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Elektronische Zeitmeßschaltung mit veränderbarer Einstellzeit Die
vorliegende Erfindung betrifft eine elektronische Zeitmeßschaltung mit veränderbarer
Einstellzeit unter Verwendung eines monostabilen Multivibrators.
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Zeitmeßschaltungen finden vor allem in Radargeräten Verwendung, bei
denen das Zeitintervall zwischen dem Moment des Aussendens eines Impulses und dem
Moment des Empfanges des reflektierten Impulses ein Maß für die Distanz zwischen
dem Radargerät und dem reflektierenden Medium ist. Der Aufbau der Radargeräte für
genaue Distanzmessungen zeigte, daß diese Zeitmeßschaltungen nur bei absoluter Linearität
verwendbar sind. Es wurden auch schon mehrere derartige Anordnungen gebaut, die
im englischen Sprachgebiet unter den Namen »Phantastron«, »Sanatron«, »Sanaphant«
usw. bekanntgeworden sind. Diese genannten Schaltungsanordnungen können als Kippgeneratoren
ähnlich den Multivibratoren angesehen werden. Sie unterscheiden sich jedoch darin:
Während die Multivibratoren durch den Gebrauch von RC-Differentiatoren eine exponentielle
Zeitkurve aufweisen, zeichnen sich die Schaltungsanordnungen bei einer Verwendung
von »Miller-Sägezahn-Generatoren« durch eine lineare Zeitkurve aus. Der Gebrauch
einer linearen Zeitkurve führt zu einem wichtigen Vorteil, nämlich, die Länge des
Ausgangsimpulses kann in eine lineare Abhängigkeit zu einer Steuerspannung am Eingang
gebracht werden.
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Mit der Röhrentechnik konnten ohne weiteres Abweichungen von der Linearität,
die kleiner als 0,1 °/o sind, erreicht werden. Hingegen ist mit der Transistortechnik
noch keine ähnlich lineare Schaltung bekanntgeworden.
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Die vorliegende Erfindung bezweckt eine Lösung dieses Problems. Die
elektronische Zeitmeßschaltung ist dadurch gekennzeichnet, daß der monostabile Multivibrator
aus zwei unterschiedlichen Verstärkerschaltungen aufgebaut ist, von denen die im
astabilen Zustand stromführende Verstärkerschaltung aus einem Transistor besteht,
bei dem das veränderbare, zeitbestimmende Glied zwischen Kollektor und Emitter geschaltet,
dessen Emitterpotential mit einer Diode in positiver Richtung begrenzt ist und daß
die im stabilen Zustand stromführende Verstärkerschaltung ein aus zwei Transistoren
aufgebauter Differentialverstärker ist, dem das gemeinsame Emitterpotential aus
einer weiteren, gegen Masse positiven Spannungsquelle zugeführt wird.
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An Hand der Zeichnung wird im folgenden der Aufbau und die Wirkungsweise
eines Ausführungsbeispiels beschrieben.
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Der Transistor Hl ist das Verstärkerelement der ersten Verstärkerschaltung.
Der Widerstand R3 bzw. R4 ist der Kollektor bzw. der Emitterwiderstand. Die Widerstände
R1 und R2 bilden einen Spannungsteiler für die Emittervorspannung, die dem Emitter
über eine Diode G zugeführt wird. Dem Kollektor wird der Auslöseimpuls vom Eingang
A über einen Kondensator Cl zugeführt. Der Kondensator C2 und der Widerstand
R5 bilden zusammen das zeitbestimmende Glied. Die Transistoren H2 und H3
bilden zusammen einen Differentialverstärker, von dem der erste Transistor H2 die
Funktion des zweiten Transistors eines monostabilen Multivibrators erfüllt, dessen
Kollektor mit der Basis des Transistors Hl und dem Ausgang B verbunden ist. Die
Kollektorspannung wird dem Spannungsteiler aus den Widerständen R7 und R8 entnommen.
Die Basis ist mit dem gemeinsamen Punkt der Reihenschaltung aus dem Kondensator
C2 und dem Widerstand R5 verbunden. Die Emitterspannung wird über den Widerstand
R9 aus dem positiven Pol einer Spannungsquelle (+U2) bezogen, deren negativer
Pol auf Masse geführt ist. Der Transistor H3 hat dieselbe Emitterspannung wie der
Transistor H2. Die Basis ist auf Masse, und der Kollektor über den Widerstand R6
auf den negativen Pol der Spannungsquelle U1 geführt.
