DE10164923B4

DE10164923B4 - Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung

Info

Publication number: DE10164923B4
Application number: DE10164923A
Authority: DE
Inventors: Akio Ebina Maruo
Original assignee: Asahi Kasei Microsystems Co Ltd; Asahi Kasei Microdevices Corp
Current assignee: Asahi Kasei Microsystems Co Ltd; Asahi Kasei Microdevices Corp
Priority date: 2000-12-21
Filing date: 2001-12-21
Publication date: 2010-04-15
Anticipated expiration: 2021-12-22
Also published as: WO2002051009A1; KR20040093190A; KR100546548B1; US20020190779A1; KR100543843B1; JP2002190726A; KR20020079886A; US6958631B2; KR20040088591A; JP4212767B2; DE10196994T1; US20050280457A1; US7332944B2; DE10196994B4; KR100543844B1

Abstract

Eine Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung, die
eine Stromeinstellschaltung (111), in der ein Strom extern eingestellt wird;
eine Auswahlschaltung (112), die einen Strompfad für einen eingestellten Strom, der von der Stromeinstellschaltung (111) eingestellt worden ist, aus einem ersten Strompfad (117) und einem zweiten Strompfad (118) gemäß einem Eingangssignal auswählt;
eine Stromspiegelschaltung (113), die einen Ausgangsstrom in einem vorbestimmten Stromverhältnis zu dem eingestellten Strom entnimmt, der durch den ersten Strompfad (117) fließt, und die als einen Abschnitt eine Rückkopplungsschaltung umfasst; und
eine Ausgangsstrom-Optimierungsschaltung (114) umfasst, die den Anstieg des Ausgangsstroms der Stromspiegelschaltung durch Einstellen eines Phasenrands der Rückkopplungsschaltung optimiert, so dass ein Überschwingen des Ausgangsstroms unterdrückt wird.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung, bei der ein Transistor zur Durchführung eines Hochgeschwindigkeits-Schaltens eines Stroms, der durch den Transistor fließt, geschaltet wird, sowie eine Hochfrequenzstromquelle, bei der die Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung verwendet wird.
Die vorliegende Erfindung betrifft auch einen Oszillator, der so gestaltet ist, dass er die Oszillationsfrequenz stabilisiert.
Die vorliegende Erfindung betrifft auch eine Hochfrequenz-Überlagerungsschaltung, bei der ein Ausgangssignal von einem Oszillator bei der Schaltsteuerung einer Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung verwendet wird, sowie eine Hochfrequenzstromquelle, bei der die Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung zur Extraktion eines Hochfrequenzstroms verwendet wird.
Ferner ist die vorliegende Erfindung für eine Laserdiodentreiberschaltung zum Ansteuern einer Laserdiode in einer Vorrichtung zum Lesen und Schreiben von Daten auf ein(em) Speichermedium, wie z. B. einer CD-R, einer CD-RW oder einem DVD-RAM geeignet.
In einer Vorrichtung zum Lesen und Schreiben von Daten auf ein(em) Speichermedium, wie z. B. einer CD-R, einer CD-RW oder einem DVD-RAM, werden eine Laserdiode und eine Laserdiodentreiberschaltung zur Bestrahlung des Speichermediums mit Licht zum Lesen oder Schreiben von Daten verwendet.
Gewöhnlich ist eine Laserdiodentreiberschaltung aus einem Oszillator 2, einer Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung (oder Hochfrequenzstromquelle) 2 und einer Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung 3 aufgebaut, wie es in 19 gezeigt ist.
Die Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung (Hochfrequenzstromquelle) 2 ist zum Schalten eines Stroms, der durch eine Laserdiode 4 fließt, auf der Basis eines Oszillationsausgangsignals von dem Oszillator 1 angeordnet. Die Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung 2 bildet eine Hochfrequenz-Überlagerungsschaltung. Die Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung 3 ist zum Schalten eines Stroms, der durch eine Laserdiode 4 fließt, auf der Basis eines extern zugeführten Signals angeordnet.
Als derartige Laserdiodentreiberschaltung wird eine Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung verlangt, bei der ein großer Strom zum Ansteuern einer Laserdiode mit hoher Geschwindigkeit ansteigen gelassen wird, und bei der das Überschwingen des Stroms begrenzt wird, wenn der Strom ansteigt.
Beispielsweise ist eine Schaltung, die in 20 gezeigt ist, als herkömmliche Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung bekannt.
Diese herkömmliche Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung weist einen Ausgangs-MOS-Transistor Q1, einen Schalter SW1, der mit dem Drain des MOS-Transistors Q1 verbunden ist, einen MOS-Transistor Q2, der eine vorbestimmte Vorspannung an den MOS-Transistor Q1 liefert, und eine Konstantstromquelle I1 auf, die einen konstanten Strom an den MOS-Transistor Q2 liefert.
Wie es in 21 gezeigt ist, besteht der Schalter SW1 aus einem Schalt-MOS-Transistor Q3. Ein Schaltsignal wird durch einen Puffer BF an das Gate des MOS-Transistors Q3 angelegt.
In der so ausgebildeten herkömmlichen Schaltung wird ein Strom, der durch den MOS-Transistor Q1 fließt, durch Ausführen einer Unterbrechungs/Schließ-Steuerung des Schalters SW1 geschaltet.
Da in dieser herkömmlichen Schaltung der Schalter SW1 in den Strompfad des MOS-Transistors Q1 eingesetzt ist, wie es in 20 gezeigt ist, findet aufgrund des Einschaltwiderstands des Schalters SW1 ein Spannungsabfall statt. Um einen Ausgangsbürdenbereich des Schalters sicherzustellen, ist es daher notwendig, den Einschaltwiderstand des Schalters SW1 zu vermindern.
Um dies zu erreichen, muss der MOS-Transistor Q3, der als Schalter SW1 verwendet wird, wie es in 21 gezeigt ist, vergrößert werden, d. h. das Verhältnis (W/L) der Kanalbreite (W) und der Kanallänge (L) muss erhöht werden, was zu einer Zunahme der Gatekapazität Cg des MOS-Transistors Q3 führt.
Folglich hat diese herkömmliche Schaltung den Nachteil, dass die Durchführung eines Hochgeschwindigkeits-Schaltens des Schalters SW1 schwierig ist. Sie hat auch den Nachteil, dass dann, wenn der Ausgangstrom ansteigt, eine Ladungsinjektion durch den Schalter SW1 leicht ein beträchtliches Überschwingen verursachen kann.
Es ist eine weitere Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung bekannt, die in 22 gezeigt ist.
Diese weitere herkömmliche Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung weist einen Ausgangs-MOS-Transistor Q1, einen MOS-Transistor Q2, der eine vorbestimmte Vorspannung an den MOS-Transistor Q1 liefert, und eine Konstantstromquelle I1 auf, die einen konstanten Strom an den MOS-Transistor Q2 liefert. Das Gate des MOS-Transistors Q1 und das Gate des MOS-Transistors Q2 sind durch einen Schalter SW2 miteinander verbunden und das Gate des MOS-Transistors Q1 ist durch einen Schalter SW3 geerdet.
In dieser so angeordneten weiteren herkömmlichen Schaltung wird eine an das Gate des MOS-Transistors Q1 angelegte Spannung durch abwechselndes Schließen des Schalters SW2 und des Schalters SW3 zum Schalten eines Stroms I_Ausgang gesteuert, der von dem MOS-Transistor Q1 gezogen wird.
Das heißt, dass die Gatespannung an dem MOS-Transistor Q1 auf eine von dem MOS-Transistor Q2 gelieferte Versorgungsvorspannung Vb durch Einstellen der Schalter SW2 und SW3 auf den geschlossenen bzw. unterbrochenen Zustand eingestellt wird, um den MOS-Transistor Q1 einzuschalten. Alternativ wird die Gatespannung an dem MOS-Transistor Q1 durch Ändern der Zustände der Schalter SW2 und SW3 auf das Massepotenzial Vss eingestellt, so dass die Schalter SW2 und SW3 auf den unterbrochenen Zustand bzw. den geschlossenen Zustand eingestellt werden, um den MOS-Transistor Q1 auszuschalten.
In dieser weiteren herkömmlichen Schaltung wird die Anstiegszeit τ, während der die Gatespannung an dem MOS-Transistor Q1 von dem Massepotenzial Vss auf die Versorgungsvorspannung Vb ansteigt, durch die folgende Gleichung (1) bestimmt: τ = R × Cg (1)
In dieser Gleichung ist R die Summe des Einschaltwiderstands Ron des Schalters SW2 und des Werts von 1/Gm des Transistors Q2 und Cg ist die Gatekapazität des MOS-Transistors Q1. Dies zeigt, dass die Verminderung des Einschaltwiderstands Ron des Schalters SW2 oder die Verminderung des Werts von 1/Gm des Transistors Q2 erforderlich sind, um ein Hochgeschwindigkeits-Stromschalten zu ermöglichen.
Zur Verminderung des Einschaltwiderstands des Schalters SW2 muss der als Schalter SW2 verwendete MOS-Transistor Q3, wie es in 21 gezeigt ist, vergrößert werden, d. h. das Verhältnis (W/L) der Kanalbreite (W) und der Kanallänge (L) muss erhöht werden, was zu einer Zunahme der Gatekapazität Cg des MOS-Transistors Q3 führt.
Folglich hat auch die weitere herkömmliche Schaltung den Nachteil, dass die Durchführung eines Hochgeschwindigkeits-Schaltens des Schalters SW2 schwierig ist. Sie hat auch den Nachteil, dass dann, wenn der Ausgangstrom ansteigt, leicht ein beträchtliches Überschwingen stattfinden kann, da die Ladungsinjektion durch den Schalter SW2 an dem Gate des Transistors Q1 stattfindet.
Zur Verminderung von 1/Gm des MOS-Transistors Q2 ist es erforderlich, den Strom I1 zu erhöhen, der durch den MOS-Transistor Q2 fließt, oder den MOS-Transistor Q2 zu vergrößern, d. h. den Wert von W/L. Die Erhöhung des Stroms I1 hat jedoch den Nachteil, dass der Stromverbrauch in der Schaltung erhöht wird.
Die Vergrößerung des MOS-Transistors Q2, d. h. des Werts von W/L, umfasst die Vergrößerung des MOS-Transistors Q1, wenn der Ausgangsstrom konstant aufrechterhalten wird, da der MOS-Transistor Q1 und der MOS-Transistor Q2 in der Stromspiegelbeziehung stehen. Es resultiert auch eine Erhöhung der Gatekapazität des MOS-Transistors Q1. Folglich besteht ein Nachteil dahingehend, dass die Schaltungsfläche vergrößert wird, während der Effekt der Erhöhung der Schaltgeschwindigkeit nicht ausreichend groß ist.
Wenn ein Bedarf dahingehend besteht, einen großen Strom durch den MOS-Transistor Q1 fließen zu lassen, muss die Transistorgröße (W/L) des MOS-Transistors Q1 erhöht werden, was zu einer Zunahme der Gatekapazität Cg des MOS-Transistors Q1 führt. Es resultiert einer Zunahme der Anstiegszeit τ. Folglich weist auch diese weitere herkömmliche Schaltung den Nachteil auf, dass ein Hochgeschwindigkeits-Schalten des MOS-Transistors Q1 nur schwer durchgeführt werden kann.
In dem in dieser Art von Laserdiodentreiberschaltung verwendeten Oszillator wird die Frequenz des unerwünschten Emissionsrauschens von der Schaltung durch die Oszillationsfrequenz des Oszillators bestimmt, da das Oszillationsausgangssignal von dem Oszillator zur Steuerung der Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung verwendet wird. Daher ist ein Oszillator erforderlich, bei dem die Variation der Oszillationsfrequenz begrenzt ist und bei dem die Oszillationsfrequenz nicht leicht durch eine Temperaturänderung oder eine Änderung der Versorgungsspannung während des Betriebs verändert wird, und zwar unter Berücksichtigung der Einfachheit, mit der eine Einrichtung zur Unterdrückung eines unerwünschten Emissionsrauschens eingesetzt werden kann.
Beispielsweise ist ein Ringoszillator, wie er in 23 gezeigt ist, als herkömmlicher Oszillator bekannt, der dem in 19 gezeigten Oszillator entspricht.
Bei diesem Ringoszillator sind Inverter (Invertierungsvorrichtungen) 4, z. B. CMOS-Inverter, in Reihe in einer ungeraden Anzahl von Stufen verbunden, wie es in 23 gezeigt ist, und ein Ausgangssignal von der letzten Stufe wird in den Eingang der anfänglichen Stufe zur Durchführung einer selbstangeregten Oszillation zurückgeführt.
Die Oszillationsfrequenz f eines solchen Ringoszillators wird durch die folgende Gleichung (2) ausgedrückt: f = 1/2nτ (2)
In dieser Gleichung ist n die Anzahl von Stufen, in der die Inverter 4 verbunden sind und τ ist die Verzögerungszeit pro Stufe der Inverter 4.
Der Oszillator, der wie vorstehend beschrieben angeordnet ist, hat einen Nachteil dahingehend, dass sich die Betriebsgeschwindigkeit des Inverters 4 aufgrund einer Änderung der Betriebstemperatur, einer Änderung der Versorgungsspannung, eines Unterschieds zwischen den Bedingungen des Herstellungsverfahrens oder dergleichen ändert, und die Oszillationsfrequenz kann leicht stark variieren.
Von dem in 24 gezeigten Oszillator ist bekannt, das er so gestaltet ist, dass er bezüglich einer Variation der Oszillationsfrequenz verbessert ist. Das heißt, dass dieser Oszillator so gestaltet ist, dass er die Variation der Oszillationsfrequenz durch Bereitstellen eines Strombegrenzers für jeden der Inverter 5 bereitstellt, wobei der Begrenzer den Strom i begrenzt, der an die Inverter 5 abgegeben wird. Der Stromwert i des Strombegrenzers kann variabel gemacht werden, so dass die Oszillationsfrequenz geändert werden kann.
Dieser Oszillator weist jedoch auch den Nachteil auf, dass die Oszillationsfrequenz aufgrund von Änderungen der Versorgungsspannung oder einer Variation des Kapazitätswerts der kapazitiven Elemente Cm variiert. Es besteht auch ein Problem dahingehend, dass die Oszillationsfrequenz variiert, wie dies bei dem in 23 gezeigten Oszillator der Fall ist, wenn der Wert des Grenzstroms des Strombegrenzers hoch ist.
Die WO 99/65144 A1 betrifft eine analoge Gatesteuerung für isolierte Gateleistungshalbleiter, um die Strom- und Spannungsschaltkurven von isolierten Gateleistungshalbleiterschaltern zu steuern, insbesondere eine Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung, die eine Stromeinstellschaltung, in der ein Strom extern eingestellt wird, und eine Stromspiegelschaltung aufweist, die einen Ausgangsstrom in einem vorbestimmten Stromverhältnis zu dem eingestellten Strom entnimmt, und die als einen Abschnitt eine Rückkopplungsschaltung umfasst.
