧側巻線に接続されるプッシュプル回路とを備えている。トランジスタＴ_L1のドレインはトランスＴＲ１の低圧側巻線の一端に接続され、トランジスタＴ_L2のドレインはトランスＴＲ１の低圧側巻線の他端に接続され、トランジスタＴ_L1及びＴ_L2の各ソースは電池Ｂ１の負極に接続される。電池Ｂ１の正極はトランスＴＲ１の低圧側巻線のセンタータップに接続される。また、電池Ｂ１の正極と負極との間にコンデンサＣ_Lが設けられる。

第２スイッチング回路１２は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴ_H1〜Ｔ_H4によって構成されトランスＴＲ１の高圧側巻線に接続されるフルブリッジ回路と、昇圧動作時に平滑用のコンデンサとして機能するコンデンサＣ_Hとを備えている。トランスＴＲ１の高圧側巻線の一端にはトランジスタＴ_H1のソース及びトランジスタＴ_H2のドレインが接続され、トランスＴＲ１の高圧側巻線の他端にはトランジスタＴ_H3のソース、トランジスタＴ_H4のドレイン、及びトランジスタＴ_H5のドレインが接続されている。トランジスタＴ_H1のドレイン及びトランジスタＴ_H3のドレインがコンデンサＣ_H1の一端に接続される。トランジスタＴ_H2のソース及びトランジスタＴ_H4のソースがコンデンサＣ_Hの他端に接続される。

昇降圧チョッパ回路１３は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴ_C1及びＴ_C2と、インダクタＬ_C1と、コンデンサＣ_C1とによって構成され、電池Ｂ１から電池Ｂ２への充電が行われるときにトランジスタＴ_C1が同期整流素子として動作し、電池Ｂ２から電池Ｂ１への充電が行われるときにトランジスタＴ_C2が同期整流素子として動作する。但し、同期整流素子はＯＦＦ状態を保ち、同期整流素子に並列接続された（寄生）ダイオードのみを動作させても良い。

なお、各トランジスタのソース−ドレイン間には並列にダイオード（以下、並列ダイオードと呼ぶ）が接続されているが、この並列ダイオードは各トランジスタの寄生ダイオード（内蔵ダイオード）または外的に並列接続されたダイオード等であってもよい。

図８に示す構成例の本発明の第５実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、昇圧動作時に、電池Ｂ１から出力される直流電圧を上記プッシュプル回路で交流電圧に変換し、トランスＴＲ１によって昇圧し、トランジスタＴ_H1及びＴ_H2によって整流することで、ＤＣ／ＤＣ変換を行い、当該ＤＣ／ＤＣ変換後の電圧を昇降圧チョッパ回路１３で更に昇圧して電池Ｂ２に供給する。

また、図８に示す構成例の本発明の第５実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、降圧動作時に、電池Ｂ２から出力される直流電圧を昇降圧チョッパ回路１３によるＤＣ／ＤＣ変換で降圧し、上記フルブリッジ回路で交流電圧に変換し、トランスＴＲ１によって降圧し、トランジスタＴ_L1及びＴ_L2によって整流することで、ＤＣ／ＤＣ変換を行い、当該ＤＣ／ＤＣ変換後の電圧を電池Ｂ１に供給する。

昇圧動作時における図８に示す構成例の本発明の第５実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの各トランジスタのＯＮ、ＯＦＦ切り替えのタイミング例を図９に示し、降圧動作時における図８に示す構成例の本発明の第５実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの各トランジスタのＯＮ、ＯＦＦ切り替えのタイミング例を図１０に示す。

図９に示すタイミング例では、トランジスタＴ_H1、Ｔ_H2、及びＴ_C1を同期整流素子として動作させている。また、図１０に示すタイミング例では、トランジスタＴ_L1、Ｔ_L2、及びＴ_C2を同期整流素子として動作させている。また、昇降圧チョッパ回路１３は、トランジスタＴ_C2のスイッチング動作により昇圧を行う。この昇圧動作時に、トランジスタＴ_C1の並列ダイオードに電流が流れるタイミングに合わせてトランジスタＴ_C1をＯＮにして同期整流を行うことでダイオード分の損失を低減する。また、昇降圧チョッパ回路１３は、トランジスタＴ_C1のスイッチング動作により降圧を行う。この降圧動作時に、トランジスタＴ_C2の並列ダイオードに電流が流れるタイミングに合わせてトランジスタＴ_C2をＯＮにして同期整流を行うことでダイオード分の損失を低減する。昇圧動作時、降圧動作時のいずれにおいても、トランジスタＴ_C1をＯＮにする期間とトランジスタＴ_C2をＯＮにする期間を交互に繰り返すが、トランジスタＴ_C1及びＴ_C2の同時ＯＮを防止するためにデッドタイムを設けている。なお、本実施例では、同期整流によりダイオード素子通過分の損失を低減しているが、同期整流は必ずしも必要ではなく、昇降圧チョッパ回路１３に流れる電流が十分に小さい場合、同期整流を行わず、昇圧動作時は、トランジスタＴ_C1を常にＯＦＦにし、トランジスタＴ_C2のみをスイッチング動作させ、降圧動作時は、トランジスタＴ_C2を常にＯＦＦにし、トランジスタＴ_C1のみをスイッチング動作させてもよい。

図９及び図１０に示すタイミング例では、第１スイッチング回路１１と、トランスＴＲ１と、第２スイッチング回路１２とによって構成される回路の動作周波数と昇降圧チョッパ回路１３の動作周波数とが互いに異なる設定にしている。このような設定によると、第１スイッチング回路１１と、トランスＴＲ１と、第２スイッチング回路１２とによって構成される回路（固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ４に相当）と昇降圧チョッパ回路１３（可変倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ３に相当）のそれぞれにおいて最も効率の良い動作周波数で動作させることができ、本発明の第５実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ全体としての効率をより一層高くすることが可能となる。

