DE60118161T2

DE60118161T2 - Stromwandler

Info

Publication number: DE60118161T2
Application number: DE60118161T
Authority: DE
Inventors: Ngai Franki POON; Man Bryan PONG; Chui Joe LIU
Original assignee: University of Hong Kong HKU
Current assignee: University of Hong Kong HKU
Priority date: 2000-02-07
Filing date: 2001-01-30
Publication date: 2006-08-24
Anticipated expiration: 2021-01-31
Also published as: US6188209B1; EP1175724A1; DE60118161D1; EP1175724B1; CN1363136A; HK1041119A1; AU3357701A; WO2001059917A1; EP1175724A4; CN1193484C; HK1041119B

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft das Gebiet geschalteter Leistungskonverter.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Geschaltete Wandler- bzw. Konverterverfahren werden weithin als wesentlicher Bestandteil für hocheffiziente und leichte Stromversorgungen angewendet, wie sie beispielsweise in Computeranwendungen Einsatz finden. Ein wesentlicher Nachteil geschalteter Wandler ist jedoch das Übergangsausgangsverhalten im Hinblick auf eine schnelle Laständerung. Da die meisten geschalteten Leistungswandler eine Ausgangsinduktivität aufweisen, ist das Übergangsverhalten des geschalteten Leistungswandlers dadurch an sich begrenzt. Beispielsweise weist ein typischer Tiefsetzsteller eine Leistungsstufe auf, die mehrere Schalter und einen induktiven, kapazitiven Filter und eine Rückkopplungsschaltung besitzt. Die Rückkopplungsschaltung überwacht die Ausgangsspannung des Wandlers und führt über die Schalter eine Pulsbreitenmodulationssteuerung durch. Wenn es eine schnelle dynamische Laständerung gibt, ist die Fähigkeit des Wandlers darauf zu regieren, durch die Rückkopplungsschaltung und die Leistungsstufe beschränkt. Die Rückkopplungsschaltungen können so gestaltet sein, dass diese schneller mittels herkömmlicher linearer oder nicht linearer Strategien reagieren. Die inhärente Antwort des Wandlers ist jedoch durch die Leistungsstufe und insbesondere durch die Ausgangsinduktivität begrenzt.
Es wurde versucht, das dynamische Antwortverhalten von Leistungswandlern zu verbessern, indem eine Induktivität mit einem kleineren Induktivitätswert verwendet wird. Diese Technik verbessert das dynamische Verhalten des Leistungswandlers, da der Stromfluss sich schneller ändern kann, wenn eine kleinere Induktivität verwendet wird. Diese Technik ist jedoch nachteilig dahingehend, dass die Verwendung einer kleineren Induktivität zu einem Rippelstrom während der normalen Betriebsphase führt. Ein hoher Rippelstrom führt zu einem hohen mittleren Strom, d.h. der Quadratwurzel des quadratischen Strommittels, in den Wandlerschaltern und in den passiven Komponenten, so dass damit die Verslustleistung ansteigt.
In anderen Lösungen wurde versucht, die Leistungsverluste zu reduzieren, indem parallele Schalter verwendet werden, um damit den Strom aufzuteilen, wobei dieses Verfahren jedoch die Kosten und die Komplexität des Wandlers ansteigen lassen. In anderen Lösungen wird versucht, das Übergangsverhalten des Wandlers zu verbessern, indem die Schaltfrequenz des Wandlers erhöht wird. Diese Technik ist nachteilig dahingehend, dass damit übermäßige Schaltverluste in den Schaltern und hohe magnetische Verluste im Kern der Induktivität hervorgerufen werden. Des weiteren erfordert der Betrieb bei hoher Frequenz das Verwenden einer sehr leistungsfähigen Treiberschaltung, die weiter zu erhöhten Kosten für den Wandler beitragen kann. Daher besteht ein Bedarf für ein Verfahren zur Bereitstellung eines geschalteten Leistungswandlers mit einem schnellen Übergangsverhalten, wobei die Leistungsverluste des Wandlers gering sind.
Das Dokument US 4,447,866 beschreibt die Anwendung einer sättigbaren Kernreaktanz und eines Fehlerverstärkers, um eine Nachregelung einer Ausspannungsspannung eines Gleichspannungswandlers zu erreichen. Die konventionelle Regelung der Ausgangsspannung, etwa eine Querregelung, wird durch aktives Steuern der Induktivität einer sättigbaren Kerninduktivität ergänzt. Der Spannungsabfall über der sättigbaren Kerninduktivität ist eine Funktion des in einer Steuerwindung fließenden Stromes, die magnetisch mit der sättigbaren Kerninduktivität gekoppelt ist. Ein Fehlerverstärker erkennt Änderungen im Ausgangspegel der Ausgangsspannung und bewirkt eine kompensierende Änderung des Stromes durch die Steuerwindung, um damit den Spannungsabfall über der sättigbaren Kerninduktivität so zu beeinflussen, dass eine konstante Ausgangsspannung erreicht wird.
Dokument DE 32 09 975 A1 offenbart einen Gleichspannungswandler mit einer sättigbaren Kerninduktivität. Dieser ist in Reihe mit der Sekundärwicklung eines Transformators geschaltet und der Zustand der Induktivität wird mittels einer Steuerschaltung gesteuert, die auch die Spannung an dem Ausgang des Wandlers erfasst. Die Steuerschaltung bringt die sättigbare Kerninduktivität in die Sättigung, wenn die Ausgangsspannung kleiner als eine Referenzspannung ist. Folglich wird die Impedanz der sättigbaren Kerninduktivität verringert und die Ausgangsspannung des Wandlers steigt an. Wenn die Ausgangsspannung die Referenzspannung überschreitet, bringt die Steuerschaltung die sättigbare Kerninduktivität aus der Sättigung heraus, wodurch deren Impedanz und der Spannungsabfall ansteigen. Folglich wird die Ausgangsspannung des Wandlers abgesenkt.
Das Dokument JP 03 265465 zeigt eine geschaltete Spannungsresonanzversorgung mit einer variablen Induktivität, die in Reihe mit der Primärwicklung eines Transformators geschaltet ist. Die Reihenschaltung wird von einer zerhackten Spannung von den beiden Halbleiterschaltern gespeist. Die Ausgangsspannung der Sekundärwicklung des Transformators wird gleichgerichtet, mittels einer Induktivität und einem Kondensator geglättet und einer Last zugeführt. Um die Ausgangsspannung der Leistungsversorgung konstant zu halten, wird der Induktivitätswert der variablen Induktivität mittels einer Steuerschaltung variiert, die den Strom durch die variable Induktivität in Reaktion auf eine Abweichung der Ausgangsspannung von einer Referenzspannung steuert.
ÜBERBLICK ÜBER DIE ERFINDUNG
Um die vorhergehende Technologie, wie sie im Stand der Technik offenbart ist, zu verbessern, stellt die vorliegende Erfindung eine Vorrichtung und ein Verfahren zum Verbessern des Übergangsverhaltens von geschalteten Leistungswandlern bereit. Die vorliegende Erfindung verbessert deutlich die Änderungsrate eines Stroms durch die Ausgangsinduktivität des Wandlers, indem die Ausgangsinduktivität veranlasst wird, in einen niedrigen Induktivitätszustand während des Übergangszeitraums überzugehen, während ein geringer Stromrippel bei normaler Belastung beibehalten wird, indem die Ausgangsinduktivität in einem höheren Induktivitätszustand während des normalen Betriebszustands gehalten wird.
Dies wird durch die Merkmale des Anspruches 1 erreicht. Weitere vorteilhafte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung sind in den abhängigen Patentansprüchen beschrieben.
Die vorliegende Erfindung liefert viele Vorteile gegenüber bisher bekannten Leistungswandlerarchitekturen. Nicht alle diese Vorteile sind gleichzeitig erforderlich, um die beanspruchte Erfindung auszuführen und die folgende Auflistung ist lediglich anschaulicher Natur für die Vorteile, die alleine oder in Kombination durch die vorliegende Erfindung erreicht werden. Zu diesen Vorteilen gehören: (1) eine schnelle dynamische Reaktion; (2) ein geringer Ausgangsinduktivitätsrippelstrom; (3) erhöhte Energieeffizienz; (4) es muss nicht bei hohen Schaltfrequenzen gearbeitet werden; (5) gute Einstellbarkeit im Hinblick auf Lastanforderungen; (6) nicht-komplexe Steuerverfahren; und (7) Anwendbarkeit auf die meisten Leistungswandlerarchitekturen.
Es wird eine Leistungswandlerarchitektur bereitgestellt, die eine Eingangseinrichtung zur Aufnahme von Eingangsleistung, einen Ausgang zum Bereitstellen einer geregelten Ausgangsleistung und eine variable Induktivitätseinrichtung aufweist, die zwischen der Eingangseinrichtung und dem Ausgang angeschlossen ist. Die variable Induktivitätseinrichtung besitzt einen höheren Induktivitätszustand und einen tieferen Induktivitätszustand. Die variable Induktivitätseinrichtung ist steuerbar, um zwischen dem höheren Induktivitätszustand und dem tieferen Induktivitätszustand hin- und herzuschalten. In einer Ausführungsform umfasst der Leistungswandler ferner eine Steuerschaltung, die ausgebildet ist, der variablen Induktivitätseinrichtung anzuzeigen, um von dem einen Induktivitätszustand in den anderen Induktivitätszustand überzuwechseln.
