JP2006271098A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】
本発明は、ＩＧＢＴの主電流を精度良く検出する手段を備えた電力変換器を提供することを目的とする。
【解決手段】
本発明の電力変換装置は、主電流を流すエミッタと、主電流に比例したセンス電流が流れるセンスエミッタとを備えたＩＧＢＴと同じ半導体基板に、温度測定手段のダイオードを配置し、この温度測定手段の出力と、前記センス電流と、予めメモリ手段に記憶させた半導体基板温度と主電流とセンス電流との関係の情報とを用いて、主電流を推定する主電流推定手段を有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＩＧＢＴを備えた電力変換装置に関わり、特に高い精度の電流測定を必要とする電流変換装置を備えた電力変換装置に関わる。

エンジンとモータを組み合わせた次世代自動車としてハイブリッド自動車が注目されている。ハイブリッド自動車用モータには、小型で高トルクが出せる、永久磁石を埋め込んだ同期モータが採用されている。この同期モータのトルクを最大限に引き出すため、ベクトル制御が一般的に使われている。図８はこのようなベクトル制御の制御ブロック図の一例である。アクセル、あるいはブレーキ指令により発生するトルク指令τｒと、速度ωから電流指令演算し、３相の出力電流と磁極位置検出器１８により検出した磁極位置θで、３相電流をｄ−ｑ座標に座標変換しｉｑ、ｉｄを作成する。Ｉｑ、ｉｄと電流指令ｉｄｒ、ｉｑｒにより電流制御信号Ｖｑｒ、Ｖｄｒを発生し、さらにｄ−ｑ座標から３相に再変換し、ドライバＩＣ５０がＰＷＭ信号を発生し、インバータの絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（以下ＩＧＢＴと称す）１９を駆動する。このとき、ｄ−ｑ座標から３相に再変換した信号にデッドタイムによる誤差を補償する。

このようなベクトル制御には、インバータの出力電流を測定するための電流センサ１７が必須である。このような電流センサでは、図示しないコアとホール素子とアンプとを備え、電流母線の周囲に配置されたコアの一部にギャップを設け、このギャップ内に配置したホール素子により、被検出電流によって発生した磁界を検出し、電圧に変換している。

また、電流センサを使わない電流検出手段として、ＩＧＢＴ１９やパワーＭＯＳＦＥＴの主電流を流す部分とは別に検出専用（センス）の部分を設け、その電流を検出して、主電流の検出手段とすることが特許文献１に記載されている。

図９にセンス部分をもつＩＧＢＴの断面構造の例を示す。主電流を流す部分のｐ層１０３Ａ、ｎ＋層１０４Ｂは主エミッタ電極１２０により複数個が接続されている。センス電流を流す部分のｐ層１０３Ｂ、ｎ＋層１０４Ｂはセンスエミッタ電極１２１と接続されている。図示されていないが、ゲート電極１１１Ａ、１１１Ｂは全て接続されている。ＩＧＢＴに流れる電流はｎ＋層１０４Ａ、１０４Ｂの幅（ゲート幅）に比例する。従って、センス部分の電流（センス電流）を測定すれば、センス部分のｎ＋層１０４Ｂのゲート幅と、主エミッタのｎ＋層１０４Ａのゲート幅との比より、主電流を測定することができる。

図１０にセンス電流から主電流を測定するための回路の例を示す。センス電流Ｉｓにより抵抗Ｒｓに発生する電圧を電圧検出器１６により測定し、センス電流Ｉｓに、主エミッタのｎ＋層１０４Ａのゲート幅の比を乗じて主電流Ｉｍを測定する。本回路は電圧検出器の電圧がある設定電圧以上であると、過電流と見なしてＩＧＢＴを遮断するようになっている。

特開平１０−３２４７６号公報（図１から図４の記載。）

前記の電流センサを用いる方法では、電流センサが複数個の部品から構成されているため、価格が高く、さらに、磁性体のコアを使っているため、高温では磁力がなくなるために、高温では使えない問題がある。

図１１にＩＧＢＴとパワーＭＯＳＦＥＴの出力特性を示す。パワーＭＯＳＦＥＴは０Ｖから電圧に対して電流が比例している。一方、ＩＧＢＴは電圧が低い間は電流がほとんど流れず、ある電圧から急激に電流が流れる。また、パワーＭＯＳＦＥＴは温度に反比例して電流が減少するという特性をもつ。これに対して、ＩＧＢＴは電流が立ち上がる電圧が温度とともに下がるが、立ち上がった後の電圧に対する電流の傾きは小さくなる。このようにＩＧＢＴの電圧、電流特性が非線形であり、かつ温度によって特性が非線形に変わるため、センス電流から正確に主電流を測定することが難しい。