以下、固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ４の好適構成例について説明する。説明を簡単にするために電池Ｂ１及びＢ２を固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ４に接続する形態で説明を行う。すなわち、可変倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ３に関する説明を省略し、可変倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部ＣＮＶ３の昇降倍率を１倍と仮定する。

図１１Ａは第１好適構成例に係る固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部の構成を示す図である。図１１Ａに示す第１好適構成例に係る固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴ_L1及びＴ_L2によって構成されトランスＴＲ１の低圧側巻線に接続されるプッシュプル回路と、巻線比（低圧側巻線と高圧側巻線との巻数比）が１：ＮであるトランスＴＲ１と、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴ_H1〜Ｔ_H4によって構成されトランスＴＲ１の高圧側巻線に接続されるフルブリッジ回路と、当該フルブリッジ回路と電池Ｂ２との間に設けられるＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴ_H5並びにコンデンサＣ_H1及びＣ_H2とを備えている。

トランジスタＴ_L1のドレインはトランスＴＲ１の低圧側巻線の一端に接続され、トランジスタＴ_L2のドレインはトランスＴＲ１の低圧側巻線の他端に接続され、トランジスタＴ_L1及びＴ_L2の各ソースは電池Ｂ１の負極に接続される。電池Ｂ１の正極はトランスＴＲ１の低圧側巻線のセンタータップに接続される。なお、電池Ｂ１の正極と負極との間にコンデンサを設け、降圧動作時に平滑用のコンデンサとして機能させてもよい。

トランスＴＲ１の高圧側巻線の一端にはトランジスタＴ_H1のソース及びトランジスタＴ_H2のドレインが接続され、トランスＴＲ１の高圧側巻線の他端にはトランジスタＴ_H3のソース、トランジスタＴ_H4のドレイン、及びトランジスタＴ_H5のドレインが接続されている。トランジスタＴ_H1のドレイン及びトランジスタＴ_H3のドレイン並びにコンデンサＣ_H1の一端が電池Ｂ２の正極に接続され、トランジスタＴ_H2のソース及びトランジスタＴ_H4のソース並びにコンデンサＣ_H2の一端が電池Ｂ２の負極に接続される。そして、コンデンサＣ_H1の他端及びコンデンサＣ_H2の他端がトランジスタＴ_H3のソースに接続される。なお、各トランジスタのソース−ドレイン間のダイオードは並列ダイオードである。また、電池Ｂ２は電池Ｂ１よりも高電圧の電池である。また、インダクタＰＬ１、ＰＬ２、ＳＬ１はトランスＴＲ１の寄生インダクタである。但し、インダクタＳＬ１は、トランスＴＲ１に接続された（トランスＴＲ１の寄生インダクタ以外の）外的インダクタを含んでいてもよい。この場合、インダクタＳＬ１のインダクタンスを調整することによって出力電圧の制御範囲を変化させることができる。同様に、インダクタＰＬ１、ＰＬ２に外的インダクタを接続することによって出力電圧の制御範囲を変化させることもできるが、トランジスタＴ_L1、Ｔ_L2がＯＦＦするときに発生するサージのエネルギーが更に大きくなるため、好ましくない。一方、高電圧側に位置するインダクタＳＬ１を流れる電流は相対的に小さくなるため、サージの影響を受けにくい。即ち、出力電圧の制御範囲を変化させるためにインダクタを追加する場合は、インダクタＳＬ１に対して行うのが好ましい。また、インダクタＳＬ１の代わりに図１１Ｂに示すようにインダクタＳＬ２を設けてもよい。

図１１Ａに示す第１好適構成例に係る固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部は、昇圧動作時にトランジスタＴ_H5を常時ＯＮにして、電池Ｂ１から出力される直流電圧を上記プッシュプル回路で交流電圧に変換し、トランスＴＲ１によって昇圧し、トランジスタＴ_H1及びＴ_H2とトランジスタＴ_H5とコンデンサＣ_H1及びＣ_H2とによって構成される倍電圧整流回路で整流することで、ＤＣ／ＤＣ変換を行い、当該ＤＣ／ＤＣ変換後の電圧を電池Ｂ２に供給する。トランスＴＲ１の巻線比（低圧側巻線と高圧側巻線との巻数比）が１：Ｎであるため、第１好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータでの（インダクタＰＬ１，ＰＬ２，ＳＬ１による電圧変化を除く）固定昇圧倍率は２Ｎ倍である。尚、トランジスタＴ_L1およびＴ_L2のゲート駆動電圧のデューティを変化させることにより、寄生インダクタに流れる電流ｉの変化率（ｄｉ／ｄｔ）（＞０）を変化させ、出力電圧および出力電流を制御することができる。

また、図１１Ａに示す第１好適構成例に係る固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部は、降圧動作時にトランジスタＴ_H5を常時ＯＦＦにして、電池Ｂ２から出力される直流電圧を上記フルブリッジ回路で交流電圧に変換し、トランスＴＲ１によって降圧し、トランジスタＴ_L1及びＴ_L2によって整流することで、ＤＣ／ＤＣ変換を行い、当該ＤＣ／ＤＣ変換後の電圧を電池Ｂ１に供給する。トランスＴＲ１の低圧側巻線と高圧側巻線との巻数比（巻線比）が１：Ｎであるため、第１好適構成例に係る双方向ＤＣ／ＤＣコンバータでの（寄生インダクタの効果を除く）固定降圧倍率は１／Ｎ倍である。尚、トランジスタＴ_H1、Ｔ_H2、Ｔ_H3、Ｔ_H4のゲート駆動電圧のデューティを変化させることにより、寄生インダクタに流れる電流ｉの変化率（ｄｉ／ｄｔ）（＞０）を変化させ、出力電圧および出力電流を制御することができる。