Die variable Induktivitätseinrichtung umfasst in einer Ausführungsform eine feste Komponente und eine variable Komponente, die mit der festen Komponente in Reihe geschaltet ist. Die variable Induktivitätskomponente umfasst optional einen Transformator mit mehreren Wicklungen, die magnetisch miteinander geschaltet sind, wobei eine erste Wicklung mit der festen induktiven Komponente in Reihe gekoppelt ist. Eine zweite und eine dritte Wicklung sind jeweils optional in Reihe mit einer Energiequelle und einem Schalter verbunden, wobei das Anlegen der Energiequelle an die zweite oder die dritte Wicklung durch Verwenden der Schalter die Wirkung besitzt, dass die effektive Induktivität der variablen Induktivitätskomponente reduziert wird.
In einer weiteren Ausführungsform umfasst die variable Induktivitätseinrichtung ein Element mit geringerer Induktivität, einen Schalter, der mit dem Element mit geringerer Induktivität in Reihe geschaltet ist, wodurch eine Reihenschaltung eines Schalters und des Elements mit geringerer Induktivität gebildet wird, und umfasst ein Element mit höherer Induktivität, das parallel zu der Reihenschaltung aus dem Schalter und dem Element mit geringerer Induktivität geschaltet ist. Der Schalter ist ausgebildet, die variable Induktivitätseinrichtung zwischen dem tieferen induktiven Zustand und dem höheren induktiven Zustand hin- und herzuschalten, indem das Element mit geringerer Induktivität aus der Parallelschaltung mit dem Element mit höherer Induktivität entkoppelt oder dazugekoppelt wird.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die vorliegende Erfindung geht deutlicher aus der folgenden Beschreibung hervor, wenn diese in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen studiert wird, in denen:
1 eine vereinfachte äquivalente Schaltung eines konventionellen Tiefsetzleistungswandlers ist;
2 eine Signalform für die Tiefsetzwandlerschaltung aus 1 während einer Laständerung ist;
3 eine schematische Ansicht einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt, die in einer Tiefsetzwandlertopologie eingerichtet ist;
4 eine Signalform ist, die das Anwortverhalten der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung bei einem schnellen Anstieg im Laststrom zeigt;
5 eine Signalform ist, die das Antwortverhalten der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt, wenn ein rascher Abfall des Laststromes vorliegt;
6 eine schematische Ansicht einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt, die als Tiefsetzwandler eingerichtet ist;
7 eine schematische Ansicht einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt, die als Tiefsetzwandler eingerichtet ist;
8 eine schematische Ansicht einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt, die als ein Tiefsetzwandler eingerichtet ist;
9 eine schematisch Ansicht einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt, die als Tiefsetzwandler eingerichtet ist;
10 eine Signalform zeigt, die das Antwortverhalten der fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt, wenn ein schneller Anstieg des Laststromes auftritt; und
11 eine Signalform zeigt, die das Antwortverhalten der fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung repräsentiert, wenn ein schneller Abfall des Laststromes auftritt.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
Die folgende Erläuterung beschreibt Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung, wenn diese in einer Tiefsetz-Leistungswandlertopologie eingerichtet sind. Der Fachmann erkennt, dass die vorliegende Erfindung auch für andere Leistungswandlertopologien, etwa Hochsetzwandler, Sperrwandler, Durchflusswandler, Gegentaktdurchflusswandler, Resonanzwandler, Vollbrückenwandler, CUK-Wandler, Sepic-Wandler, Halbbrückenwandler und andere Wandlerarten angewendet werden kann. Es sei nun auf die Figuren verwiesen, wobei in 1 ein konventioneller Tiefsetzwandler mit zwei Schaltern M1 und M2, einer Ausgangsinduktivität L1 und einem Ausgangskondensator C1 gezeigt ist. 2 zeigt den Betrieb eines typischen Tiefsetzwandlers, wenn es eine stufenartige Erhöhung des Laststromes gibt, wobei angenommen wird, dass die Rückkopplungsschaltung 4 und die Pulsbreitenmodulationssteuerung 6, wie sie in 1 gezeigt ist, schnell genug sind, um den Tastgrad der Wandlerschalter M1 und M2 so zu ändern, dass der Strom durch Induktivität L1 auf einen neuen Durchschnittswert ansteigt. Die Geschwindigkeit des Stromanstiegs ist durch die Induktivität der Ausgangsspule L1 begrenzt. Eine Induktivität L1 mit einem kleinen Induktivitätswert ermöglicht eine schnellere Änderung des Induktivitätsstromes in dem Wandler. Jedoch weist der Wandler dann einen hohen Rippelstrom der Induktivität auf. Eine Induktivität L1 mit einer höheren Induktivität reduziert den Rippelstrom in dem Wandler, jedoch ändert sich der Strom durch die Induktivität langsamer. Die Referenzen für die zuvor beschriebenen 1 und 2 sind die US-Patente 5,847,554 und 5,414,341.
Die vorliegende Erfindung bietet eine neue Art, eine schnelle Induktivitätsstromratenänderung zu erreichen, wobei gleichzeitig der Rippelstrom reduziert werden kann.
3 zeigt eine schematische Ansicht einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die in einen Leistungswandler integriert ist. Diese Ausführungsform umfasst eine Leistungsschaltung 110 und eine Steuerschaltung 120. Die Leistungsschaltung 110 umfasst zwei Eingangsanschlüsse 101 und 102, die mit einer Gleichspannungsquelle verbindbar sind, um eine Eingangsleistung zu erhalten, und umfasst einen Ausgangskondensator C101 zur Bereitstellung einer geregelten Ausgangsgleichspannung für eine Last 107, die mit dem Ausgangskondensator C101 verbunden ist. Die Leistungsschaltung 110 umfasst ferner zwei Schalter M101 und M102, die in dieser Ausführungsform durch MOSFET repräsentiert sind, die aber auch alternativ eine andere Art geeigneter Bauelemente sein können, etwa BJT's, elekttromechanische Einrichtungen, IGBT's und Halbleiterschalter. Die Schalter M101 und M102 sind durch die Steuerschaltung 120 so steuerbar, dass sie eine Reihe abwechselnder Spannungspulse erzeugen.
Zwischen den Schaltern M101 und M102 und dem Ausgangskondensator C101 ist eine magnetische Schaltung 130 angeschlossen. Die magnetische Schaltung 130 umfasst eine feste Induktivität bzw. Spule L101 mit relativ geringer Induktivität und eine variable Induktivitätseinrichtung 140 mit vergleichsweise hoher Induktivität. Die variable Induktivitätseinrichtung 140 arbeitet bei einem Gleichgewichtsinduktivitätspegel während des normalen Betriebs der Leistungsschaltung 110, um eine ausreichende Induktivität bereitzustellen, so dass die Leistungsschaltung 110 mit einer geringen Rippelspannung arbeiten kann. Wenn in der Leistungsschaltung 110 eine rasche Stromänderung auftritt, ist die variable Induktivitätseinrichtung 140 ausgebildet, bei einem reduzierten Induktivitätspegel zu arbeiten, vorzugsweise nahe dem Induktivitätswert Null, um damit das Übergangsverhalten der Leistungsschaltung 110 zu verbessern.
Die in dieser ersten Ausführungsform der Erfindung gezeigte variable Induktivitätseinrichtung 140 ist aus einem Transformator T101 mit drei Wicklungen W101, W102 und W103 aufgebaut. Die Wicklung W101 ist in Reihe mit der festen Induktivität L101 geschaltet und ist zwischen den Eingangsanschlüssen 101 und 102 und dem Ausgangskondensator C101 angeschlossen. Die Wicklungen W102 und W103 sind magnetisch mit der Wicklung W101 gekoppelt und sind jeweils mit einer Spannungsquelle Vi101 verbunden. In der gezeigten Ausführungsform sind die Wicklungen W102 und W103 mit der gleichen Spannungsquelle verbunden, könnten aber auch alternativ mit unterschiedlichen Spannungsquellen verbunden sein. Die Wicklungen W102 und W103 sind ferner mit bidirektionalen Schaltern S103 und S104 verbunden. Die bidirektionalen Schalter S103 und S104 sind ausgebildet, die Verbindung der Spannungsquelle Vi101 mit den Wicklungen W103 und W102 zu steuern. Die bidirektionalen Schalter S103 und S104 können beliebige geeignete Einrichtungen, etwa MOSFET's, BJT's, IGBT's und Halbleiterschalter sein.
Die Steuerschaltung 120 umfasst zwei Schleifen, d.h. eine Pulsbreitenmodulations- (PWM) Schleife 105 und eine Steuerschleife 115 für die variable Induktivität. Die PWM-Schleife 105 umfasst einen Rückkopplungsblock 104, der mit einem PWM-Block 106 gekoppelt ist. Der Rückkopplungsblock 104 ist ausgebildet, die Wandlerlastspannung zu überwachen, und der PWM-Block 106 ist ausgebildet, Ansteuerpulse zu den Schaltern M101 und M102 in der Leistungsschaltung 110 zu liefern.
Die Steuerschaltung für die variable Induktivität 115 umfasst Schaltungen, die die Wandlerlastspannung überwachen und Ansteuersignale für die Schalter S103 und S104 in der Leistungsschaltung 110 erzeugen. Die Steuerschleifenschaltungen für die variable Induktivität umfassen in der ersten Ausführungsform einen Hochpassfilter B101, der ausgebildet ist, die Wandlerlastspannung zu überwachen, und zwei Hysterese-Komparatoren bzw. Komparatoren mit Hysterese B102 und B103, die mit den Schaltern S104 bzw. S103 verbunden sind.
