DE69626431T2

DE69626431T2 - Lineare 2-Weg-Isolationsschaltung

Info

Publication number: DE69626431T2
Application number: DE69626431T
Authority: DE
Inventors: Clifford E. Hillsboro Baker; Michael P. Portland Khaw
Original assignee: Tektronix Inc
Current assignee: Tektronix Inc
Priority date: 1995-01-13
Filing date: 1996-01-11
Publication date: 2004-04-08
Anticipated expiration: 2016-01-12
Also published as: DE69626431D1; CN1139213A; JP2811632B2; KR960029796A; CN1101077C; EP0722216B1; JPH08256027A; EP0722216A3; KR100366912B1; EP0722216A2; US5517154A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf elektronische Messeinrichtungen, und insbesondere auf eine lineare Zweiweg- (oder Doppelweg-)Isolationsschaltung, die eine stabile, flache Frequenzantwort ergibt, um isolierte elektrische Signalspannungsmessungen über einen weiten Frequenzbereich zu ermöglichen.
Es ist schwierig, sichere und genaue Messungen elektrischer Spannungssignale zu erreichen, die auf einer Spannung liegen, die beträchtlich höher als das Grundpotential ist. Sehr häufig ist das zu messende Signal ein Signal mit niedrigem Pegel, das auf einem Gleichtaktsignal aufsitzt, was erfordert, dass das Messgerät eine hohe Gleichtaktunterdrückung aufweist. Darüber hinaus können durch externe Erdungsströme Störungen und durch Erdschleifen erzeugte Spannungen dem Messsignal hinzugefügt werden. Diese Probleme sind besonders bedeutsam, wenn breitbandige Oszilloskopmessungen elektrischer Spannungssignale erfolgen. Die oben beschriebenen Messprobleme führen häufig dazu, dass Oszilloskopnutzer potentiell gefährliche Messtechniken verwenden, wie z. B. gleitendes Messen, bei dem der Erdungsanschluss entfernt wird. Typischerweise wird ein Gleiten des Oszilloskopes durch Verwendung eines Trenntransformators, eines 3-2-Stift-Netzanschlußadapters, oder einfach durch Abtrennen des Erdungsanschlusses des Netzanschlusses des Oszilloskopes erreicht. Das Gleiten des Oszilloskopes erzeugt nicht nur einen Hochspannungsschluss im Oszilloskop, sondern führt auch zu unzulässigen Belastungen der Isolation des Leistungstransformators und reduziert die Messgenauigkeit aufgrund kapazitätinduzierter Erdströme.
Natürlich sollte für sichere und genauere Messungen ein Oszilloskop mit Erde verbunden sein. Glücklicherweise gibt es eine Reihe sicherer und genauer Gleitmesslösungen, die zur Verfügung stehen, einschließlich indirekter Erdungseinrichtungen, Differenzialmesseinrichtungen, isolierter Eingangssysteme und Isolationsverstärker.
Indirekte Erdungseinrichtungen werden zwischen dem Messgerät und der Netzleitung eingeschaltet. Eine exemplarische Erdungseinrichtung ist durch das Model A6901 eines Erdungsisolationsmonitors, das von Tektronix, Inc., Beaverton, Oregon hergestellt ist, dem Inhaber dieser Anmeldung, gegeben. Der Erdungsisolationsmonitor erlaubt es, dass das Messgerät bis zu einem sicheren Signalreferenzpegel von etwa 40 Volt gleitet und das Messgerät unmittelbar wieder mit Erde verbindet, wenn der Signalreferenzpegel 40 Volt überschreitet. Unglücklicherweise sind Messungen auf die 40 Volt-Grenze beschränkt, wobei die gesamte Messeinrichtung auf den Referenzpegel angehoben ist, so dass zufälliges Erden einen Kurzschluss an der Messschaltung hervorrufen kann. Eine beträchtliche Kapazität zwischen der Referenzerde und der Netzerde kann ungenaue Messungen verursachen.
Differenzialspannungsmessungen erfordern kein Gleiten des Messgerätes und können mit hoher Genauigkeit durch Differentialverstärker durchgeführt werden, wie z. B. dem Model 11A33, das von Textronix, Inc., Beaverton, Oregon hergestellt ist, dem Rechtsnachfolger dieser Anmeldung. Leider sind Differentialverstärker sehr kostspielig und komplex, weisen eine geringe Gleichtaktunterdrückung auf, erfordern ein Paar von symmetrischen Abtastern, die mit dem zu messenden Signal zu verbinden sind und sind auf zu messende Signalspannungen unter 500 Volt beschränkt.
Isolierte Eingangssysteme enthalten batteriegespeiste Handmessgeräte, die von Natur aus von der Netzleitung isoliert sind. Solche Einrichtungen sind gewöhnlich gut isoliert und in der Lage, kleine Signale zu messen, die auf Hunderte oder sogar Tausende Volt angehoben sind. Leider haben batteriebetriebene Messgeräte normalerweise eine beschränkte Messempfindlichkeit und Bandbreite und können an der zu messenden Schaltung beträchtliche Kapazitäten bewirken.
Isolationsverstärker sind typischerweise zwischen einer zu messenden Schaltung und dem Messgerät geschaltet. Ein exemplarischer Isolationsverstärker ist das Model A6902B, Spannungsisolationsverstärker, der von Textronix, Inc., Beaverton, Oregon, dem Rechtsnachfolger dieser Anmeldung, hergestellt ist. Isolationsverstärker stehen einer Isolationsgrenze zur Verfügung, über die ein zu messendes Eingangssignal gekoppelt wird. Isolationsverstärker bieten eine bevorzugte Lösungen für Gleitmessungen, da das Eingangssignal auf eine Spannung von bis zu etwa 3000 Volt angehoben sein kann, wobei die Kapazität über die Isolationsgrenze relativ klein ist und die Messbandbreite einen Bereich von 0 Hertz (Gleichstrom oder „DC") bis etwa 25 MegaHertz abdeckt, da eine Zweiwegisolationstechnik verwendet wird.