図１１Ａに示す第１好適構成例に係る固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部では、電池Ｂ１とトランスの低圧側巻線との間に設ける回路をプッシュプル回路にしているが、電池Ｂ１とトランスの低圧側巻線との間に設ける回路はプッシュプル回路に限定されることはなく、例えば、図１２に示す第２好適構成例に係る固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部のように電池Ｂ１とトランスの低圧側巻線との間に設ける回路をＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴ_L1〜Ｔ_L4によって構成されるフルブリッジ回路にしてもよい。なお、図１２において図１１Ａと同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。

図１２に示す第２好適構成例に係る固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部も図１１Ａに示す第１好適構成例に係る固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部と同様に、各トランジスタのソース−ドレイン間には並列ダイオードが接続される。また、図１２に示す第１好適構成例に係る固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部では、図１１Ａに示す第１好適構成例に係る固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部で用いられたトランスＴＲ１（低圧側巻線にセンタータップが設けられているトランス）の代わりに、トランスＴＲ２（低圧側巻線にセンタータップが設けられていないトランス）を用いている。トランスＴＲ２においてもトランスＴＲ１と同様に低圧側巻線と高圧側巻線との巻数比を１：Ｎとする。

ここで、好適構成例に係る固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部の固定昇圧倍率が固定降圧倍率の逆数よりも大きい理由について説明する。

例えば、電池Ｂ１の電圧をＶsub、その電圧範囲をＶsub_min（最小） 〜 Ｖsub_max（最大）、電池Ｂ２の電圧をＶmain、電圧範囲をＶmain_min（最小）〜 Ｖmain_max（最大）、トランスの低圧側巻線と高圧側巻線等で決まるデューティに依存しない固定昇圧倍率をα、トランスの巻線比等で決まるデューティに依存しない固定降圧倍率を１／β、トランスの全寄生インダクタンスに等価なインダクタンス（トランス高電圧側に設置）をＬ、トランス高電圧側巻線に流れる電流をＩとする。
この場合、昇圧動作において、
Ｖmain ＝ αＶsub − Ｌ（ｄＩ／ｄｔ）
が成り立つ。
スイッチング損失を低減するため、トランジスタＴ_L1、Ｔ_L2のスイッチングをゼロ電流スイッチング（若しくは、十分小さい電流値でのスイッチング）とすると、トランジスタＴ_L1、Ｔ_L2のいずれか一方がオン状態のときの（ｄＩ／ｄｔ）は正となるため、
Ｖmain ＝ αＶsub − Ｌ（ｄＩ／ｄｔ） ＜ αＶsub
が成り立つ。電池Ｂ１および電池Ｂ２の電圧範囲を考慮すると、
Ｖmain_max ＜ αＶsub_min ・・・（数式１）
となるように固定昇圧倍率（例えば、トランスの巻線比）を選ぶ必要がある。

次に、降圧動作において、
Ｖsub ＝ （１／β）｛Ｖmain − Ｌ（ｄＩ／ｄｔ）｝
が成り立つ。
スイッチング損失を低減するため、トランジスタＴ_H1、Ｔ_H2、Ｔ_H3、Ｔ_H4のスイッチングのうち、トランス端子間に生じる電圧の向きを反転させるスイッチングをゼロ電流スイッチング（若しくは、十分小さい電流値でのスイッチング）とすると、トランジスタＴ_H1とＴ_H4がオン状態（オフ状態）且つトランジスタＴ_H2とＴ_H3がオフ状態（オン状態）のときの（ｄＩ／ｄｔ）は正となるため、
Ｖsub ＝ （１／β）｛Ｖmain − Ｌ（ｄＩ／ｄｔ）｝ ＜ （１／β）Ｖmain
が成り立つ。電池Ｂ１および電池Ｂ２の電圧範囲を考慮すると、
Ｖsub_max ＜ （１／β）Ｖmain_min・・・（数式２）
となるように固定降圧倍率（例えば、トランスの巻線比）を選ぶ必要がある。

双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、数式１と数式２は同時に満たされる必要があるから、数式１、数式２より、
Ｖsub_max ＜ （１／β）Ｖmain_min ＜ （α／β）Ｖsub_min
∴ （α／β） ＞ （Ｖsub_max／Ｖsub_min）＞１・・・（数式３）
が成り立つ。従って、固定昇圧倍率αおよび固定降圧倍率（１／β）をトランスの巻線比だけで決めるとすると、昇圧時のトランスの巻線比を１：α、降圧時のトランスの巻線比を１：β（＜α）とするなど、昇圧時と降圧時とで異なる巻数比を採用する必要あり、回路構成が非常に複雑となる。一方、図１１Ａの回路は、トランスＴＲ１の巻線比が１：Ｎなので、α＝２Ｎ、β＝Ｎの場合に相当し、数式３を満たす。即ち、図１１Ａの回路は、昇圧時と降圧時でトランスの巻線比を変える必要がないため、簡単な回路構成によって双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを構成することができる。

次に、昇圧動作時における第１好適構成例に係る固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部の各トランジスタのＯＮ、ＯＦＦ切り替えのタイミングを示すタイミングチャートを図１３に示す。

トランジスタＴ_L1をＯＮにしてトランスＴＲ１の低圧側巻線に電流を流すと、トランスＴＲ１の高圧側巻線に起電力が発生してトランジスタＴ_H5及びＴ_H1を通る電流が流れる（図１４参照）。このとき、トランジスタＴ_H1の寄生ダイオードに電流が流れるタイミングに合わせてトランジスタＴ_H1をＯＮにして同期整流を行うことでダイオード分の損失を低減する。同様に、トランジスタＴ_L2をＯＮにしてトランスＴＲ１の低圧側巻線に電流を流すと、トランスＴＲ１の高圧側巻線に起電力が発生してトランジスタＴ_H2及びＴ_H5を通る電流が流れる。このとき、トランジスタＴ_H2の並列ダイオードに電流が流れるタイミングに合わせてトランジスタＴ_H2をＯＮにして同期整流を行うことでダイオード分の損失を低減する。これにより、より一層高効率化を図ることができる。