Während des Gleichgewichtsbetriebs erzeugt der Rückkopplungsblock 104 Signale, um die PWM-Steuerung 106 zu steuern, die wiederum Gate-Pulse erzeugt, um die MOSFET's M101 und M102 zur Aufrechterhaltung einer konstanten Spannung an der Last 107 anzusteuern. Der Gleichgewichtsbetrieb bzw. konstante Betrieb findet so statt, wie dies in einer konventionellen Wandlerschaltung der Fall ist, mit der Ausnahme, dass die Ausgangsinduktivität aus zwei in Reihe geschalteten Induktivitäten L101 und W101 anstelle einer Induktivität aufgebaut ist. In der ersten Ausführungsform ist die Spule L101 eine von der Wicklung W101 physikalisch getrennte Spule, wobei alternativ die Induktivität L101 auch eine Streuinduktivität sein kann und in dem Transformator T101 integriert sein kann, so dass eine physikalisch getrennte Spule wegfallen kann. Ferner sind während des Gleichgewichtsbetriebs die Schalter S103 und S104 geöffnet. Folglich wird die Induktivität W101 auf einem hohen Wert gehalten, um damit den Rippelstrom klein zu halten.
Wenn es einen schnellen Anstieg im Laststrom gibt, reagiert der Wandler aus 3 auf die Änderung in der Weise, wie dies durch die Signalformen in 4 gezeigt ist. In der Periode zwischen t10 und t11 arbeitet der Wandler im Gleichgewichtszustand. Zum Zeitpunkt t11 gibt es eine stufenartige Erhöhung des Laststromes, wie dies in 4c gezeigt ist. Dies führt zu einem Ausgangsspannungsabfall, wie dies in 4e gezeigt ist.
Wenn die Ausgangsspannung unter einen Schwellwertpegel V1 abfällt, wird der Schalter S104 durch die Funktion des Filters B101 und des Komparators B102 eingeschaltet, wodurch die Spannungsquelle Vi101 direkt an die Wicklung W102 angelegt wird. Als Folge davon nimmt die Induktivität der Wicklung W101 ab und die äquivalente Induktivität der Spulen L101 und W101 fällt auf die Induktivität der Spule L101 ab. Der Strom durch die Induktivität L101 ist daher in der Lage, auf Grund der reduzierten Induktivität rasch anzusteigen, wie dies in 4d gezeigt ist. In der Zeitdauer zwischen t12 und t13 fließt auch Storm durch die Wicklung W102. Dieser Strom besteht aus dem transformierten Strom der Wicklung W101 und dem Magnetisierungsstrom, der sich durch das Anlegen der Spannungsquelle Vi101 an die Wicklung W102 ergibt. Die Größe des durch die Wicklung W102 fließenden Stromes ist von dem Windungsverhältnis der Wicklungen W101 und W102 abhängig. Als Folge des Anstieges des Stromes durch die Induktivität L101 und auf Grund des Magnetisierungsstromes, der durch den Transformator T101 fließt, steigt die Ausgangsspannung an. Wenn die Ausgangsspannung einen zweiten Spannungspegel V2 zum Zeitpunkt t13 erreicht, wird der Schalter S104 ausgeschaltet.
Zum Zeitpunkt t13 ist der Schalter S104 ausgeschaltet und der Strom durch die Wicklung W102 fällt während der Zeitdauer t13 bis t14 auf Null ab. Wenn der Schalter S104 geöffnet ist, wird der Magnetisierungsstrom des Transformators T101 in die Wicklung W101 gekoppelt. Zum Zeitpunkt t13 sind der durch die Induktivität L101 fließende Strom und der in der Wicklung W101 fließende Magnetisierungsstrom nicht notwendigerweise gleich. Der Unterschied im Strom lädt die Streukapazität des Schalters S104 auf und erzeugt eine Spannungsspitze in der Wicklung W101 während der Zeitdauer zwischen t13 und t14, wie in 4h gezeigt ist. Eine Energieabsorptionsschaltung, etwa eine Snubber- bzw. Dämpfungsschaltung, kann verwendet werden, um eine Überspannung in der Wicklung W101 zu verhindern. Derartige Energieabsorptionsschaltungen können alternativ mit der Spule L101, dem Transformator T101, dem Schalter S103 oder dem Schalter S104 verbunden werden.
Nach dem Zeitpunkt t14 wird die äquivalente Reihenausgangsinduktivität der Leistungsschaltung größer als sie vor der Übergangsphase war, da zum Zeitpunkt t14 die äquivalente Reihenausgangsinduktivität die Induktivität der Spule L101 und die Induktivität der Wicklung W101 umfasst. Der Ausgangsinduktivitätsstrom kann sich nicht so schnell ändern, als dies der Fall ist, wenn die Induktivität W101 effektiv bei einem Induktivitätswert von Null liegt. Wenn der Induktivitätsstrom ausreichend ist, um die Last zu speisen, steigt die Aus gangsspannung an und die PWM-Schleife 105 führt die normale Pulsbreitenmodulation durch. Es ist jedoch möglich, dass der Induktivitätsstrom zum Zeitpunkt t14 nicht ausreicht, um die Last zu speisen und als Folge davon kann die Ausgangsspannung abfallen, nachdem der Schalter S104 zum Zeitpunkt t14 in den Aus-Zustand übergegangen ist. In diesem Falle kann die Ausgangsspannung unter den Schwellwertpegel V1 abfallen und der Schalter S104 wird erneut eingeschaltet. Wenn dies geschieht, wird der Zyklus wiederholt, bis der Induktivitätsstrom durch L101 ausreicht, um die Last zu speisen. Schließlich steigt die Ausgangsspannung auf einen Pegel an, an welchem die normale Pulsbreitenmodulation wieder einsetzt.
Wenn es einen raschen Abfall des Laststromes gibt, reagiert der Wandler auf diese Übergangsbedingung in der in 5 gezeigten Weise. Während der Zeitdauer zwischen t20 und t21 arbeitet der Wandler mit einem Gleichgewichtsstrom. Zum Zeitpunkt t21 gibt es einen stufenartigen Abfall im Laststrom, wie in 5c gezeigt ist. Als Folge davon steigt die Ausgangsspannung an, wie in 5e gezeigt ist. Selbst wenn die PWM-Schleife 105 schnell genug ist, um den MOSFET M101 auszuschalten und den MOSFET M102 einzuschalten, ist die Stromreduzierung in der Induktivität L101 auf Grund der großen resultierenden kombinierten Induktivität der Spule L101 und der Wicklung W101 zu langsam. Wenn die Ausgangsspannung einen Schwellwertpegel V3 zum Zeitpunkt t22 erreicht, steuern der Filter B101 und der Komparator B103 den Schalter S103 an, so dass dieser einschaltet. Als Folge davon wird die Wicklung W103 an die Spannungsquelle Vi101 angelegt, die Induktivität der Wicklung W101 verringert sich effektiv auf Null und die Wicklung W103 ermöglicht einen raschen Abfall des Ausgangsinduktivitätsstromes durch W101. Es wird auch ein Magnetisierungsstrom in der Wicklung W103 erzeugt.
Die Verringerung des Ausgangsinduktivitätsstromes bewirkt, dass die Ausgangsspannung abfällt, bis ein Schwellwertspannungspegel V4 zum Zeitpunkt t23 erreicht ist. Zu diesem Zeitpunkt wird der Schalter S103 ausgeschaltet und der Magnetisierungsstrom wird in die Wicklung W101 gekoppelt. Der Magnetisierungsstrom ist ggf. nicht gleich dem Strom in der Induktivität L101, wodurch eine Spannungsspitze in der Wicklung W101 in der Zeitdauer t23 bis t24 hervorgerufen wird, wie dies in 5h gezeigt ist. Es kann eine Energieabsorptionsschaltung, etwa eine Snubber-Schaltung, eingesetzt werden, um eine Überspannung in der Wicklung W101 zu vermeiden. Eine geeignete Energieabsorptionsschaltung kann alternativ an der Spule L101, dem Transformator T101, dem Schalter S103 oder dem Schalter S104 angeschlossen werden.
In der Zeitdauer nach dem Zeitpunkt t24 fällt die Ausgangsspannung allmählich auf einen geeigneten Pegel ab, so dass die PWM-Schleife 105 den normalen Betrieb fortsetzt. Es ist jedoch möglich, dass der Strom durch die Induktivität L101 noch nicht ausreichend abgefallen ist, so dass die Ausgangsspannung den Spannungsschwellwertpegel V3 nach der Zeit t24 noch nicht erreicht hat. In diesem Falle wird der Vorgang wiederholt, bis der Induktivitätsstrom ausreichend reduziert ist.
Während des Gleichgewichtsbetriebs ist die äquivalente Reiheninduktivität der in Reihe geschalteten Spulen die Summe der Induktivitäten. Die Induktivität W1 ist so gestaltet, dass diese einen ausreichend hohen Induktivitätswert aufweist, um den Rippelstrom zu minimieren, wodurch der RMS-Strom, der durch die Schaltelemente und andere Komponenten fließt, minimiert wird. Die Induktivität L101 ist so gestaltet, dass sie eine ausreichend kleine Induktivität aufweist, um eine schnelle Stromänderung zu liefern, wenn die Induktivität W101 während dem Lastwechsel kurzgeschlossen wird. Lastwechsel treten lediglich für eine kurze Zeitdauer auf und der Wandler verbringt den überwiegenden Teil seiner Arbeitsphase im Gleichgewichtszustand. Somit besitzt der Wandler einen hohen Rippelstrom lediglich für eine kurze Zeitdauer und die Effizienz wird damit nicht ernsthaft beeinträchtigt. Die Erfindung ist vielseitig und kann für die meisten geschalteten Wandler eingesetzt werden, in denen eine Ausgangsinduktivität verwendet ist.
Wie in der Beschreibung der ersten Ausführungsform gezeigt ist, liefert die vorliegende Erfindung ein Mittel, um die Ausgangsspannung eines Wandlers innerhalb bestimmter Grenzen zu halten, wobei ein rasches Übergangsverhalten bereitgestellt wird, wenn eine plötzliche Laständerung auftritt.
