DE1921936B2 - Stromversorgungsschaltung insbesondere fuer eine differenzverstaerkerstufe - Google Patents

Description

ersten Transistor 10 von bestimmtem Leitfähigkeitstyp, beim dargestellten Ausführungsbeispiel vom npn-Typ, der in einen ersten Zweig des Kreises geschaltet ist und einen zweiten Transistor 12 vom gleichen Leitfähigkeitstyp, der parallel in einen zweiten Schaltkreiszweig geschaltet ist. Die Emitter der beiden Transistoren 10 und 12 sind gemeinsam an den Verbindungspunkt 14 angeschlossen. Der Kollektor des Transistors 10 ist mit einem Widerstand 16 und der Kollektor des Transistors 12 mit einem Widerstand 18 verbunden. Die jeweils anderen Enden der Widerstände 16 und 18 liegen an einem Punkt mit weitgehend fester Spannung, gemäß der Darstellung an Masse. Zum Anschluß von zusätzlichen Schaltkreisen an den Differenzverstärker dienen Ausgangsklemmen 20 und 22. Die Basen der Transistoren 10 bzw. 12 sind mit Signalquellen 24 bzw. 26 gekoppelt Die Signalquellen können unabhängig voneinander sein, oder die eine kann eine Bezugsquelle sein, während die andere veränderlich sein kann. Der gemeinsame Verbindungspunkt 14 ist mit dem Kollektor eines Transistors 28 und dem einen Ende eines Widerstands 30 verbunden. Das andere Ende dieses Widerstands 30 liegt an der negativen Klemme 32 einer geeigneten Spannungsquelle 34. Ein Widerstand 36 ist mit einem Ende an die Klemme 32 und mit dem anderen Ende an den Emitter des Transistors 28 angeschlossen. Die Basis 38 des Transistors 28 liegt an einem Punkt relativ festen Potentials, das von einer Vorspannungsquelle 40 geliefert wird. Eine besonders bei integrierten Schaltungen zweckmäßige Möglichkeit zur Schaffung der Vorspannung ist in Fig.2 dargestellt, wo man die feste Vorspannung mittels zweier Dioden 52 und 54 erhält, die an einen Stromversorgungswiderstand 56 angeschlossen sind, der seinerseits an Masse liegt.

Die Betriebsweise der Differenzverstärkerstufe ist an sich bekannt. Es sollen deshalb nur die die Erfindung betreffenden Hauptgesichtspunkte erläutert werden.

Der in den Transistoren 10 und 12 fließende Strom wird im wesentlichen durch den Emitterkreis bestimmt, der aus dem eine Stromsenke bildenden Transistor 28 und dem gemeinsamen Emitterwiderstand 30 besteht. Unter der Voraussetzung, daß die Transistoren 10 und 12 relativ hohe Stromverstärkungsfaktoren (B>50) besitzen, ist die Vereinfachung zulässig, daß der Kollektorstrom gleich dem Emitterstrom ist. Der von einem oder beiden Transistoren 10 und 12 gelieferte Gesamtemitterstrom h fließt dann in den gemeinsamen Emitterkreis, welcher zwei Strompfade enthält. Ein erster Strom h fließt längs eines Strompfades, der aus dem Kollektor-Emitter-Übergang des Transistors 28 und dem Widerstand 36 besteht, in den Stromsenkenkreis. Dieser erste Strom /ι ist virtuell unabhängig von Änderungen der Versorgungsspannung, da er durch einen Wert der an die Basis des Transistors 28 angelegten Vorspannung ei, abzüglich des basis-Emitter-Spannungsabfalls Vbe des Transistors 28, dividiert durch den Wert des Widerstands 36, bestimmt ist und somit durch die folgende Gleichung dargestellt werden kann:

■36

Durch den gemeinsamen Emitterwiderstand 30 fließt ein zweiter Strom k- Dieser Strom h wird durch die Spannung bestimmt, die zwischen dem VerbinHungspunkt 14, wo die gemeinsame Emitterspannung der Verstärkerstufe herrscht, und der negativen Klemme 32 der Spannungsquelle 34 liegt, die auf einem Potentialwert von - Vm gehalten wird. Die Spannung am Verbindungspunkt 14 wird immer gleich dem höchsten Wert der Eingangsspannung e,„ abzüglich des Basis-Emitter-Spannungsabfalls in Durchlaßrichtung Vbe einer oder beider Transistoren JO und 12 sein. Der Strom h ist daher eine Funktion der Eingangsspannung, der Netz- oder Versorgungsspannung, des Spannungsabfalls Vpe eines oder beider Transistoren und des