Die Zweiwegisolationstechnik bietet separate Isolationsgrenzeinrichtungen zur Kopplung einer Komponente von Gleichspannung-bis-Niederfrequenz („Tiefpass") und einer Komponente von Niederfrequenz-zu-Hochfrequenz („Hochpass") des Eingangssignals. Die Ausgänge des Tiefpasses und des Hochpasses werden mit einem Summierverstärker kombiniert, um ein resultierendes Ausgangssignal von Gleichspannung-bis-Hochfrequenz („Breitband") zu erzeugen.
Das A6902B verwendet jeweils für den Hochpass und Tiefpass einen Transformator und einen Optokoppler, um separate Frequenzkomponenten des Eingangssignals über eine Isolationsgrenze zur Steuerung des Summierverstärkers zu koppeln. Die Linearität des Tiefpasses wird durch einen zweiten Optokoppler gesteuert; der einen geschlossenen Rückkopplungsweg bildet. Leider hängt die Tiefpasslinearität vom Grad ab, mit dem die thermischen und elektrischen Übertragungscharakteristika der beiden Optokoppler zusammenpassen. Die Linearität des Hochpasses hängt von der Kopplungscharakteristik des Transformators ab, der größtenteils von den Magnetflusseigenschaften des Kernmaterials abhängt. Die beschriebenen die Linearität bestimmenden Faktoren wirken so zusammen, dass das A6902B 17 Einstellungen erfordert, um Verstärkung, Offset und Frequenzantwort geeignet einzustellen.
Die Messung elektrischer Signalströme erfordert typischerweise das Einfügen eines Strommesssensors in den stromführenden Leiter, was potentiell gefährlich ist, die Frequenzantwort des Leiters ändert und zu ungenauen Hochfrequenzmessungen führt. Frühere Anwender haben deshalb Hall-Effekt-Einrichtungen verwendet, um strominduzierte Magnetflüsse im Leiter zu erfassen, um Gleichspannung-bis-Mittelfrequenz-Signalströme zu messen, ohne den Leiter zu unterbrechen oder elektrisch zu kontaktieren. Daraus ergibt sich, dass eine Hall-Effekt-Einrichtung im Tiefpass eines Isolationsverstärkers verwendet werden könnte, wenn die Signalspannung zunächst in einen Signalstrom umgewandelt würde. Eine exemplarische Schaltung zur Erfassung eines Strom mittels Hall-Effekt ist in dem am 18.08.1970 erteilten US-Patent 3,525,041 für „Magnetic field measuring method and device effective over a wide frequency range" beschrieben, das auf den Inhaber der vorliegenden Erfindung übertragen wurde. Leider weisen Hall-Effekt-Einrichtungen eine Stromempfindlichkeit auf, die von der Temperatur abhängt, so dass eine Frequenzkalibrierung erforderlich ist, um die Messgenauigkeit zu erhalten. Ferner sind Hall-Effekt-Geräte nicht gut geeignet, um Rückkopplungstechniken zu nutzen und daher weisen sie nur eine schlechte Linearität auf. Das gleiche gilt für Optokoppler, die umfangreich zur Kopplung und Isolation von digitalen Signalen verwendet werden, bei denen die Signaltreue nur ein unbedeutender Faktor ist. Frühere Zweiwegisolationsverstärker hatten ebenfalls die Schwierigkeit, die Signalgenauigkeit im Übergangsfrequenzbereich zu erhalten, in dem sich die Tiefpass- und Hochpass-Frequenzbereiche überlappen. Es ist zwar bekannt, die 3-db-Tiefpass- und Hochpass-Abfallfrequenzen zu überlappen, um eine Übergangsfrequenz zu erreichen, die einen leichten Einfall der Amplitude des kombinierten Signals an der Übergangsfrequenz bewirkt. Daher weisen konventionelle Zweiwegverstärker üblicherweise ein Dutzend oder mehr variable Widerstands- und Kapazitätseinstellungen auf, um die kombinierte Signalamplitude im Übergangsfrequenzbereich zu korrigieren. Die variablen Widerstände und Kapazitäten müssen Präzisionskomponenten sein, die leider zu zusätzlichen Kosten bei früheren Isolationsverstärkern führten, ihre Zuverlässigkeit reduzierten und periodisches Neueinstellen erforderten, um die Signalgenauigkeit zu erhalten.
Es wird daher ein vereinfachter linearer Zweiwegisolationsverstärker benötigt, der die Frequenzkompensationseinstellungen eliminiert, eine erweiterte Signalmessbandbreite ermöglicht, reduzierte Kapazitäten über die Isolationsgrenze bewirkt und allgemein zu geringeren Kosten und einer verbesserten Zuverlässigkeit führt.
Zusammenfassung der Erfindung
Ein Zweck der vorliegenden Erfindung ist es daher, eine verbesserte Zweiwegisolationseinrichtung und ein Verfahren anzugeben, das eine genaue und stabile Antwort über einen weiten Messfrequenzbereich ergibt.
Ein anderer Zweck der vorliegenden Erfindung ist es, einen vereinfachten Zweiwegisolationsverstärker anzugeben, der eine im wesentliche stabile Frequenz und eine Impulsantwort erhält, ohne dass Frequenzkompensationseinstellungen erforderlich wären.
Ein weiterer Zweck der Erfindung ist es, einen Zweiwegisolationsverstärker anzugeben, der eine minimale Amplitudenantwortdrift über einen weiten Temperaturbereich aufweist.
Ein noch weiterer Zweck der vorliegenden Erfindung ist es, einen Zweiwegisolationsverstärker anzugeben, bei dem ein Ausgangssignal genau einem Eingangssignal entspricht, unabhängig von Nicht-Linearitäten in den Niederfrequenz oder Hochfrequenz Isolationsbarriereneinrichtungen.
Und noch ein anderer Zweck der vorliegenden Erfindung liegt darin, ein Oszilloskop angeben, das einen gleitenden Eingangsverstärker aufweist, der die Oszilloskopkosten verringert, während die Zuverlässigkeit und Herstellbarkeit verbessert werden.