トランジスタＴ_L1をＯＮにする期間とトランジスタＴ_L2をＯＮにする期間とが交互に繰り返されるが、トランジスタＴ_H1及びＴ_H2が同時にＯＮになると大きな短絡電流が流れてしまうので、トランジスタＴ_H1及びＴ_H2の同時ＯＮを防止するために、トランジスタＴ_H1及びＴ_H2が共にＯＦＦになる期間（デッドタイム）を設けている。これにより、より一層高効率化を図ることができる。

次に、降圧動作時における第１好適構成例に係る固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部の各トランジスタのＯＮ、ＯＦＦ切り替えのタイミングを示すタイミングチャートを図１５に示す。

トランジスタＴ_H1及びＴ_H4をＯＮにしてトランスＴＲ１の高圧側巻線に電流を流すと、トランスＴＲ１の低圧側巻線に起電力が発生してトランジスタＴ_L1を通る電流が流れる（図１６参照）。このとき、トランジスタＴ_L1の並列ダイオードに電流が流れるタイミングに合わせてトランジスタＴ_L1をＯＮにして同期整流を行うことでダイオード分の損失を低減する。同様に、トランジスタＴ_H3及びＴ_H2をＯＮにしてトランスＴＲ１の高圧側巻線に電流を流すと、トランスＴＲ１の低圧側巻線に起電力が発生してトランジスタＴ_L2を通る電流が流れる。このとき、トランジスタＴ_L2の並列ダイオードに電流が流れるタイミングに合わせてトランジスタＴ_L2をＯＮにして同期整流を行うことでダイオード分の損失を低減する。これにより、より一層高効率化を図ることができる。

トランジスタＴ_H1及びＴ_H4をＯＮにする期間とトランジスタＴ_H2及びＴ_H3をＯＮにする期間とが交互に繰り返されるが、トランジスタＴ_H1及びＴ_H2が同時にＯＮになると大きな短絡電流が流れてしまい、トランジスタＴ_H3及びＴ_H4が同時にＯＮになると大きな短絡電流が流れてしまうので、トランジスタＴ_H1及びＴ_H2の同時ＯＮ並びにトランジスタＴ_H3及びＴ_H4の同時ＯＮを防止するために、トランジスタＴ_H1〜Ｔ_H4が共にＯＦＦになる期間（デッドタイム）を設けている。これにより、より一層高効率化を図ることができる。

図１１Ａに示す第１好適構成例に係る固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部や図１２に示す第２好適構成例に係る固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部のように、トランジスタＴ_H5を１つのＭＯＳトランジスタのみで構成した場合、例えば、降圧動作開始時等において、コンデンサＣ_H2が充電されたままの状態にてトランジスタＴ_H4がＯＮしたときに、トランジスタＴ_H5の寄生ダイオード及びトランジスタＴ_H4を介してコンデンサＣ_H2が短絡し、大きな電流が流れてしまい、コンデンサＣ_H2、トランジスタＴ_H4、及びトランジスタＴ_H5がダメージを受けてしまう。

そこで、例えば、図１７に示す第３好適構成例に係る固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部や図１８に示す第４好適構成例に係る固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部の構成を採用することが望ましい。なお、図１７及び図１８において図１１Ａと同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。

図１７に示す第３好適構成例に係る固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部では、トランジスタＴ_H5をソース同士が接続され共通のゲート制御信号がゲートに供給される２つのＮチャネルＭＯＳＦＥＴによって構成する。これにより、トランジスタＴ_H4がＯＮしたときであっても、トランジスタＴ_H5の内蔵ダイオード及びトランジスタＴ_H4を介してコンデンサＣ_H2が短絡されなくなる。

また、図１８に示す第４好適構成例に係る固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部では、コンデンサＣ_H2に並列に抵抗Ｒ_H1及びトランジスタＴ_H6によって構成される放電回路が設けられている。降圧動作時の初期において、トランジスタＴ_H4をＯＮにする前に、トランジスタＴ_H6をＯＮにしてコンデンサＣ_H2の両端電圧が略０［Ｖ］になるまで抵抗Ｒ_H1による放電を実施した後にトランジスタＴ_H6をＯＦＦにし、その後トランジスタＴ_H4をＯＮにする。これにより、トランジスタＴ_H4がＯＮになって、トランジスタＴ_H5の内蔵ダイオード及びトランジスタＴ_H4を介してコンデンサＣ_H2が短絡されても大きな短絡電流が流れなくなる。

次に、図１９に示す第５好適構成例に係る固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部について説明する。図１９に示す第５好適構成例に係る固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部はノーマリーオンデバイスを用いることを特徴としている。

ＧａＮ系トランジスタ、ＳｉＣ系トランジスタ等の化合物パワーデバイスはゲート容量が小さく、かつ、オン抵抗が低いという特徴を有しているため、Ｓｉ系パワーデバイスに代わる次世代パワーデバイスとして期待されている。当該化合物パワーデバイスは、低抵抗のＰ型活性層を形成することが難しいため、現状ではノーマリーオンＮ型デバイスが一般的である。ノーマリーオンデバイスを用いた場合、ノーマリーオンデバイスを駆動するドライバが故障したときに当該ノーマリーオンデバイスがＯＮ状態にとなる可能性が高いため、ノーマリーオンデバイスを駆動するドライバが故障したときでも短絡等が生じないように配慮する必要がある。