ίο Wertes des Widerstands 30. Er kann durch folgenden Ausdruck wiedergegeben werden:

+ e„ - V₁

BE

.5 ^Rm

Es wurde schon erwähnt, daß die Summe aus /ι und I₂ gleich dem Emitterstrom ist, der wiederum den in den Kollektoren der Transistoren 10 und/oder 12 fließenden Strom repräsentiert. Bei der Betrachtung der Gleichungen für l\ und I₂ sieht man, daß beide einen Ausdruck enthalten, der einem in Durchlaßrichtung vorgespannten Basis-Emitter-Übergang (Vbe) entspricht. Der Basis-Emitter-Spannungsabfall Vbe ist sowohl von der Temperatur als auch von der Stromamplitude abhängig.

Außerdem ist der Temperaturkoeffizient der Änderung von Vbe von der Stromamplitude abhängig. Bei einem Transistor einer bestimmten Geometrie hat sich z. B. herausgestellt, daß der Temperaturkoeffizient von V_BE sich von —1,6 mV/°C bei niedrigen Emitterströmen (0,1 mA oder weniger) bis zu — l,3mV/°C bei einem Emitterstrom von 5 mA ändert.

Wenn gemäß F i g. 2 die Vorspannung ej, für den Stromsenkenkreis von zwei Transistoren abgeleitet wird, die als Dioden geschaltet sind (durch einen

J5 Kurzschluß zwischen der Basis und dem Kollektor oder einfaches »Schwimmenlassen« des Kollektors und alleinige Verwendung der Basis-Emitter-Übergänge), wie es häufig im Falle von integrierten Schaltungen geschieht, ist der Wert der Vorspannung die Summe aus den jeweiligen VWSpannungsabfällen. In dem beschriebenen Fall würde et gleich zwei Vef-Spannungsabfällen sein (eb=2 Vbe). Wenn man diesen Wert für e*, in die Gleichung für /| einsetzt, sieht man, daß dieser erste Strom I\ gleich einem Spannungsabfall Vbe dividiert durch den Wert des Widerstands 36 ist (/. = VW fob)· Da Vbe einen negativen Temperaturkoeffizienten hat, nimmt /ι mit steigender Temperatur ab. Betrachtet man die Gleichung für I₂, so sieht man, daß ein Temperaturanstieg zu einem Absinken von Vbe führt, was einen

so Gesamtanstieg des Potentials am festgelegten Widerstand 30 und somit ein Ansteigen von k zur Folge hat. Durch die richtige Auswahl des Verhältnisses von foo und foe kann man einen nahezu vollkommenen Ausgleich oder Gleichgewichtszustand erreichen. Auf diese Weise wird eine Temperaturkompensation ohne die Verwendung von speziellen Materialien bewirkt. Dieses Verfahren eignet sich insbesondere für die Technik der integrierten Schaltungen, ist aber nicht auf diese beschränkt.

In F i g. 3 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung dargestellt, bei welchem die Differenzstufe ein Teil eines Stromlenk-Verknüpfungsgliedes ist. Die Ausgangsklemmen 20 bzw. 22 des Differenzverstärkers sind an die Basen der Transistoren 60 bzw. 62, die als Emitterfolger geschaltet sind, angeschlossen. Die Ausgangssignale dieser Emitterfolger sind das »NOR«- und »ODER«-Signal zum Ansteuern nachgeschalteter Torschaltungen. Ein Transistor 64, dessen Basis über

einen Widerstand 65 an Masse liegt, bildet den Emitterfolgerausgang einer vorgeschalteten Stufe und ist gemäß der Darstellung an die Basis des Transistors 12 angeschlossen. Es sei angenommen, daß das Ausgangssignal dieses Transistors ein Signal mit hohem Binärwert (»1«) ist. Die Basis des Transistors 10 ist mit dem Emitter eines Transistors 66 verbunden, der den Referenzpegel für die Differenzstufe liefert und als Stromversorgungsquelle für den Vorspannungskreis für die Stromsenke wirkt. Dieser Vorspannungskreis besteht aus dem Widerstand 56 und Dioden 52 und 54, bei denen es sich beispielsweise um Transistoren mit einem Kurzschluß zwischen Basis und Kollektor handelt. Die Basis des Transistors 66 ist an einen Spannungsteiler aus den Widerständen 68 und 70 angeschlossen. Das Verhältnis dieser beiden Widerstände stellt den gewünschten Referenzpegel ein.