本発明は、ＩＧＢＴの主電流を精度良く検出する手段を備えた電力変換器を提供することを目的とする。

本発明の電力変換装置は、主電流を流すエミッタと該主電流に比例したセンス電流が流れるセンスエミッタとを備えたＩＧＢＴと同じ半導体基板に、温度測定手段を配置し、この温度測定手段の出力と、センス電流とを、入力して前記主電流を推定する主電流推定手段を有する。

本発明の電力変換装置では、正確に主エミッタに流れる電流を測定できる。

以下、本発明の詳細を図面を用いながら説明する。

本実施例を図１に示す。図１は、３相の周波数可変の交流電力を出力するインバータを構成する６個のＩＧＢＴのうちの１つのＩＧＢＴを示し、電力変換装置を構成する、ＩＧＢＴのゲート駆動回路部と、このゲート駆動回路にＰＷＭ信号を出力する制御部を省いている。本実施例ではＩＧＢＴが、電力変換装置の主電流を制御する主ＩＧＢＴ１と主ＩＧＢＴ１よりゲート幅が小さいセンスＩＧＢＴ２とから構成されている。主ＩＧＢＴ１とセンスＩＧＢＴ２の制御端子であるゲートと、一方の主端子であるコレクタとは共通である。センスＩＧＢＴ２には抵抗１０が接続され、その一端が主ＩＧＢＴのエミッタと同電位になっており、図１の例では接地されている。抵抗１０の両端には差動増幅器１１が接続されている。差動増幅器１１の出力はマイコン２０のＡ／Ｄ変換器２１Ａに入力されている。マイコン２０は演算器２２とメモリ２３を備えている。マイコン２０のメモリ２３には主ＩＧＢＴ１に流れる電流と、センスＩＧＢＴ２に流れる電流の比の温度依存特性が格納されている。さらに、マイコン２０にはＩＧＢＴの温度情報が温度センサ３０からＡ／Ｄ変換器２１Ｂを介して伝達されている。

本実施例の動作を説明する。センスＩＧＢＴ２には主ＩＧＢＴ１に比例した電流が流れ、さらに抵抗１０で電流を電圧に変換する。抵抗１０の電圧が大きいと、主ＩＧＢＴ１とセンスＩＧＢＴ２のオン電圧に誤差が生じ、主ＩＧＢＴ１とセンスＩＧＢＴ２のゲート幅と電流比が崩れる。このため、抵抗１０両端に発生する電圧はＩＧＢＴのオン電圧に対して十分小さいことが望ましい。具体的には０.２Ｖ 以下が望ましい。このような小さな電圧はＡ／Ｄ変換器２１Ａでは変換するのに電圧が小さすぎるため、差動増幅器１１でＡ／Ｄ変換器２１Ａが読める電圧まで増幅する。マイコン２０はＡ／Ｄ変換器２１Ａからのセンス電流の情報と、Ａ／Ｄ変換器２１Ｂからの温度情報により予めメモリに格納しておいた、センスＩＧＢＴ２に流れる電流と主電流に流れる電流比の温度依存性のデータテーブルあるいは換算式より主電流を推定する。このように本実施例では、電流センサ１７を使用せずに、高い精度で主電流を測定できる。

図２に本実施例の好ましい温度センサの断面図の例を示す。以下、半導体基板にシリコン基板を用いた場合を説明するが、これ以外の半導体基板を用いても良い。ｐ層１００上にｎ層１０１が形成され、ｎ−層１０２中には複数のｐ層１０３Ａが形成されている。ｐ層１０３Ａ層中にはｎ＋層１０４Ａが形成されている。ｐ層１０３Ａ層、ｎ＋層１０４Ａ、ｎ−層１０２に渡ってゲート酸化膜１１０Ａが形成され、さらにゲート酸化膜１１０Ａには、ゲート電極１１１Ａが形成されている。複数のｐ層１０３Ａ層、ｎ＋層１０４Ａにオーミック接続された、主エミッタ電極１２０が形成されている。

主エミッタ電極１２０とゲート酸化膜１１０Ａとは、絶縁膜１１２Ａで絶縁分離されている。ｐ層１００にはコレクタ電極１２２がオーミック接触している。ｐ層１０３Ａ、ｎ＋層１０４Ａ、ｎ−層１０２、ゲート酸化膜１１０Ａ、ゲート電極１１１Ａ、絶縁膜１１２Ａ、主エミッタ電極１２０により、主ＩＧＢＴ１が形成されている。同様にｐ層１０３Ｂ、ｎ＋層１０４Ｂ、ｎ−層１０２、ゲート酸化膜１１０Ｂ、ゲート電極１１１Ｂ、絶縁膜１１２Ｂ、センスエミッタ電極１２１により、センスＩＧＢＴ２が形成されている。