Patent Abstracts of Japan, 2000-252521 A betrifft eine lichtemittierende Elementansteuerschaltung, die einen einfachen Aufbau hat, und die in der Lage ist eine Stromwellenformanstiegszeit eines Transistors kurzzuschließen, der mit einem lichtemittierenden Element verbunden ist, insbesondere eine Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung umfassend eine Stromeinstellschaltung und eine Stromspiegelschaltung mit einer Rückkopplungsschaltung.
Im Hinblick auf die vorstehend beschriebenen Probleme ist eine erste Aufgabe der vorliegenden Erfindung die Bereitstellung einer Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung, die mit einer hohen Geschwindigkeit betrieben werden kann.
Eine zweite Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist die Bereitstellung einer Hochfrequenzstromquelle, die so angeordnet ist, dass sie durch Kombination mit der vorstehend genannten Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung einen Hochfrequenzstrom erzeugt.
Eine dritte Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist die Bereitstellung einer Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung, die bei einer hohen Geschwindigkeit betrieben werden kann, ohne dass der Stromverbrauch erhöht wird.
Eine vierte Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist die Bereitstellung einer Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung, bei der das Überschwingen bei einem Anstieg des Ausgangsstroms vermindert wird und die mit einer hohen Geschwindigkeit betrieben werden kann.
Eine fünfte Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist die Bereitstellung eines Oszillators, der so gestaltet ist, dass er die Oszillationsfrequenz stabilisiert sowie die Oszillationsgenauigkeit verbessert.
Eine sechste Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist die Bereitstellung einer Hochfrequenz-Überlagerungsschaltung, die bei einer hohen Geschwindigkeit stabil betrieben werden kann.
Eine beispielhafte Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung weist einen Ausgangstransistor auf, der einen Strom schaltet und ausgibt, und eine Steuerschaltung, die aus einem Sourcefolger ausgebildet ist, und die eine Schaltsteuerung des Ausgangstransistors durchführt, einen Ausgangsanschluss des Sourcefolgers, der mit einem Eingangsanschluss des Ausgangstransistors verbunden ist, wobei der Sourcefolger durch einen ersten Schalter mit einer Energieversorgung verbunden ist.
In der beispielhaften Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung ist ein zweiter Schalter an dem Eingangsanschluss bereitgestellt, mit dem der Eingangsanschluss des Ausgangstransistors in einen geerdeten Zustand oder in einen vorbestimmten Potenzialzustand gesetzt wird.
Die beispielhafte Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung umfasst ferner eine Vorspannungs-Erzeugungsschaltung, die eine vorbestimmte Vorspannung erzeugt, die an einen Eingangsanschluss des Sourcefolgers zu liefern ist.
In der beispielhaften Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung stehen ein vorbestimmter Transistor, der in die Vorspannungs-Erzeugungsschaltung einbezogen ist, und der Ausgangstransistor in einer Stromspiegel-Beziehung.
In der beispielhaften Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung umfasst die Vorspannungs-Erzeugungsschaltung ein Stabilisierungsmittel, das eine erzeugte Vorspannung stabilisiert.
In der beispielhaften Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung wird die Steuerung des Spannungseingangs an den Ausgangstransistor, wie es vorstehend beschrieben worden ist, direkt durch die Verwendung des Sourcefolgers ohne einen dazwischenliegenden Schalter durchgeführt. Daher kann der Ausgangstransistor so betrieben werden, dass er mit hoher Geschwindigkeit schaltet, während ein Überschwingen selbst in einem Fall begrenzt wird, bei dem ein großer Strom durch den Ausgangstransistor fließen gelassen wird.
In der beispielhaften Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung ist auch die Vorspannungs-Erzeugungsschaltung bereitgestellt und ein vorbestimmter Transistor, der in die Vorspannungs-Erzeugungsschaltung einbezogen ist, und der Ausgangstransistor stehen in einer Stromspiegel-Beziehung. In diesem Fall kann daher der Strom, der durch den Ausgangstransistor fließt, durch das Größenverhältnis der beiden Transistoren je nach Wunsch eingestellt werden.
Ferner umfasst die Vorspannungs-Erzeugungsschaltung in der beispielhaften Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung ein Stabilisierungsmittel zur Stabilisierung einer erzeugten Vorspannung. In diesem Fall kann daher eine Variation der Vorspannung von dem Sourcefolger vermindert werden, wenn der Sourcefolger einen Ein/Aus-Vorgang durchführt. Eine beispielhafte Hochfrequenzstromquelle weist eine Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung des Stromziehtyps (Drainstromtyp) und eine Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung des Stromversorgungstyps (Sourcestromtyp) auf und erzeugt einen Hochfrequenzstrom gemäß einem extern zugeführten Steuersignal. Die Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung des Stromziehtyps weist einen ersten Ausgangstransistor, der einen Strom schaltet und ausgibt, und eine erste Steuerschaltung auf, die aus einem ersten Sourcefolger ausgebildet ist und die eine Schaltsteuerung des ersten Ausgangstransistors durchführt, wobei ein Ausgangsanschluss des ersten Sourcefolgers mit einem Eingangsanschluss des ersten Ausgangstransistors verbunden ist, wobei der erste Sourcefolger durch einen ersten Schalter eine Versorgungsspannung zuführt. Die Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung des Stromversorgungstyps weist einen zweiten Ausgangstransistor, der einen Strom schaltet und ausgibt, und eine zweite Steuerschaltung auf, die aus einem zweiten Sourcefolger ausgebildet ist und die eine Schaltsteuerung des zweiten Ausgangstransistors durchführt, wobei ein Ausgangsanschluss des zweiten Sourcefolgers mit einem Eingangsanschluss des zweiten Ausgangstransistors verbunden ist, wobei der zweite Sourcefolger durch einen zweiten Schalter geerdet ist.
Wie vorstehend beschrieben werden in der beispielhaften Hochfrequenzstromquelle die Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung des Stromversorgungstyps und die Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung des Stromziehtyps, die für ein Schalten bei hoher Geschwindigkeit betrieben werden, kombiniert, wodurch ein Hochfrequenzstrom ohne Gleichstromkomponente erzeugt werden kann.
Eine erfindungsgemäße Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung weist eine Stromeinstellschaltung, in der ein Strom extern eingestellt wird, eine Auswahlschaltung, die einen Strompfad für einen eingestellten Strom, der von der Stromeinstellschaltung eingestellt worden ist, aus einem ersten Strompfad und einem zweiten Strompfad gemäß einem Eingangssignal auswählt, eine Stromspiegelschaltung, die einen Ausgangsstrom in einem vorbestimmten Stromverhältnis zu dem eingestellten Strom entnimmt, der durch den ersten Strompfad fließt, und die als einen Abschnitt eine Rückkopplungsschaltung umfasst, sowie eine Ausgangsstrom-Optimierungsschaltung auf, die den Anstieg des Ausgangsstroms der Stromspiegelschaltung durch Einstellen eines Phasenrands der Rückkopplungsschaltung optimiert.
Eine weitere erfindungsgemäße Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung weist eine Stromeinstellschaltung, bei der ein Strom extern eingestellt wird, eine Auswahlschaltung, die einen Strompfad für einen eingestellten Strom, der von der Stromeinstellschaltung eingestellt worden ist, aus einem ersten Strompfad und einem zweiten Strompfad gemäß einem Eingangssignal auswählt, und die einen ersten und einen zweiten Transistor umfasst, eine Stromspiegelschaltung, die einen dritten Transistor, der mit dem ersten Transistor in Reihe geschaltet ist, einen ersten Sourcefolger, der den dritten Transistor ansteuert, einen vierten Transistor, der eine Stromspiegel-Beziehung mit dem dritten Transistor ausbildet, und der einen gewünschten Ausgangsstrom entnimmt, und einen zweiten Sourcefolger umfasst, der den vierten Transistor unter den gleichen Bedingungen ansteuert wie der erste Folger, wobei eine Rückkopplungsschaltung zwischen dem dritten Transistor und dem ersten Sourcefolger ausgebildet ist, wobei der erste und der zweite Sourcefolger gemäß einem Ausgangssignal von dem dritten Transistor angesteuert werden, sowie eine Ausgangsstrom-Optimierungsschaltung auf, die den Anstieg des Ausgangsstroms der Stromspiegelschaltung durch Einstellen eines Phasenrands der Rückkopplungsschaltung optimiert.
In der erfindungsgemäßen Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung weist die Ausgangsstrom-Optimierungsschaltung ein variables Widerstandselement, das zwischen einer Ausgangsseite des ersten Sourcefolgers und einer Ausgangsseite des zweiten Sourcefolgers geschaltet ist, und bei dem zwischen einem niedrigen Widerstand und einem hohen Widerstand gewechselt werden kann, ein Vergleichsmittel, das einen Ausgangsstrom von dem vierten Transistor mit einem vorbestimmten Wert vergleicht, wenn der Ausgangsstrom ansteigt, und welches das variable Widerstandselement von dem niedrigen Widerstand zu dem hohen Widerstand ändert, wenn der Ausgangsstrom den vorbestimmten Wert überschreitet, sowie ein Initialisierungsmittel auf, welches das variable Widerstandselement von dem hohen Widerstand zu dem niedrigen Widerstand ändert, wenn der Ausgangsstrom von dem vierten Transistor abfällt.
In der erfindungsgemäßen Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung umfasst das variable Widerstandselement einen MOS-Transistor.
In der erfindungsgemäßen Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung weist die Ausgangsstrom-Optimierungsschaltung ein Widerstandselement mit einem vorbestimmten Widerstandswert auf und ist zwischen die Ausgangsseite des ersten Sourcefolgers und die Ausgangsseite des zweiten Sourcefolgers geschaltet.
In der erfindungsgemäßen Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung ist das Widerstandselement aus Polysilicium hergestellt.
Wie vorstehend beschrieben ist die erfindungsgemäße Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung mit der Stromspiegelschaltung mit einer Rückkopplungsschaltung als einem Abschnitt davon und mit der Ausgangsstrom-Optimierungsschaltung bereitgestellt, die den Anstieg des Ausgangsstroms der Stromspiegelschaltung durch Einstellen des Phasenrands der Rückkopplungsschaltung optimiert.
In der erfindungsgemäßen Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung kann daher die Anstiegszeit des Ausgangsstroms verkürzt werden und ein Überschreiten des Ausgangsstroms kann unterdrückt werden.
Ein beispielhafter Oszillator weist ein Oszillationsmittel, in welchem die Oszillationsfrequenz auf der Basis eines extern zugeführten Stroms oder einer extern zugeführten Spannung gesteuert wird, eine Konstantstromquellenschaltung, ein Ladungsmittel, das einen Kondensator mit einem konstanten Strom von der Konstantstromquellenschaltung auf der Basis eines Oszillationsausgangssignals von dem Oszillationsmittel lädt, und ein Steuermittel auf, das den Strom oder die Spannung zur Steuerung der Oszillationsfrequenz des Oszillationsmittels auf der Basis der elektrischen Ladung, die in dem Kondensator gespeichert ist, und eines vorbestimmten Referenzwerts erzeugt.
In dem beispielhaften Oszillator erzeugt die Konstantstromquellenschaltung den konstanten Strom auf der Basis einer Bandabstandsspannung.
In dem beispielhaften Oszillator umfasst das Steuermittel einen Integrator, der aus einem Operationsverstärker und einem integrierenden Kondensator ausgebildet ist, wobei der Integrator die Integration auf der Basis der über dem Kondensator aufgeladenen Spannung und des vorbestimmten Referenzwerts durchführt, und der Strom oder die Spannung zur Steuerung der Oszillationsfrequenz des Oszillationsmittels wird auf der Basis eines integrierten Ausgangssignals von dem Integrator erzeugt.
In dem beispielhaften Oszillator ist das Oszillationsmittel ein stromgesteuerter Oszillator, das Steuermittel umfasst eine Spannung-Strom-Umwandlungsschaltung, die das Ausgangssignal von dem Integrator in einen Strom umwandelt, und ein Ausgangsstrom von der Spannung-Strom-Umwandlungsschaltung wird dem stromgesteuerten Oszillator zugeführt.
In dem beispielhaften Oszillator ist die Konstantsstromquellenschaltung so angeordnet, dass der darin erzeugte konstante Strom gemäß dem Wert eines Widerstands variabel ist, und die Oszillationsfrequenz des Oszillationsmittels wird auf der Basis der Änderung des Widerstandswerts geändert.
In dem beispielhaften Oszillator ist ein Frequenzteiler, der die Frequenz des Oszillationsausgangssignals von dem Oszillationsmittel teilt, zwischen dem Oszillationsmittel und dem Steuermittel angeordnet.
In dem beispielhaften Oszillator ist der Frequenzteiler so angeordnet, dass dessen Teilungsverhältnis variabel ist und die Oszillationsfrequenz wird auf der Basis des Teilungsverhältnisses verändert.
In dem so angeordneten beispielhaften Oszillator kann die Oszillationsfrequenz auf der Basis des Werts des konstanten Stroms zum Laden des Kondensators und des vorbestimmten Referenzwerts (Referenzspannung) bestimmt werden, die erforderlich sind, wenn der Strom oder die Spannung zur Steuerung der Oszillationsfrequenz erzeugt wird. Es ist möglich, diese Werte zu erhalten, während das Ausmaß minimiert wird, zu dem sie durch eine Variation der Versorgungsspannung oder der Betriebstemperatur beeinflusst werden.
In dem beispielhaften Oszillator kann daher der Grad des Einflusses einer Variation der Versorgungsspannung oder der Betriebstemperatur auf die Oszillationsfrequenz zur Stabilisierung der Oszillationsfrequenz sowie zur Verbesserung der Oszillationsgenauigkeit minimiert werden.
Eine beispielhafte Hochfrequenz-Überlagerungsschaltung weist einen Oszillator und eine Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung auf, die ein Hochgeschwindigkeits-Schalten eines Ausgangsstroms auf der Basis eines Oszillationsausgangssignals von dem Oszillator ausführt. Die Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung weist einen Ausgangstransistor, der einen Strom schaltet und ausgibt, und eine Steuerschaltung auf, die aus einem Sourcefolger ausgebildet ist und die eine Schaltsteuerung des Ausgangstransistors durchführt. Ein Ausgangsanschluss des Sourcefolgers ist mit einem Eingangsanschluss des Ausgangstransistors verbunden und der Sourcefolger ist durch einen Schalter mit einer Energieversorgung verbunden.
In der beispielhaften Hochfrequenz-Überlagerungsschaltung weist der Oszillator ein Oszillationsmittel, in welchem die Oszillationsfrequenz auf der Basis eines extern zugeführten Stroms oder einer extern zugeführten Spannung gesteuert wird, eine Konstantstromquellenschaltung, ein Ladungsmittel, das einen Kondensator mit einem konstanten Strom von der Konstantstromquellenschaltung auf der Basis eines Oszillationsausgangssignals von dem Oszillationsmittel lädt, und ein Steuermittel auf, das den Strom oder die Spannung zur Steuerung der Oszillationsfrequenz des Oszillationsmittels auf der Basis der elektrischen Ladung, die in dem Kondensator gespeichert ist, und eines vorbestimmten Referenzwerts erzeugt.