Die Spannung
u4 am Emitter des Transistors Hl beträgt mit den eingezeichneten Spannungen u4 =
u9 - us . (1) Die Spannung über dem Widerstand R8 ist mit dem Vektor u9 bezeichnet
und beträgt
Bei dieser Gleichung (2) ist vorausgesetzt, daß der Transistor Hl leitet und der
Transistor H2 gesperrt ist. Um den Strom durch den Transistor Hl durch die mit dem
Spannungsteiler aus den Widerständen R 1, R2 gebildete Emitterspannung zu beherrschen,
wird die Emitterspannung über die Diode G zugeführt. Unter Verwendung der Gleichung
(1) errechnet sich der Strom iE durch den Widerstand R4 zu:
Aus dem oben Gesagten ist ersichtlich, daß derselbe Strom !E auch durch den Widerstand
R3 fließt, worauf die Spannung u3 errechnet werden kann:
Damit der Transistor Hl wirklich leitend ist, muß ein Basisstrom fließen. Die Bedingung
dafür ist
Mit hohem Verstärkungsgrad a wird der zweite Bruch rechts in der Gleichung nahezu
Eins. Ein für die Praxis genügender Verstärkungsgrad könnte dadurch erhalten werden,
daß zwei Transistoren in Doppelemitterfolge geschaltet werden. Der Verstärkungsgrad
ato t wird dabei ato t = CC, ' a2 . (6)
Diese Aussage
in der Gleichung (5) verwertet und eingesetzt ergibt
Ohne Differentialverstärker, gebildet aus den Transistoren H2 und H3, wäre bekanntlich
der Emitter des dafür einzusetzenden Transistors auf Masse geschaltet, und die Sperrspannung
u, wäre damit temperaturabhängig. Unter Verwendung der Differentialverstärkerschaltung
kann die Spannung u, zerlegt werden: u5 = u7 - u8 . (8)
Die
beiden Spannungen u7 und u8 sind entgegengesetzt geschaltete Diodenspannungen. Ändert
sich nun der Diodenwiderstand in Funktion der Temperatur, so bleibt die Differenz
fortwährend dieselbe, da der Emitterstrom durch den Transistor H2 bei gesperrtem
Transistor H2 durch den Transistor H3 fließt. Die Schaltzeit t des Multivibrators
ist durch- die Entladezeit des Kondensators C2 über den Widerstand R5 gegeben:
Durch Einsetzen der Gleichung (8) in Gleichung (9) ergibt sich:
Mit dem veränderbaren Widerstand R9 können die Spannungen u7 und u$ gleich groß
gemacht werden, indem u$ gleich der Sperrspannung des Transistors H2
gemacht
wird. Die Gleichung (10) kann damit vereinfacht werden:
Die Temperatureinwirkungen auf den Transistor Hl bedingen eine Änderung Basis-Emitterspannung
uff. Aus der Gleichung (4) kann ersehen werden, daß bei Erhöhung der Spannung u4
die Spannung u, um den gleichen Betrag kleiner wird. Die Spannung u3 ändert sich
dabei im gleichen Maße wie die Spannung u4. Sofern die Bedingung 117 - u8 = 0
(12)
erfüllt ist, verändert sich die Schaltzeit t gemäß der Gleichung (11) nicht.
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Für die Zeitmeßschaltung muß die Dauer eines Impulses proportional
einem veränderbaren Wert sein. Die Gleichung (11) zeigt eine lineare Abhängigkeit
der Schaltzeit t vom Widerstand R5 und vom Kondensator C2. Die Linearität der Impulslängenänderung
ist somit ausschließlich durch die Linearität eines dieser zwei veränderbaren Schaltelemente
gegeben.
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Die Wirkungsweise der elektronischen Zeitmeßschaltung wird nachfolgend
am Multivibrator aus den Transistoren Hl und H2 beschrieben und anschließend der
Einfluß des Transistors H3 betrachtet.