さらに、絶縁膜１２３上には、ポリシリコンによりｎ＋層１０５とｐ層１０６とが形成されている。ｎ＋層１０５にカソード電極１２４がオーミック接続されている。ｐ層１０６にはアノード電極１２５がオーミック接触している。これらのｎ＋層１０５、ｐ層１０６、カソード電極１２４、アノード電極１２５によりダイオードが形成されている。

本実施例では、このダイオードに所定の値の電流を流し、その順方向電圧降下により温度を測定する。すなわち、ダイオードの順方向電圧降下は温度とともに低下するので、予め順方向電圧降下と温度との関係を測定しておき、それをメモリ２３に格納しておくことで正確な温度を検出する。また、温度検知用のダイオードと主ＩＧＢＴ１とセンスＩＧＢＴ２とが同一チップに配置されているため、サーミスタのように別部品で温度を測定する場合と異なり、より高精度かつ高速に温度測定ができる。

図３にターンオフ時の主ＩＧＢＴ１に流れる電流と、センスＩＧＢＴ２に流れる電流波形を示す。センスＩＧＢＴ２に流れる電流Ｉｓは、過渡的に増加した後に、主ＩＧＢＴ１の主電流と同様に減衰していく。

図２を用いてその理由を説明する。パワーＭＯＳＦＥＴは電流の担い手が電子、あるいはホールのみのユニポーラデバイスである。電子はｎ−層１０２厚さと同等だけ横方向に広がる。このため、主ＩＧＢＴ１とセンスＩＧＢＴ２の、チップ面積と蓄積されているホール（正孔）との比を比較すると、センスＩＧＢＴ１の方が相対的に多くのホールを蓄積している。定常状態では、電流は電子流に比例するため、主ＩＧＢＴ１とセンスＩＧＢＴ２の電流は、ｎ＋層１０４Ａ、１０４Ｂの幅に比例する。一方ターンオフ時には、センスＩＧＢＴ２は、主ＩＧＢＴ１より面積の相対比で見ると多くのホールを吐き出さすため、過渡的に大きな電流が流れる。そこで、本実施例では図４に示すように、フィルタ３１を差動増幅器１１の出力とＡ／Ｄ変換器２１Ａとの間に設けた。このフィルタ３１は、差動増幅器１１の出力信号から急激な変化の成分、すなわち、高い周波数成分を阻止するローパスフィルタである。ローパスフィルタの遮断周波数はＩＧＢＴを駆動するゲート信号が通過できる周波数より高くなければならない。具体的には、ＰＷＭ信号の搬送波の周波数より高く、好ましくは搬送波の２倍より高い周波数であればよい。また、フィルタ３１は、抵抗やコンデンサやコイルで構成した受動フィルタであってもよい、トランジスタやＦＥＴ等のディスクリートの素子やオペアンプ等のＩＣを用いた能動フィルタであっても良い。

本実施例では、このようにフィルタを配置して、過渡的に主ＩＧＢＴとセンスＩＧＢＴに流れる電流比が崩れることを低減した。図４に示すように、フィルタ３１により、過渡的に主ＩＧＢＴとセンスＩＧＢＴの電流比がずれた情報を除去してマイコン２０に伝えることで、より正確な電流測定ができる。

本実施例では、３相インバータを電力変換器の例にして説明したが、この他にも直流／直流コンバータ、交流／直流コンバータ等の電力変換器の半導体電力スイッチング素子の主電流検出に適用できる。

図５に本実施例を示す。本実施例が実施例１と異なる部分は、差動増幅器１１の出力をパルス幅変調してマイコン２０に伝送していることである。差動増幅器１１の出力は比較器１２の一端である＋側に入力されている。比較器１２の他端である−側には三角波発生器１３の信号が入力されている。比較器１２の出力はマイコン２０に内蔵されたカウンタ３２に入力されている。カウンタ３２の代わりにタイマに入力しても良い。

本実施例は次のように動作する。差動増幅器１１の出力と三角波発生器１３の信号を比較することで、差動増幅器１１の出力をそれに対応したパルス幅に変換する。カウンタ３２は、このパルス幅を測定することで、差動増幅器の電圧を測定できる。このように、差動増幅器１１の出力をパルス幅に変換することで、ノイズ成分が三角波周期で平均化されるために、ノイズの影響が小さくなる。