そこで、図１９に示す第５好適構成例に係る固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部では、トランジスタＴ_H1及びＴ_H3にノーマリーオンデバイスを用いている。これにより、トランジスタＴ_H1における小ゲート容量によるスイッチング損の低減及び低オン抵抗による抵抗損の低減の両立と、トランジスタＴ_H3における小ゲート容量によるスイッチング損の低減及び低オン抵抗による抵抗損の低減の両立とが可能となる。また、故障によりトランジスタＴ_H1及びＴ_H3のいずれかが短絡したとしても、電池Ｂ２の正極−負極間の短絡とならないので、安全性が確保される。図１９に示す第５好適構成例に係る固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部では、トランジスタＴ_H1及びＴ_H3をノーマリーオンデバイスとし、トランジスタＴ_H2及びＴ_H4をノーマリーオフデバイスとする構成であるが、この構成とは逆に、トランジスタＴ_H1及びＴ_H3をノーマリーオフデバイスとし、トランジスタＴ_H2及びＴ_H4をノーマリーオンデバイスとする構成でも構わない。なお、ノーマリーオンデバイスに化合物トランジスタを用いた場合、例えばＧａＮ系トランジスタであればソース−ドレイン間に内蔵ダイオードが形成されず、また例えばＳｉＣ系トランジスタであればソース−ドレイン間に形成される内蔵ダイオードの性能が良好でないため、図１９に示すようにノーマリーオンデバイス（トランジスタＴ_H1及びＴ_H3）に並列にダイオードを接続することが望ましい。

本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、例えば図２０に示す電気自動車用ソーラー充電システムに適用することができる。

図２０に示す電気自動車用ソーラー充電システムは、複数の太陽電池セルが配置されているソーラーパネル１と、ソーラーパネル１の出力電力が最大になるようにソーラーパネル１の出力電圧を制御するＭＰＰＴ（Maximum Power Point Tracking）制御部２と、サブバッテリ４を管理して制御する制御回路３と、ソーラーパネル１の出力電力を蓄えるサブバッテリ４と、サブバッテリ４から出力される直流電圧をＤＣ／ＤＣ変換してメインバッテリ７に供給するＤＣ／ＤＣコンバータ５と、メインバッテリ７を管理して制御する制御回路６と、サブバッテリ４よりも容量が大きいメインバッテリ７とを備えている。また、図２０においては図示していないが、ＤＣ／ＤＣコンバータ５内の各スイッチング素子のＯＮ、ＯＦＦを制御するための制御信号を生成する回路（上述した説明における制御回路ＣＮＴ１や制御回路ＣＮＴ２等）も電気自動車内に設けられている。

本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータを図２０に示す電気自動車用ソーラー充電システムに適用する場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ５を本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータにすればよい。本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータが双方向ＤＣ／ＤＣコンバータである場合にはメインバッテリ７から出力される直流電圧をＤＣ／ＤＣ変換してサブバッテリ４に供給することも可能になる。この場合、サブバッテリ４は上述した説明での電池（低電圧側）Ｂ１に対応し、サブバッテリ４は上述した説明での電池Ｂ１に対応し、メインバッテリ７は上述した説明での電池（高電圧側）Ｂ２に対応する。

電気自動車に設けられているインバータ８は、メインバッテリ７から出力される直流電圧をモータ駆動用交流電圧に変換する。電気自動車に設けられているモータ９は、インバータ８から出力されるモータ駆動用交流電圧によって回転駆動する。モータ９の回転により電気自動車の駆動輪が回転する。電気自動車の制動時にモータ９で発生する回生エネルギーは制御回路６によって回収され、メインバッテリ７に蓄えられる。また、サブバッテリ４から出力される直流電圧はヘッドライト等の電源としても利用される。

図２０においては、本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータを備えたソーラー充電システムを電気自動車用ソーラー充電システムとしたが、他の移動体（例えばバイク等）用のソーラー充電システムとすることも当然可能である。

ここで、固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部において、前記トランスの低電圧側巻線に接続されるスイッチング回路にプッシュプル回路を採用した場合、前記トランスの低電圧側巻線の寄生インダクタに起因するサージ電圧を抑制する手段をプッシュプル回路に設けることが高効率化の観点から望ましい。

以下、上記のサージ電圧を抑制する手段について説明する。

図２１は第１好適例に係るプッシュプル回路の構成を示す図である。図２１に示す第１好適例に係るプッシュプル回路は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴ_L1及びＴ_L2と、ダイオードＤ_AC1及びＤ_AC2と、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＴ_AC1及びＴ_AC2とを備えている。

トランジスタＴ_L1のドレインはトランスＴＲ１の低圧側巻線の一端に接続され、トランジスタＴ_L2のドレインはトランスＴＲ１の低圧側巻線の他端に接続され、トランジスタＴ_L1及びＴ_L2の各ソースは電池Ｂ３の負極に接続される。なお、図２１では、トランスＴＲ１の低圧側巻線の寄生インダクタンスを寄生インダクタンスＰＬ１及びＰＬ２として図示している。また、各トランジスタのソース−ドレイン間には並列ダイオードが接続されているが、この並列のダイオードは各トランジスタの寄生ダイオード（内蔵ダイオード）または外的に並列接続されたダイオード等であってもよい。

ダイオードＤ_AC1のアノードはトランジスタＴ_L1のドレインに接続され、ダイオードＤ_AC1のカソードはトランジスタＴ_AC1のドレインに接続され、トランジスタＴ_AC1のソースは電池Ｂ３の正極及びトランスＴＲ１の低圧側巻線のセンタータップに接続される。同様に、ダイオードＤ_AC2のアノードはトランジスタＴ_L2のドレインに接続され、ダイオードＤ_AC2のカソードはトランジスタＴ_AC2のドレインに接続され、トランジスタＴ_AC2のソースは電池Ｂ３の正極及びトランスＴＲ１の低圧側巻線のセンタータップに接続される。