ZWEITE AUSFÜHRUNGSFORM
6 zeigt eine schematische Ansicht einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die in einem Leistungswandler integriert ist. Diese Ausführungsform unterscheidet sich von der ersten Ausführungsform dahingehend, dass die Hilfsspannungsquelle der ersten Ausführungsform entfällt, indem die Eingangsspannungsquelle als die Hilfsspan nungsquelle dient. Diese zweite Ausführungsform umfasst eine Leistungsschaltung 210 und eine Steuerschaltung 220.
Die Leistungsschaltung 210 umfasst zwei Eingangsanschlüsse 201 und 202, die mit einer Gleichspannungsquelle zur Aufnahme von Eingangsleistung verbindbar sind, und umfasst einen Ausgangskondensator C201 zur Bereitstellung einer geregelten Ausgangsgleichspannung für eine Last 207, die mit dem Ausgangskondensator C201 verbunden ist. Die Leistungsschaltung 210 umfasst ferner zwei Schalter M201 und M202, die in dieser Ausführungsform durch MOSFET's repräsentiert sind, die jedoch alternativ durch andere geeignete Einrichtungen, etwa BJT's, elektromechanische Schalter, IGBT's oder Halbleiterschalter repräsentiert sein können. Die Schalter M101 und M102 sind durch die Steuerschaltung 220 so steuerbar, dass diese eine Reihe abwechselnder Spannungspulse erzeugen.
Zwischen den Schaltern M201 und M202 und dem Ausgangskondensator C201 ist eine magnetische Schaltung 230 angeschlossen. Die magnetische Schaltung 230 umfasst eine feste Induktivität L201 mit vergleichsweise geringer Induktivität und eine variable Induktivitätseinrichtung 240 mit vergleichsweise hoher Induktivität. Die variable Induktivitätseinrichtung 240 arbeitet während des normalen Betriebs der Leistungsschaltung 210 bei einem Gleichgewichtsinduktivitätspegel, um eine ausreichende Induktivität bereitzustellen, die es der Leistungsschaltung 210 ermöglicht, mit einer geringen Rippelspannung zu arbeiten. Wenn eine rasche Stromänderung in der Leistungsschaltung 210 auftritt, ist die variable Induktivitätseinrichtung 240 ausgebildet, bei einem geringeren Induktivitätswert zu arbeiten, vorzugsweise bei einer Induktivität von nahe Null, um damit das Übergangsverhalten der Leistungsschaltung 210 zu verbessern.
Die variable Induktivitätseinrichtung 240, die in dieser zweiten Ausführungsform der Erfindung gezeigt ist, ist aus einem Transformator T201 mit drei Wicklungen W201, W202 und W203 aufgebaut. Die Wicklung W201 ist mit der festen Induktivität L201 in Reihe geschaltet und ist zwischen den Eingangsanschlüssen 201 und 202 und dem Ausgangskondensator C201 angeschlossen. Die Wicklungen W202 und W203 sind magnetisch mit der Wicklung W201 gekoppelt und sind jeweils mit dem Eingangsspannungsanschluss 201 verbunden. Die Wicklungen W202 und W203 sind ferner mit bidirektionalen Schaltern S203 und S204 verbunden. Die bidirektionalen Schalter S203 und S204 sind ausgebildet, die Verbindung der Eingangsspannungsquelle mit den Wicklungen W203 bzw. W202 zu steuern.
Die Steuerschaltung 220 umfasst zwei Schleifen, d.h. eine Pulsbreitenmodulations-(PWM) Schleife 205 und eine Steuerschleife 215 für die variable Induktivität. Die PWM-Schleife 215 umfasst einen Rückkopplungsblock 204, der mit einem PWM-Block 206 verbunden ist. Der Rückkopplungsblock 204 ist ausgebildet, die Wandlerlastspannung zu überwachen, und der PWM-Block 206 ist ausgebildet, Ansteuerpulse für die Schalter M201 und M202 in der Leistungsschaltung 210 bereitzustellen.
Die Steuerschleife 215 für die variable Induktivität umfasst Schaltungen, die die Wandlerlastspannung überwachen und Ansteuersignale für die Schalter S203 und S204 in der Leistungsschaltung erzeugen. Die Steuerschleifenschaltungen für die variable induktivität umfassen in der zweiten Ausführungsform einen Hochpassfilter B201, der ausgebildet ist, die Wanderlastspannung zu überwachen, und zwei Hysterese-Komparatoren B202 und B203, die mit den Schaltern S204 bzw. S203 verbunden sind.
Die Betriebsweise der Leistungsschaltung 210 und der Steuerschaltung 220 ist in der zweiten Ausführungsform gleich wie für die Leistungsschaltung 110 und die Steuerschaltung 120 der ersten Ausführungsform. Es werden geeignete Windungsverhältnisse in dem Wicklungen des Transformators T201 verwendet.
DRITTE AUSFÜHRUNGSFORM
7 zeigt eine schematische Ansicht einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die in einem Leistungswandler eingebaut ist. Diese Ausführungsform unterscheidet sich von der ersten Ausführungsform hauptsächlich darin, dass die Hilfsspannungsquelle der ersten Ausführungsform weggelassen wird, indem die Ausgangsspannungsquelle als die Hilfsspannungsquelle verwendet wird. Ferner sind zwei Klemmdioden vorgesehen, um die Schalter vor Überspannung zu schützen. Die dritte Ausführungsform umfasst eine Leistungsschaltung 310 und eine Steuerschaltung 320.
Die Leistungsschaltung 310 umfasst zwei Eingangsanschlüsse 301 und 302, die mit einer Gleichspannungsquelle zur Aufnahme von Eingangsleistung verbindbar sind, und umfasst einen Ausgangskondensator C301, der eine geregelte Ausgangsgleichspannung für eine Last 307, die mit dem Ausgangskondensator C301 verbunden ist, bereitstellt. Die Leis tungsschaltung 310 umfasst ferner zwei Schalter M301 und M302, die in dieser Ausführungsform durch MOSFET's repräsentiert sind. Die Schalter M301 und M302 sind durch die Steuerschaltung 320 so steuerbar, dass diese eine Reihe abwechselnder Spannungspulse erzeugen.
Zwischen den Schaltern M301 und M302 und dem Ausgangskondensator C301 ist eine magnetische Schaltung 330 angeschlossen. Die magnetische Schaltung 330 umfasst eine feste Induktivität mit relativ geringer Induktivität L301 und eine variable Induktivitätseinrichtung 304 mit relativ hoher Induktivität. Die variable Induktivitätseinrichtung 340 arbeitet im normalen Betrieb der Leistungsschaltung 310 beim einem Gleichgewichtsinduktivitätspegel, um eine ausreichende Induktivität bereitzustellen, so dass die Leistungsschaltung 310 bei geringer Rippelspannung arbeiten kann. Wenn eine rasche Stromänderung in der Leistungsschaltung 310 auftritt, ist die variable Induktivitätseinrichtung 340 ausgebildet, bei einem reduzierten Induktivitätspegel zu arbeiten, vorzugsweise bei einer Induktivität nahe Null, um damit das Übergangsverhalten der Leistungsschaltung 310 zu verbessern.
Die in dieser dritten Ausführungsform der Erfindung gezeigte variable Induktivitätseinrichtung 340 ist aus einem Transformator T301 mit drei Wicklungen W301, W302 und W303 aufgebaut. Die Wicklung W301 ist mit der festen Induktivität L301 in Reihe geschaltet und ist zwischen den Eingangsanschlüssen 301 und 302 und dem Ausgangskondensator C301 angeschlossen. Die Wicklungen W302 und W301 sind magnetisch mit der Wicklung W301 gekoppelt und sind jeweils mit dem Ausgangsspannungsanschluss 303 verbunden. Die Wicklungen W302 und W303 sind ferner mit bidirektionalen Schaltern S303 und S304 verbunden. Die bidirektionalen Schalter S303 und S304 sind ausgebildet, die Verbindung der Ausgangsspannungsquelle mit den Wicklungen W303 bzw. W302 zu steuern. Es sind zwei Dioden D303 und D304 mit den Schaltern S303 bzw. S304 verbunden, die die Schaltspannungen an den Eingangsspannungspegel klemmen.
Die Steuerschaltung 320 umfasst zwei Schleifen, d.h. eine Pulsbreitenmodulations-(PWM) Schleife 305 und eine Steuerschleife 315 für die variable Induktivität. Die PWM-Schleife 305 umfasst einen Rückkopplungsblock 304, der mit einem PWM-Block 306 verbunden ist. Der Rückkopplungsblock 304 ist ausgebildet, die Wandlerlastspannung zu überwachen und der PWM-Block 306 ist ausgebildet, Ansteuerpulse an die Schalter M301 und M302 in der Leistungsschaltung 310 anzulegen.
Die Steuerschleife 315 für die variable Induktivität umfasst Schaltungen, die die Wandlerlastspannung überwachen und Ansteuersignale für die Schalter S303 und S304 in der Leistungsschaltung erzeugen. Die Steuerschleifenschaltungen für die variable Induktivität umfassen in der dritten Ausführungsform einen Hochpassfilter B301, der ausgebildet ist, die Wandlerlastspannung zu überwachen, und zwei Hysterese-Komparatoren B302 und B303, die entsprechend mit dem jeweiligen Schalter S304 bzw. S303 verbunden sind.
Die Betriebsweise der Leistungsschaltung 310 und der Steuerschaltung 320 ist in der dritten Ausführungsform die gleiche wie die der Leistungsschaltung 110 und der Steuerschaltung 120 der ersten Ausführungsform. Es werden geeignete Windungsverhältnisse für die Wicklungen in dem Transformator T301 verwendet.