Demgemäß gibt die Erfindung gemäß einem ersten Aspekt eine Einrichtung zur Isolation einer Zweiwegverstärkung einer breitbandigen Eingangssignalsspannung an, um eine breitbandige Ausgangssignalspannung zu erreichen, die genau der breitbandigen Eingangssignalspannung entspricht, wobei die Einrichtung einen Tiefpassverstärker enthält, der die breitbandige Eingangssignalspannung verstärkt und einen Frequenzbereich von Gleichspannung-bis-Niederfrequenz über einen Optokoppler, der einen ersten Teil einer Isolationsgrenze bildet an einen Signalverbinder koppelt, einem Hochpassverstärker, der die breitbandige Eingangssignalspannung verstärkt und einen Niederfrequenz-bis-Hochfrequenz-Teil dieser Spannung über eine erste Wicklung eines Transformators (30) koppelt, der einen zweiten Teil der Isolationsgrenze bildet, an einen Signalverbinder koppelt, wobei der Signalverbinder erste und zweite Sekundärwicklungen des Transformators aufweist, der den Gleichspannungs-bis-Niederfrequenzbereich und den Niederfrequenz-bis-Hochfrequenzbereich der verstärkten Eingangssignalspannung aufnimmt, wobei die ersten und zweiten Sekundärwicklungen mit der Primärwicklung zusammenwirken, um einen im wesentlichen auf 0 betragenden Nettomagnetfluss in dem Transformator über den Gleichspannungs-bis-Hochfrequenzbereich der breitbandigen Ausgangssignalspannung zu erzeugen, wobei sich die Frequenzbereiche in einem Übergangsfrequenzbereich derart überlappen, dass der Signalkombinierer die breitbandige Ausgangssignalspannung mit im wesentlichen flacher Amplitudenantwort erzeugt.
Die einzigen Einstellungen, die erforderlich sind, bestehen in der Anpassung der Verstärkung des Tiefpass- und des Hochpassweges und in der Kompensation jeglichen Offsets im Tiefpassweg.
Gemäß einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein Oszilloskop zur Anzeige einer Amplitudenantwort gegenüber der Zeit einer ersten Eingangssignalspannung angegeben, die auf eine erste Isolationserde bezogen ist, wobei das Oszilloskop eine erste Einrichtung enthält, um eine Zweiweg-Isolationsverstärkung gemäß der oben genannten Einrichtung zu erreichen, und so betrieben werden kann, dass eine erste Ausgangssignalspannung bezüglich der Geräteerde der ersten Einrichtung erhältlich ist, wobei die Geräteerde von der ersten Isolationserde isoliert ist, und ein Anzeigesubsystem so angekoppelt ist, dass die erste Ausgangssignalspannung empfangen wird, um eine Amplitudenantwort bezogen auf die Zeit auf das erste Eingangssignal zu erzeugen.
Das Oszilloskop enthält vorzugsweise weiter eine zweite Einrichtung zur Isolation der beschriebenen Zweiwegverstärkung, die so betrieben werden kann, dass eine zweite Eingangssignalspannung empfangen werden kann, die auf eine zweite Isolationserde bezogen ist und eine zweite Ausgangssignalspannung bezogen auf die Chassiserde abgibt, wobei das Anzeigesubsystem so angekoppelt ist, dass die zweite Ausgangssignalspannung empfangen wird, um eine Anzeige der Amplitudenantwort gegenüber der Zeit des zweiten Eingangssignals zu erzeugen.
Vorzugsweise sind die Chassiserde, die erste Isolationserde und die zweite Isolationserde gegeneinander durch die ersten und zweiten Isolationsgrenzen isoliert.
Zusätzliche Aufgaben und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden detaillierten Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen unter Bezugnahme auf die begleitenden Zeichnungen. Es zeigen:
1 ein schematisches Schaltdiagramm, das einen bevorzugten Zweiweg-Isolationsverstärker nach der Erfindung darstellt;
2a, 2b und 2c grafische Darstellungen der Impulsantwort gegenüber der Zeit der jeweiligen Hochpass-, Tiefpass- und Zweiwegverstärker von 1;
3 eine grafische Darstellung einer Amplitudenantwort gegenüber der Frequenz für die Tiefpass- und Hochpassteile des Verstärkers von 1;
4 ein vereinfachtes schematisches Blockdiagramm, das eine Zweikanaloszilloskop-Ausführung eines Paars von Zweiweg-Isolationsverstärkern nach der Erfindung darstellt.
1 zeigt einen Zweiweg-Isolationsverstärker 10 (nachstehend „Verstärker 10" genannt), bei dem eine Eingangssignalquelle 12 elektrisch mit einem 50 Ohm Abschlusswiderstand 14 und über einen 30 kohm Widerstand 16 an den nicht-invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 18 (nachstehend „Verstärker 18") und an den nicht-invertierenden Eingang eines Transconductanzverstärkers 20 (nachstehend „Verstärker 20") geschaltet ist. Die Eingangssignalquelle 12 ist auf eine Isolationserde 22 bezogen. Der Verstärker 18 ist vorzugsweise ein LN-412-Verstärker, der von der Firma National Semiconductor Corporation, Palo Alto, Kalifornien, hergestellt ist und der Verstärker 20 ist vorzugsweise ein Typ mit der Nummer MAX-435, der von Maxim Integrated Products, Sunnyvale, Kalifornien, hergestellt ist. Die Verstärker 18 und 20 teilen das aus der Eingangssignalquelle 12 stammende Signal in einen Tiefpass 24 und einen Hochpass 26 auf.
Bezüglich des Hochpass 26 ist die Eingangssignalquelle 12 elektrisch mit dem nicht-invertierenden Eingang des Verstärkers 20 verbunden, der sie in einen entsprechenden Differential-Ausgangsstrom umwandelt, der über die Primärwicklung 28 des Transformators 30 fließt. Der Transformator 30 ist vorzugsweise ein Ringkerntransformator mit der Teile-Nummer Z-93203J, hergestellt von ZMANmagnetics, Kent, Washington. Die Differentialausgänge des Verstärkers 20 erhalten ihre Versorgungsspannung aus einer isolierten Spannungsquelle +V, über einen 160 Ohm Widerstand 32 und die 75 Ohm Widerstände 34 und 36.