図２１に示す第１好適例に係るプッシュプル回路では、トランジスタＴ_L1のドレインとトランスＴＲ１の低圧側巻線の一端との接続点ＡからダイオードＤ_AC1を経由して電池Ｂ３の正極及びトランスＴＲ１の低圧側巻線のセンタータップとの接続点に至る経路の導通と遮断とをトランジスタＴ_AC1が切り替え、当該経路が導通しているときにトランスＴＲ１の寄生インダクタＰＬ１に起因するサージ成分が発生すれば、当該サージ成分はダイオードＤ_AC1を経由して電池Ｂ３の正極及びトランスＴＲ１の低圧側巻線のセンタータップとの接続点に還流される。同様に、図２１に示す第１好適例に係るプッシュプル回路では、トランジスタＴ_L2のドレインとトランスＴＲ１の低圧側巻線の他端との接続点ＢからダイオードＤ_AC2を経由して電池Ｂ３の正極及びトランスＴＲ１の低圧側巻線のセンタータップとの接続点に至る経路の導通と遮断とをトランジスタＴ_AC2が切り替え、当該経路が導通しているときにトランスＴＲ１の寄生インダクタＰＬ２に起因するサージ成分が発生すれば、当該サージ成分はダイオードＤ_AC2を経由して電池Ｂ３の正極及びトランスＴＲ１の低圧側巻線のセンタータップとの接続点に還流される。

したがって、トランジスタＴ_L1がＯＮからＯＦＦに切り替わる時点でトランジスタＴ_AC1がＯＮ状態であり、トランジスタＴ_L2がＯＦＦからＯＮに切り替わる時点でトランジスタＴ_AC1がＯＦＦ状態であり、トランジスタＴ_L2がＯＮからＯＦＦに切り替わる時点でトランジスタＴ_AC2がＯＮ状態であり、トランジスタＴ_L1がＯＦＦからＯＮに切り替わる時点でトランジスタＴ_AC2がＯＦＦ状態である必要がある。このため、トランジスタＴ_L1、Ｔ_L2、Ｔ_AC1、及びＴ_AC2のＯＮ、ＯＦＦ切り替えは例えば図２２に示すようなタイミングで行うとよい。図２２に示すようなタイミングでトランジスタＴ_L1、Ｔ_L2、Ｔ_AC1、及びＴ_AC2のＯＮ、ＯＦＦ切り替えを行う場合、トランジスタＴ_AC1の制御端子に供給する制御信号はトランジスタＴ_L1の制御端子に供給する制御信号を遅延させるだけで生成することができ、トランジスタＴ_AC2の制御端子に供給する制御信号はトランジスタＴ_L2の制御端子に供給する制御信号を遅延させるだけで生成することができるので、トランジスタＴ_AC1の制御端子に供給する制御信号及びトランジスタＴ_AC2の制御端子に供給する制御信号の生成が容易である。

ここで、図２１に示す第１好適例に係るプッシュプル回路の接続点Ａの電圧と接続点Ｂの電圧をシミュレーションで求めた結果を図２３に示す。また、比較のため、図３０に示す従来のサージ電圧抑制手段（ツェナーダイオードＺＤ１及びＺＤ２）を有するプッシュプル回路の接続点Ａの電圧と接続点Ｂの電圧をシミュレーションで求めた結果を図２４に示す。図２３及び図２４それぞれにおいて、太線は接続点Ａの電圧を示しており、細線は接続点Ｂの電圧を示している。また、図２３及び図２４それぞれにおいて、電池Ｂ１の電圧は１２Ｖとした。

図２１に示す第１好適例に係るプッシュプル回路によると、トランスＴＲ１の寄生インダクタＰＬ１に起因する接続点Ａの電圧上昇及びトランスＴＲ１の寄生インダクタＰＬ２に起因する接続点Ｂの電圧上昇を大幅に低減することができる。このため、接続点Ａ、接続点Ｂの電圧がトランジスタＴ_AC1、Ｔ_AC2の耐圧を越えて上昇し、トランジスタＴ_AC1、Ｔ_AC2を破壊するのを防ぐことが出来る。また、図２１に示す第１好適例に係るプッシュプル回路によると、トランスＴＲ１の寄生インダクタＰＬ１及びＰＬ２に起因するサージ成分を回路の外部に捨てることなく、接続点Ａ→ダイオードＤ_AC1→トランジスタＴ_AC1→トランスＴＲ１のセンタータップ→寄生インダクタＰＬ１→接続点Ａ、または、接続点Ｂ→ダイオードＤ_AC2→トランジスタＴ_AC2→トランスＴＲ１のセンタータップ→寄生インダクタＰＬ２→接続点Ｂの電流経路で還流させているため、寄生インダクタＰＬ１、ＰＬ２に溜まったエネルギーを（ツェナーダイオード等で消費することなく）高電圧側に転送することができ、従って、損失を大幅に低減することができる。

次に、トランジスタＴ_AC1及びＴ_AC2駆動用ドライバの電源構成例について説明する。

トランジスタＴ_AC1及びＴ_AC2駆動用ドライバの電源構成の第１実施例を図２５に示す。図２５において図２１と同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。なお、図２５に記載している電圧値は一例である。