Die so angeordnete beispielhafte Hochfrequenz-Überlagerungsschaltung ermöglich den stabilen Betrieb einer Laserdiode bei hoher Geschwindigkeit.
Eine andere beispielhafte Hochfrequenz-Überlagerungsschaltung weist einen Oszillator und eine Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung auf, die ein Hochgeschwindigkeits-Schalten eines Ausgangsstroms auf der Basis eines Oszillationsausgangssignals von dem Oszillator ausführt. Die Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung weist eine Stromeinstellschaltung, bei der ein Strom extern eingestellt wird, eine Auswahlschaltung, die einen Strompfad für einen eingestellten Strom, der von der Stromeinstellschaltung eingestellt worden ist, aus einem ersten Strompfad und einem zweiten Strompfad gemäß einem Eingangssignal auswählt, eine Stromspiegelschaltung, die einen Ausgangsstrom in einem vorbestimmten Stromverhältnis zu dem eingestellten Strom entnimmt, der durch den ersten Strompfad fließt, und die als einen Abschnitt eine Rückkopplungsschaltung umfasst, sowie eine Ausgangsstrom-Optimierungsschaltung auf, die den Anstieg des Ausgangsstroms der Stromspiegelschaltung durch Einstellen eines Phasenrands der Rückkopplungsschaltung optimiert.
Die so angeordnete beispielhafte Hochfrequenz-Überlagerungsschaltung ermöglicht ein schnelleres Anlaufen des Betriebs der Laserdiode und die Laserdiode kann stabil betrieben werden.
1 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Konfiguration eines ersten Beispiels einer Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung zur Erklärung der Erfindung zeigt;
2 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Konfiguration eines zweiten Beispiels der Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung zur Erklärung der Erfindung zeigt;
3 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Konfiguration eines dritten Beispiels der Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung zur Erklärung der Erfindung zeigt;
4 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Konfiguration eines vierten Beispiels der Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung zur Erklärung der Erfindung zeigt;
5 ist ein Blockdiagramm, das schematisch eine Konfiguration eines Beispiels einer Hochfrequenzstromquelle zur Erklärung der Erfindung zeigt;
6 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine konkrete Konfiguration von 5 zeigt;
7 ist ein Wellenformdiagramm, das ein Beispiel einer Ausgangssignalwellenform in der Ausführungsform der Hochfrequenzstromquelle zur Erklärung der Erfindung ist;
8 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Konfiguration einer ersten Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung zeigt;
9 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Konfiguration einer in 8 gezeigten Ausgangsstrom-Optimierungsschaltung zeigt;
10 ist ein Diagramm zur Erläuterung einer Ausgangsstromcharakteristik der in 8 gezeigten ersten Ausführungsform;
11 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Konfiguration einer zweiten Ausführungsform einer anderen erfindungsgemäßen Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung zeigt;
12 ist ein Diagramm zur Erläuterung einer Ausgangsstromcharakteristik der in 11 gezeigten zweiten Ausführungsform;
13 ist ein Ersatzschaltungsdiagramm einer Rückkopplungsschaltung der in 11 gezeigten zweiten Ausführungsform, wenn der Ausgangsstrom ansteigt;
14 ist ein Schaltungsdiagramm (Blockdiagramm), das eine Konfiguration einer Ausführungsform eines beispielhaften Oszillators zeigt;
15 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine konkretere Konfiguration einer Periodenvergleichsschaltung von 14 zeigt;
16 ist ein Wellenformdiagramm von Abschnitten einer Periodenvergleichsschaltung zur Erläuterung des Betriebs der Periodenvergleichsschaltung.
17 ist ein Diagramm, das eine Konfiguration einer ersten Ausführungsform einer beispielhaften Hochfrequenz-Überlagerungsschaltung zeigt;
18 ist ein Diagramm, das eine Konfiguration einer zweiten Ausführungsform der beispielhaften Hochfrequenz-Überlagerungsschaltung zeigt;
19 ist ein Blockdiagramm einer herkömmlichen Laserdioden-Treiberschaltung;
20 ist ein Schaltungsdiagramm einer herkömmlichen Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung;
21 ist ein Diagramm, das eine konkrete Konfiguration eines Schalters in 20 zeigt;
22 ist ein Schaltungsdiagramm einer anderen herkömmlichen Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung;
23 ist ein Blockdiagramm, das eine Konfiguration eines herkömmlichen Oszillators zeigt; und
24 ist ein Blockdiagramm, das eine Konfiguration eines anderen herkömmlichen Oszillators zeigt.
Nachstehend werden erfindungsgemäße Ausführungsformen und erklärende Beispiele unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben.
Eine Konfiguration eines ersten Beispiels einer Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung wird unter Bezugnahme auf 1 beschrieben.
Wie es in 1 gezeigt ist, weist das erste Beispiel der Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung zur Erklärung der Erfindung einen n-Typ-MOS-Transistor Q11, der einen Strom schaltet und ausgibt, und eine Steuerschaltung 11 auf, die eine Schaltsteuerung des MOS-Transistors Q11 durchführt.
In der Steuerschaltung 11 ist ein Sourcefolger durch einen n-Typ-MOS-Transistor Q12 und eine Konstantstromquelle I2 ausgebildet, die eine Last an dem Transistor Q12 ist. Ein Schalter SW11, der z. B. aus einem MOS-Transistor ausgebildet ist, ist mit dem MOS-Transistor Q12 zur Ausführung einer Schaltsteuerung eines Stroms verbunden, der durch den MOS-Transistor Q12 fließt. Die Steuerschaltung 11 umfasst einen Schalter SW12, der das Gate des MOS-Transistors 11 erden kann.
Insbesondere ist ein Gate des MOS-Transistors 12 mit einem Vorspannungsanschluss 12 verbunden und eine an dem Vorspannungsanschluss 12 zugeführte Vorspannung Vb wird an das Gate angelegt. Ebenso ist ein Drain des MOS-Transistors Q12 über den Schalter SW11 mit einer Energieversorgungsleitung 13 verbunden und eine Source des MOS-Transistors Q12 ist über die Konstantstromquelle I2 geerdet.
Die Source des MOS-Transistors Q12 ist mit dem Gate des MOS-Transistors Q11 verbunden und dieses Gate kann über den Schalter SW12 geerdet werden. Der Drain des MOS-Transistors Q11 ist mit einem Ausgangsanschluss 14 verbunden und die Source des MOS-Transistors Q11 ist geerdet.
Die zur Pegelverschiebung verwendete Konstantstromquelle I2 kann durch einen Widerstand oder einen MOS-Transistor ersetzt werden.
Nachstehend wird der Betrieb des so ausgebildeten ersten Beispiels unter Bezugnahme auf die 1 beschrieben.
In dem ersten Beispiel wird die Vorspannung Vb während des Betriebs an das Gate des MOS-Transistors Q12 angelegt.
In einem Zustand, bei dem der Schalter SW11 unterbrochen ist, während der Schalter SW12 geschlossen ist, ist das Gate des MOS-Transistors Q11 durch den Schalter SW12 geerdet, das Potenzial am Gate beträgt 0 V, der MOS-Transistor Q11 befindet sich im Aus-Zustand und daher fließt kein Ausgangsstrom I_Ausgang durch den MOS-Transistor Q11.
Andererseits wird in einem Zustand, bei dem der Schalter SW11 geschlossen ist, während der Schalter SW12 unterbrochen ist, die Sourcespannung des MOS-Transistors Q12 an das Gate des MOS-Transistors Q11 angelegt und dadurch wird Ladung an das Gate geliefert, so dass die Gatespannung Vg erhöht wird. Der MOS-Transistor Q11 wird dadurch eingeschaltet und ein Ausgangsstrom I_Ausgang fließt durch den MOS-Transistor Q11.
Folglich wird die Gatespannung Vg an dem MOS-Transistor Q11 durch abwechselndes Schließen der Schalter SW11 und SW12 der Steuerschaltung 11 zur Durchführung des Schaltvorgangs gesteuert. Der Ausgangsstrom I_Ausgang wird dadurch durch den MOS-Transistor Q11 als intermittierender Strom fließen gelassen.
Wenn der Übertragungsleitwert des MOS-Transistors Q12 gm, der Substrateffekt-Übertragungsleitwert gds und gm >> gds ist, dann wird die Ausgangsimpedanz Zo des MOS-Transistors Q12 durch die Gleichung (3) ausgedrückt: Zo ≈ 1/gm (3)
Dadurch wird dann, wenn die Gatekapazität des MOS-Transistors Q11 Cg ist, die Zeit τ, während der die Gatespannung Vg des MOS-Transistors Q11 von 0 V auf ein vorbestimmtes Potenzial steigt, durch die folgende Gleichung (4) ausgedrückt: τ = Zo × Cg = Cg/gm (4)
Der Übertragungsleitwert gm des MOS-Transistors Q12 kann leicht erhöht werden. Bei einem Vergleich zwischen der Gleichung (4) und der Gleichung (1) ist es schwierig, den Einschaltwiderstand Ron des Schalters SW2 sowie den Wert 1/Gm des MOS-Transistors Q12 reduzieren, wohingegen 1/gm des MOS-Transistors Q12 einfach reduziert werden kann. Wenn die Schaltung so ausgebildet wird, dass 1/gm << R, dann kann die Anstiegszeit τ der Gatespannung Vg des MOS-Transistors viel kürzer sein als bei einer herkömmlichen Schaltung. Folglich kann der MOS-Transistor Q11 so betrieben werden, dass er ein Hochgeschwindigkeits-Schalten ausführt, z. B. bei 400 MHz.
Gemäß dem ersten Beispiel, die vorstehend beschrieben worden ist, wird die Steuerung der Gatespannung an dem MOS-Transistor Q11, der ein Ausgangstransistor ist, unter Verwendung eines Sourcefolgers durchgeführt, wodurch der MOS-Transistor Q11 den Schaltvorgang selbst in dem Fall mit hoher Geschwindigkeit ausführen kann, wenn ein großer Strom durch den MOS-Transistor Q11 fließen gelassen wird.
Als nächstes wird ein zweites Beispiel der Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung zur Erklärung der Erfindung unter Bezugnahme auf 2 beschrieben.
Das zweite Beispiel der Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung ist so angeordnet, dass ein Verfahren zum Anlegen der Vorspannung Vb an das Gate des MOS-Transistors Q12 in dem in 1 gezeigten ersten Beispiel in einer konkreten Form angegeben wird, und dass der durch den MOS-Transistor Q11 gezogene Strom I_Ausgang über das Größenverhältnis des Transistors je nach Wunsch eingestellt werden kann, wie es vorstehend beschrieben worden ist.
In dem zweiten Beispiel wird daher die in 1 gezeigte Steuerschaltung 11 durch eine in 2 gezeigte Steuerschaltung 11A ersetzt und eine Vorspannungs-Erzeugungsschaltung 21 und ein n-Typ-MOS-Transistor Q21 werden hinzugefügt, wie es in 2 gezeigt ist. Nachstehend wird die Konfiguration des zweiten Beispiels beschrieben.
Wie es in 2 gezeigt ist, ist die Konfiguration der Steuerschaltung 11A im Wesentlichen mit der Konfiguration der in 1 gezeigten Steuerschaltung 11 identisch, jedoch unterscheidet sich die Steuerschaltung 11A von der Steuerschaltung 11 darin, dass die in 1 gezeigte Konstantstromquelle I2 durch einen MOS-Transistor Q22 ersetzt ist.
Der MOS-Transistor Q21 ist zwischen dem Drain des MOS-Transistors Q11 und dem Ausgangsanschluss 14 eingesetzt, der in Reihe mit dem Drain des MOS-Transistors Q11 verbunden wird.
Wie es in 2 gezeigt ist, wird die Vorspannungs-Erzeugungsschaltung 21 z. B. aus einer Konstantstromquelle I3, einem n-Typ-MOS-Transistor Q23 und einem n-Typ-MOS-Transistor Q24 ausgebildet, und diese Komponenten werden in Reihe zwischen einer Energieversorgungsleitung 13 und der Masse verbunden.
Der MOS-Transistor Q23, der MOS-Transistor Q12 und der MOS-Transistor Q21 bilden einen Stromspiegel. Das heißt, das Gate und der Drain des MOS-Transistors Q23 sind mit einem gemeinsamen Verbindungspunkt verbunden, der mit jedem der Gates des MOS-Transistors Q12 und des MOS-Transistors Q21 verbunden ist.
Auch der MOS-Transistor Q24 und der MOS-Transistor Q22 bilden einen Stromspiegel. Das heißt, das Gate und der Drain des MOS-Transistors Q24 sind mit einem gemeinsamen Verbindungspunkt verbunden, der mit dem Gate des MOS-Transistors Q22 verbunden ist.
Bezüglich der anderen Aspekte ist die Konfiguration des zweiten Beispiels mit der Konfiguration der in 1 gezeigten ersten Beispiels identisch. Daher werden die gleichen Komponenten mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet und deren Beschreibung wird nicht wiederholt.
Nachstehend wird der Betrieb des so angeordneten zweiten Beispiels unter Bezugnahme auf 2 beschrieben.
In dem zweiten Beispiel wird die Vorspannung Vb von der Vorspannungs-Erzeugungsschaltung 21 während des Betriebs an das Gate des MOS-Transistors Q12 angelegt.
In einem Zustand, bei dem der Schalter SW11 unterbrochen ist, während der Schalter SW12 geschlossen ist, ist das Gate des MOS-Transistors Q11 durch den Schalter SW12 geerdet, der MOS-Transistor Q11 befindet sich im Aus-Zustand und daher fließt kein gezogener Strom (Drainstrom) I_Ausgang durch den MOS-Transistor Q11.
Andererseits wird in einem Zustand, bei dem der Schalter SW11 geschlossen ist, während der Schalter SW12 unterbrochen ist, die Sourcespannung des MOS-Transistors Q12 zur Erhöhung der Gatespannung Vg an das Gate des MOS-Transistors Q11 angelegt. Der MOS-Transistor Q11 wird dadurch eingeschaltet und gezogener Strom I_Ausgang fließt durch den MOS-Transistor Q11.
Wie vorstehend erwähnt bilden der MOS-Transistor Q24 und der MOS-Transistor Q22 einen Stromspiegel und der MOS-Transistor Q23 und der MOS-Transistor Q12 bilden auch einen Stromspiegel.
Daher wird das gleiche Potenzial an die Gates der MOS-Transistoren Q24 und Q22 angelegt, so dass der Strom gemäß dem Verhältnis der Transistorgrößen dieser beiden Transistoren durch den MOS-Transistor Q22 fließt.