VIERTE AUSFÜHRUNGSFORM
8 zeigt eine schematische Ansicht einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die in einem Leistungswandler integriert ist. Diese Ausführungsform unterscheidet sich von der zweiten Ausführungsform hauptsächlich darin, dass Und-Schaltungen IC403 und IC404 hinzugefügt sind, um sicherzustellen, dass das Schalten der Schalter S403 und S404 mit dem Schalten der Schalter M401 und M402 koordiniert ist. Ferner sind Klemmdioden D403 und D404 hinzugefügt, um Spannungsspitzen, die in der Wicklung 401 als Ergebnis eines schnellen Übergangs erzeugt werden können, zu klemmen. Diese vierte Ausführungsform umfasst eine Leistungsschaltung 410 und eine Steuerschaltung 420.
Die Leistungsschaltung 410 umfasst zwei Eingangsanschlüsse 401 und 402, die mit einer Gleichspannungsquelle zur Aufnahme von Eingangsleistung verbindbar sind, und umfasst einen Ausgangskondensator C401 zur Bereitstellung einer geregelten Ausgangsgleichspannung für eine Last 407, die mit dem Ausgangskondensator C401 verbunden ist. Die Leistungsschaltung 410 umfasst ferner zwei Schalter M401 und M402, die in dieser Ausführungsform durch MOSFET's M401 und M402 repräsentiert sind. Die Schalter M401 und M402 sind durch die Steuerschaltung 402 ansteuerbar, um damit eine Reihe abwechselnder Spannungspulse zu erzeugen.
Zwischen den Schaltern M401 und M402 und dem Ausgangskondensator C401 ist eine magnetische Schaltung 430 angeschlossen. Die magnetische Schaltung 430 umfasst eine feste Induktivität L401 mit vergleichsweise geringer Induktivität und eine variable Induktivitätseinrichtung 440 mit vergleichsweise hoher Induktivität. Die variable Induktivitätseinrichtung 440 arbeitet während des normalen Betriebs der Leistungsschaltung 410 bei einem Gleichgewichtsinduktivitätspegel, um eine ausreichende Induktivität bereitzustellen, so dass die Leistungsschaltung 410 mit geringer Rippelspannung arbeiten kann. Wenn eine rasche Stromänderung in der Leistungsschaltung 410 auftritt, ist die variable Induktivitätseinrichtung 440 ausgebildet, bei einem geringeren Induktivitätspegel zu arbeiten, vorzugsweise bei einer Induktivität nahe Null, um damit das Übergangsverhalten der Leistungsschaltung 410 zu verbessern.
Die in dieser vierten Ausführungsform der Erfindung gezeigte variable Induktivitätseinrichtung 440 ist aus einem Transformator T401 mit drei Wicklungen W401, W402 und W403 aufgebaut. Die Wicklung W401 ist mit der festen Induktivität L401 in Reihe geschaltet und ist zwischen den Eingangsanschlüssen 401 und 402 und dem Ausgangskondensator C401 angeschlossen. Die beiden Klemmdioden D403 und D404 sind mit dem Knoten verbunden, der die Induktivität L401 und die Wicklung W401 verbindet. Die Wicklungen W402 und W403 sind magnetisch mit der Wicklung W401 gekoppelt und sind jeweils mit dem Eingangsspannungsanschluss 401 verbunden. Die Wicklungen W402 und W403 sind ebenso mit bidirektionalen Schaltern S403 und S404 verbunden. Die bidirektionalen Schalter S403 und S404 sind ausgebildet, die Verbindung der Ausgangsspannungsquelle mit den Wicklungen 403 bzw. 402 zu steuern.
Die Steuerschaltung 420 umfasst zwei Schleifen, d.h. eine Pulsbreitenmodulations-(PWM) Schleife 405 und eine Steuerschleife 415 für die variable Induktivität. Die PWM-Schleife 405 umfasst einen Rückkopplungsblock 404, der mit einem PWM-Block 406 verbunden ist. Der Rückkopplungsblock 404 ist ausgebildet, die Wandlerlastspannung zu überwachen und der PWM-Block 406 ist ausgebildet, Ansteuerpulse für die Schalter M401 und M402 in der Leistungsschaltung 410 bereitzustellen.
Die Steuerschleife 415 für die variable Induktivität umfasst Schaltungen, die die Wandlerlastspannung überwachen und Ansteuersignale für die Schalter S403 und S404 in der Leistungsschaltung erzeugen. Die Steuerschleifenschaltungen für die variable Induktivität um fassen in der vierten Ausführungsform einen Hochpassfilter B401, der ausgebildet ist, die Wandlerlastspannung zu überwachen und zwei Hysteresekomparatoren B402 und B403, die mit den UND-Gattern IC403 und IC404 verbunden sind, die wiederum das Schalten der Schalter S403 und S404 mit dem Schaltvorgang der Hauptschalter M402 bzw. M401 synchronisieren.
Die Betriebsweise der Leistungsschaltung 410 und der Steuerschaltung 420 der vierten Ausführungsform ist die gleiche wie für die Leistungsschaltung 210 und die Steuerschaltung 220 der zweiten Ausführungsform mit Ausnahme einer geänderten Funktionsweise auf Grund des Hinzufügens der Klemmdioden und der zusätzlichen UND-Gatter.
Die Dioden 403 und 404 klemmen die Spannung an den Knoten, der die Induktivität L401 und die Wicklung 401 verbindet, während des Übergangs, wenn jeder der Schalter S403 oder S404 in den Aus-Zustand übergeht. Wenn diese Schalter in den Aus-Zustand übergehen, gibt es häufig eine Fehlanpassung des Stromes durch die Wicklung W401 vor und nach dem Übergang in den Aus-Zustand. Dieser Übergang kann Spannungsspitzen erzeugen, die von den Dioden D403 und D404 geklemmt werden, um die enthaltene Energie wiederzugewinnen.
Das Hinzufügen des UND-Gatters IC403 stellt sicher, dass der Schalter S403 lediglich dann eingeschaltet wird, wenn der Hauptschalter M402 im Ein-Zustand ist, selbst wenn ein Wechsel im Laststrom vorhanden ist. Wenn daher im Laststrom eine Änderung zu kleineren Werten auftritt, reduziert die Wicklung W403 die effektive Induktivität der Wicklung W401 nur dann, wenn der Schalter M402 in den Ein-Zustand übergeht, um damit eine Reduzierung des Stromflusses durch die Induktivität L401 hervorzurufen. Dies stellt sicher, dass der Induktivitätsstrom schnell im Hinblick auf die Lastanforderungen abnehmen kann.
Das Hinzufügen des UND-Gatters IC404 stellt sicher, dass der Schalter S404 nur dann einschaltet, wenn der Hauptschalter M401 sich in dem Ein-Zustand befindet, selbst wenn eine Laständerung auftritt. Wenn eine Laststromänderung zu höheren Werten hin auftritt, verringert die Wicklung W402 die effektive Induktivität der Wicklung W401 nur dann, wenn der Schalter M401 in den Ein-Zustand übergeht, um einen Anstieg des Stromflusses durch die Induktivität L401 hervorzurufen. Dies gewährleistet, dass der Induktivitätsstrom rasch im Hinblick auf die Erfordernisse der Last ansteigen kann.
FÜNFTE AUSFÜHRUNGSFORM
9 zeigt eine fünfte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die in einem Leistungswandler integriert ist. In dieser Ausführungsform wird eine unterschiedliche Art einer variablen Induktivitätseinrichtung verwendet. In dieser Ausführungsform umfasst die variable Induktivitätseinrichtung eine relativ kleine Induktivität L501, die in Reihe mit einem Schalter S503 verbunden ist, wobei diese Kombination parallel geschaltet ist zu einer relativ großen Induktivität L502. Der Schalter S503 ist während des normalen Betriebs des Wandlers geöffnet, um die kleine Induktivität L501 von dem Wandler anzutrennen. Wenn es eine Übergangsänderung in der Lastspannung gibt, wird der Schalter S503 geschlossen, um damit die kleine Induktivität L501 parallel zu der großen Induktivität L502 zu schalten und um damit eine rasche Stromänderung zu ermöglichen. Diese fünfte Ausführungsform umfasst eine Leistungsschaltung 510 und eine Steuerschaltung 520.
Die Leistungsschaltung 501 umfasst zwei Eingangsanschlüsse 501 und 502, die mit einer Gleichspannungsquelle zur Aufnahme von Eingangsleistung verbindbar sind, und umfasst einen Ausgangskondensator C501 zur Bereitstellung einer geregelten Ausgangsgleichspannung für eine Last 507, die mit dem Ausgangskondensator C501 verbunden ist. Die Leistungsschaltung 510 umfasst ferner zwei Schalter M501 und M502, die in dieser Ausführungsform als MOSFET's M501 und M502 repräsentiert sind. Die Schalter M501 und M502 sind von der Steuerschaltung 520 ansteuerbar, um eine Reihe abwechselnder Spannungspulse zu erzeugen.
Zwischen den Schaltern M501 und M502 und dem Ausgangskondensator C501 ist die variable Induktivitätseinrichtung 504 dieser Ausführungsform angeschlossen. Die variable Induktivitätseinrichtung 540 arbeitet während des normalen Betriebs der Leistungsschaltung 510 bei einem hohen Gleichgewichtsinduktivitätspegel, so dass die Leistungsschaltung 510 mit einer geringen Rippelspannung arbeiten kann. Wenn es eine schnelle Stromänderung in der Leistungsschaltung 510 gibt, ist die variable Induktivitätseinrichtung 540 ausgebildet, bei einem reduzierten Induktivitätspegel zu arbeiten, um damit das Übergangsverhalten der Leistungsschaltung 510 zu verbessern.
Die in dieser fünften Ausführungsform der Erfindung gezeigte variable Induktivitätseinrichtung 540 umfasst eine Induktivität L501 mit einem Reihenschalter S503, die parallel zu der Induktivität L502 geschaltet sind. Zwei Spannungsklemmdioden D503 und D504 sind mit dem Knoten zwischen dem Schalter S503 und der Induktivität L501 zum Schutz des Schalters S503 verbunden.