本実施例では、パルスの幅と三角波の周期の比と差動増幅器の電圧との関係をマイコン２０のメモリ２３に予め格納しておいて、演算器２２でパルス幅を電圧に復元することが望ましい。

なお、周囲の温度が変わると三角波発生器の周期や上限、下限値が変動してパルス幅も温度とともに変動するが、パルスの幅と三角波の周期との比の変動は小さいため、十分な精度が確保できる。

図６に本実施例を示す。本実施例では、比較器１２の出力とカウンタ３２の間に、信号絶縁伝達手段である絶縁回路３３を配置したことが実施例２と相違する。本実施例では、絶縁回路３３によりＩＧＢＴのアースとマイコン２０のアース電位が異なる場合、例えばＩＧＢＴがインバータの上アームにある場合でも電流を測定することができる。絶縁回路３３としてはフォトカプラあるいはパルストランスが望ましい。

本実施例では絶縁回路３３としてフォトカプラあるいはパルストランスを用いるが、これらの絶縁回路３３ではアナログ信号を伝えることができない。そこで、本実施例では、実施例２と同様に、電流信号を対応するパルス幅の信号に変換し、ＩＧＢＴからの電流情報を、デジタル信号に変換している。このように、本実施例では絶縁回路３３としてフォトカプラあるいはパルストランスを用いてＩＧＢＴからの電流情報を、異なるアース電位を持つマイコン２０に伝えることができる。

図７に本実施例を示す。本実施例が実施例２と相違する点は、主ＩＧＢＴの配線インダクタンス４０に誘起される電圧を増幅する差動増幅器１４と、その電圧を積分する積分器１５と、積分した結果を入力するマイコン２０に内蔵されたＡ／Ｄ変換器２２とである。

インダクタンスＬに電流がｄＩ／ｄｔで時間変化すると、（数１）式に示す電圧Ｖが生じる。

Ｖ＝Ｌ×ｄＩ／ｄｔ （数１）
これより、（数２）式に示すように、
Ｉ＝∫（Ｖ／Ｌ）ｄｔ （数２）
主ＩＧＢＴの配線インダクタンス４０に誘起される電圧をインダクタンスの値で割り算し、この値を積分することで、電流が得られる。ただし、積分するため、応答が遅くなりがちなので、実施例１から実施例３に示した方法でセンスＩＧＢＴに流れる電流を測定する方法を併用することが好ましい。このようにすると応答性が向上するとともに電流の測定系が２重系となるため信頼性も一層高まる。

実施例１の電流検出回路の説明図。 実施例１の温度センサと電流センス領域とを持つＩＧＢＴの断面説明図。 ターンオフ時の主ＩＧＢＴ１と、センスＩＧＢＴ２とに流れる電流波形の説明図。 実施例１の別の電流検出回路の説明図。 実施例２の電流検出回路の説明図。 実施例３の電流検出回路の説明図。 実施例４の電流検出回路の説明図。 従来技術の同期モータの制御ブロック説明図。 従来技術のセンス領域を持つＩＧＢＴの断面説明図。 従来技術のセンスＩＧＢＴを使った電流検出回路の説明図。 ＩＧＢＴとパワーＭＯＳＦＥＴの特性説明図。

符号の説明

１…主ＩＧＢＴ、２…センスＩＧＢＴ、１０…抵抗、１１、１４…差動増幅器、１２…比較器、１３…三角波発生器、１５…積分器、１６…電圧検出器、１７…電流センサ、１８…磁極位置検出器、１９…ＩＧＢＴ、２０…マイコン、２１Ａ、２１Ｂ…Ａ／Ｄ変換器、２２…演算器、２３…メモリ、３０…温度センサ、３１…フィルタ、３２…カウンタ、３３…絶縁回路、４０…配線インダクタンス、５０…ドライバＩＣ、５１…駆動回路、６０…モータ、１００、１０３Ａ、１０３Ｂ、１０６…ｐ層、１０１…ｎ層、１０２…ｎ−層、１０４Ａ、１０４Ｂ、１０５…ｎ＋層、１１０Ａ、１１０Ｂ…ゲート酸化膜、１１１Ａ、１１１Ｂ…ゲート電極、１１２Ａ、１１２Ｂ…絶縁膜、１２０…主エミッタ電極、１２１…センスエミッタ電極、１２２…コレクタ電極、１２４…カソード電極、１２５…アノード電極。

Claims (13)