Wenn das Größenverhältnis der MOS-Transistoren Q23 und Q12 mit dem Größenverhältnis der MOS-Transistoren Q24 und Q22 identisch ist, dann sind die Gate-Sourcespannungen Vgs der MOS-Transistoren Q23 und Q12 gleich. Da die Gatespannungen an den MOS-Transistoren Q23 und Q12 gleich sind, weisen die MOS-Transistoren Q23 und Q12 gleiche Sourcespannungen auf. Entsprechend sind die Gatespannungen an den MOS-Transistoren Q24 und Q11 gleich. Da sich die beiden Transistoren in der Stromspiegel-Beziehung befinden, wird der Strom I_Ausgang, der durch den MOS-Transistor Q11 fließt, durch die nachstehende Gleichung (5) ausgedrückt: IAusgang = I × (K1/K2) (5)
In dieser Gleichung ist I der Strom, der durch den MOS-Transistor Q24 fließt, K1 ist die Transistorgröße des MOS-Transistors Q11 und K2 ist die Transistorgröße des MOS-Transistors Q24.
In dem zweiten Beispiel wird wie vorstehend beschrieben die Steuerung der Gatespannung an dem MOS-Transistor Q11 unter Verwendung eines Sourcefolgers durchgeführt, wodurch der gleiche Effekt wie bei der ersten Ausführungsform erreicht wird.
Auch in dem zweiten Beispiel ist die Vorspannungs-Erzeugungsschaltung 21 bereitgestellt und die Anordnung ist derart, dass der MOS-Transistor Q24 und der MOS-Transistor Q11, welche die Vorspannungs-Erzeugungsschaltung 21 bilden, eine Stromspiegel-Beziehung aufweisen. Daher ist es möglich, den Strom, der durch den MOS-Transistor Q11 fließt, durch das Größenverhältnis der MOS-Transistoren Q11 und Q24 je nach Wunsch einzustellen.
Ferner ist in dem zweiten Beispiel die Drainspannung des MOS-Transistors Q11 durch den MOS-Transistor Q21 fixiert, so dass die Abhängigkeit des Ausgangsstroms I_Ausgang von der Ausgangsanschlussspannung selbst in einer Situation verringert werden kann, wenn das Potenzial an dem Ausgangsanschluss 14 fluktuiert.
Als nächstes wird ein drittes Beispiel der Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung zur Erklärung der Erfindung unter Bezugnahme auf 3 beschrieben.
Das dritte Beispiel der Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung ist so angeordnet, dass ein Verfahren zum Anlegen der Vorspannung Vb an das Gate des MOS-Transistors Q12 in der in 1 gezeigten ersten Ausführungsform in einer konkreten Form angegeben wird, und dass der durch den MOS-Transistor Q11 gezogene Strom I_Ausgang über das Größenverhältnis des Transistors je nach Wunsch eingestellt werden kann, wie es nachstehend beschrieben ist.
In dem dritten Beispiel wird daher die in 1 gezeigte Steuerschaltung 11 durch eine in 3 gezeigte Steuerschaltung 11B ersetzt und eine Vorspannungs-Erzeugungsschaltung 31 wird hinzugefügt, wie es in 3 gezeigt ist. Nachstehend wird die Konfiguration des dritten Beispiels beschrieben.
Wie es in 3 gezeigt ist, ist die Konfiguration der Steuerschaltung 11B im Wesentlichen mit der Konfiguration der in 1 gezeigten Steuerschaltung 11 identisch, jedoch ist die in 1 gezeigte Konstantstromquelle I2 durch einen MOS-Transistor Q22 ersetzt und das Gate des MOS-Transistors Q22 ist mit einer Energieversorgungsleitung 13 verbunden.
Wie es in 3 gezeigt ist, ist die Vorspannungs-Erzeugungsschaltung 31 aus den n-Typ-MOS-Transistoren Q31 bis Q34, usw., aufgebaut. Der MOS-Transistor Q31 und der MOS-Transistor Q32 sind in Reihe zwischen der Energieversorgungsleitung 13 und der Masse verbunden und der MOS-Transistor Q33 und der MOS-Transistor Q34 sind in Reihe zwischen der Energieversorgungsleitung 13 und der Masse verbunden
Der MOS-Transistor Q31 wirkt als Konstantstromquelle, wobei der MOS-Transistor Q31 mit einer vorbestimmten Vorspannung versorgt wird, die an das Gate desselben angelegt wird.
Die Spannung an einem gemeinsamen Verbindungspunkt zwischen dem MOS-Transistor Q31 und dem MOS-Transistor Q32 wird als Vorspannung Vb entnommen, die an die Gates der MOS-Transistoren Q33 und Q12 angelegt wird. Folglich stehend die MOS-Transistoren Q33 und Q12 in einer Stromspiegel-Beziehung.
Ferner weist der MOS-Transistor Q33 eine Rückkopplungsschaltung zur Stabilisierung der Vorspannung Vb auf, die durch den MOS-Transistor Q32 ausgebildet wird. Ein Kondensator C11 zur Verhinderung eine Oszillation ist zwischen dem Gate des MOS-Transistors Q33 und der Masse geschaltet.
Auch das Gate des MOS-Transistors Q34 ist wie das Gate des MOS-Transistors Q22 mit der Energieversorgungsleitung 13 verbunden und die gleiche Spannung wird an das Gate angelegt. Folglich stehend die MOS-Transistoren Q34 und Q22 in einer Stromspiegel-Beziehung.
Bezüglich der anderen Aspekte ist die Konfiguration des dritten Beispiels mit der Konfiguration des in 1 gezeigten ersten Beispiels identisch. Daher werden die gleichen Komponenten mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet und deren Beschreibung wird nicht wiederholt.
Nachstehend wird der Betrieb des so angeordneten dritten Beispiels unter Bezugnahme auf 3 beschrieben.
In dem dritten Beispiel wird die Vorspannung Vb von der Vorspannungs-Erzeugungsschaltung 31 während des Betriebs an das Gate des MOS-Transistors Q12 angelegt.
In einem Zustand, bei dem der Schalter SW11 unterbrochen ist, während der Schalter SW12 geschlossen ist, ist das Gate des MOS-Transistors Q11 durch den Schalter SW12 geerdet, der MOS-Transistor Q11 befindet sich im Aus-Zustand und daher fließt kein gezogener Strom (Drainstrom) I_Ausgang durch den MOS-Transistor Q11.
Andererseits wird in einem Zustand, bei dem der Schalter SW11 geschlossen ist, während der Schalter SW12 unterbrochen ist, die Sourcespannung des MOS-Transistors Q12 zur Erhöhung der Gatespannung Vg an das Gate des MOS-Transistors Q11 angelegt. Der MOS-Transistor Q11 wird dadurch eingeschaltet und gezogener Strom I_Ausgang fließt durch den MOS-Transistor Q11.
Wie vorstehend erwähnt bilden der MOS-Transistor Q34 und der MOS-Transistor Q22 einen Stromspiegel und der MOS-Transistor Q33 und der MOS-Transistor Q12 bilden auch einen Stromspiegel.
Daher wird das gleiche Potenzial an die Gates der MOS-Transistoren Q34 und Q22 angelegt, so dass der Strom gemäß dem Verhältnis der Transistorgrößen dieser beiden Transistoren durch den MOS-Transistor Q22 fließt.
Wenn das Größenverhältnis der MOS-Transistoren Q33 und Q12 mit dem Größenverhältnis der MOS-Transistoren Q34 und Q22 identisch ist, dann sind die Gate-Sourcespannungen Vgs der MOS-Transistoren Q33 und Q12 gleich. Da die Gatespannungen an den MOS-Transistoren Q33 und Q12 gleich sind, weisen die MOS-Transistoren Q33 und Q12 gleiche Sourcespannungen auf. Entsprechend sind die Gatespannungen an den MOS-Transistoren Q32 und Q11 gleich. Da sich die beiden Transistoren in der Stromspiegel-Beziehung befinden, wird der Strom I_Ausgang, der durch den MOS-Transistor Q11 fließt, durch die nachstehende Gleichung (6) ausgedrückt: IAusgang = I × (K1/K3) (6)
In dieser Gleichung ist I der Strom, der durch den MOS-Transistor Q32 fließt, K1 ist die Transistorgröße des MOS-Transistors Q11 und K3 ist die Transistorgröße des MOS-Transistors Q32.
In dem dritten Beispiel, wie sie in 3 gezeigt ist, weist der MOS-Transistor Q33 eine durch den MOS-Transistor Q32 ausgebildete Rückkopplungsschaltung zur Stabilisierung der erzeugten Vorspannung Vb auf. Nachstehend wird dieses beschrieben.
Wenn die Ausgangsimpedanz der MOS-Transistoren Q31 und Q32 den Wert Zo hat und der Leitwert des MOS-Transistors Q32 den Wert gm hat, dann ergibt sich die Verstärkung G der durch den MOS-Transistor Q32 und die anderen Komponenten gebildeten offenen Schleife durch die folgende Gleichung (7): G = –(gm/Zo) (7)
Selbst wenn das Ausgangssignal von dieser offenen Schleife (die Sourcespannung des MOS-Transistors Q33) geändert wird, wird es an das Gate des MOS-Transistors Q33 zurückgeführt, während die Änderung durch die Rückkopplungsschaltung mit Zo/gm multipliziert wird. Da Zo/gm << 1 und da das Ausmaß der Rückkopplung extrem klein ist, ist die Änderung der Vorspannung Vb extrem klein.
Folglich wird die Änderung der an das Gate des MOS-Transistors Q12 angelegten Vorspannung Vb beim Ein- oder Ausschalten des MOS-Transistors Q12 durch die Rückkopplungsschaltung verringert.
In dem dritten Beispiel wird wie vorstehend beschrieben die Steuerung der Gatespannung an dem MOS-Transistor Q11 unter Verwendung eines Sourcefolgers durchgeführt, wodurch der gleiche Effekt wie bei dem ersten Beispiel erreicht wird.
Auch in dem dritten Beispiel ist die Vorspannungs-Erzeugungsschaltung 31 bereitgestellt und die Anordnung ist derart, dass der MOS-Transistor Q32 und der MOS-Transistor Q11, welche die Vorspannungs-Erzeugungsschaltung 31 ausbilden, eine Stromspiegel-Beziehung aufweisen. Daher ist es möglich, den Strom, der durch den MOS-Transistor Q11 fließt, durch das Größenverhältnis der MOS-Transistoren Q11 und Q32 je nach Wunsch eingestellt werden.
Als nächstes wird ein viertes Beispiel der Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung zur Erklärung der Erfindung unter Bezugnahme auf 4 beschrieben.
Während es sich bei dem MOS-Transistor Q11 des ersten bis dritten Beispiels um einen n-Typ-Transistor des Stromziehtyps (Drainstromtyp) handelt, wird als entsprechender Transistor in dem vierten Beispiel ein Transistor des Stromversorgungstyps (Sourcestromtyp) bereitgestellt.
In dem vierten Beispiel wird daher der in 1 gezeigte n-Typ-MOS-Transistor Q11 durch einen p-Typ-MOS-Transistor Q41 ersetzt und die in 1 gezeigte Steuerschaltung 11 wird durch eine Steuerschaltung 11C ersetzt.
Das heißt, in der Steuerschaltung 11C ist ein Sourcefolger durch einen p-Typ-MOS-Transistor Q42 und eine Konstantstromquelle I2 ausgebildet, die eine Last an dem p-Typ-MOS-Transistor Q42 ist. Ein Schalter SW11, der z. B. aus einem MOS-Transistor ausgebildet ist, ist mit dem MOS-Transistor Q42 zur Ausführung einer Schaltsteuerung eines Stroms verbunden, der durch den MOS-Transistor Q42 fließt. Die Steuerschaltung 11C umfasst einen Schalter SW12 zur Verbindung des Gates des MOS-Transistors Q41 mit einer Energieversorgungsleitung 13.
Insbesondere ist das Gate des MOS-Transistors Q42 mit einem Vorspannungsanschluss 12 verbunden und eine an dem Vorspannungsanschluss 12 zugeführte Vorspannung Vb wird an das Gate angelegt. Auch der Drain des MOS-Transistors Q42 kann über den Schalter SW11 geerdet werden und die Source des MOS-Transistors Q42 ist über die Konstantstromquelle 12 mit der Energieversorgungsleitung 13 verbunden.
Die Source des MOS-Transistors Q42 ist mit dem Gate des MOS-Transistors Q41 verbunden und dieses Gate kann über den Schalter SW12 mit der Energieversorgungsleitung 13 verbunden werden. Der Drain des MOS-Transistors Q41 ist mit einem Ausgangsanschluss 14 verbunden und die Source des MOS-Transistors Q41 ist mit der Energieversorgungsleitung 13 verbunden.
Die zur Pegelverschiebung verwendete Konstantstromquelle I2 kann durch einen Widerstand oder einen MOS-Transistor ersetzt werden.
In dem so angeordneten vierten Beispiel wird die Gatespannung Vg an dem MOS-Transistor Q41 durch abwechselndes Schließen der Schalter SW11 und SW12 der Steuerschaltung 11C zur Durchführung des Schaltvorgangs gesteuert. Der Ausgangsstrom I_Ausgang wird dadurch durch den MOS-Transistor Q41 als intermittierender Strom fließen gelassen.
In dem vierten Beispiel wirkt der MOS-Transistor Q41 jedoch als Stromabgabetyp, während der MOS-Transistor Q11 in der ersten Ausführungsform als Stromziehtyp wirkt. In dieser Hinsicht unterscheiden sich die beiden Ausführungsformen voneinander.
Gemäß dem vierten Beispiel, die vorstehend beschrieben worden ist, wird die Steuerung der Gatespannung an dem MOS-Transistor Q41, der ein Ausgangstransistor ist, unter Verwendung eines Sourcefolgers durchgeführt, wodurch der MOS-Transistor Q41 den Schaltvorgang selbst in dem Fall mit hoher Geschwindigkeit ausführen kann, wenn ein großer Strom durch den MOS-Transistor Q41 fließen gelassen wird.
Das vierte Beispiel entspricht dem in 1 gezeigten ersten Beispiel. Das erste Beispiel in dem Modus des vierten Beispiels kann jedoch in einer konkreten Form angeordnet werden, die dem zweiten Beispiel oder dem dritten Beispiel entspricht, wie sie in einer konkreten Form entsprechend dem zweiten oder dritten Beispiel angeordnet ist.
Als nächstes wird die Konfiguration eines Beispiels der Hochfrequenzstromquelle zur Erklärung der Erfindung unter Bezugnahme auf 5 beschrieben.
Dieses Beispiel der Hochfrequenzstromquelle wird durch Kombinieren einer Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung des Stromversorgungstyps 51 (Sourcestromtyp) und einer Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung des Stromziehtyps 52 (Drainstromtyp) ausgebildet, so dass ein Hochfrequenzstrom I_Ausgang erzeugt wird, wie es z. B. in 7 gezeigt ist.
In diesem Beispiel wird daher der Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung 51 ein externes Steuersignal (Schaltsignal) durch einen Inverter 53 zugeführt und das gleiche Steuersignal wird direkt der Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung 52 zugeführt. Auf der Basis des Steuersignals stoppt die Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung 52 das Ziehen des Stroms, wenn die Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung 51 den Strom zuführt und die Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung 51 stoppt die Zuführung des Stroms, wenn die Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung 52 den Strom zieht.
