DE60129649T2

DE60129649T2 - Stromversorgung mit Pulsbreitenmodulationsteuerungssystem

Info

Publication number: DE60129649T2
Application number: DE60129649T
Authority: DE
Inventors: Mau Orange PHAM; Michael T. Cary MADIGAN
Original assignee: Texas Instruments Inc
Current assignee: Texas Instruments Inc
Priority date: 2000-10-06
Filing date: 2001-10-08
Publication date: 2008-05-21
Anticipated expiration: 2021-10-09
Also published as: EP1199790A3; KR100889666B1; KR20020027258A; DE60129649D1; JP2002186250A; EP1199790B1; EP1199790A2; TW543268B; US6320768B1

Description

Technisches Gebiet der Erfindung
Diese Erfindung bezieht sich im Allgemeinen auf Impulsbreitenmodulations-Steuersysteme und -verfahren (PWM-Steuersysteme und -verfahren) für eine Stromversorgung und insbesondere auf ein PWM-Verfahren und -System für eine Stromversorgung, das die Spitzenstromprogrammmodus-Steuerung (CPM-Steuerung) für große Tastverhältnisse bei einem gleichmäßigen Übergang zur Spannungsmodussteuerung bei kleinen Tastverhältnissen bis hinunter zu einem Tastverhältnis von null verwendet.
Beschreibung des Standes der Technik
Der Stromprogrammmodus (CPM) ist eine populäre PWM-Steuertechnik, die in der Technologie der Stromversorgungen mit geschaltetem Modus verwendet wird. Das Tastverhältnis wird bestimmt, wenn der Schaltstrom einen Spitzenwert erreicht, der durch eine Steuerspannung angefordert wird. Oft ist die Steuerspannung eine kompensierte Version des Fehlers zwischen einer Ausgangsspannung einer Stromversorgung und einer festen Referenz. Bei normalen Betriebspegeln sind der Schaltstrom und der angeforderte Spitzenstrom größer als das Rauschen in dem System, wobei sie ausreichend zwischen den Versorgungsspannungen des Komparators und den Versorgungsspannungen des Fehlerverstärkers zentriert sind, um einen gleichmäßigen Betrieb bei großen Tastverhältnissen und großen Strömen zu besitzen. Wenn jedoch ein kleines Tastverhältnis erforderlich ist (d. h. unter einigen Prozent), wird das Stromerfassungssignal zu klein und kommt der Masse zu nah, als dass der PWM-Komparator erfolgreich das größere des Stromerfassungssignals und des Steuerspannungssignals erkennt. Diesem Szenario wird bei einer PWM-gesteuerten Stromversorgung begegnet, die bei Bedingungen einer schwachen Last arbeitet. Das bedauerliche Ergebnis ist, dass das Tastverhältnis erratisch zwischen null und einem minimalen Tastverhältnis springt. Das Ergebnis für den Rest des Umsetzers ist, dass die Ausgangsspannung die Regelung verliert und transformatorisolierte Topologien Überstrombedingungen aus der Sättigung erleiden können, die durch das erratische Verhalten verursacht wird. Kleine Tastverhältnisse und hohe Schaltfrequenzen sind außerdem durch die Verzögerung in der Logik begrenzt, die erforderlich ist, um bei jedem Schaltzyklus die Impulsbreiteninformationen zu erfassen und zwischenzuspeichern.
US 6.057.675 offenbart ein impulsbreitenmodulations-Steuersystem (PWM-Steuersystem) für eine Stromversorgung.
In Anbetracht des vorangehenden gibt es einen Bedarf an einem Impulsbreitenmodulations-Schema (PWM-Schema) für eine Stromversorgung, das die Leistung bei schwacher Last/niedrigem Tastverhältnis in stromprogrammmodus-gesteuerten (CPM-gesteuerten) Umsetzern mit geschaltetem Modus verbessert und das die Geschwindigkeit durch Beseitigung des PWM-Zwischenspeichers und seiner zugeordneten Verzögerung vergrößert.
Zusammenfassung der Erfindung
Die vorliegende Erfindung ist auf eine PWM-Steuertechnik für eine Stromversorgung gerichtet, die die Spitzenstromprogrammmodus-Steuerung (CPM-Steuerung) für große Tastverhältnisse mit einem gleichmäßigen Übergang zur Spannungsmodussteuerung bei kleinen Tastverhältnissen bis hinunter zu einem Tastverhältnis von null verwendet und die die Geschwindigkeit der Modulation verbessert. Ein PWM-Komparator ist so implementiert, dass er in Abhängigkeit vom Stromerfassungspegel in drei verschiedenen Modi arbeitet. Der PWM-Komparator führt die CPM-Steuerung (erster Modus) über das meiste des Steuerbereichs aus, wo die Stromerfassungspegel groß