Der Hochpass-Signalstrom 26, der durch die Primärwindung 28 fließt, erzeugt einen magnetischen Fluss in einem Kern 38 des Transformators 30, der mit der Zeit variiert und eine entsprechende Spannung über die Primärwicklung 28 induziert. Der magnetische Fluss fließt auch durch ein Paar von Sekundärwicklungen 40 und 42 und induziert daher entsprechende zeitvariable Ströme, die eine Magnetkraft in einer Richtung erzeugen, die dem Fluss entgegengerichtet ist, der durch die Primärwicklung 28 erzeugt wird. Dieser zeitvariable Strom in den Sekundärwicklungen 40 und 42 ist nur wirksam im Hochfrequenzbereich und löscht den durch die Primärwicklung 28 erzeugten Fluss aus.
Ein erstes Paar von gegenphasigen Ausgangsanschlüssen der Sekundärwicklungen 40 und 42 sind hochfrequenzmäßig mit der Chassiserde 46 durch ein Netzwerk von Widerständen und Kondensatoren abgeschlossen, die durch 20 Ohm Widerstände 48 und 50 und einen 0,015 μF Kondensatoren 52 und 54 gebildet sind. Das zweite Paar von gegenphasig ausgebildeten Ausgangsanschlüssen der Sekundärwicklungen 40 und 42 ist breitbandmäßig mit der Chassiserde 46 durch 20 Ohm Widerstände 56 und 58 abgeschlossen, über die sich Differentialausgangsspannungen +V_out und –V_out (gemeinsam "V_out") entwickeln. Über die Differentialausgänge kann ein optionales Hochfrequenz-Störunterdrückungs-RC-Netzwerk angeschlossen sein, das typischerweise aus einem 330 Ohm Widerstand 60 und einem 0,003 μF Kondensator 62 gebildet ist, abhängig von der Art des Verstärkers 90, der für eine bestimmte Anwendung gewählt ist.
2A zeigt die Amplitudenantwort über die Zeit des Hochpasses 26 auf ein 200 Millivolt Eingangschrittsignal. Der Hochpass 26 folgt der Eingangssignal-Anstiegszeit und fällt exponentiell unmittelbar auf Null zurück in einer 90 zu 10% Abfallzeit von etwa 36,6 Mikrosekunden. Die Abfallzeit zeigt an, dass der Hochpass 26 eine Niederfrequenz 3-db Abfallfrequenz von etwa 9,5 KiloHertz hat.
Bezugnehmend erneut auf 1 bildet der Transformator 30 ferner einen ersten Teil einer Isolationsgrenze 44 (gezeigt in gestrichelten Linien), die die Teile des Verstärkers 10 trennt, die auf die Isolationserde 22 und die Chassiserde 46 bezogen sind. Die Isolationsgrenze 44 ist durch einen Luftspalt, ein Vakuum oder eine andere Art von elektrischem Isolator gebildet. Bevorzugte Parameter für den Transformator 30 sind nachstehend beschrieben.
Der Ringkern 38 ist ein Magnetics, Inc.-Teil mit der Nummer G-40705-TC, der einen Außendurchmesser von 7,62 mm (0,300 Inch), einen 3,18 mm (0,125 Inch) Innendurchmesser und eine 4,78 mm (0,188 Inch) Höhe aufweist.
Die Primärwicklung 28 ist ein 32-AWG-versilberter fester Kupferdraht mit 0,25 mm (0,010 Inch) dicker Teflonisolierung.
Die Sekundärwicklungen 40 und 42 weisen jeweils 12 Windungen eines emaillierten Bifilar gewickelten 32-AWG Drahtes auf, der eine einzige flache Lage auf dem Kern 38 bildet.
Eine einzige Schicht eines Teflonbandes des Typs 56 der Minnesota Mining and Manufacturing ist über die Oberseite der Sekundärwicklungen 40 und 42 gewickelt.
Die Primärwicklung 28 besteht aus vier Windungen aus Draht, die in einer einzigen flachen Lage besteht, die auf die Oberseite der mit Band versehenen Sekundärwicklungen 40 und 42 gelegt ist.
Die Sekundärwicklungen 40 und 42 weisen jeweils eine Induktivität von etwa 208 is etwa 364 μN auf, gemessen bei 100 KiloHertz mit einem 0,1 V Maximum-Messsignal.
Der Transformator 30 weist eine minimale Bandbreite von etwa 250 MegaHertz auf.
Der Transformator 30 ist so konstruiert, dass er einer Hochspannungsprüfung (primär zu sekundär) von wenigstens 3.500 V effektiv für 10 sec und einer Überspannung von 4.400 V effektiv für 1 min widersteht.
Bezüglich des Tiefpass 24 verringert der Verstärker 18 kontrollierbar in Antwort auf eine Eingangssignalspannung an einer Eingangsquelle 12 einen Strom, der von der isolierten positiven Spannungsquelle +V über die Leuchtdiode („LED") 64 innerhalb eines mit einem einzelnen Eingang und einem doppelten Ausgang versehenen Optokopplers 66, der vorzugsweise ein Typ CNR-201 ist, der von Hewlett-Packard Corporation, Inglewood, Colorado, hergestellt ist, fließt. Ein 245 Ohm Widerstand 68 begrenzt den Stromfluss durch die LED 64 auf einen sicheren Wert. Der Optokoppler 66 enthält ein Paar von abgeglichenen Fotodioden 70 und 72, die jeweils einen im wesentlichen gleichen Anteil eines Lichtstromes erfassen, der durch die LED 64 in Antwort auf den kontrollierbar absinkenden Strom erzeugt wird. Der Optokoppler 66 bildet ferner einen zweiten Teil der Isolationsbarriere 44.
In Antwort auf den Lichtstrom bewirkt die Fotodiode 70 einen entsprechenden Signalstrom, der von einer isolierten negativen Spannungsquelle –V_i ausgeht, über einen 2.000 Ohm Widerstand 74 in die Verbindung, die das Ausgleichswiderstandsnetzwerk 76 und 78 verbindet. Eine an der Verbindung zwischen der Fotodiode 70 und dem Widerstand 74 erzeugte Rückkopplungsspannung ist elektrisch mit dem invertierenden Eingang eines Verstärkers 18 derart verbunden, dass um den Verstärker 18 eine negative Rückkopplungsschleife gebildet ist. Daher kompensiert der Verstärker 18 Nicht-Linearitäten, die in den Einrichtungen wie der LED 64 und den Fotodioden 70 und 72 naturgemäß auftreten, in der Weise, dass angepasste Signalströme in den Fotodioden 70 und 72 fließen, die der Signalspannung an der Eingangssignalquelle 12 genau entsprechen.