1. 少なくとも１つのＩＧＢＴと、該ＩＧＢＴの駆動手段とを備えた電力変換装置において、
   前記ＩＧＢＴが、主電流を流すエミッタと、該主電流に比例したセンス電流が流れるセンスエミッタと、温度測定手段とを同じ半導体基板に備え、
   前記温度測定手段の出力と、前記センスエミッタに流れる電流とを、入力して前記主電流を推定する主電流推定手段を有することを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記主電流推定手段が、
   前記センス電流を電圧に変換する電流電圧変換手段と
   該電流電圧変換手段が出力する電圧をアナログ／デジタル変換する第１のＡ／Ｄ変換手段と
   前記ＩＧＢＴの半導体基板温度と前記主電流とセンス電流との関係を格納しておくメモリ手段と、
   該メモリ手段に格納した、前記半導体基板温度と主電流とセンス電流との関係の情報と、前記第１のＡ／Ｄ変換手段が変換したセンス電流の情報と、前記ＩＧＢＴの温度情報とを入力し、前記主電流を計算する演算手段とを有することを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項２において、前記温度測定手段は前記半導体基板の一方の主面に絶縁層を介して配置したダイオードであることを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項２において、前記主電流推定手段の電流電圧変換手段の出力がフィルタ手段を介して前記第１のＡ／Ｄ変換手段に入力されることを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項２において、前記主電流推定手段が、前記温度測定手段の出力する電圧をアナログ／デジタル変換する第２のＡ／Ｄ変換手段を備えていることを特徴とする電力変換装置。
6. 少なくとも１つのＩＧＢＴと、該ＩＧＢＴの駆動手段とを備えた電力変換装置において、
   該電力変換装置が、
   主電流を流すエミッタと、該主電流に比例したセンス電流が流れるセンスエミッタとを備えたＩＧＢＴと、
   該ＩＧＢＴと同じ半導体基板に配置した温度測定手段と、
   前記温度測定手段の出力と、前記センスエミッタに流れる電流とを、入力して前記主電流を推定する主電流推定手段とを備え、
   該主電流推定手段が、
   前記センス電流を電圧に変換する電流電圧変換手段と
   該電流電圧変換手段が出力する電圧に比例したパルス幅に変換するパルス変換手段と、
   該パルス幅をカウントするカウント手段と、
   前記ＩＧＢＴの半導体基板温度と前記主電流とセンス電流との関係を格納しておくメモリ手段と、
   該メモリ手段に格納した、前記半導体基板温度と主電流とセンス電流との関係の情報と、前記カウント手段が出力するセンス電流の情報と、前記ＩＧＢＴの温度情報とを入力し、前記主電流を計算する演算手段とを有することを特徴とする電力変換装置。
7. 請求項６において、前記温度測定手段は前記半導体基板の一方の主面に絶縁層を介して配置したダイオードであることを特徴とする電力変換装置。
8. 請求項６において、前記主電流推定手段の電流電圧変換手段の出力がフィルタ手段を介して前記カウント手段に入力されることを特徴とする電力変換装置。
9. 請求項６において、前記パルス変換手段とカウント手段との間に、信号絶縁伝達手段を配置したことを特徴とする電力変換装置。
10. 請求項６において、前記パルス変換手段が、三角波発生器の電圧と、センスエミッタに流れる電流を変換した電圧とを比較する手段を持つことを特徴とする電力変換装置。
11. 請求項１０において、前記演算手段が、前記三角波発の周期とセンスエミッタに流れる電流とから変換したパルス幅との比により、主エミッタ電流に流れる電流を計算することを特徴とする電力変換装置。
12. 請求項１において
    前記主電流推定手段が、
    主電流が流れる配線のインダクタンス両端の電圧を測定する別の電圧測定手段と、
    該別の電圧測定手段の電圧信号を積分する積分手段と、
    該積分手段の出力を入力して主電流を計算する演算手段と、
    前記センスエミッタ電流値を用いて計算した主電流と、前記インダクタンス両端の電圧に基づいて計算した主電流と、を用いて主電流を計測することを特徴とする電力変換装置。
13. 少なくとも１つのＩＧＢＴと、該ＩＧＢＴの駆動手段とを備えた電力変換装置において、
    前記ＩＧＢＴが、
    半導体基板の一方の主面にコレクタ電極を配置し、
    前記半導体基板の他方の面に、主電流を流すエミッタと、該主電流に比例したセンス電流が流れるセンスエミッタと、温度測定手段とを備え、
    該温度測定手段が絶縁層を介して配置したダイオードあって、
    前記温度測定手段の出力と、前記センスエミッタに流れる電流とを、入力して前記主電流を推定する主電流推定手段を有し、
    該主電流推定手段が、前記温度測定手段の出力する電圧をアナログ／デジタル変換するＡ／Ｄ変換手段を備えていることを特徴とする電力変換装置。
    
    

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