Eine Analyse der Schaltung zeigt, daß der Spannungspegel am gemeinsamen Emitter der Transistoren 10 und 12, also am Verbindungspunkt 14, jeweils einen von zwei Werten besitzt. Der erste Wert, den man erhält, wenn der Ausgang der vorgeschalteten Stufe sich im Zustand hohen Binärwertes befindet, ist ungefähr gleich Massepotential abzüglich der Summe der Durchlaßspannungsabfälle der Basis-Emitter-Übergänge der Transistoren 64 und 12. Der zweite Wert, der sich ergibt, wenn der Ausgang der vorgeschalteten Stufe im Zustand niedrigen Binärwertes ist, ist ungefähr gleich der durch die Widerstände 68 und 70 eingestellten Referenzspannung abzüglich der Summe der Durchlaßspannungsabfälle der Basis-Emitter-Übergänge der Transistoren 66 und 10. Somit ist die Spannung am Verbindungspunkt 14 immer um zwei Vsc-Spannungsabfälle (2 Vb/) tiefer als entweder Massepotential oder das durch die Widerstände 68 und 70 eingestellte Referenzpotential. Wie oben erläutert wurde, wird infolgedessen die Spannung am Verbindungspunkt 14 bei einem Ansteigen der Temperatur mit der doppelten durch den negativen Temperaturkoeffizienten eines einzigen Basis-Emitter-Übergangs gegebenen Rate ansteigen. Wenn man lediglich beispielsweise einen negativen Temperaturkoeffizienten von 1,6mV/°C annimmt, wird das Potential am Verbindungspunkt 14 um 3,2 mV/°C angehoben werden, was einen Anstieg des Stromes h durch den gemeinsamen Emitterwiderstand 30 um-^=-mA/°C zur Folge hat. Der Stromer-

zeugerkreis ist identisch mit demjenigen, denn man bei einer Kombination der F i g. 1 und 2 erhält, und wie oben beschrieben wurde, wird die Spannung am Widerstand 36 mit einer Rate von 1,6 mV/°C sinken, was zu einer

Abnahme des Stromes /ι mit einer Rate von-=¹— mA/°C

führt.

Durch richtige Wahl der Widerstandsverhältnisse kann die Stromabnahme im ersten Strompfad durch die Stromzunahrne im zweiten Strompfad ausgeglichen oder aufgehoben werden. Obwohl gemäß dem oben dargelegten Beispiel Rm doppelt so groß wie R& gewählt werden sollte, zeigen Laboruntersuchungen, daß wegen sekundärer Effekte wie z. B. der Änderung des Temperaturkoeffizienten des in Durchlaßrichtung vorgespannten Basis-Emitter-Übergangs mit der Stromamplitude für einen optimalen Ausgleich ein anderes Verhältnis als 2 : 1 erforderlich sein kann. Bei einem bestimmten Schaltkreis gemäß der Erfindung ergab z. B. ein Verhältnis von 3 :1 einen optimalen Ausgleich.

Dadurch, daß man die Emitterströme gleichmäßig zwischen den beiden durch den gemeinsamen Emitterwiderstand und die Konstantstronisenke gebildeten Leitungs- oder Strompfaden aufteilt, erhält man einen nahezu vollkommenen Temperaturgleichlauf. Dies hat

ίο zur Folge, daß über den gesamten Bereich der Temperaturänderungen ein konstanter Störabstand erhalten bleibt.

Die Transistorstromsenke wird vorgespannt, damit der hindurchfließende Strom unabhängig von Schwankungen der Netz- oder Versorgungsspannung ist. Wenn also der Emitterstrom gleichmäßig in l\ und h aufgeteilt wird, wird er nur halb so empfindlich gegen eine Stromversorgungsregelung als im Falle einer Schaltung, die nur aus einem gemeinsamen Emitterwiderstand besteht.

Wenn man nur eine Stromquelle mit hoher Impedanz benutzt, so hat dies einen nachteiligen Einfluß auf die Schaltungsstabilität. Durch eine Leitungsinduktivität (im Basiskreis des Differenzverstärkers) und durch eine Parallel- oder Querkapazität an der Emitterverbindung der beiden Differenz-Transistoren wird wirkungsmäßig ein LC-Kreis gebildet, der die Verstärkerstufe zum Schwingen bringen kann. Wenn man aber die Ausgangsimpedanz der Stromquelle mittels des gemeinsamen Emitterwiderstands herabsetzt, so wirkt dies als Nebenschluß für die Kapazität, so daß der Bereich der Frequenzstabilität vergrößert wird.