図２５に示す第１実施例では、トランジスタＴ_AC1及びＴ_AC2をそれぞれノーマリーオフトランジスタとしている。例えば、電池Ｂ１の電圧が１２Ｖの場合、トランジスタＴ_AC1駆動用のゲートドライバＤＶ１は、トランジスタＴ_AC1のソース電圧（例えば１２Ｖ）にトランジスタＴ_AC1の閾値電圧を超える電圧を加えた電圧の電源（例えば２４Ｖ電源）を必要とし、トランジスタＴ_AC2駆動用のゲートドライバＤＶ２は、トランジスタＴ_AC2のソース電圧（例えば１２Ｖ）にトランジスタＴ_AC2の閾値電圧を超える電圧を加えた電圧の電源（例えば２４Ｖ電源）を必要とする。そこで、図２５に示す第１実施例では、トランジスタＴ_L1のドレイン電圧を抵抗Ｒ１及び逆流防止用ダイオードＤ１を経由して更にコンデンサＣ１により平滑して直流電圧を得る電源（例えば２４Ｖ電源）をゲートドライバＤＶ１に接続し、トランジスタＴ_L2のドレイン電圧を抵抗Ｒ２及び逆流防止用ダイオードＤ２を経由して更にコンデンサＣ２により平滑して直流電圧を得る電源（例えば２４Ｖ電源）をゲートドライバＤＶ２に接続している。また、図示はしていないが、ゲートドライバＤＶ１にはトランジスタＴ_AC1をＯＦＦするための電圧の電源（例えばトランジスタＴ_AC1のソース端子）も接続し、ゲートドライバＤＶ２にはトランジスタＴ_AC2をＯＦＦするための電圧の電源（例えばトランジスタＴ_AC1のソース端子）も接続する。なお、図２５に示す第１実施例とは異なり、トランジスタＴ_L1のドレイン電圧を用いて直流電圧を得る電源（例えば２４Ｖ電源）をゲートドライバＤＶ２に接続し、トランジスタＴ_L2のドレイン電圧を用いて直流電圧を得る電源（例えば２４Ｖ電源）をゲートドライバＤＶ１に接続することも可能である。このようなトランジスタＴ_AC1、Ｔ_AC2を駆動するための電源電圧が得られるのは、図２３に示すように、トランジスタＴ_AC1オフ時のトランジスタＴ_AC1のドレイン電圧、および、トランジスタＴ_AC2オフ時のトランジスタＴ_AC2のドレイン電圧が、電池Ｂ１の電圧（例えば、１２Ｖ）の約２倍（例えば、約２４Ｖ）となるからである。

このような電源構成によると、トランジスタＴ_AC1のソース電圧（例えば１２Ｖ）にトランジスタＴ_AC1の閾値電圧を超える電圧を加えた電圧を生成するための特別な回路（例えば、電池Ｂ３の出力電圧を倍の電圧に昇圧する回路）及びトランジスタＴ_AC2のソース電圧（例えば１２Ｖ）にトランジスタＴ_AC2の閾値電圧を超える電圧を加えた電圧を生成するための特別な回路（例えば、電池Ｂ３の出力電圧を倍の電圧に昇圧する回路）を設ける必要がないため、簡易な回路構成となる。

トランジスタＴ_AC1及びＴ_AC2駆動用ドライバの電源構成の第２実施例を図２６に示す。図２６において図２１と同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。なお、図２６に記載している電圧値は一例である。

図２６に示す第２実施例では、トランジスタＴ_AC1及びＴ_AC2をそれぞれノーマリーオントランジスタとしている。この場合、トランジスタＴ_AC1駆動用のゲートドライバＤＶ３は、トランジスタＴ_AC1のソース電圧（例えば１２Ｖ）より大きい電圧の電源を必要とせず、トランジスタＴ_AC2駆動用のゲートドライバＤＶ４は、トランジスタＴ_AC2のソース電圧（例えば１２Ｖ）より大きい電圧の電源を必要としない。そこで、図２６に示す第２実施例では、他の制御回路用電源（例えば５Ｖ電源）をゲートドライバＤＶ３及びＤＶ４に接続している。すなわち、他の制御回路用電源（例えば５Ｖ電源）を他の制御回路（例えば他のトランジスタを駆動するためのドライバ、センサ等）とゲートドライバＤＶ３及びＤＶ４とで共用するようにする。また、図示はしていないが、ゲートドライバＤＶ３にはトランジスタＴ_AC1をＯＮするための電圧の電源（例えば１２Ｖ電源）も接続し、ゲートドライバＤＶ４にはトランジスタＴ_AC2をＯＮするための電圧の電源（例えば１２Ｖ電源）も接続する。

このような電源構成によると、ゲートドライバＤＶ３及びＤＶ４専用に電源を設ける必要がないため、電源回路を構成する部品点数を削減することができる。また、図２６に示す第２実施例においてノーマリーオントランジスタであるトランジスタＴ_AC1及びＴ_AC2として、ＧａＮ系トランジスタやＳｉＣ系トランジスタ等のオン抵抗がＳｉ系トランジスタよりも小さい化合物トランジスタを用いることで、さらに損失を低減することができる。なお、トランジスタＴ_AC1及びＴ_AC2に化合物トランジスタを用いた場合、例えばＧａＮ系トランジスタであればソース−ドレイン間に内蔵ダイオードが形成されないため、図２６においてはトランジスタＴ_AC1及びＴ_AC2の並列ダイオードを図示していないが、図２５と同様にトランジスタＴ_AC1及びＴ_AC2と並列な位置にダイオードが接続されていても良い。

次に、第２好適例に係るプッシュプル回路について説明する。図２７は第２好適例に係るプッシュプル回路の構成を示す図である。図２７において図２１と同一の部分には、図１１Ａ中のトランジスタＴ_AC1及びＴ_AC2を図２７ではトランジスタＴ_AC1A及びＴ_AC2Aに変更した以外は同一の符号を付し詳細な説明を省略する。