Die Steuerschaltung 520 umfasst zwei Schleifen, d.h. eine Pulsbreitenmodulations-(PWM) Schleife 505 und eine Steuerschleife 515 für die variable Induktivität. Die PWM-Schleife 505 umfasst einen Rückkopplungsblock 504, der mit einem PWM-Block 506 verbunden ist. Der Rückkopplungsblock 504 ist ausgebildet, die Wandlerlastspannung zu überwachen und der PWM-Block 506 ist ausgebildet, Ansteuerpulse für die Schalter M501 und M502 in der Leistungsschaltung 510 bereitzustellen.
Die Steuerschleife 515 für die variable Induktivität umfasst Schaltungen, die die Wandlerlastspannung überwachen und Ansteuersignale für den Schalter S503 erzeugen. Die Steuerschaltungen für die variable Induktivität in der fünften Ausführungsform umfassen einen Hochpassfilter B501, der ausgebildet ist, die Wandlerlastspannung zu überwachen, und umfassen zwei Hysterese-Komparatoren B502 und B503. Der Ausgang der beiden Hysterese-Komparatoren B502 und B503 speist eine Logikschaltung 525 mit UND-Gattern IC503 und IC504 und einem ODER-Gatter IC505. Die Logikschaltung 525 ist ausgebildet, das Schalten des Schalters S503 mit dem Schalten der Hauptschalter M502 und M501 zu synchronisieren.
Während des Gleichgewichtsbetriebszustandes erzeugt der Rückkopplungsblock 504 Signale, um die PWM-Steuerung 506 anzusteuern, die wiederum die Gate-Pulse zum Ansteuern der MOSFET's 501 und 502 erzeugt, um damit eine konstante Spannung über der Last 507 aufrecht zu erhalten. Der Gleichgewichtsbetriebszustand ist der gleiche wie für einen konventionellen Wandler mit einer Ausgangsinduktivität L502 und einem Ausgangskondenqsator C501. Während des Gleichgewichtsbetriebszustandes ist der Schalter S503 geöffnet, so dass die Induktivität L501 den Betrieb der Leistungswandlung des Wandlers nicht beeinflusst. Die Induktivität L502 besitzt eine ausreichend hohe Induktivität, um einen übermäßigen Rippelstrom zu unterdrücken. Diese führt zu einer hohen Effizienz während des Gleichgewichtsbetriebszustandes. Die Induktivität L501 besitzt eine beträchtlich geringere Induktivität als die Induktivität L502. Wenn ein schneller Anstieg im Laststrom auftritt, rea giert der vorliegende Wandler auf die Übergangsbedingung, wie dies durch die Signalformen in 10 gezeigt ist. In dieser Zeitperiode zwischen t30 und t31 arbeitet der Wandler in dem Gleichgewichtszustand. Zum Zeitpunkt t31 gibt es eine stufenartige Erhöhung des Laststromes, wie dies in 10c gezeigt ist. Dies führt zu einem Ausgangsspannungsabfall, wie in 10e gezeigt ist. Wenn die Ausgangsspannung unter einen Schwellwertpegel V11 abfällt, wird der Schalter S503 auf Grund der Betriebsweise des Filters B501, des Komparators B502, des UND-Gatters IC504 und des ODER-Gatters IC505 eingeschaltet. Als Folge davon wird die Induktivität L501, die einen geringeren Induktivitätswert aufweist, parallel zur Induktivität L502 geschaltet. Dies reduziert die Gesamtwandlerinduktivität und folglich kann der Strom durch die Induktivität rasch ansteigen, wie dies in 10d gezeigt ist.
In der Zeitdauer zwischen t32 und t33 fließt auch Strom durch die Induktivität L501. Dieser Strom führt zu einem Anstieg der Ausgangsspannung. Wenn die Ausgangsspannung einen zweiten Spannungspegel V12 zum Zeitpunkt t33 erreicht, wie dies in 10 gezeigt ist, wird der Schalter S503 durch den Filter B501, den Komparator B502, das UND-Gatter IC504 und das ODER-Gatter IC505 in den Aus-Zustand versetzt. Der durch die Induktivität L501 fließende Strom kommutiert auf die Diode D504 und fällt bis zum Zeitpunkt t34 ab. Zum Zeitpunkt t34 schaltet die Diode D504 aus und der Strom durch die Induktivität L501 wird zu Null.
Während der Zeitdauer t32 bis t34 steigt der Strom in der Induktivität L502 an. Wenn der Strom genügend angestiegen ist, um die Last vom Zeitpunkt t34 an und später zu treiben, kehrt der Wandler in den normalen Pulsbreitenmodulationsbetrieb mit den Schaltern M501 und M502 zurück. Wenn der Strom noch nicht ausreichend angestiegen ist, um die Last ausreichend zu treiben, sinkt die Ausgangsspannung auf den Spannungspegel V11 ab, und die Sequenz wird erneut durchlaufen, um die Ausgangsspannung anzuheben. Schließlich steigt die Ausgangsspannung auf einen Pegel an, so dass in den normalen Pulsbreitenmodulationsbetrieb zurückgekehrt werden kann.
Wenn es eine schnelle Änderung im Laststrom gibt, reagiert der Wandler aus 9 auf diese Übergangsbedingung, in der Weise, wie dies in 11 gezeigt ist. Während der Zeitdauer zwischen t40 und t41 arbeitet der Wandler in dem Gleichgewichtsbetrieb. Zum Zeitpunkt t41 tritt eine stufenartige Absenkung des Laststromes auf, wie in 11c gezeigt ist.
Als Folge davon steigt die Ausgangsspannung an, wie in 11e gezeigt ist. Selbst wenn die PWM-Schleife 520 schnell genug ist, den MOSFET M501 auszuschalten und den MOSFET M502 einzuschalten, ist die Stromabnahme in der Induktivität L502 auf Grund der hohen Induktivität der Spule L502 dennoch zu langsam. Wenn die Ausgangsspannung einen Schwellwert V13 zum Zeitpunkt t42 erreicht, wird der Schalter S503 durch den Filter B501, den Komparator B503, das UND-Gatter IC503 und das ODER-Gatter IC505 eingeschaltet. Als Folge davon wird die Induktivität L501, die einen deutlich geringeren Induktivitätswert aufweist, parallel zu der Induktivität L502 geschaltet. Dies reduziert die Gesamtinduktivität des Wandlers und es kann eine rasche Stromänderung erfolgen, wie dies in 11d gezeigt ist.
Während der Zeitdauer zwischen t42 und t43 steigt der Strom durch die Induktivität L501 im negativen Sinne an. Dieser Strom bewirkt, dass die Ausgangsspannung abfällt, bis diese den Spannungspegel V14 erreicht, wie dies in 11e gezeigt ist. Wenn der Spannungspegel V14 erreicht ist, schaltet der Schalter S503 auf Grund des Filters B501, des Komparators B503, des UND-Gatters IC503 und des ODER-Gatters IC505 aus. Der durch die Induktivität L501 fließende Strom kommutiert auf die Diode D503 und nimmt bis zum Zeitpunkt t44 ab. Zum Zeitpunkt t44 schaltet die Diode D503 aus und der durch die Induktivität L501 fließende Strom nimmt auf Null ab.
Während der Zeitdauer t42 bis t44 nimmt auch der durch die Induktivität fließende Strom ab. Wenn der Spulenstrom ausreichend abgenommen hat, um im geeigneter Weise die Ausgangsspannung zum Zeitpunkt t34 und danach herabzusetzen, geht der Wandler in den normlen Pulsbreitenmodulationsbetrieb über. Wenn der Spulenstrom noch nicht ausreichend abgenommen hat, steigt die Ausgangsspannung erneut auf den Spannungspegel V13 an, und der gesamte Prozess wird erneut durchlaufen, um die Ausgangsspannung herabzusetzen.
Die vorliegende Erfindung wurde mit Bezug auf eine Tiefsetzwandlerarchitektur beschrieben. Der Fachmann erkennt jedoch, dass die Erfindung auch auf andere Wandlertopologien, etwa einen Hochsetzwandler, einen Sperrwandler, einen Durchflusswandler, einen Gegentaktdurchflusswandler, einen Resonanzwandler, einen Vollbrückenwandler, einen CUK-Wandler, einen Sepic-Wandler, einen Halbbrückenwandler und andere Wandlertopologien angewendet werden kann, ohne von dem Schutzbereich der vorliegenden Erfindung, wie sie in den folgenden Patentansprüchen definiert ist, abzuweichen. Es wurden zahlreiche Ausführungsformen beschrieben, die spezielle Anwendung bei raschen Übergängen in geschalteten Leistungswandlern besitzen. Die hierin beschriebenen Ausführungsformen stellen lediglich einige der Ausführungsformen dar, die vom Fachmann im Besitze der hierin beschriebenen Erfindung ausgeführt werden können.