Bei den dargestellten Ausführungsbeispielen wird ein gemeinsamer Emitterwiderstand parallel zu einer

J5 Transistorstromsenke verwendet, wodurch eine Temperaturkompensation, Unempfindlichkeit gegen Schwankungen der Energieversorgung und eine gute Frequenzstabilität erzielt werden. Zur Erläuterung der Erfindung wurde eine Transistorstromsenke gewählt, weil sie sich ausgezeichnet für integrierte Schaltungen eignet. Es sei jedoch darauf hingewiesen, daß man gleiche oder ähnliche Ergebnisse erzielt, wenn man zu irgend einem in den Emitterkreis der Differenzstufe geschalteten temperaturempfindlichen Stromerzeuger einen gemeinsamen Emitterwiderstand parallel schaltet.

Die Verwendung des Emitterwiderstands kann dadurch erweitert werden, daß man mit dem Emitterwiderstand 30 der Differenzstufe nur den Kollektor-Emitter-Übergang des Transistors 28 überbrückt und

so den Widerstand 36 als gemeinsame Rückleitung für beide Strompfade benutzt. Eine solche Anordnung weist zwar einen schlechteren Temperaturgleichlauf auf, erhöht aber die Unempfindlichkeit gegen Energieversorgungsschwankungen und gegen ein Rauschen des Pegels des Eingangssignals vom Wert »1« und verringert die Schwinganfälligkeit. Außerdem kann man bei dieser Anordnung die beiden Widerstände wesentlich kleiner wählen, ohne die Verlustleistung zu erhöhen, was insbesondere bei integrierten Schaltungen ein sehr

M> erwünschtes Endziel ist.

Obwohl die beschriebenen Schaltkreise mit npn-Transistoren bestückt sind, würden sie selbstverständlich auch mit pnp-Transistoren arbeiten, wenn man die Anschlüsse an die Spannungsquelle umkehrt.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims (1)

1. Patentanspruch:

   Stromversorgungsschaltung, insbesondere für eine Differenzverstärkerstufe, zum Erzeugen eines temperaturkompensierten Stromes für einen Verbindungspunkt zwischen den Emitterelektroden von zwei Transistoren eines gegebenen Leitfähigkeitstyps, mit einem dritten Transistor von demselben Leitfähigkeitstyp, der mit seiner Kollektorelektrode an den Verbindungspunkt der Emitterelektroden des ersten und zweiten Transistors und mit seiner Emitterelektrode über einen ersten Widerstand an eine Betriebsspannungsklemrne geschaltet und an seiner Basiselektrode in Durchlaßrichtung vorgespannt ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Basiselektrode des ersten Transistors (10) vom Spannungsabfall an einer Mehrzahl von in Durchlaßrichtung vorgespannten, zwischen die Basiselektrode des dritten Transistors (28) und die Betriebsspannungsklemme (32) geschalteten Halbleiterübergängen (Dioden 52, 54) in Durchlaßrichtung vorgespannt ist und der Kollektorstrom des dritten Transistors (28) einen negativen Temperaturkoeffizienten hat, und daß ein zweiter Widerstand (30) den Verbindungspunkt (14) der Emitter der ersten beiden Transistoren (10, 12) mit der Betriebsspan-, nungsklemme (32) koppelt und ein den mit negativem Temperaturkoeffizienten behafteten Kollektorstrom des dritten Transistors (28) kompensierender Strom mit positivem Temperaturkoeffizient fließt.

   Die Erfindung betrifft eine Stromversorgungsschaltung nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs.