6 zeigt ein konkretes Beispiel der Konfiguration des Beispiels der in 5 gezeigten Hochfrequenzstromquelle.
Wie es in 6 gezeigt ist, wird die Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung 51 des Stromversorgungstyps z. B. aus der in 4 gezeigten Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung ausgebildet. Daher wird die Beschreibung der Konfiguration dieser Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung nicht wiederholt. Auch die Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung 52 des Stromziehtyps wird z. B. aus der in 1 gezeigten Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung ausgebildet. Daher wird die Beschreibung der Konfiguration dieser Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung nicht wiederholt.
In diesem Beispiel sind sowohl der Drain des MOS-Transistors Q41, der den Hochgeschwindigkeits-Stromschalter 51 aufbaut, als auch der Drain des MOS-Transistors Q11, der den Hochgeschwindigkeits-Stromschalter 52 aufbaut, mit einem gemeinsamen Ausgangsanschluss 14 verbunden, wie es in 6 gezeigt ist, und die Ströme, die durch die MOS-Transistoren Q41 und Q11 fließen, werden abwechselnd durch den Ausgangsanschluss 14 abgegeben (vgl. 7).
In dem Beispiel der so ausgebildeten Hochfrequenzstromquelle werden die Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltungen 51 und 52 des Stromversorgungstyps bzw. des Stromziehtyps, die ein Schalten mit hoher Geschwindigkeit bereitstellen, kombiniert, wodurch ein Hochfrequenz-Strom ohne Gleichstromkomponente und mit einem großen Stromwert erzeugt werden kann.
Die Konfiguration einer ersten Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung wird nachstehend unter Bezugnahme auf 8 beschrieben
8 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Gesamtkonfiguration der ersten Ausführungsform der Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung zeigt.
Wie es in 8 gezeigt ist, weist die erste Ausführungsform der Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung mindestens eine Stromeinstellschaltung 111 zum externen Einstellen eines Stroms, eine Auswahlschaltung 112 zum Auswählen eines ersten Strompfads 117 oder eines zweiten Strompfads 118 als Strompfad, durch den ein Strom, der durch die Stromeinstellschaltung 111 eingestellt worden ist, fließen gelassen wird, eine Stromspiegelschaltung 113, die einen Ausgangsstrom mit einem vorbestimmten Stromverhältnis zu dem eingestellten Strom entnimmt, der durch den ersten Strompfad 117 fließt, und eine Ausgangsstrom-Optimierungsschaltung 114 auf.
Die Stromeinstellschaltung 111 ist aus einer Stromspiegelschaltung ausgebildet, die aus einem n-Typ-MOS-Transistor Q101 und einem n-Typ-MOS-Transistor Q102 ausgebildet ist. Wenn ein extern eingestellter Strom I_Eingang an den MOS-Transistor Q101 angelegt wird, dann fließt der gleiche Strom wie der extern eingestellte Strom I_Eingang durch den MOS-Transistor Q102.
Die Auswahlschaltung 112 ist aus einem n-Typ-MOS-Transistor Q103, einem n-Typ-MOS-Transistor Q104 und anderen Komponenten ausgebildet. Der MOS-Transistor Q104 wird eingeschaltet, wenn der durch die Stromeinstellschaltung 111 eingestellte Strom durch den ersten Strompfad 117 fließen gelassen wird und der MOS-Transistor Q103 wird eingeschaltet, wenn der durch die Stromeinstellschaltung 111 eingestellte Strom durch den zweiten Strompfad 118 fließen gelassen wird
In der Stromspiegelschaltung 113 bilden ein p-Typ-MOS-Transistor Q106, der den ersten Strompfad 117 ausbildet, und ein p-Typ-Ausgangs-MOS-Transistor Q107 eine Stromspiegel-Beziehung. Daher werden die Sourcespannungen der p-Typ-MOS-Transistoren Q110 und Q111, die jeweils einen Sourcefolger bilden, jeweils an die Gates der MOS-Transistoren Q106 und Q107 angelegt und die MOS-Transistoren Q110 und Q111 sind so gestaltet, dass ihre Gate-Sourcespannungen gleich sind.
Folglich umfasst die Stromspiegelschaltung 113 eine Rückkopplungsschaltung (Schleifenschaltung), die aus dem MOS-Transistor Q106 und dem MOS-Transistor Q110 ausgebildet ist, und eine Ausgangsschaltung, die aus dem Ausgangs-MOS-Transistor Q107 und dem MOS-Transistor Q111 ausgebildet ist.
Die Ausgangsstrom-Optimierungsschaltung 114 ist zur Erhöhung des Ausgangsstroms von der Stromspiegelschaltung 113 durch Einstellen eines Phasenrands der Rückkopplungsschaltung angeordnet, die in der Stromspiegelschaltung 113 enthalten ist.
Nachstehend wird die Konfiguration dieser Ausführungsform der Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung detailliert unter Bezugnahme auf 8 beschrieben.
Ein Stromeinstellanschluss 102 ist mit dem Drain des MOS-Transistors Q101 verbunden und der Drain des MOS-Transistors Q101 ist mit jedem der Gates der MOS-Transistoren Q101 und Q102 verbunden. Die Sources der MOS-Transistoren Q101 und Q102 sind mit einem gemeinsamen Verbindungspunkt verbunden, der geerdet ist.
Ein Eingangsanschluss 101 ist mit jedem der Gates der MOS-Transistoren Q104, Q108 und Q109 verbunden und ist auch durch einen Inverter 103 mit dem Gate des MOS-Transistors Q103 verbunden. Die Sources der MOS-Transistoren Q103 und Q104 sind mit einem gemeinsamen Verbindungspunkt verbunden, der mit dem Drain des MOS-Transistors Q102 verbunden ist.
Der Drain des MOS-Transistors Q103 ist mit dem Drain eines MOS-Transistors Q105 verbunden, der mit dem Gate des MOS-Transistors Q105 verbunden ist. Eine Versorgungsspannung VDD wird an die Source des MOS-Transistors Q105 angelegt.
Der Drain des MOS-Transistors Q104 ist mit jedem der Drains der MOS-Transistoren Q106 und Q108 und mit jedem der Gates der MOS-Transistoren Q110 und Q111 verbunden. Das Gate des MOS-Transistors Q106 ist mit der Source des MOS-Transistors Q110 und mit der Eingangsseite der Ausgangsstrom-Optimierungsschaltung 114 verbunden. An die Source des MOS-Transistors Q106 wird eine Versorgungsspannung VDD angelegt.
Das Gate des MOS-Transistors Q108 wird mit dem Gate des MOS-Transistors Q109 verbunden und die Versorgungsspannung VDD wird an die Source des MOS-Transistors Q108 angelegt. Der Drain des MOS-Transistors Q110 wird geerdet und die Versorgungsspannung VDD wird über eine Konstantstromquelle 104 an die Source des MOS-Transistors Q110 angelegt.
Ein Ausgangssignal von dem Inverter 103 und der eingestellte Strom I_Eingang von dem Stromeinstellanschluss 102 dienen jeweils als Eingangssignal in die Ausgangsstrom-Optimierungsschaltung 114. Ein Ausgangsanschluss der Ausgangsstrom-Optimierungsschaltung 114 wird mit dem Drain des MOS-Transistors Q109, der Source des MOS-Transistors Q111 und dem Gate des MOS-Transistors Q107 verbunden.
Die Versorgungsspannung VDD wird an die Source des MOS-Transistors Q109 angelegt. Der Drain des MOS-Transistors Q111 wird geerdet und die Versorgungsspannung VDD wird über eine Konstantstromquelle 105 an die Source des MOS-Transistors Q111 angelegt. Die Versorgungsspannung VDD wird an die Source des MOS-Transistors Q107 angelegt und der Drain dieses MOS-Transistors wird mit einem Ausgangsanschluss 106 verbunden.
Als nächstes wird eine konkrete Konfiguration der Ausgangsstrom-Optimierungsschaltung 114 unter Bezugnahme auf 9 beschrieben.
Wie es in 9 gezeigt ist, umfasst die Ausgangsstrom-Optimierungsschaltung 114 einen n-Typ-MOS-Transistor Q121 als Komponente mit variablem Widerstand, eine Vergleichsschaltung 122 und eine Initialisierungsschaltung 123.
Der MOS-Transistor Q121 ist zwischen der Source des MOS-Transistors Q110 und der Source des MOS-Transistors Q111 geschaltet. Der MOS-Transistor Q121 wird auf der Basis eines Ausgangssignals von der Vergleichsschaltung 122 zur Funktion als großer Widerstand ausgeschaltet und auf der Basis eines Ausgangssignals von der Initialisierungsschaltung 123 zur Funktion als kleiner Widerstand eingeschaltet.
Die Vergleichsschaltung 122 ist aus einem Stromvergleicher, der aus den MOS-Transistoren Q122 und Q123 ausgebildet ist, und einem Inverter 124 ausgebildet. Die Vergleichsschaltung 122 vergleicht einen Ausgangsstrom von dem Ausgangs-MOS-Transistor Q107 mit einem vorbestimmten Wert, wenn der Ausgangsstrom von dem Transistor Q107 ansteigt. Wenn der Ausgangsstrom den vorbestimmten Wert überschreitet, wird der MOS-Transistor Q121 abgeschaltet.
Der vorbestimmte Wert zum Vergleich in der Vergleichsschaltung 122 ist z. B. ein Wert, der 90% des Endwerts des Ausgangsstroms von dem MOS-Transistor Q107 entspricht.
Die Initialisierungsschaltung 123 ist aus einem MOS-Transistor Q124 ausgebildet und führt schnellstmöglich eine Initialisierung durch Einschalten des MOS-Transistors Q121 durch, wenn der Ausgangsstrom von dem MOS-Transistor Q107 abfällt.
Insbesondere ist das Gate des MOS-Transistors Q122 mit der Source des MOS-Transistors Q111 und mit dem Gate des MOS-Transistors Q107 verbunden. Ebenso ist die Versorgungsspannung VDD mit der Source des MOS-Transistors Q122 verbunden.
Der Drain des MOS-Transistors Q122 ist mit dem Drain des MOS-Transistors Q123, dem Drain des MOS-Transistors Q124 und der Eingangsseite des Inverters 124 verbunden. Der MOS-Transistor Q123 bestimmt einen Schwellenwert, wenn die Vergleichsschaltung 122 einen Vergleich des Ausgangsstroms von dem MOS-Transistor Q107 durchführt. Der eingestellte Eingangsstrom I_Eingang wird dem Gate des MOS-Transistors Q123 zugeführt und die Source dieses Transistors wird geerdet.
Die Ausgangsseite des Inverters 124 wird mit dem Gate des MOS-Transistors Q121 verbunden. Das Ausgangssignal von dem Inverter 103 wird dem Gate des MOS-Transistors Q124 zugeführt und die Source dieses Transistors wird geerdet.
Nachstehend wird der Betrieb der so angeordneten ersten Ausführungsform unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben.
Wenn das Eingangssignal IN einen Pegel ”L” aufweist, wird es an den MOS-Transistor Q109 angelegt, der MOS-Transistor Q109 befindet sich im Ein-Zustand und die Versorgungsspannung VDD wird an den Knoten N6 angelegt. Anschließend wird die Versorgungsspannung VDD an das Gate des MOS-Transistors Q122 der Ausgangsstrom-Optimierungsschaltung 114 angelegt und der MOS-Transistor Q122 befindet sich im Aus-Zustand.
Entsprechend weist die Eingangsseite des Inverters 124 einen Pegel ”L” dessen Ausgangsseite weist einen Pegel ”H” auf, und der MOS-Transistor Q121 befindet sich im Ein-Zustand. Als Folge davon befinden sich der Knoten N5 und der Knoten N6 in einem durch den MOS-Transistor Q121 mit niedrigem Widerstand kurzgeschlossenen Zustand.
In der aus den MOS-Transistoren Q106 und Q110 ausgebildeten Rückkopplungsschaltung wird die kapazitive Last, die einen Pol zweiter Ordnung bildet, dann, wenn der Knoten N5 und der Knoten N6 wie vorstehend beschrieben kurzgeschlossen worden sind, größer und der Pol zweiter Ordnung wird dadurch auf eine niedrigere Frequenz eingestellt, so dass der Phasenrand klein ist, wie z. B. 30° oder weniger.
Wenn andererseits das Eingangssignal IN bei einer Änderung vom ”L”-Pegel zum ”H”-Pegel anzusteigen beginnt, wird der MOS-Transistor Q104 angeschaltet und die Gatespannung an dem MOS-Transistor Q110 und dessen Sourcespannung (das Potenzial an dem Knoten N3 und das Potenzial an dem Knoten N5) beginnen gemäß dem Stromwert des extern eingestellten Stromeingangssignals I_Eingang von dem Stromeinstellungsanschluss 102 zu fallen.
Wenn das Potenzial an dem Knoten N3 zu fallen beginnt, wird das Sourcepotenzial (das Potenzial am Knoten N6) durch den MOS-Transistor Q111 bestimmt. Dieses Potenzial ist die Gatespannung an dem MOS-Transistor Q107. Entsprechend dieser Gatespannung beginnt der Ausgangsstrom von dem MOS-Transistor Q107 anzusteigen.
Das Potenzial am Knoten N6 ist die Gatespannung an dem MOS-Transistor Q122 der Ausgangsstrom-Optimierungsschaltung 114. Anschließend beginnt ein Ausgangsstrom, der dem Ausgangsstrom von dem MOS-Transistor Q107 entspricht, durch den MOS-Transistor Q122 zu fließen. Wenn der Ausgangsstrom einen bestimmten, im Vorhinein eingestellten Schwellenwert übersteigt, d. h. wenn die Drainspannung des MOS-Transistors Q122 die Schwellenspannung des Inverters 124 überschwingt, die dem Schwellenwert entspricht, dann erreicht das Ausgangssignal von dem Inverter 124 den Pegel ”L”.
Folglich wird der MOS-Transistor Q121 in den Aus-Zustand gesetzt. Folglich resultiert zwischen dem Knoten N5 und dem Knoten N6 auf der Basis des MOS-Transistors Q121, der einen großen Widerstand aufweist, ein unterbrochener Zustand.
Wenn der Schaltkreis auf diese Weise zwischen den Knoten N5 und N6 unterbrochen ist, wird die kapazitive Last, die den Pol zweiter Ordnung in der aus den MOS-Transistoren Q106 und Q110 ausgebildeten Rückkopplungsschaltung bildet, dadurch kleiner, dass sie auf das Ausmaß beschränkt wird, das der Gatekapazität des MOS-Transistors Q107 entspricht. Der Pol zweiter Ordnung wird dadurch auf eine höhere Frequenz eingestellt, so dass der Phasenrand zuverlässig ausreichend groß eingestellt wird, z. B. auf 60° oder mehr.