Die isolierten Spannungsquellen +V_i und –V_i weisen jeweils ein bevorzugtes Potential von etwa 5 V auf und werden konventionell durch Kopplung einer 100 KiloHertz Spannung über die Isolationsgrenze 44 mit einem niedrigkapazitiven Transformator (nicht dargestellt) erzeugt. Es wird dann eine konventionelle Gleichrichtung und Regelung verwendet. Alternativ können Batterien, Fotovoltaikelemente oder andere isolierte, niedrigkapazitive Spannungskopplungstechniken verwendet werden.
An der Seite der Isolationsgrenze 44, die auf die Chassiserde 46 bezogen ist, fließt ein Signalstrom von einer Spannungsquelle V unter Kontrolle der Fotodiode 72 in den Operationsverstärker 80, der vorzugsweise ein Typ der Nummer LN-412 ist, der durch National Semiconductor Corporation, Palo Alto, Kalifornien, hergestellt ist. Die Verstärkung des Verstärkers 80 kann durch einen variablen Widerstand 82 eingestellt werden, der so einstellbar ist, dass er dem 2.000 Ohm Widerstand des Widerstandes 74 entspricht, so dass etwa gleiche Signalströme durch die Fotodioden 70 und 72 erzeugt werden. Alternativ kann die Verstärkung des Verstärkers 80 digital gesteuert werden, indem ein Digital-Analog-Wandler eine spannungsgesteuerte Verstärkerzelle treibt.
Entsprechend kann der Offset des Verstärkers 80 durch einen einstellbaren 250 Ohm Widerstand 84 eingestellt werden, wobei dessen Schleifer über einen 2.000 Ohm Widerstand 86 mit dem nicht-invertierenden Eingang des Verstärkers 80 verbunden ist. Ein Ende des einstellbaren Widerstandes 84 ist mit der Chassiserde 46 verbunden, während das andere Ende über einen 2.200 Ohm Widerstand 88 mit der Spannungsquelle +V verbunden ist. Alternativ kann der Offset des Verstärkers 80 digital gesteuert werden, indem ein Digital-Analog-Wandler den nicht-invertierenden Eingang des Verstärkers 80 treibt.
Der Spannungsausgang des Verstärkers 80 wird in einen Differentialstrom durch einen Transkontuktanzverstärker 90 umgewandelt, dessen Differentialausgänge die Hochfrequenz-abgeschlossenen Enden der Sekundärwicklungen 40 und 42 des Transformators 30 treiben. Der Verstärker 90 ist vorzugsweise ein eigener integrierter Schaltungs-Verstärker, jedoch sind auch andere Verstärker mit ähnlichen Charakteristika verwendbar, wie z. B. mit der Typ-Nummer MAX-435 oder MAX-436 der Firma Maxim Integrated Products, Sunnyvale, Kalifornien, zur Nutzung für diese Erfindung. Die nicht-invertierenden und invertierenden Ausgänge des Verstärkers 90 sind jeweils mit den Sekundärwicklungen 40 und 42 derart verbunden, dass die Differentialausgangsströme des Verstärkers 90 durch die Sekundärwicklungen 40 und 42 und in die Breitbandabschlusswiderstände 56 und 58 fließen, um eine Niederfrequenzkomponente der Ausgangsspannungen V_out zu erzeugen, die proportional zu der Ausgangsspannung ist. Darüber hinaus erzeugen die Differential-Ausgangsströme des Verstärkers 90 einen magnetischen Fluss im Kern 38, der dem Fluss der Primärwicklung 28 entgegengerichtet ist. Daher erzeugt bei Niederfrequenzen der Strom in den Sekundärwicklungen 40 und 42 einen magnetischen Fluss, der im wesentlichen den Fluss, der durch die Primärwicklung 28 erzeugt wird, auslöscht.
2b zeigt die Amplitudenantwort über die Zeit des Tiefpass 24 auf ein 250 Millivolt-Eingangsschrittsignal. Der Tiefpass 24 steigt exponentiell auf 250 Millivolt in einer 10–90% Anstiegszeit von etwa 1,3 Mikrosekunden an. Die Anstiegszeit zeigt, dass der Tiefpass 24 eine Hochfrequenz 3-db Abfallfrequenz von etwa 269 KiloHertz hat.
Noch einmal bezüglich 1 ist gezeigt, dass das Signal des Hochpass 26, das über den Transformator 30 gekoppelt ist, einen wesentlichen Teil der Ausgangsspannungen V_out bildet, da das Tiefpass-Signal 24, das auf die Sekundärwicklungen 40 und 42 gegeben ist, beginnt auszulaufen. Bei Frequenzen, bei denen der Tiefpass 24 und der Hochpass 26 beide signifikante magnetische Flüsse im Kern 38 erzeugen, wird die Vektorsumme der durch die zwei Wege erzeugten magnetischen Flüsse nahe Null. Wenn einer der Wege keinen ausreichenden Treiberstrom hat, z. B. der Tiefpass 24, erzeugt der andere Weg ausreichend Strom, um den Eingangsfluss auszulöschen. Der Tiefpass 24 und der Hochpass 26 arbeiten daher so zusammen, dass sie effektiv in einem Übergangsfrequenzbereich eine flache, breitbandige Frequenzantwort an den Verstärker 10 liefern.
Nicht-lineare magnetische Effekte werden wesentlich reduziert oder eliminiert, da der Netto-Magnetfluss im Kern 38 des Transformators 30 über den gesamten Frequenzbereich des Verstärkers 10 im wesentlichen Null beträgt. Ferner werden die Zeit- und Temperaturstabilität des Optokopplers 66 gesichert, da angepasste Fotodioden 70 und 72 in einer Rückkopplungsschleife verwendet werden, um dem Lichtstrom der LED 64 genau nachzufolgen. Daher kompensiert sich die Erfindung vollständig selbsttätig für Variationen zwischen dem Tiefpass 24 und dem Hochpass 26, um Ausgangsspannungen V_out zu erzeugen, die genau dem Eingangssignal der Spannung an einer Eingangssignalquelle 12 entsprechen.