   Es sind Differenzverstärker bekannt, bei denen ein gemeinsamer Verbindungspunkt der Emitter der beiden Transistoren einer Stufe über die Kollektor-Emitter-Strecke eines als Konstant-Stromquelle wirkenden weiteren Transistors an die eine Klemme einer Betriebsspannungsquelle angeschlossen ist, wobei die Basis dieses weiteren Transistors an einer festen Vorspannung liegt (»Electronic Engineering«, Oktober 1966, Seite 661, oder »NTZ«, 1966, Heft 2, Seiten 65 bis 69). Mit einer Konstant-Stromquelle oder -Senke (US-PS 32 90 520) arbeitende Differenzverstärkerstufen gewährleisten die für eine gute Gleichtaktunterdrükkung erforderliche hohe Impedanz und sind außerdem praktisch unempfindlich gegen Schwankungen der Versorgungsspannung. Sie sind aber wegen der Temperaturabhängigkeit des in Durchlaßrichtung vorgespannten Basis-Emitter-Übergangs in hohem Maße anfällig gegen Temperaturänderungen. Zusätzlich beredet die an sich erwünschte hohe Emitterimpedanz bei hohen Frequenzen Schwierigkeiten, denn sie macht den Schaltkreis unstabil, was sich durch Schwingungen in der Verstärkerstufe bemerkbar macht. Wenn man statt dessen einen gemeinsamen Emitterwiderstand verwendet, so" hat dies den Nachteil, daß der durch den Emitterwiderstand fließende Strom eine Funktion der Versorgungsspannung ist und sich in direkter Abhängigkeit von dieser ändert. Damit man eine hochohmige Eingangsimpedanz erhält, muß der Emitterwiderstand außerdem groß gewählt werden, und für die Aufrechterhaltung eines gewünschten Minimalstrompegels in der Verstärkerstufe muß man eine höhere Versorgungsspannung verwenden. Der Schaltkreis mit einem gemeinsamen Emitterwiderstand ist also spannungsabhängig und hat einen schlechten Wirkungsgrad, denn er verbraucht mehr Leistung, als es bei Alternativmethoden erforderlich ist.

   L»er Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine als Quelle für temperaturkompensierten Strom verwendbare Stromversorgungsschaltung anzugeben, welche weitgehend unabhängig von Schwankungen der Versorgungsspannung ist, die auch relativ klein sein kann, und welche zugleich eine gute Frequenzstabilität aufweist.

   Diese Aufgabe wird durch die im Patentanspruch gekennzeichnete Stromversorgungsschaltung gelöst.

   Diese Schaltung gewährleistet eine gute Temperaturkompensation ohne die obengenannten Nachteile bekannter Schaltungen. Insbesondere sind Differenzverstärkerstufen oder sogenannte Stromlenk-Verknüpfungsglieder (ECL-Logikkreise), in denen die Erfindung realisiert ist, besser als bisher für einen Betrieb in einem größeren Temperatur- und Versorgungsspannungsbereich geeignet.

   Bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichung dargestellt. Es zeigt

   Fig. 1 ein schematisches Schaltbild einer emittergekoppelten Differenzverstärkerstufe mit einer Schaltung gemäß der Erfindung,

   F i g. 2 ein schematisches Schaltbild einer Vorspannungsschaltung für eine Transistorstromsenke und

   jo F i g. 3 ein schematisches Schaltbild eines emittergekoppelten Stromlenk-Verknüpfungsgliedes.

   Emittergekoppelte Differenzverstärkerstufen in weitem Maße in Verstärkerschaltungen, insbesondere in Rechenverstärkern und in schnellen Stromlenk-Verknüpfungsgliedern verwendet, wo eine galvanische Kopplung der Stufen erwünscht und notwendig ist. Bei dieser Betriebsweise wird jedoch stark die zulässige Drift des Ausgangsspannungspegels der Verstärkerstufe eingeschränkt.

   Der Ausgangsspannungspegel wird durch den Spannungsabfall am Lastwiderstand bestimmt. Dieser Spannungsabfall ist direkt proportional zum Wert des im Lastwiderstand fließenden Kollektorstroms (Ic). Offensichtlich führt jede Änderung des Kollektorstroms zu einer Änderung der Ausgangsspannung. Jede Drift oder

   Änderung des Kollektorstroms, wo sie auch immer herrühren mag, ist also gleichbedeutend mit einem fehlerhaften Eingangssignal.

   In einem Verknüpfungsglied können Kollektorstromänderungen, die eine Verschiebung der binären Pegel verursachen, die Störfestigkeit so stark herabsetzen, daß die Torschaltung durch Störimpulse niedriger Amplitude aufgetastet werden kann. Eine hinreichend große Änderung kann dazu führen, daß statt einer binären »0« eine »1« (oder umgekehrt) dargestellt und dadurch eine Fehlauslösung bewirkt wird.

   Eine Regelung des Kollektorstroms erhält man gemäß dem dargestellten Ausführungsbeispiel der Erfindung durch die in den Emitterkreis der Differenzverstärkerstufe geschaltete Parallelschaltung aus einem Stromerzeuger und einem gemeinsamen Emitterwiderstand. Wenn die Temperatur ansteigt, dient ein wachsender Strom durch den gemeinsamen Emitterwiderstand als Ausgleich für eine Abnahme des durch den Stromerzeuger fließenden Stromes. Das Problem und seine Lösung soll nun anhand von Fig. 1 erläutert werden. Die dort dargestellte Differenzverstärkerstufe mit zusammengeschalteten Emittern enthält einen