Wenn danach das Eingangssignal IN bei der Änderung vom ”H”-Pegel zum ”L”-Pegel zu fallen beginnt, wird dieses Eingangssignal IN durch den Inverter 3 invertiert und das invertierte Eingangssignal wird an das Gate des MOS-Transistors Q124 der Ausgangsstrom-Optimierungsschaltung 114 angelegt. Der MOS-Transistor Q124 wird dadurch eingeschaltet, so dass er die Eingangsseite des Inverters 124 sofort auf den ”L”-Pegel einstellt und der Inverter 124 initialisiert dann den MOS-Transistor Q121 durch Bringen desselben in den Ein-Zustand.
Änderungen des Ausgangsstroms von dem MOS-Transistor Q107 in dem vorstehend beschriebenen Betrieb sind in einem kombinierten Zustand in 10 gezeigt. Nachstehend wird dies beschrieben.
Das heißt, wenn der Ausgangsstrom von dem MOS-Transistor Q107 ansteigt, werden die Knoten N5 und N6 durch Einschalten des MOS-Transistors Q121 kurzgeschlossen, bis ein vorbestimmter Zwischenstromwert erreicht wird (z. B. etwa 90% des Endwerts des Ausgangsstroms). Als Folge davon wird die Ausgangsstrom-Anstiegsperiode verkürzt, wie es durch die Kurve A in 10 gezeigt ist.
Andererseits wird zu einem Zeitpunkt t1, bei dem der Ausgangsstrom durch einen Anstieg auf den Zwischenstromwert überschwingt, der Schaltkreis zwischen dem Knoten N5 und N6 durch Ausschalten des MOS-Transistors Q121 unterbrochen, d. h. der Phasenrand der aus den MOS-Transistoren Q106 und Q110 ausgebildeten Rückkopplungsschaltung wird zuverlässig ausreichend groß eingestellt. Als Folge davon wird das Überschwingen des Ausgangsstroms unterdrückt, wie es durch die Kurve B in 10 gezeigt ist.
In 10 repräsentiert die Kurve C ein Beispiel des Ausgangsstroms in einem Fall, bei dem der MOS-Transistor Q121 in dem Ein-Zustand gehalten wird, und die Kurve D repräsentiert ein Beispiel des Ausgangsstroms in einem Fall, bei dem der MOS-Transistor Q121 in dem Aus-Zustand gehalten wird.
Gemäß dieser ersten Ausführungsform ist es wie vorstehend beschrieben möglich, die Ausgangsstrom-Anstiegszeit zu verkürzen und das Überschwingen ohne Erhöhung des Stromverbrauchs zu unterdrücken.
Ebenso wird gemäß dieser ersten Ausführungsform die Initialisierung durchgeführt, wenn der Ausgangsstrom abfällt, so dass keine Änderung der Ausgangsstrom-Anstiegscharakteristik als Ergebnis der Widerholung erscheint, obwohl die Hochgeschwindigkeits-Ein/Aus-Steuerung des Ausgangsstroms entsprechend dem Eingangssignal wiederholt wird.
Als nächstes wird die Konfiguration einer zweiten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung unter Bezugnahme auf 11 beschrieben.
Die zweite Ausführungsform der Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung ist derart, dass die Ausgangsstrom-Optimierungsschaltung 114 in der ersten Ausführungsform durch ein Widerstandselement 131 mit einem vorbestimmten Widerstandswert ersetzt wird, wie es in 11 gezeigt ist. Das Widerstandselement 131 ist z. B. aus Polysilicium ausgebildet.
Bezüglich der anderen Aspekte ist die Konfiguration der zweiten Ausführungsform mit Ausnahme der Ausgangsstrom-Optimierungsschaltung 114 mit der Konfiguration der in 8 gezeigten ersten Ausführungsform identisch. Daher werden die gleichen Komponenten mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet und deren Beschreibung wird nicht wiederholt.
Die Ausgangsstrom-Optimierungsschaltung 114 der ersten Ausführungsform wird aus den folgenden Gründen in der zweiten Ausführungsform durch das Widerstandselement 131 ersetzt. Wenn die Knoten N5 und N6 kurzgeschlossen sind, steigt der Ausgangsstrom von dem MOS-Transistor Q107 schnell an. Das Überschwingen ist jedoch groß, wie es durch die Kurve C in 10 verdeutlicht wird. Wenn im Gegensatz dazu der Schaltkreis zwischen dem Knoten N5 und dem Knoten N6 unterbrochen wird, dann steigt der Ausgangsstrom von dem MOS-Transistor Q107 langsam an. Das Überschwingen ist jedoch gering, wie es durch die Kurve D in 10 verdeutlicht wird.
Wenn jedoch das Widerstandselement 131, das einen vorbestimmten Widerstandswert aufweist, zwischen den Knoten N5 und N6 eingesetzt (verbunden) wird, dann wird der Phasenrand der Rückkopplungsschaltung, die aus den MOS-Transistoren Q106 und Q110 ausgebildet ist, eingestellt. Als Folge davon wird die Ausgangsstrom-Anstiegscharakteristik des MOS-Transistors Q107 als Zwischencharakteristik erhalten, wie es durch die Kurve A in 12 verdeutlicht wird, und das Überschwingen wird innerhalb eines zulässigen Bereichs unterdrückt, während die Anstiegsgeschwindigkeit erhöht wird.
Die Beziehung zwischen den Kurven A, B und C in 12 und dem entsprechenden Phasenrand θ ist so, wie es nachstehend beschrieben ist. D. h. die Kurve A repräsentiert einen Fall, bei dem 60° > θ > 30° ist, die Kurve B repräsentiert einen Fall, bei dem θ > 60° ist und die Kurve C repräsentiert einen Fall, bei dem θ < 30° ist.
Beispielsweise ist in einem Fall, bei dem diese zweite Ausführungsform auf eine Laserdioden-Treiberschaltung in einem CD-R/RW-System angewandt wird, als Ausmaß des Überschwingens des Ausgangsstroms maximal 5% zulässig. Daher kann die Schaltung so gestaltet werden, dass die Ausgangsstrom-Anstiegszeit durch Einstellen des Phasenrands durch das Widerstandselement 131 minimiert wird, während das Überschwingen auf 5% oder weniger eingestellt wird. Eine solche Gestaltung kann ohne Veränderung des Stromverbrauchs in der Schaltung erreicht werden.
Als nächstes wird ein konkretes Verfahren zur Einstellung des Phasenrands der aus den MOS-Transistoren Q106 und Q110 ausgebildeten Rückkopplungsschaltung unter Bezugnahme auf 13 beschrieben.
13 ist ein Ersatzschaltungsdiagramm des Knotens N5 in der in 11 gezeigten Schaltung. Wenn die Spannung an dem Knoten N3 den Wert VN3 hat und die Spannung an dem Knoten N5 den Wert VN4 hat, dann entspricht eine Übertragungsfunktion von dieser Ersatzschaltung der nachstehenden Gleichung (8): VN5/VN5 = (gm1/C1) × {[S + (1/C2 × R))]/[S2 + S((C2 × R × (gm1 + gds1) + C1 + C2)/(C1 × C2 × R)) + ((gm1 + gds1)/(C1 × C2 × R)]} (8)
In dieser Gleichung ist gm1 die Übertragungsfunktion des MOS-Transistors Q110, C1 ist die Gatekapazität des MOS-Transistors Q106, R ist der Widerstandswert des Widerstandselements 131 und gds1 ist der Substrateffekt-Übertragungsleitwert.
Wenn gm1 >> gds1, dann wird aus Gleichung (8) die folgende Gleichung (9) erhalten: VN5/VN5 = (gm1/C1) × ([S + (1/(C2 × R))]/[S2 + S((gm1/C1) + (C1 + C2)/(C1 × C2 × R)) + (gm1)/(C1 × C2 × R)]} (9)
Gemäß Gleichung (9) wird ein Tiefpassfilter zweiter Ordnung (LPF) mit einem Nullpunkt ausgebildet.
Die Polfrequenz erster Ordnung ω₀ und die Nullpunkt-Frequenz Z_ero werden aus der Gleichung (9) gemäß den nachstehenden Gleichungen (10) und (11) erhalten: ω0 = √(gm1/(C1 × C2 × R)) (10) Zero = 1/(C2 × R) (11)
Die Phase wird durch die Polfrequenz erster Ordnung ω₀ um 90° gedreht. Sie wird jedoch durch die Nullpunkt-Frequenz Z_ero wieder zurückgeführt. Daher können die Polfrequenz erster Ordnung ω₀ und die Nullpunkt-Frequenz Z_ero durch den Widerstand R des Widerstandselements 131 eingestellt werden. Folglich kann der Phasenrand der Rückkopplungsschaltung durch Einstellen des Widerstandswerts des Widerstandselements 131 eingestellt werden.
In der zweiten Ausführungsform wird die Schaltung gemäß 11 ausgebildet. In der so ausgebildeten Schaltung wird die Antwort des Ausgangsstroms schließlich an dem Knoten N6 bestimmt, selbst wenn die Schrittantwort der Rückkopplungsantwort überschwingt. Daher findet ein Überschwingen an dem Knoten N6 von der Antwort der Rückkopplungsschaltung nicht leicht und sofort statt, und zwar aufgrund des Tiefpassfiltereffekts des Widerstandselements 131 und der Kapazität an dem Knoten N6.
Gemäß der zweiten Ausführungsform wird wie vorstehend beschrieben ein Widerstandselement bereitgestellt, um eine Einstellung des Phasenrands ohne Erhöhung des Stromverbrauchs in der Schaltung zu ermöglichen. Daher ist es möglich, die Anstiegszeit des Ausgangsstroms zu minimieren, während das Überschwingen so effektiv wie möglich unterdrückt wird.
Als nächstes wird eine Ausführungsform des beispielhaften Oszillators unter Bezugnahme auf 14 beschrieben.
Wie es in 14 gezeigt ist, weist die Ausführungsform des beispielhaften Oszillators einen stromgesteuerten Oszillator 201, einen Frequenzteiler 202, eine Periodenvergleichsschaltung 204, einen Integrator 205 und eine Spannung-Strom- Umwandlungsschaltung 206 auf, die in Reihe verbunden sind, wobei ein Ausgangsstrom von der Spannung-Strom-Umwandlungsschaltung 206 in der Endstufe zu der Eingangsseite des stromgesteuerten Oszillators 201 in der anfänglichen Stufe zurückgeführt wird und wobei ein Ausgangssignal von dem stromgesteuerten Oszillator 201 als Oszillationsausgangssignal entnommen wird.
In dieser Ausführungsform ist eine Konstantstromquellenschaltung 203 bereitgestellt, die einen konstanten Strom I an die Periodenvergleichsschaltung 204 abgibt und an den Integrator 205 wird eine Referenzspannung VC angelegt, die nicht durch eine Variation der Versorgungsspannung oder dergleichen beeinflusst wird, um das Oszillationsausgangssignal zu stabilisieren. Vorzugsweise werden die vorstehend genannten Komponenten in einer integrierten Schaltung beispielsweise auf einem Halbleitersubstrat ausgebildet.
Der stromgesteuerte Oszillator 201 entspricht dem Oszillationsmittel und die Periodenvergleichsschaltung 204 entspricht dem Ladungsmittel. Der Integrator 205 und die Spannung-Strom-Umwandlungsschaltung 206 entsprechen dem Steuermittel.
Nachstehend wird die Konfiguration jedes Abschnitts dieser Ausführungsform detailliert beschrieben.
Der stromgesteuerte Oszillator 201 ist ein Oszillator (Strom-Frequenz-Umwandlungsschaltung), bei dem die Oszillationsfrequenz durch das Stromausgangssignal IL von der Spannung-Strom-Umwandlungsschaltung 206 gesteuert wird. Der Frequenzteiler 202 ist angeordnet, um die Oszillationsfrequenz des stromgesteuerten Oszillators 201 bei einem Teilungsverhältnis von 1/N zu teilen (zu reduzieren).
Die Konstantstromquellenschaltung 203 ist angeordnet, um auf der Basis einer Bandabstandsspannung VB, die durch eine Bandabstandsreferenzschaltung (nicht gezeigt) erzeugt wird, und der Spannung über einen Widerstand (externer Widerstand) R11 den konstanten Strom I zu erzeugen, der an die Periodenvergleichsschaltung 204 abgegeben wird.
Demgemäß ist die Konstantstromquellenschaltung 203 aus einem Operationsverstärker OP1, PMOS-Transistoren Q201 und Q202 und dem Widerstand R11 aufgebaut. Das heißt, der Operationsverstärker OP1 wird über dessen Minus-Eingangsanschluss mit der vorstehend genannten Bandabstandsspannung VB und über dessen Plus-Eingangsanschluss mit der über dem Widerstand R11 erzeugten Spannung versorgt. Ein Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers OP1 ist mit jedem der Gates der PMOS-Transistoren Q201 und Q202 verbunden.
Ferner wird die Versorgungsspannung VDD an die Source des PMOS-Transistors Q201 angelegt. Der Drain des PMOS-Transistors Q201 wird mit einem Ende des Widerstands R11 und mit dem Plus-Eingangsanschluss des Operationsverstärkers OP1 verbunden. Das andere Ende des Widerstands R11 wird geerdet. Die Source des PMOS-Transistors Q202 wird mit der Source des PMOS-Transistors Q201 verbunden, die Versorgungsspannung VDD wird an die Source angelegt und der Drain des PMOS-Transistors Q202 wird mit einem Schalter SW201 der Periodenvergleichsschaltung 204 verbunden.
Die Periodenvergleichsschaltung 204 ist angeordnet, um einen Kondensator C21 mit dem konstanten Strom I zu laden, der von der Konstantstromquellenschaltung 3 während einer halben Periode des Ausgangssignals von dem Frequenzteiler 202 abgegeben wird, und um die in dem Kondensator C21 gespeicherte elektrische Ladung an den Integrator 205 in der folgenden Stufe in einer Periode abzugeben, die einem Viertel der anderen halben Periode entspricht.
Demgemäß ist die Periodenvergleichsschaltung 204, wie es in 14 gezeigt ist, aus einem Kondensator C21, einem Ladungsschalter SW201, einem Übertragungsschalter SW202 und einem Entladungsschalter SW203 aufgebaut, wie es in 14 gezeigt ist. Ein Ende des Kondensators C21 ist mit dem Drain des PMOS-Transistors Q202 über den Ladungsschalter SW201 und mit einem Minus-Eingangsanschluss eines Operationsverstärkers OP2 des Integrators 205 über den Übertragungsschalter SW202 verbunden. Das andere Ende des Kondensators C21 ist geerdet. Der Entladungsschalter SW203 ist mit den beiden Enden des Kondensators C21 verbunden.
Der Integrator 205 ist angeordnet, um einen nachstehend beschriebenen Integrationsvorgang auf der Basis der elektrischen Ladung, die in dem Kondensator C21 der Periodenvergleichsschaltung 204 gespeichert ist, und der Referenzspannung VC durchzuführen, die als Referenzwert durch die Bandabstandsreferenzschaltung (nicht gezeigt) erzeugt wird, und um an die Spannung-Strom-Umwandlungsschaltung 206 ein integriertes Ausgangssignal auszugeben.