Claims

Leistungswandler mit: einem Eingang (101, 102) zum Empfangen von Eingangsleistung; einem Ausgang zum Bereitstellen einer geregelten Ausgangsleistung; einer variablen Induktivitätseinrichtung (130, 540), die zwischen dem Eingang und dem Ausgang angeschlossen ist, wobei die variable Induktivitätseinrichtung (130, 540) einen Zustand mit höherer Induktivität und einen Zustand mit niedrigerer Induktivität aufweist, wobei die variable Induktivitätseinrichtung steuerbar ist, so dass zwischen dem Zustand mit höherer Induktivität und dem Zustand mit niedrigerer Induktivität umgeschaltet werden kann; und einer Steuerschaltung (120, 520) die ausgebildet ist, eine Spannung an dem Ausgang zu erfassen; dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung ausgebildet ist, der variablen Induktivitätseinrichtung anzuzeigen: in den Zustand mit niedrigerer Induktivität zu schalten, wenn die Spannung an dem Ausgang unter einen ersten Spannungspegel (V₁₁) fällt, in den Zustand mit höherer Induktivität zu schalten, wenn die Spannung an dem Ausgang über einen zweiten Spannungspegel (V₁₂) ansteigt, der höher als der erste Spannungspegel (V₁₁) ist, in den Zustand mit niedrigerer Induktivität zu schalten, wenn die Spannung an dem Ausgang über einen dritten Spannungspegel (V₁₃) ansteigt, und in den Zustand mit höherer Induktivität zu schalten, wenn die Spannung an dem Ausgang unter einen vierten Spannungspegel (V₁₄) fällt, der tiefer liegt als der dritte Spannungspegel (V₁₃), wobei der vierte Spannungspegel (V₁₄) höher ist als der zweite Spannungspegel (V₁₂).
Leistungswandler nach Anspruch 1, wobei die variable Induktivitätseinrichtung (130) eine feste Induktivitätskomponente (L101) und eine variable Induktivitätskomponente (140) aufweist, wobei die variable Induktivitätskomponente (140) mit der festen Induktivitätskomponente (L101) in Reihe geschaltet ist, und wobei die variable Induktivitätskomponente (140) einen Transformator (T101) mit mehreren Wicklungen (W101, W102, W103) aufweist.
Leistungswandler nach Anspruch 2, wobei der Transformator (T101) drei Wicklungen (W101, W102, W103) aufweist.
Leistungswandler nach Anspruch 2 oder 3, wobei eine erste Wicklung (W101) des Transformators (T101) mit der festen Induktivitätskomponente (L101) in Reihe geschaltet ist.
Leistungswandler nach Anspruch 4, der ferner eine Hilfsleistungsquelle (Vi101) aufweist, die mit einer zweiten Wicklung (W102) des Transformators (T101) und einem ersten Schalter (S104) in Reihe geschaltet ist.
Leistungswandler nach Anspruch 5, wobei die Hilfsleistungsquelle (Vi101) mit einer dritten Wicklung (W103) des Transformators (T101) und einem zweiten Schalter (S103) in (Reihe geschaltet ist.
Leistungswandler nach Anspruch 5 oder 6, wobei die Hilfsleistungsquelle (Vi101) mit der Eingangsleistungsquelle verbunden ist.
Leistungswandler nach Anspruch 5 oder 6, wobei die Hilfsleistungsquelle (Vi101) mit dem Ausgang gekoppelt ist.
Leistungswandler nach Anspruch 1, wobei die variable Induktivitätseinrichtung (540) umfasst: ein Element mit niedrigerer Induktivität (L501); einen Schalter (S503), der mit dem Element mit niedrigerer Induktivität (L501) in Reihe geschaltet ist, wodurch eine Reihenschaltung (S503, L501) eines Schalters und dem Element mit niedrigerer Induktivität gebildet ist; und ein Element mit höherer Induktivität (L502), das parallel zu der Reihenschaltung aus dem Schalter und dem Element mit niedrigerer Induktivität (S503, L501) geschaltet ist; wobei der Schalter (S503) ausgebildet ist, die variable Induktivitätseinrichtung (540) von dem Zustand mit niedrigerer Induktivität in den Zustand mit höherer Induktivität und umgekehrt zu schalten.
Leistungswandler nach einem der Ansprüche 1 bis 9, wobei die Steuerschaltung (120, 520) einen ersten Komparator (B102, B502) aufweist, wobei der erste Komparator ausgebildet ist, die Spannung an dem Ausgang zu erfassen und der variablen Induktivitätseinrichtung (130, 540) anzuzeigen, von dem Zustand mit höherer Induktivität in den Zustand mit niedrigerer Induktivität in Reaktion auf die erfasste Ausgangsspannung zu schalten.
Leistungswandler nach Anspruch 10, wobei die Steuerschaltung (120, 520) ferner einen zweiten Komparator (B103, B503) aufweist, wobei der zweite Komparator ausgebildet ist, eine Spannung an dem Ausgang zu erfassen und der variablen Induktivitätseinrichtung (130, 540) anzuzeigen, von dem Zustand mit niedrigerer Induktivität in den Zustand mit höherer Induktivität in Reaktion auf die erfasste Ausgangsspannung zu schalten.
Leistungswandler nach Anspruch 11, der ferner eine Pulsbreitenmodulationssteuerung (506) aufweist, die mit dem Schalter (S503) verbunden ist, wobei die Pulsbreitenmodulationssteuerung (506) ausgebildet ist, dem Schalter (S503) anzuzeigen, die variable Induktivitätseinrichtung (540) von dem Zustand mit niedrigerer Induktivität in den Zustand mit höherer Induktivität und umgekehrt zu schalten.
Leistungswandler nach einem der Ansprüche 1 bis 12, der ferner umfasst: eine Schaltereinrichtung (M101, M102), die mit der variablen Induktivitätseinrichtung (130) verbunden ist, wobei die Schaltereinrichtung einen ersten Zustand und einen zweiten Zustand aufweist, wobei die Schaltereinrichtung ausgebildet ist, ein Zuführen von Eingangsleistung zu der variablen Induktivitätseinrichtung zu ermöglichen, wenn sie in dem ersten Zustand ist, und wobei die Schaltereinrichtung ausgebildet ist, das Zuführen von Eingangsleistung zu der variablen Induktivitätseinrichtung zu unterbinden, wenn sie in dem zweiten Zustand ist; und eine Pulsbreitenmodulationssteuerung (106), die mit der Schaltereinrichtung (M101, M102) verbunden ist, wobei die Pulsbreitenmodulationssteuerung (106) ausgebildet, der Schaltereinrichtung anzuzeigen, von dem ersten Zustand in den zweiten Zustand und umgekehrt umzuschalten.
Leistungswandler nach Anspruch 13, der ferner eine Einrichtung (IC403, IC404) umfasst, die ausgebildet ist, der variablen Induktivitätseinrichtung (130, 430) anzuzeigen, von dem Zustand mit höherer Induktivität in den Zustand mit niedrigerer Induktivität umzuschalten, wenn die Schaltereinrichtung (M401, M402) sich in dem ersten Zustand befindet, wobei die Einrichtung (IC403, IC404) ferner ausgebildet ist, der variablen Induktivitätseinrichtung anzuzeigen, von dem Zustand mit niedrigerer Induktivität in den Zustand mit höherer Induktivität umzuschalten, wenn sich die Schaltereinrichtung (M401, M402) in dem zweiten Zustand befindet.
Leistungswandler nach Anspruch 1, wobei die variable Induktivitätseinrichtung (130) umfasst: ein erstes induktives Element (L101); einen ersten Transformator (T101) mit mehreren Wicklungen (W101, W102, W103), die magnetisch miteinander gekoppelt sind, wobei der Transformator (T101) eine erste Wicklung (W101), die mit dem ersten induktiven Element (L101) gekoppelt ist, eine zweite Wicklung (W103) und eine dritte Wicklung (W103) aufweist; eine Spannungsquelle (Vi101); einen ersten Schalter (S104), der mit der zweiten Wicklung (W102) gekoppelt und ausgebildet ist, Spannung von der Spannungsquelle (Vi101) zu der zweiten Wicklung (W102) zu führen; einen zweiten Schalter (S103), der mit der dritten Wicklung (W103) gekoppelt und ausgebildet ist, Spannung von der Spannungsquelle (Vi101) zu der dritten Wicklung (W103) zu führen; wobei die Steuerschaltung (120) umfasst: eine erste Steuerschaltung (B102), die ausgebildet ist, den ersten Schalter (S104) zu veranlassen, die Spannung von der Spannungsquelle (Vi101) zu der zweiten Wicklung (W102) zu führen; eine zweite Steuerschaltung (B103), die ausgebildet ist, den zweiten Schalter (S103) zu veranlassen, die Spannung von der Spannungsquelle (Vi101) zu der dritten Wicklung (W103) zu führen; und wobei der Leistungswandler ferner umfasst: einen ersten Knotenpunkt, der Schaltspannungspulse bereitstellt; eine Einheit, die das erste induktive Element (L101) und den ersten Transformator (T101) umfasst und die mit dem ersten Knoten, der die Schaltspannungspulse bereitstellt, gekoppelt ist; einen Ausgangskondensator (C101), der mit der Einheit und einem Rückführknoten des Wandlers verbunden ist; Ausgangsanschlüsse, die mit dem Ausgangskondensator (C101) zum Anschluss einer Last (107) verbunden sind; und einer Überspannungsschutzschaltung, die ausgebildet ist, den ersten und den zweiten Schalter (S104, S103) vor einer Beaufschlagung mit Überspannungen zu schützen.
Leistungswandler nach Anspruch 15, der ferner eine Einrichtung (B101, B102, B103) zum Überwachen der Wandlerlastspannung an den Ausgangsanschlüssen aufweist; und wobei die erste Steuerschaltung (B102) ausgebildet ist, den ersten Schalter (S104) zu veranlassen, die Spannung von der Spannungsquelle (Vi101) zu der zweiten Wicklung (W102) zu führen, wenn die Lastspannung unter den ersten Spannungspegel abfällt, wobei die erste Steuerschaltung (B102) ausgebildet ist, den ersten Schalter (S104) zu veranlassen, die Spannungsquelle (Vi101) von der zweiten Wicklung (W102) zu trennen, wenn die Lastspannung über den zweiten Spannungspegel ansteigt; und wobei die zweite Steuerschaltung (B103) ausgebildet ist, den zweiten Schalter (S103) zu veranlassen, die Spannungsquelle (Vi101) mit der dritten Wicklung (W103) zu verbinden, wenn die Lastspannung über den dritten Spannungspegel steigt, wobei die zweite Steuerschaltung (B103) ferner ausgebildet ist, den zweiten Schalter (S103) zu veranlassen, die Spannungsquelle (Vi101) von der dritten Wicklung (W103) zu trennen, wenn die Lastspannung unter den vierten Spannungspegel abfällt.