2c zeigt die resultierende kombinierte Amplitudenantwort über die Zeit des Verstärkers 10 auf ein 100 Millivolt Eingangsschrittsignal. Der Verstärker 10 steigt exponentiell auf 100 Millivolt in einer 10–90% Anstiegszeit von etwa 3,23 Nanosekunden an. Die Anstiegszeit zeigt an, dass der Verstärker 10 eine Hochfrequenz 3-db Abfallfrequenz von etwa 108 MegaHertz hat.
Bezugnehmend auf die 1 und 3 ist bevorzugt, dass die Tiefpassamplitudenantwort 100 und die Hochpassamplitudenantwort 102 sich im wesentlichen in einem Übergangsfrequenzbereich überlappen, der durch den Doppelpfeil 104 angezeigt ist. Insbesondere weist der Tiefpass 24 eine Hochfrequenz 3-db Abfallpunkt 106 bei einer Frequenz von etwa 269 KiloHertz auf, und der Hochpass 26 weist einen Niederfrequenz 3-db Abfallpunkt 108 bei einer Frequenz von etwa 9,5 KiloHertz auf.
Der Transformator 30, der Optokoppler 66, der Leistungskopplungstransformator und andere Streukapazitätsquellen kombiniert erzeugen eine Gesamtkapazität über die Isolationsgrenze 44 von etwa 50 PicoFarad, die ausreichend klein ist, um externe Erdströme zu minimieren.
4 zeigt ein Paar von Zweiweg-Isolationsverstärkern 110A und 110B (gemeinsam „Verstärker 110") der Erfindung in einem Oszilloskop 112. Der Verstärker 110A weist eine Isolationsgrenze 114A (in gestrichelten Linien gezeigt) auf, die eine erste isolierte Erde 160 in dem Verstärker 110A von der Chassiserde 118 im Oszilloskop 112 trennt. Entsprechend weist der Verstärker 110B eine Isolationsbarriere 114B (in gestrichelten Linien gezeigt) auf, die eine zweite Isolationserde 120 im Verstärker 110B von der Chassiserde 118 im Oszilloskop 112 trennt. Die Isolationsgrenzen 114A und 114B sind so angeordnet, dass sie die Erden 116, 118 und 120 voneinander trennen. Obgleich die Isolationsgrenzen 114A und 114B mehreren 1000 Volt wiederstehen können, begrenzen praktische Isolationsbetrachtungen im Oszilloskop 112 den Grad der Spannungsisolation auf etwa 600 Volt.
Die durch die Verstärker 110 erzeugten Ausgangssignale V_out sind auf die Chassiserde 118 bezogen, um konventionelle vertikale Verstärker 122A und 122B (gemeinsam „vertikale Verstärker 122") zu treiben, die ihrerseits ein Triggersubsystem 124 und ein Paar von vertikalen Eingängen V eines Displaysubsystems 126 treiben. Das Triggersubsystem 124 wählt geeignete Teile der von den vertikalen Verstärkern 122 erhaltenen Signalen zur Triggerung eines Sweep-Subsystems 128 aus, das durch Erzeugung eines Sweep-Signals antwortet, das einen horizontalen Eingang H des Display-Subsystems 126 antreibt. Dadurch werden die durch die Verstärker 110 erzeugten Ausgangssignale grafisch in einem konventionellen Spannung über die Zeit-Format am Display-Subsystem 126 dargestellt.
Ein Verbinder 130A empfängt ein erstes elektrisches Signal, das auf eine erste Isolationserde 116 bezogen ist und verbindet es elektrisch mit einem Dämpfungsglied 132A zur Signalkonditionierung und weiteren Verbindung mit dem Isolationseingang des Verstärkers 110A. Entsprechend empfängt ein Verbinder 130B ein zweites elektrisches Signal, das auf eine Isolationserde 120 bezogen ist, und verbindet es elektrisch mit einem Dämpfungsglied 132B zur Signalkonditionierung und zur weiteren Verbindung mit dem Isolationseingang des Verstärkers 110B.
Ein unerwarteter Vorteil der Verstärker 110 besteht in seiner gesamten Einfachheit, Linearität und Herstellbarkeit im Vergleich zu konventionellen Breitbandverstärkern in Oszilloskopen. Es ist daher bevorzugt, Verstärker 110 in einem Oszilloskop 112 zu verwenden, auch wenn solche Isolationsverstärker typischerweise als Standalone-Zubehör verwendet werden. Zusätzlich zum Vorteil der primären Signalisolation hat das Oszilloskop 112 auch Vorteile in bezug auf verbesserte Wartung, Zuverlässigkeit, Signaltreue, Bandbreite, Stabilität, Bedienungssicherheit und verringerte Herstellungskosten.
Das Oszilloskop 112 verwendet vorzugsweise Signalkonditionierer, Signalsampler, Digitalisierer, Prozessoren, Speicher und Raster-Abtast-Display-Technologien, um ein konventionelles Zweikanal-Digital-Sample-Oszilloskop zu implementieren. Natürlich können auch konventionelle Analog-Oszilloskop-Technologien verwendet werden, und jede Technologie kann irgendeine Zahl von Signalkanälen enthalten.
Ein exemplarisches Oszilloskop ist das Modell 2465, das von dem Inhaber dieser Anmeldung hergestellt ist. Darüber hinaus können mit den Verstärkern 110 und Dämpfern 132 zugeordnete Steuerungen durch digitale Signale „kaltgeschaltet" werden, die über Isolationsgrenzen 114 durch Optokoppler, Transformatoren oder ähnliches gekoppelt sind.
Fachleute werden erkennen, dass Teile dieser Erfindung auch alternative Ausführungsformen aufweisen können. Zum Beispiel kann der Transformator 30 eine einzige Sekundärwicklung aufweisen, die durch einen Einzelverstärker angetrieben wird.