Demgemäß ist der Integrator 205 aus dem Operationsverstärker OP2 und einem integrierenden Kondensator C22 aufgebaut, wie es in 14 gezeigt ist. Der Kondensator C22 ist mit dem Minus- und dem Plus-Eingangsanschluss des Operationsverstärkers OP2 verbunden. Die in dem Kondensator C21 gespeicherte elektrische Ladung wird an den Minus-Eingangsanschluss angelegt und die vorstehend genannte Referenzspannung VC wird an den Plus-Eingangsanschluss angelegt. Ein Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers OP2 wird mit dem Gate eines PMOS-Transistors Q203 der Spannung-Strom-Umwandlungsschaltung 206 angelegt.
Die Spannung-Strom-Umwandlungsschaltung 206 wird mit einer Eingangsspannung versorgt, die eine Ausgangsspannung von dem Integrator 205 ist, gibt den Strom IL beispielsweise proportional zu dieser Eingangsspannung ab und führt diesen Ausgangsstrom IL zu der Eingangsseite des stromgesteuerten Oszillators 201 zurück.
Demgemäß ist die Spannung-Strom-Umwandlungsschaltung 206 aus einem niederohmigen Widerstand R12, dem PMOS-Transistor Q203 zur Ausführung einer Spannung-Strom-Umwandlung, einen PMOS-Transistor Q204 zur Ausführung einer Abschaltsteuerung und NMOS-Transistoren Q205 und Q206, die einen Stromspiegel ausbilden, aufgebaut.
Das Gate des PMOS-Transistors Q203 ist mit dem Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers OP2 verbunden und die Versorgungsspannung VDD wird an die Source dieses Transistors über den Widerstand R12 angelegt. Der Drain des PMOS-Transistors Q203 wird mit dem Drain des NMOS-Transistors Q205 verbunden. Ein Abschaltsignal PD wird an das Gate des PMOS-Transistors Q204 angelegt, die Versorgungsspannung VDD wird an die Source dieses Transistors angelegt und der Drain dieses Transistors wird mit dem Gate des PMOS-Transistors Q203 verbunden.
Der Drain des NMOS-Transistors Q205 ist mit dessen Gate verbunden und dessen Gate ist mit dem Gate des NMOS-Transistors Q206 verbunden. Die Source des NMOS-Transistors Q205 ist geerdet. Die Source des NMOS-Transistors Q206 ist geerdet und von dessen Drain wird ein Ausgangsstrom IL entnommen. Der Ausgangsstrom IL wird zu dem stromgesteuerten Oszillator 201 zurückgeführt.
Als nächstes wird eine konkrete Konfiguration der in 14 gezeigten Periodenvergleichsschaltung 204 unter Bezugnahme auf 15 beschrieben.
Unter Bezugnahme auf 15 ist der in 14 gezeigte Schalter SW201 aus den PMOS-Transistoren Q211 und Q212 aufgebaut und die Schalter SW202 und SW203 sind jeweils aus den NMOS-Transistoren Q213 und Q214 aufgebaut.
Das heißt, die Source des PMOS-Transistors Q211 ist mit dem Ausgangsabschnitt der Konstantstromquellenschaltung 203 verbunden und dessen Drain ist geerdet. Ein Ausgangssignal von dem Frequenzteiler 202, das durch Dividieren der Frequenz des Ausgangssignals von dem stromgesteuerten Oszillator 201 durch N erhalten worden ist, wird als Steuerspannung CHRG an das Gate des PMOS-Transistors Q211 (vgl. 16(A)) zur Durchführung einer Ein/Aus-Steuerung des PMOS-Transistors Q211 angelegt.
Auch die Source des PMOS-Transistors Q212 ist mit dem Ausgangsabschnitt der Konstantstromquellenschaltung 203 verbunden und dessen Drain ist mit einem Ende des Kondensators C21 verbunden. Die Steuerspannung CHRG, d. h. das Ausgangssignal von dem Frequenzteiler 202 wird invertiert und als Steuerspannung CHRGN an das Gate des PMOS-Transistors Q212 (vgl. 16(B)) zur Durchführung einer Ein/Aus-Steuerung des PMOS-Transistors Q212 angelegt.
Ferner wird das eine Ende des Kondensators C21 über den NMOS-Transistor Q213 mit dem Minus-Eingangsanschluss des Operationsverstärkers OP2 des Integrators 205 verbunden, während das andere Ende des Kondensators C21 geerdet wird. Eine Ein/Aus-Steuerung des NMOS-Transistors Q213 wird mittels einer Steuerspannung INTEG durchgeführt, wie sie z. B. in 16(C) gezeigt ist, die an das Gate des NMOS-Transistors Q213 angelegt wird.
Ebenso ist der NMOS-Transistor Q214 mit den beiden Enden des Kondensators C21 verbunden. Die Ein/Aus-Steuerung des NMOS-Transistors Q214 wird mittels einer Steuerspannung DISCHG durchgeführt, wie sie z. B. in 16(D) gezeigt ist, die an das Gate des NMOS-Transistors Q214 angelegt wird.
Die vorstehend genannte Steuerspannung INTEG wird derart erhalten, dass die vorstehend genannte Steuerspannung CHRGN, eine Spannung die durch Dividieren der Frequenz des Ausgangssignals von dem stromgesteuerten Oszillator 201 durch 2N und eine invertierte Spannung, die durch Invertieren einer Spannung, die durch Dividieren der Frequenz des Ausgangssignals von dem stromgesteuerten Oszillator 201 durch 4N erhalten wird, an ein nicht veranschaulichtes UND-Gatter mit drei Eingängen angelegt wird, und die Steuerspannung INTEG wird von einem Ausgangsanschluss des UND-Gatters erhalten.
Ebenso wird die vorstehend genannte Steuerspannung DISCHG derart erhalten, dass die vorstehend genannte Steuerspannung CHRGN, eine invertierte Spannung, die durch Invertieren einer Spannung erhalten wird, die durch Dividieren der Frequenz des Ausgangssignals von dem stromgesteuerten Oszillator 201 durch 2N erhalten wird, und eine invertierte Spannung, die durch Invertieren einer Spannung, die durch Dividieren der Frequenz des Ausgangssignals von dem stromgesteuerten Oszillator 201 durch 4N erhalten wird, an ein nicht veranschaulichtes UND-Gatter mit drei Eingängen angelegt wird, und die Steuerspannung DISCHG wird von einem Ausgangsanschluss des UND-Gatters erhalten.
Als nächstes wird der Betrieb des so ausgebildeten Oszillators in dieser Ausführungsform unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben.
Wenn sich der Oszillator in einem Betriebsstoppzustand (Abschaltzustand) befindet, dann ist PD_N = N und der in 14 gezeigte PMOS-Transistor Q204 wird daher durch Inversion (PD_N) des Abschaltsignals in dem Ein-Zustand gehalten. An diesem Zeitpunkt wird das Ausgangssignal Vout von dem Integrator 205 z. B. die Versorgungsspannung von 5V. Daher befindet sich der PMOS-Transistor Q203 in dem Aus-Zustand, fließt kein Strom durch denselben und der Ausgangsstrom IL von dem NMOS-Transistor Q206 hat den Wert Null.
Wenn sich der Oszillator andererseits in einem Betriebsstartzustand (Abschalt-Aufhebung) befindet, dann ist PD_N = H und der PMOS-Transistor Q204 wird daher durch Inversion (PD_N) des Abschaltsignals in dem Aus-Zustand aufrechterhalten.
Durch diesen Start des Betriebs des Oszillators beginnt der stromgesteuerte Oszillator 201 mit dem Betrieb bei einer niedrigeren Frequenz und dessen Oszillationsausgangssignal ist die Eingabe in den Frequenzteiler 202. Die Frequenz des Eingangssignals wird durch N dividiert.
In der Periodenvergleichsschaltung 204 wird der Schalter SW201 während der einen Halbperiode des Ausgangssignals von dem Frequenzteiler 202 (entsprechend der Periode von der Zeit t2 zu der Zeit t3 in 16) geschlossen. Während dieses Zeitraums wird der Kondensator C21 mit dem konstanten Strom I geladen, der von der Konstantstromquellenschaltung 203 geliefert wird. Wenn diese Ladung vollständig ist, dann erreicht die Spannung über dem Kondensator C21 V1.
Der Schalter SW202 ist in einer Periode geschlossen, die einem Viertel der anderen Halbperiode des Ausgangssignals von dem Frequenzteiler 202 entspricht (entsprechend der Periode von der Zeit t4 zu der Zeit t5 in 16) und die elektrische Ladung, die in dem Kondensator C21 gespeichert ist, wird in dem nachfolgenden Schritt während dieser Periode in den Integrator 205 übertragen.
Auf der Basis dieser Übertragung der elektrischen Ladung, die in dem Kondensator C21 gespeichert ist, wird die Ladung des integrierenden Kondensators C22 des Integrators 205 gestartet und das Ausgangssignal Vout von dem Integrator 205 beginnt daher schrittweise von 5 V zu fallen. Mit dieser Änderung beginnt ein Strom durch den PMOS-Transistor Q203 zu fließen, wodurch der Ausgangsstrom II von dem NMOS-Transistor Q206 erhöht wird.
Dieser Ausgangsstrom IL wird zu dem stromgesteuerten Oszillator 201 zurückgeführt und die Frequenz des stromgesteuerten Oszillators 201 wird durch den Strom IL gesteuert.
Wenn in dem Operationsverstärker OP2 des Integrators 205 eine Spannung V2, die mit der elektrischen Ladung zusammenhängt, die in dem Kondensator C21 gespeichert ist, und die an den Minus-Eingangsanschluss angelegt wird, und die Referenzspannung VC, die an den Plus-Eingangsanschluss angelegt wird, V1 = V2 = VC wird, ist die Übertragung der elektrischen Ladung von dem Kondensator C21 abgeschlossen, wodurch das System dieses Oszillators stabilisiert wird. Das heißt, das Ausgangssignal Vout von dem Integrator 205 ändert sich, bis das System des Oszillators stabilisiert ist, und schwingt an dem Betriebspunkt ein, bei dem V1 = V2 = VC.
Der Betrieb der Periodenvergleichsschaltung 204 wird nachstehend konkret unter Bezugnahme auf die 15 und 16 beschrieben.
Während der Periode von der Zeit t1 bis zur Zeit t2 weist die Steuerspannung DISCHG den Pegel H auf, wie es in 16(D) gezeigt ist. Der NMOS-Transistor Q214 wird daher eingeschaltet und die elektrische Ladung, die in dem Kondensator C21 gespeichert ist, wird entladen. Während dieses Zeitraums befindet sich auch der PMOS-Transistor Q211 in dem Ein-Zustand und der konstante Strom I von der Konstantstromquellenschaltung 203 fließt, da die Steuerspannung CHRG den Pegel L aufweist, wie es in 16(A) gezeigt ist. Als nächstes weist die Steuerspannung CHRGN während des Zeitraums von der Zeit t2 zu der Zeit t3 den Pegel L auf, wie es in 16(B) gezeigt ist, und der PMOS-Transistor Q212 ist daher eingeschaltet. Folglich fließt der konstante Strom I von der Konstantstromquellenschaltung 203 in den Kondensator C21 zur Ladung des Kondensators C21 und die Spannung V1 über den Kondensator C21 wird erhöht, wie es in 16(E) gezeigt ist.
Zur Zeit t3 ändert sich die Steuerspannung CHRGN von dem Pegel L zu dem Pegel H, wie es in 16(B) gezeigt ist, der PMOS-Transistor Q212 wird ausgeschaltet und die Ladung des Kondensators C21 wird gestoppt. Dann wird die Spannung V1 über dem Kondensator C21 konstant, wie es in 16(E) gezeigt ist.
Danach weist während der Periode von der Zeit t4 bis zur Zeit t5 die Steuerspannung INTEG den Pegel H auf, wie es in 16(C) gezeigt ist und der NMOS-Transistor Q213 wird daher eingeschaltet. Folglich wird die Spannung V1 über dem Kondensator C21 an den Minus-Eingangsanschluss des Operationsverstärkers OP2 des Integrators 205 angelegt und der Integrator 205 führt daher den vorstehend beschriebenen Integrationsvorgang durch.
Als nächstes weist die Steuerspannung DISCHG während der Periode von der Zeit t6 bis zur Zeit t7 den Pegel H auf, wie es in 16(D) gezeigt ist. Der NMOS-Transistor Q214 wird daher eingeschaltet und der Kondensator C21 wird entladen. Danach wird der vorstehend beschriebene Vorgang wiederholt.
Das Verfahren zur Erzeugung der Oszillationsfrequenz in dieser Ausführungsform wird unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben.
In dieser Ausführungsform wird wie vorstehend beschrieben das Steuerstromausgangssignal IL von der Spannung-Strom-Umwandlungsschaltung 206 auf der Basis des Ausgangssignals Vout von dem Integrator 205 bestimmt und die Oszillationsfrequenz des Oszillators ist stabilisiert, wenn V1 = V2 = VC.
Das Schalten des PMOS-Transistors Q212 beruht auf der Steuerspannung CHRGN, die durch invertieren der Steuerspannung CHRG erhalten wird, die durch den Frequenzteiler 202, der die Oszillationsfrequenz f des stromgesteuerten Oszillators 201 durch N dividiert, erhalten worden ist.
Wenn daher die Periode der Frequenz der Steuerspannung CHRG den Wert Ts hat, wie es in 16 gezeigt ist, dann wird der PMOS-Transistor Q212 in Ts geschaltet und die Periode, während der der PMOS-Transistor Q212 eingeschaltet ist, beträgt Ts/2 (Sekunden).
Wenn dann die Spannung über dem Kondensator C21 den Wert V1 hat, dann kann die Ladung Q, die in dem Kondensator C21 durch Laden mit konstantem Strom I von der Konstantstromquellenschaltung 203 während der Periode Ts/2, wenn sich der PMOS-Transistor Q212 im Ein-Zustand befindet, gespeichert worden ist, durch die folgende Gleichung (12) dargestellt werden: Q = I × (Ts/2) = C21 × V1 (12)
Wenn sich der Oszillator wie vorstehend beschrieben in einem stabilisierten Zustand befindet und wenn V1 = V2 = VC ist, dann kann die Schaltzeit Ts durch die folgende Gleichung (13) dargestellt werden: Ts = ((C21 × VC)/I) × 2 (13)
Die Oszillationsfrequenz f des stromgesteuerten Oszillators 201 und dessen Periode 1/T hängen durch f = 1/T zusammen. Wenn die Zahl, durch welche die Frequenz dividiert wird, N ist, dann kann die Schaltzeit Ts durch die folgende Gleichung (14) dargestellt werden: Ts = N × T (14)
Aus der Gleichung (13) und der Gleichung (14) wird die folgende Gleichung (15) erhalten: N × T = ((C21 × VC)/I) × 2 (15)
Diese Gleichung (15) wird nach T aufgelöst, um die folgende Gleichung (16) zu erhalten: T = ((C21 × VC)/I) × (2/N) (16)
Die Gleichung (16) wird unter Verwendung der Beziehung f = 1/T nach der Oszillationsfrequenz f aufgelöst, um die Oszillationsfrequenz f (Hz) gemäß der folgenden Gleichung (17) zu erhalten: f = (I/(C21 × VC)) × (N/2) (17)
In dem Oszillator dieser Ausführungsform wird die Oszillationsfrequenz wie vorstehend beschrieben durch die vorstehend gezeigte Gleichung (17) bestimmt und der konstante Strom I wird durch Spannung-Strom-Umwandlung von dem externen Widerstand R11 und der Bandabstandsspannung erzeugt. Daher ist es möglich, den stabilisierten Stromwert ohne Abhängigkeit von der Versorgungsspannung oder der Betriebstemperatur zu erhalten. Die Ursachen einer Variation der Oszillationsfrequenz können daher im Vergleich mit der herkömmlichen Schaltung verringert werden. Folglich ist es möglich, die Genauigkeit und die Stabilität der Oszillationsfrequenz zu verbessern.