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In der Ausgangsphase wird der stabile Zustand angenommen, also der
Transistor Hl sperrt, und der Transistor H2 leitet. Der Basisstrom des Transistors
H2 fließt über den Widerstand R5, die Diode G und den Widerstand R 1 auf die negative
Spannungsquelle - U1. Mit diesem Strom soll der Transistor H2 in der Sättigung gehalten
werden. Die Spannung U5
an der Basis des Transistors H2 gegen Masse ist nahe
0 Volt.
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Durch den Widerstand R4 fließt ein Strom über die Diode G und den
Widerstand R1 ebenfalls auf die negative Spannungsquelle -U1. Am Emitter des Transistors
Hl entsteht dadurch eine gegenüber dem Potential an dessen Basis negative Spannung,
die den Transistor Hl gesperrt hält.
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Ein positiver Impuls am Eingang A wirkt über die Kondensatoren C1
und C2 auf die Basis des Transistors H2, der damit gesperrt wird. Die Spannung U5
wird positiver. Sobald sie positiver als die Emitterspannung U4 am Emitter des Transistors
Hl wird, leitet der Transistor Hl. Die Kollektorspannung des
Transistors
H1 wird durch den Spannungsabfall über dem Widerstand R3 positiver. Durch die Rückkopplung
über den Kondensator C2 wird die Spannungsänderung auf die Basis des Transistors
H2 übertragen, der damit rasch sperrt. In diesem astabilen Zustand beginnt sich
der Kondensator C2 zu laden. Die Spannung an der Basis des Transistors H2 ist vorerst
stark positiv, und die Spannung am Emitter des Transistors Hl ist um angenähert
den gleichen Betrag negativ. Die Ladung erfolgt über den Widerstand R5, bis die
Basisspannung am Transistor H2 gleich groß ist wie dessen Spannung im Stromeinsatzpunkt.
Der Entladevorgang richtet sich nach dem Strom durch den Transistor Hl, indem die
Basisspannung U5 gegen Masse durch die Spannung U4 über dem Emitterwiderstand
R4 und die Spannung U3 über dem Kollektorwiderstand R3 bestimmt ist. Die
Zeitkonstanz der Schaltung wird gemäß der Formel (7) damit erreicht, daß das Verhältnis
de Spannungen Ü4 auch unter Temperatureinflüssen konstant bleibt.
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Im Stromeinsatzpunkt des Transistors H2 wird nun die Kollektorspannung
rasch positiver und strebt gegen 0 Volt. Damit sperrt der Transistor Hl, dessen
Kollektor nun gegen - U1 strebt, was zur Folge hat, daß die Spannung U5 negativer
wird und der Transistor H2 stark leitet.
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Temperaturschwankungen beeinflussen den Stromeinsatzpunkt des Transistors
H2. Durch entgegengesetzte Reihenschaltung der Basis-Emitter-Dioden von Transistor
H2 und Transistor H3 bleibt der Stromeinsatzpunkt immer konstant: Die Emitterspannung
für beide Emitter wird aus einer positiven Spannungsquelle +U2 über einen Widerstand
R9 bezogen, mit dem der Vorstrom durch die Transistoren H2 bzw. H3 begrenzt wird.
Die Gegeneinanderschaltung der Basis-Emitter-Dioden ergibt, daß immer eine der beiden
Dioden leitend ist. Der Stromeinsatzpunkt beider Transistoren H2 und H3 bleibt immer
bei der gleichen Spannung, nämlich bei 0 Volt. In diesem vorliegenden Schaltungsbeispiel
wurde aus wirtschaftlichen Gründen ein veränderbarer Widerstand R5 vorgeschlagen.
Selbstverständlich Widerstand R5 vorgeschlagen. Selbstverständlich könnte
ebenso der Kondensator C2 veränderbar und der Widerstand R5 fest angenommen werden.
Eine Versuchsschaltung ergab bei Temperaturänderungen zwischen -30° und -1-70°C
einen Fehler von weniger als 0,10/0.
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Um die Erholungszeit zu verkürzen, könnten die Emitter der Transistoren
H2 und H3 über einen Kondensator C3 auf Masse geschaltet werden. Damit würde, nachdem
der Transistor H2 in den leitenden Zustand übergeführt ist, die Ladung des Kondensators
über die Diodenstrecke des Transistors H2 den Kondensator C2 zusätzlich laden. Damit
wären ohne weiteres Impuls- zu Impulslückenverhältnisse von 100: 1 zu erhalten.