Die beschriebene bevorzugte Ausführungsform nennt bevorzugte Komponenten und Werte, jedoch können die Typen und Werte der verschiedenen Verstärker, Transformatoren, Optokoppler und Komponenten geändert werden, hinzugefügt werden oder entfernt werden, um an bestimmte Anwendungserfordernisse angepasst zu werden.
Entsprechend ist eine Ausführungsform mit diskreten Komponenten der Erfindung beschrieben, obgleich geeignete der verschiedenen Verstärkerkomponenten und Subsysteme auch als Kombination von integrierten Schaltkreisen, Hybridschaltkreisen oder Mehrfachchipmodulen ausgeführt sein können.
Und obgleich die bevorzugte Ausführungsform die Anpassung der Verstärkung des Tiefpass 24 an den Hochpass 26 durch manuelle Einstellungen bezogen auf den Verstärker 80 beschreibt, können manuelle oder automatische Verstärkungen und/oder Offseteinstellungen durch beliebige Kombinationen von Verstärkern bei dieser Erfindung verwirklicht werden.
Es ist dem Fachmann ersichtlich, dass viele Änderungen an den Details der vorgenannten Ausführungsformen der Erfindung vorgenommen werden können, ohne dass die darunter liegenden Prinzipien verlassen werden. Entsprechend ist darauf hinzuweisen, dass diese Erfindung auch auf Signal-Isolationsanwendungen außerhalb von elektronischen Signal-Messeinrichtungen verwendet werden kann.
Der Schutzumfang der vorliegenden Erfindung ist daher nur in bezug auf die nachfolgenden Ansprüche bestimmt.

Claims

Einrichtung (10) zur Isolation einer Teilwegverstärkung einer breitbandigen Eingangssignalspannung, um eine breitbandige Ausgangssignalspannung zu erhalten, die genau der breitbandigen Eingangssignalspannung entspricht, mit einem Tiefpassverstärker (18, 90), der die breitbandige Eingangssignalspannung verstärkt und einen Gleichspannung-bis-Niederfrequenz-Teil davon über einen Optokoppler (66) koppelt, der einen ersten Teil einer Isolationsgrenze zu einem Signalverbinder (40, 42, 56, 58) bildet, mit einem Hochpassverstärker (20), der die breitbandige Eingangssignalspannung verstärkt und einen Niederfrequenz-bis-Hochfrequenz-Teil davon über eine erste Windung (28) eines Transformators (30) koppelt, der einen zweiten Teil der Isolationsgrenze für den Signalverbinder bildet, wobei der Signalverbinder erste und zweite Sekundärwindungen (40, 42) des Transformators aufweist und den Gleichspannung-bis-Niederfrequenz-Teil und den Niederfrequenz-bis-Hochfrequenz-Teil der verstärkten Eingangssignalspannung empfängt, wobei die ersten und zweiten Sekundärwindungen mit der Primärwindung (28) zusammenwirken, um einen im wesentlichen bei Null liegenden Nettomagnetfluß im Transformator von Gleichspannung bis zum Hochfrequenzbereich der breitbandigen Ausgangssignalspannung zu erzeugen, wobei die Frequenzbereiche sich im wesentlichen in einem Frequenzübergangsbereich derart überlappen, dass der Signalverbinder die breitbandigen Ausgangssignalspannung erzeugt, die eine im wesentlichen flache Amplitudenantwort aufweist.
Einrichtung nach Anspruch 1, bei der der Gleichspannung-bis-Niederfrequenz-Teil der verstärkten Eingangssignalspannung eine 3-db Abfallfrequenz höher als etwa 100 KiloHertz aufweist und der Niederfrequenz-bis-Hochfrequenz-Teil der verstärkten Eingangssignalspannung eine 3-db Abfallfrequenz unter etwa 10 KiloHertz aufweist.
Einrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, mit einer Verstärkungseinstellung (82) zur Anpassung einer Amplitudenantwort des Tiefpassverstärkers an eine Amplitudenantwort des Hochpassverstärkers.
Einrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der die breitbandige Ausgangssignalspannung eine genaue Darstellung der breitbandigen Eingangssignalspannung über einen Eingangssignalfrequenzbereich von etwa 0 Hertz bis wenigstens 25 Megahertz ist.
Einrichtung nach einem der Ansprüche 1–3, bei der die breitbandige Ausgangssignalspannung eine genaue Darstellung der breitbandigen Eingangssignalspannung über einen Eingangssignalfrequenzbereich von etwa 0 Hertz bis wenigstens 100 Megahertz ist.
Einrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der der Optokoppler (60) einen Einzeleingang und einen Mehrfachausgang aufweist, wobei ein erster Ausgang (72) den ersten Teil der Isolationsgrenze und ein zweiter Ausgang (70) einen die Linearität steuernden Rückpassweg um den Niederfrequenzverstärker bildet.
Einrichtung nach Anspruch 6, bei der ein erster Ausgang des Optokopplers eine Fotodiode (70) enthält, die in einer negativen Rückkopplungsschleife des Niederfrequenzverstärkers liegt, um eine Stabilität und eine Amplitudenantwort des Gleichspannung-bis-Niederfrequenz-Teils des über den Optokoppler gekoppelten Signals zu regeln.
Einrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der eine erste Sekundärwindung (40) des Transformators elektrisch mit einem ersten Abschlusswiderstand (56) verbunden ist, und bei der der Gleichspannung-bis-Niederfrequenz-Teil der breitbandigen Ausgangssignalspannung über den ersten Anschlusswiderstand durch einen ersten Strom entwickelt wird, der durch den Optokoppler gesteuert ist, und der Niederfrequenz-bis-Hochfrequenz-Teil der breitbandigen Ausgangssignalspannung über den ersten Abschlusswiderstand durch eine Spannung entwickelt wird, die durch die erste Sekundärwindung des Transformators erzeugt wird.
Einrichtung nach Anspruch 8, bei der die zweite Sekundärwindung (42) des Transformators elektrisch mit einem zweiten Abschlusswiderstand (58) verbunden ist, und bei der der Gleichspannung-bis-Niederfrequenz-Teil der breitbandigen Ausgangssignalspannung über den zweiten Abschlusswiderstand durch einen zweiten Strom entwickelt wird, der durch den Optokoppler gesteuert ist und der Niederfrequenz-bis-Hochfrequenz-Teil der breitbandigen Ausgangssignalspannung ferner über den zweiten Abschlusswiderstand durch eine Spannung entwickelt wird, die durch die zweite Sekundärwindung des Tranformators erzeugt wird, wobei die ersten und zweiten Abschlusswiderstände zusammenwirken, um eine breitbandige Differentialausgangssignalspannung zu erzeugen.
Einrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der das breitbandige Eingangssignal auf eine erste Masse (22) bezogen ist und das breitbandige Ausgangssignal auf eine zweite Masse (46) bezogen ist, welche elektrisch gegen die erste Masse durch eine Isolationsgrenze isoliert ist.
Einrichtung nach Anspruch 10, bei der die Isolationsgrenze eine Kapazität von weniger als etwa 50 PicoFarad zwischen der ersten und der zweiten Masse aufweist.
Einrichtung nach einem der Ansprüche 10 oder 11, bei der die erste Masse auf eine Spannung von etwa 50–4400 Volt bezogen auf die zweite Basis angehoben ist.
Einrichtung nach einem der Ansprüche 10 oder 11, bei der die erste Masse auf eine Spannung in einem Bereich von etwa 50 Volt bis etwa 3500 Volt bezogen auf die zweite Spannung angehoben ist.
Oszilloskop (112) zur Anzeige einer Amplitudenantwort gegenüber der Zeit einer ersten Eingangssignalspannung, die auf eine erste Isolationsmasse (116) bezogen ist, wobei das Oszilloskop eine erste Einrichtung (110A) zur Isolation einer Teilwegverstärkung gemäß der Einrichtung einer der vorhergehenden Ansprüche aufweist und eine erste Ausgangssignalspannung relativ zu einer Chassismasse (118) der ersten Einrichtung abgibt, wobei die Chassismasse von der ersten Isolationsmasse isoliert ist, und mit einem Anzeigesubsystem (126), das eine erste Ausgangssignalspannung empfängt, um die Darstellung einer Amplitudenantwort gegenüber der des ersten Eingangssignals zu erzeugen.
Oszilloskop nach Anspruch 14 mit einer zweiten Einrichtung (110B) zur Isolation einer Teilwegverstärkung entsprechend der Einrichtung nach einem der Ansprüche 1–13, um eine zweite Eingangssignalspannung zu empfangen, die auf eine zweite Isolationsmasse (220) bezogen ist und eine zweite Ausgangssignalspannung bezogen auf die zweite Chassismasse abgibt, wobei das Anzeigesubsystem so verbunden ist, dass es die zweite Ausgangssignalspannung empfängt, um eine Darstellung einer Amplitudenantwort gegenüber der Zeit des zweiten Eingangssignals zu erzeugen.
Einrichtung nach Anspruch 15, bei der die Chassismasse, die erste Isolationsmasse und die zweite Isolationsmasse gegeneinander isoliert sind.
Oszilloskop nach einem der Ansprüche 14–16, bei dem die erste Isolationsmasse auf eine Spannung im Bereich von etwa 50 Volt bis etwa 600 Volt bezüglich der Chassismasse angehoben ist.
Oszilloskop nach einem der Ansprüche 14–17, bei dem die Darstellung der Amplitudenantwort gegenüber der Zeit des ersten Eingangssignals eine genaue Repräsentation des ersten Eingangssignals über einen ersten Eingangssignalfrequenzbereich von etwa 0 Hertz bis etwa 100 Megahertz ist.
Verfahren zur genauen Verstärkung einer breitbandigen Eingangssignalsspannung bezogen auf eine erste Masse (22), um eine breitbandige Ausgangssignalspannung, bezogen auf eine zweite Masse (46) zu bilden, die von der ersten Masse durch eine Isolationsgrenze (44) isoliert ist, mit den Schritten: Aufteilung der breitbandigen Eingangssignalspannung in ein Tiefpasssignal mit einer ersten 3-db Abfallfrequenz und einem Hochpasssignal mit einer zweite 3-db Abfallfrequenz, wobei die ersten und zweiten Abfallfrequenzen sich in einem Überlappungsfrequenzbereich wesentlich überlappen; Koppeln des Hochpasssignals über die Isolationsgrenze mit einem Transformator (30), Koppeln des Tiefpasssignals über die Isolationsgrenze mit einem ersten Ausgang eines Optokopplers mit einem Eingang und mehrfachem Ausgang (66); Schließen einer Rückkehrschleife eines Verstärkers im Tiefpass mit einem zweiten Ausgang (70) des Optokopplers und Kombination des Tiefpasssignals und des Hochpasssignals über die Isolationsgrenze, um die breitbandige Ausgangssignalspannung zu erzeugen, die eine im wesentlichen flache Amplitudenantwort ohne Schritte zur Einstellung einer Frequenzantwort im Übergangsfrequenzbereich zu erfordern.
Verfahren nach Anspruch 19, bei dem die ersten 3-db Abfallfrequenz größer als etwa 100 KiloHertz und die zweite 3-db Abfallfrequenz kleiner als etwa 10 KiloHertz ist.
Verfahren nach Anspruch 19 oder 20 mit einem Schritt zur Anpassung einer Amplitude des gekoppelten Tiefpasssignals an eine Amplitude des gekoppelten Hochpasssignals.
Verfahren nach einem der Ansprüche 19–21 mit einem Schritt zur Erhöhung der ersten Masse auf eine Spannung im Bereich von etwa 50 bis etwa 3500 Volt bezogen auf die zweite Masse.
Verfahren nach einem der Ansprüche 19–22, bei dem der Kombinationsschritt ferner enthält: Versehen des Transformators mit einer Sekundärwindung (40), die elektrisch mit einem Abschlusswiderstand (56) verbunden ist, Entwickeln eines Tiefpasssignalteils der breitbandigen Ausgangssignalspannung über den Abschlusswiderstand als Antwort auf einen Strom, der durch den Optokoppler gesteuert ist, und Entwickeln eines Hochpasssignalteils der breitbandigen Ausgangssignalspannung über den Abschlusswiderstand als Antwort auf eine Spannung, die über die Sekundärwindung des Transformators erzeugt wird.