Die Ausführungsform wurde bezüglich eines Falls beschrieben, bei dem nur ein externer Widerstand R11 zur Bestimmung der Oszillationsfrequenz verwendet wird. Die Anordnung kann jedoch derart sein, dass eine Mehrzahl von externen Widerständen R11, die sich im Widerstandswert unterscheiden, bereitgestellt werden, und dass einer aus der Mehrzahl der externen Widerstände R11 zur Ausführung der Oszillation bei einer gewünschten Oszillationsfrequenz ausgewählt wird.
Während die Ausführungsform auch bezüglich eines Falls beschrieben worden ist, bei dem nur ein Kondensator C21 in der Periodenvergleichsschaltung 204 bereitgestellt ist, kann die Anordnung alternativ derart sein, dass der Wert des Kondensators durch ein Register oder dergleichen verändert werden kann. In einem solchen Fall kann die Oszillationsfrequenz bequem durch Einstellen des Registers verändert werden.
Während die Ausführungsform unter der Annahme beschrieben worden ist, dass der Frequenzteiler 202 ein festes Teilungsverhältnis aufweist, kann die Anordnung alternativ derart sein, dass das Teilungsverhältnis des Frequenzteilers 202 durch ein Register oder dergleichen verändert werden kann. In einem solchen Fall kann die Oszillationsfrequenz bequem durch Einstellen des Registers verändert werden.
In der vorstehend beschriebenen Ausführungsform ist der Frequenzteiler 202 bereitgestellt. In einem Fall, bei dem der Pegel des Oszillationsausgangssignals des stromgesteuerten Oszillators 201 relativ niedrig ist, kann eine Schaltsteuerung der Frequenzvergleichsschaltung 204 oder dergleichen stabil durchgeführt werden. In einem solchen Fall kann daher der Frequenzteiler 202 entfernt werden.
Während in der vorstehend beschriebenen Ausführungsform der stromgesteuerte Oszillator als Oszillationsmittel bereitgestellt ist, kann dieser durch einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) ersetzt werden. In einem solchen Fall kann die in 14 gezeigte Spannung-Strom-Umwandlungsschaltung 206 entfernt werden.
Während der MOS-Transistor in der vorstehend beschriebenen Ausführungsform für die Abschaltung verwendet wird, kann der Betrieb ohne Verwendung des MOS-Transistors für die Abschaltung ausgeführt werden.
Als nächstes wird eine erste Ausführungsform der Hochfrequenz-Überlagerungsschaltung unter Bezugnahme auf 17 beschrieben.
Wie es in 17 gezeigt ist, ist die erste Ausführungsform der Hochfrequenz-Überlagerungsschaltung aus einem Oszillator 301 und einer Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung 302 ausgebildet, in der die Schaltsteuerung eines Ausgangsstroms auf der Basis einer Ausgangsspannung von dem Oszillator 301 ausgeführt wird. Eine Laserdiode (nicht gezeigt) ist mit der Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung 302 verbunden und ein Strom, der durch die Laserdiode fließt, wird gesteuert.
Der Oszillator 301 kann ein gewöhnlicher Oszillator sein. Als Oszillator 301 ist jedoch ein in 14 gezeigter Oszillator bevorzugt.
Demgemäß weist der Oszillator 301 einen stromgesteuerten Oszillator 201, einen Frequenzteiler 202, eine Periodenvergleichsschaltung 204, einen Integrator 205 und eine Spannung-Strom-Umwandlungsschaltung 206 auf, die in Reihe verbunden sind, wobei ein Ausgangsstrom von der Spannung-Strom-Umwandlungsschaltung 206 in der letzten Stufe zu der Eingangsseite des stromgesteuerten Oszillators 201 in der anfänglichen Stufe zurückgeführt wird, und ein Ausgangssignal von dem stromgesteuerten Oszillator 201 wird als Oszillationsausgangssignal entnommen. Die Periodenvergleichsschaltung 204 wird von einer Konstantstromquellenschaltung 203 mit einem konstanten Strom versorgt.
Folglich ist die Konfiguration des Oszillators 301 mit der Konfiguration des in 14 gezeigten Oszillators identisch, dessen konkrete Konfiguration und dessen konkreter Betrieb bereits beschrieben worden sind. Daher wird die gleiche Beschreibung nicht wiederholt.
Die in 1 gezeigte Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung wird als Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung 302 verwendet. In dieser Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung 302 werden die Schalter SW11 und SW12 der in 1 gezeigten Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung jedoch durch einen p-Typ-MOS-Transistor Q301 bzw. einen n-Typ-MOS-Transistor Q302 ersetzt. Die Ausgangsspannung von dem Oszillator 301 wird zur Ausführung einer Schaltsteuerung an jedes der Gates der MOS-Transistoren Q301 und Q302 angelegt.
Bezüglich der anderen Aspekte ist die Konfiguration der Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung 302 mit der Konfiguration der in 1 gezeigten Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung identisch. Daher werden die gleichen Komponenten mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet und deren Beschreibung wird nicht wiederholt.
In der so ausgebildeten ersten Ausführungsform kann eine Oszillationsfrequenz von dem Oszillator 301 stabil erhalten werden. Auch die Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung 302 kann mit hoher Geschwindigkeit arbeiten. In der ersten Ausführungsform kann die Laserdiode daher mit hoher Geschwindigkeit stabil angesteuert werden.
Die erste Ausführungsform wurde bezüglich eines Falls beschrieben, bei dem die in 1 gezeigte Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung als Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung 302 verwendet wird. Alternativ kann jedoch eine der in den 2, 3 und 4 gezeigten Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltungen verwendet werden. Ferner kann die in 6 gezeigte Hochfrequenzstromquelle verwendet werden.
Als nächstes wird eine zweite Ausführungsform der Hochfrequenz-Überlagerungsschaltung unter Bezugnahme auf 18 beschrieben.
Wie es in 18 gezeigt ist, ist die zweite Ausführungsform der Hochfrequenz-Überlagerungsschaltung aus einem Oszillator 401 und einer Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung 402 ausgebildet, in der die Schaltsteuerung eines Ausgangsstroms auf der Basis einer Ausgangsspannung von dem Oszillator 401 ausgeführt wird. Eine Laserdiode (nicht gezeigt) ist mit der Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung 402 verbunden und ein Strom, der durch die Laserdiode fließt, wird gesteuert.
Der Oszillator 401 kann ein gewöhnlicher Oszillator oder der als Oszillator 301 in 17 gezeigte Oszillator sein.
Die in 8 gezeigte Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung, bei der das Überschwingen verringert ist, wird als Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung 402 verwendet. Eine Ausgangsspannung von dem Oszillator 401 wird an den Eingangsanschluss 101 der Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung 402 angelegt.
Die Konfiguration der Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung 402 ist mit der Konfiguration der in 8 gezeigten Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung identisch. Daher werden die gleichen Komponenten mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet und deren Beschreibung wird nicht wiederholt.
In der so ausgebildeten zweiten Ausführungsform kann die Anstiegszeit des Ausgangsstroms der Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung 402 verkürzt werden und ein Überschwingen des Ausgangsstroms kann unterdrückt werden. In der zweiten Ausführungsform kann deshalb das Einschalten des Betriebs der Laserdiode in einer kürzeren Zeit abgeschlossen werden und die Laserdiode kann stabil angesteuert werden.
Die zweite Ausführungsform wurde bezüglich eines Falls beschrieben, bei dem die in 8 gezeigte Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung als Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung 402 verwendet wird. Alternativ kann jedoch die in 11 gezeigte Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung verwendet werden.
In der Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung wird wie vorstehend beschrieben die Steuerung des Spannungseingangs an einen Ausgangstransistor unter Verwendung eines Sourcefolgers ausgeführt. Daher kann der Ausgangstransistor so betrieben werden, dass er ein Schalten mit hoher Geschwindigkeit selbst dann durchführt, wenn ein großer Strom durch den Ausgangstransistor fließen gelassen wird.
In der beispielhaften Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung wird auch eine Vorspannungserzeugungsschaltung bereitgestellt und ein Transistor, der in der Vorspannungserzeugungsschaltung enthalten ist, und der Ausgangstransistor weisen eine Stromspiegelbeziehung auf. In diesem Fall kann daher der Strom, der durch den Ausgangstransistor fließt, durch das Größenverhältnis der beiden Transistoren je nach Wunsch eingestellt werden.
Ferner umfasst in der beispielhaften Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung die Vorspannungserzeugungsschaltung eine Stabilisierungsschaltung zur Stabilisierung einer erzeugten Vorspannung. In diesem Fall kann daher eine Variation der Vorspannung von dem Sourcefolger verringert werden, wenn der Sourcefolger einen Ein/Aus-Vorgang ausführt. In der beispielhaften Hochfrequenzstromquelle werden eine Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung des Stromversorgungstyps und eine Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung des Stromziehtyps, die mit hoher Geschwindigkeit schalten, kombiniert, wodurch ein Hochfrequenzstrom ohne Gleichstromkomponente erzeugt werden kann.
In einer anderen beispielhaften Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung kann die Anstiegszeit des Ausgangsstroms verkürzt werden und ein Überschwingen des Ausgangsstroms kann unterdrückt werden.
Ferner kann in einem beispielhaften Oszillator die Oszillationsfrequenz auf der Basis des Werts eines konstanten Stroms zur Ladung eines Kondensators und eines vorbestimmten Referenzwerts bestimmt werden, der erforderlich ist, wenn ein Strom oder eine Spannung zur Steuerung der Oszillationsfrequenz erzeugt wird. Es ist möglich, diese Werte zu erhalten, während das Ausmaß minimiert wird, in dem sie durch eine Variation der Versorgungsspannung oder der Betriebstemperatur beeinflusst werden.
In dem beispielhaften Oszillator kann daher der Einfluss einer Variation der Versorgungsspannung oder der Betriebstemperatur auf die Oszillationsfrequenz zur Stabilisierung der Oszillationsfrequenz sowie zur Verbesserung der Oszillationsgenauigkeit minimiert werden.
Mit einer beispielhaften Hochfrequenz-Überlagerungsschaltung kann eine Laserdiode stabil mit hoher Geschwindigkeit betrieben werden.
Ferner kann mit einer beispielhaften Hochfrequenz-Überlagerungsschaltung ein schnelleres Einschalten des Betriebs einer Laserdiode erreicht werden und die Laserdiode kann stabil angesteuert werden.

Claims

Eine Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung, die eine Stromeinstellschaltung (111), in der ein Strom extern eingestellt wird; eine Auswahlschaltung (112), die einen Strompfad für einen eingestellten Strom, der von der Stromeinstellschaltung (111) eingestellt worden ist, aus einem ersten Strompfad (117) und einem zweiten Strompfad (118) gemäß einem Eingangssignal auswählt; eine Stromspiegelschaltung (113), die einen Ausgangsstrom in einem vorbestimmten Stromverhältnis zu dem eingestellten Strom entnimmt, der durch den ersten Strompfad (117) fließt, und die als einen Abschnitt eine Rückkopplungsschaltung umfasst; und eine Ausgangsstrom-Optimierungsschaltung (114) umfasst, die den Anstieg des Ausgangsstroms der Stromspiegelschaltung durch Einstellen eines Phasenrands der Rückkopplungsschaltung optimiert, so dass ein Überschwingen des Ausgangsstroms unterdrückt wird.
Eine Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung, nach Anspruch 1, wobei die Auswahlschaltung (112), einen ersten (Q104) und einen zweiten (Q103) Transistor umfasst; und die Stromspiegelschaltung (113) einen dritten Transistor (Q106), der mit dem ersten Transistor (Q104) in Reihe geschaltet ist, einen ersten Sourcefolger (Q110), der den dritten Transistor (Q106) ansteuert, einen vierten Transistor (Q107), der eine Stromspiegel-Beziehung zu dem dritten Transistor (Q106) bildet, und der einen gewünschten Ausgangsstrom entnimmt, und einen zweiten Sourcefolger (Q111) umfasst, der den vierten Transistor (Q107) unter den gleichen Bedingungen ansteuert wie der erste Folger (Q110), wobei die Rückkopplungsschaltung zwischen denn dritten Transistor (Q106) und dem ersten Sourcefolger (Q110) ausgebildet ist, wobei der erste (Q110) und der zweite Sourcefolger (Q111) gemäß einem Ausgangssignal von dem dritten Transistor (Q106) angesteuert werden.
Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung nach Anspruch 1 oder 2, bei der die Ausgangsstrom-Optimierungsschaltung (114) umfasst: ein variables Widerstandselement (Q121), das zwischen einer Ausgangsseite des ersten Sourcefolgers (Q110) und einer Ausgangsseite des zweiten Sourcefolgers (Q111) geschaltet ist, und bei dem zwischen einem niedrigen Widerstand und einem hohen Widerstand gewechselt werden kann; ein Vergleichsmittel (122), das einen Ausgangsstrom von dem vierten Transistor (Q107) mit einem vorbestimmten Wert vergleicht, wenn der Ausgangsstrom ansteigt, und welches das variable Widerstandselement (Q121) von dem niedrigen Widerstand zu dem hohen Widerstand ändert, wenn der Ausgangsstrom den vorbestimmten Wert überschreitet; und ein Initialisierungsmittel (123), welches das variable Widerstandselement (Q121) von dem hohen Widerstand zu dem niedrigen Widerstand ändert, wenn der Ausgangsstrom von dem vierten Transistor (Q107) abfällt.
Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung nach Anspruch 3, bei der das variable Widerstandselement (Q121) einen MOS-Transistor umfasst.
Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung nach Anspruch 2, bei der die Ausgangsstrom-Optimierungsschaltung (114) ein Widerstandselement mit einem vorbestimmten Widerstandswert aufweist und zwischen die Ausgangsseite des ersten Sourcefolgers (Q110) und die Ausgangsseite des zweiten Sourcefolgers (Q111) geschaltet ist.
Hochgeschwindigkeits-Stromschalterschaltung nach Anspruch 5, bei der das Widerstandselement aus Polysilicium hergestellt ist.