Leistungswandler nach Anspruch 1, wobei die variable Induktivitätseinrichtung (230) umfasst: ein erstes induktives Element (L201); einen ersten Transformator (T201) mit mehreren Wicklungen, die magnetisch miteinander gekoppelt sind, wobei die Wicklungen eine erste Wicklung (W201), die mit dem ersten induktiven Element (L201) gekoppelt ist, eine zweite Wicklung (W202) und eine dritte Wicklung (W203) aufweisen; einen ersten Schalter (S204), der mit der zweiten Wicklung (W202) verbunden ist; einen zweiten Schalter (S203), der mit der dritten Wicklung (W203) verbunden ist; wobei der Leistungswandler ferner umfasst: ein Paar an Eingangsanschlüssen (201, 202) zum Anschluss einer Gleichspannungsquelle, wobei der erste der Anschlüsse ein positiver Anschluss und der zweite der Anschlüsse ein negativer Anschluss ist; einen ersten Knotenpunkt, der Schaltspannungspulse bereitstellt; eine Einheit, die das erste induktive Element (L201) und den ersten Transformator (T201) enthält und die mit dem ersten Knotenpunkt, der die Schaltspannungspulse liefert, verbunden ist; einen Ausgangskondensator (C201), der mit der Einheit und einem Rückführknoten des Wandlers verbunden ist; ein Paar an Ausgangsanschlüssen, wobei der erste der Ausgangsanschlüsse ein positiver Anschluss und der zweite der Ausgangsanschlüsse ein negativer Anschluss ist und wobei diese mit dem Ausgangskondensator (C201) zum Bereitstellen eines Verbindungspunktes für eins Last (207) verbunden sind; eine Überspannungsschutzschaltung, die ausgebildet ist, den ersten und den zweiten Schalter (S204, S203) vor Beaufschlagung mit Überspannungen zu schützen; und wobei die Steuerschaltung (220) umfasst: eine erste Steuerschaltung (B202), die ausgebildet ist, den ersten Schalter (S204) zu veranlassen, die zweite Wicklung (202) mit dem Ausgangskondensator (C201) zu verbinden; und eine zweite Steuerschaltung (B203), die ausgebildet ist, den zweiten Schalter (S203) zu veranlassen, die dritte Wicklung (W203) mit dem Ausgangskondensator (C201) zu verbinden.
Der Leistungswandler nach Anspruch 17, wobei die Überspannungsschutzschaltung umfasst: eine erste Diode (D304), deren Kathode mit dem positiven Eingangsanschluss (301) und deren Anode mit dem Knotenpunkt verbunden ist, der die zweite Wicklung (W302) mit dem ersten Schalter (S304) verbindet; und eine zweite Diode (D303), deren Kathode mit dem positiven Eingangsanschluss (301) und deren Anode mit einem Knotenpunkt verbunden ist, der die dritte Wicklung (W303) mit dem zweiten Schalter (S303) verbindet.
Leistungswandler nach Anspruch 17, wobei die Überspannungsschutzschaltung umfasst: eine erste Diode (D404), deren Anode mit einem Knotenpunkt verbunden ist, der das erste induktive Element (L401) mit der ersten Transformatorwicklung (W401) verbindet, und deren Kathode mit dem positiven Einganganschluss (402) verbunden ist; und eine zweite Diode (D403), deren Anode mit dem negativen Eingangsanschluss (401) und deren Kathode mit einem Knoten verbunden ist, der die zweite Wicklung (W402) mit der dritten Wicklung (W403) verbindet.
Leistungswandler nach einem der Ansprüche 17 bis 19, der ferner eine Einrichtung (B201, B202, B203) zum Überwachen der Wandlerlastspannung an den Ausgangsanschlüssen aufweist; und wobei die erste Steuerschaltung (B202) ausgebildet ist, den ersten Schalter (S204) zu veranlassen, die zweite Wicklung (W202) mit dem Ausgangskondensator (C201) zu verbinden, wenn die Lastspannung unter den ersten Spannungspegel abfällt, wobei die erste Steuerschaltung (B202) ferner ausgebildet ist, den ersten Schalter (S204) zu veranlassen, die zweite Wicklung (W202) von dem Ausgangskondensator (C201) zu trennen, wenn die Lastspannung über den zweiten Spannungspegel steigt; und wobei die zweite Steuerschaltung (B203) ausgebildet ist, den zweiten Schalter (S203) zu veranlassen, die dritte Wicklung (W203) mit dem Ausgangskondensator (C201) zu verbinden, wenn die Lastspannung über den dritten Spannungspegel steigt, wobei die zweite Steuerschaltung (B203) ferner ausgebildet ist, den zweiten Schalter (S203) zu veranlassen, die dritte Wicklung (W203) von dem Ausgangskondensator (C201) zu trennen, wenn die Lastspannung unter den vierten Spannungspegel fällt.
Leistungswandler nach Anspruch 20, der ferner umfasst: eine erste Einrichtung (IC404) zum Schalten des ersten Schalters (S404) in einen Ein-Zustand nur dann, wenn eine hohe Pulsspannung an das erste induktive Element (L401) angelegt wird; eine zweite Einrichtung (IC403) zum Schalten des zweiten Schalters (S403) in einen Ein-Zustand nur dann, wenn eine geringe Pulsspannung an das erste induktive Element (L401) angelegt wird.
Leistungswandler nach Anspruch 1, wobei die variable Induktivitätseinrichtung (540) umfasst: ein erstes induktives Element (L502), das mit einem ersten Knotenpunkt verbunden ist, der Schaltspannungspulse mit einem hohen Spannungspegel und einem niedrigen Spannungspegel liefert; ein zweites induktives Element (501), das mit einem ersten Reihenschalter (S503) in Reihe geschaltet ist, wodurch eine Kombination aus induktivem Element und Reihenschalter gebildet wird, wobei die Kombination parallel zu dem ersten induktiven Element (L502) angeordnet ist; wobei die Steuerschaltung (520) ausgebildet ist, den ersten Reihenschalter (S503) zu veranlassen, das zweite induktive Element (L501) in Reihe zu dem ersten induktiven Element (L502) zu schalten; wobei der Leistungswandler ferner umfasst: ein Paar an Eingangsanschlüssen (501, 502) zur Verbindung mit einer Gleichspannungsquelle, wobei der erste der Anschlüsse ein positiver Anschluss und zweite der Anschlüsse ein negativer Anschluss ist; eine erste Diode, deren Kathode mit dem positiven Eingangsanschluss und deren Anode mit einem Knotenpunkt verbunden ist, der das zweite induktive Element (L501) mit dem ersten Reihenschalter (S503) verbindet; eine zweite Diode, deren Anode mit dem negativen Eingangsanschluss und deren Kathode mit einem Knotenpunkt verbunden ist, der das zweite induktive Element (L501) mit dem ersten Reihenschalter (S503) verbindet; einen Ausgangskondensator (C501), der mit dem ersten induktiven Element (L502) und einem Rückführknotenpunkt des Wandlers verbunden ist; einem Paar an Ausgangsanschlüssen, die mit dem Ausgangskondensator (C501) zum Bereitstellen eines Anschlusspunktes für eine Last (507) verbunden sind; und eine Überspannungsschutzschaltung, die ausgebildet ist, den ersten Schalter vor einer Beaufschlagung mit einer Überspannung zu schützen.
Leistungswandler nach Anspruch 22, der ferner eine Einrichtung (B501, B502, B503) zum Überwachen der Wandlerlastspannung an den Ausgangsanschlüssen aufweist; und wobei die Steuerschaltung (525) ausgebildet ist, den ersten Reihenschalter (S503) zu veranlassen, das zweite induktive Element (L501) parallel zu dem ersten induktiven Element (L502) zu schalten, wenn die Lastspannung unter den ersten Spannungspegel fällt, wobei die Steuerschaltung (525) ferner ausgebildet ist, den ersten Reihenschalter (S503) zu veranlassen, das zweite induktive Element (L501) von dem ersten induktiven Element (L502) zu trennen, wenn die Lastspannung über den zweiten Spannungsspiegel steigt; wobei die Steuerschaltung (525) ferner ausgebildet ist, den ersten Reihenschalter (S503) zu veranlassen, das zweite induktive Element (L501) parallel mit dem ersten induktiven Element (L502) zu verbinden, wenn die Lastspannung über den dritten Spannungspegel steigt, wobei die Steuerschaltung (525) ferner ausgebildet ist, den ersten Reihenschalter (S503) zu veranlassen, das zweite induktive Element (L501) von dem ersten induktiven Element (L502) zu trennen, wenn die Lastspannung unter den vierten Spannungspegel sinkt.
Leistungswandler nach Anspruch 23, der ferner umfasst: eine erste Einrichtung (IC504) zum Schalten des ersten Reihenschalters (S503) in einen Ein-Zustand nur dann, wenn eine hohe Pulsspannung an das erste induktive Element (L502) angelegt wird; und eine zweite Einrichtung (IC503) zum Schalten des Reihenschalters (S503) in einen Aus-Zustand nur dann, wenn eine geringe Pulsspannung an das erste induktive Element (L502) angelegt wird.
Vorrichtung mit einem Leistungswandler nach einem der Ansprüche 1 bis 24 und einer elektrischen Last, die mit dem Ausgang gekoppelt ist, um die geregelte Ausgangsleistung zu empfangen.