図２７に示す第２好適例に係るプッシュプル回路は、図２１に示す第１好適例に係るプッシュプル回路からダイオードＤ_AC1及びＤ_AC2を取り除き、その代わりに同期整流用トランジスタＴ_AC1B及びＴ_AC2Bを設けた構成である。同期整流を行うことでダイオード分の損失を低減することができるので、より一層高効率化を図ることができる。

図２７に示す第２好適例に係るプッシュプル回路では、トランジスタＴ_L1がＯＮからＯＦＦに切り替わった後でトランジスタＴ_AC1BがＯＦＦからＯＮに切り替わり、トランジスタＴ_AC1AがＯＮからＯＦＦに切り替わる前にトランジスタＴ_AC1BがＯＮからＯＦＦに切り替わり、トランジスタＴ_L2がＯＮからＯＦＦに切り替わった後でトランジスタＴ_AC2BがＯＦＦからＯＮに切り替わり、トランジスタＴ_AC2AがＯＮからＯＦＦに切り替わる前にトランジスタＴ_AC2BがＯＮからＯＦＦに切り替わる必要がある。このため、トランジスタＴ_L1、Ｔ_L2、Ｔ_AC1A、Ｔ_AC2A、Ｔ_AC1B、及びＴ_AC2BのＯＮ、ＯＦＦ切り替えは例えば図２８に示すようなタイミングで行うとよい。

図２７に示す第２好適例に係るプッシュプル回路におけるトランジスタＴ_AC1及びＴ_AC2駆動用ドライバの電源構成例は、図２１に示す第１好適例に係るプッシュプル回路の場合と同様であるので、ここでは説明を省略する。

なお、上述した各実施形態及び上記の各変形例の内容は、矛盾がない限り、任意に組み合わせて実施することが可能である。

１ ソーラーパネル
２ ＭＰＰＴ制御部
３ 制御部
４ サブバッテリ
５ ＤＣ／ＤＣコンバータ
６ 制御回路
７ メインバッテリ
８ インバータ
９ モータ
１１ 第１スイッチング回路
１２ 第２スイッチング回路
１３ 昇降圧チョッパ回路
Ｂ１〜Ｂ３ 電池
Ｃ_L、Ｃ_H、Ｃ_H1、Ｃ_H2、Ｃ１、Ｃ２ コンデンサ
ＣＮＴ１、ＣＮＴ２ 制御回路
ＣＮＶ１ 可変倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部
ＣＮＶ２ 固定倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部
ＣＮＶ３ 可変倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部
ＣＮＶ４ 固定倍率双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部
Ｄ_H1、Ｄ_H2、Ｄ１、Ｄ２、Ｄ_AC1、Ｄ_AC2 ダイオード
ＤＶ１〜ＤＶ４ ゲートドライバ
ＬＤ１ 負荷回路
Ｒ_LD1、Ｒ１、Ｒ２ 抵抗
Ｓ１、Ｓ４ 情報信号
Ｓ２、Ｓ３ 制御信号
Ｔ_L1〜Ｔ_L4、Ｔ_LD1 トランジスタ
Ｔ_H1〜Ｔ_H6 トランジスタ
Ｔ_AC1、Ｔ_AC2 トランジスタ
ＴＲ１、ＴＲ２ トランス

Claims (9)

1. 第１ＤＣ／ＤＣコンバータ部と、
   前記第１ＤＣ／ＤＣコンバータ部から供給される電圧をＤＣ／ＤＣ変換する第２ＤＣ／ＤＣコンバータ部とを備え、
   前記第１ＤＣ／ＤＣコンバータ部及び前記第２ＤＣ／ＤＣコンバータ部の一方が固定倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部であり、
   前記第１ＤＣ／ＤＣコンバータ部及び前記第２ＤＣ／ＤＣコンバータ部の他方が可変倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部であることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
2. 前記固定倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部はトランスを有する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ部であり、
   前記可変倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部は非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ部であることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
3. 前記第１ＤＣ／ＤＣコンバータ部は前記可変倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部であり、
   前記第２ＤＣ／ＤＣコンバータ部は前記固定倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部であり、
   前記第１ＤＣ／ＤＣコンバータ部と前記第２ＤＣ／ＤＣコンバータ部との接続点に接続される負荷回路を備え、
   前記負荷回路は動作状態と非動作状態との切り替えが可能な負荷回路であり、
   前記第１ＤＣ／ＤＣコンバータ部及び前記第２ＤＣ／ＤＣコンバータ部は共に降圧動作を行うＤＣ／ＤＣコンバータ部であることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
4. 前記第１ＤＣ／ＤＣコンバータ部及び前記第２ＤＣ／ＤＣコンバータ部は共に双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ部であることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
5. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータが前記固定倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部から前記可変倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部への電力伝送動作を開始する前に、前記可変倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部が、前記可変倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部から前記固定倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部へ向かう方向でのＤＣ／ＤＣ変換を行って、前記固定倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部と前記可変倍率ＤＣ／ＤＣコンバータ部との接続点の電圧を徐々に上昇させることを特徴とする請求項４に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
6. 前記第１ＤＣ／ＤＣコンバータ部の動作周波数と前記第２ＤＣ／ＤＣコンバータ部の動作周波数とが互いに異なることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
7. 太陽電池と、
   前記太陽電池から出力される電力を蓄える第１蓄電装置と、
   前記第１蓄電装置よりも電圧が大きい第２蓄電装置と、
   前記第１蓄電装置と前記第２蓄電装置との間の電力伝送を行うＤＣ／ＤＣコンバータとを備え、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータが請求項１〜６のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータであることを特徴とするソーラー充電システム。
8. 請求項７に記載のソーラー充電システムを備えることを特徴とする移動体。
9. 前記ソーラー充電システムが備える第２蓄電装置から出力される電力を移動体の駆動用電力として用いることを特徴とする請求項８に記載の移動体。

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