sind. Für kleine Stromerfassungspegel führt der PWM-Komparator die Spannungsmodussteuerung (zweiter Modus) aus, was veranlasst, dass das Tastverhältnis proportional zur Steuerspannung ist. Die Spannungsmodussteuerung wird ausgeführt, wo das Tastverhältnis durch eine Spannung oder ein Spannungsfehlersignal bestimmt ist. Der PWM-Komparator besitzt einen kleinen Betriebsbereich, in dem sich der erste und der zweite Modus überlappen, um einen gleichmäßigen Übergang zwischen den Bereichen der CPM und der Spannungsmodussteuerung zu unterstützen. Ein dritter Modus des Betriebs tritt auf, wenn die Steuerspannung niedrig genug wird, um ohne irgendwelche intermittierenden Impulse das Tastverhältnis auf null zu steuern.
In einem Aspekt der Erfindung ist eine PWM-Steuertechnik für eine Stromversorgung unter Verwendung eines nicht abgeglichenen Komparators implemen tiert, wobei sie sich auf einen Grenz-Schwellenwert stützt, um den Modus der Modulation zu bestimmen.
In einem weiteren Aspekt der Erfindung ist die PWM-Steuertechnik für eine Stromversorgung außerdem unter Verwendung eines Differenzverstärkers implementiert, um den abgeglichenen Betrieb für eine hohe Rauschimmunität bei hohen Geschwindigkeiten zu erreichen.
In einem nochmals weiteren Aspekt der Erfindung ist eine PWM-Technik für eine Stromversorgung unter Verwendung eines weiteren Differenzverstärkers implementiert, dessen Zweck darin besteht, den Punkt, an dem der Modus der Modulation geändert wird, durch eine Referenz zu setzen, anstatt sich auf parasitäre Grenz-Schwellenwerte zu stützen.
In einem nochmals weiteren Aspekt der Erfindung ist eine PWM-Technik für eine Stromversorgung im Gegensatz zur Verwendung eines PWM-Zwischenspeichers unter Verwendung eines Kondensators, um den Zustand des Modulators zu speichern, implementiert.
In einem nochmals weiteren Aspekt der Erfindung ist eine PWM-Technik für eine Stromversorgung implementiert, bei der die PWM-Steuereinheit gleichmäßig von einem ersten Modus zu einem dritten Modus und zurück übergeht, so dass die Ausgabe der Stromversorgung gleichmäßig gesteuert bleibt.
In einem nochmals weiteren Aspekt der Erfindung ist eine PWM-Technik für eine Stromversorgung implementiert, bei der der Betrag der Verzögerung auf Grund der Größe des PWM-Zustandskondensators und seines funktionalen Ortes im hohen Maße verringert ist.
Kurzbeschreibung der Zeichnung
Andere Aspekte und Merkmale der vorliegenden Erfindung und viele der begleitenden Vorteile der vorliegenden Erfindung werden leicht erkannt, da dieselben unter Bezugnahme auf die folgende ausführliche Beschreibung besser verstanden wird, wenn sie im Zusammenhang mit der beigefügten Zeichnung betrachtet wird, in der gleiche Bezugszeichen überall in ihren Figuren gleiche Teile bezeichnen und worin:
1 eine schematische graphische Darstellung ist, die einen idealen impulsbreitenmodulierten Umsetzer mit geschaltetem Modus im Stromprogrammmodus veranschaulicht;
2 die Signalformen von Signalen veranschaulicht, die dem in 1 gezeigten idealen impulsbreitenmodulierten Umsetzer mit geschaltetem Modus im Stromprogrammmodus zugeordnet sind;
3 eine schematische graphische Darstellung ist, die einen Umsetzer des Standes der Technik veranschaulicht;
4 eine schematische graphische Darstellung ist, die einen PWM-Komparator veranschaulicht, dessen Funktion des Zwischenspeicherns durch einen Kondensator gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ausgeführt wird;
5 eine schematische graphische Darstellung ist, die den in 4 gezeigten PWM-Komparator veranschaulicht, zu dem abgeglichene Eingangstufen gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung hinzugefügt worden sind; und
6 eine schematische graphische Darstellung ist, die einen PWM-Komparator veranschaulicht, der einen kapazitiven Zwischenspeicher, eine Hochgeschwindigkeits-Befehlsstufe, eine Hochgeschwindigkeits-Erfassungsstufe und unabhängige Offset- und Schwellenwert-Einstellungen gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung besitzt.
Während die oben angegebenen Figuren der Zeichnung besondere Ausführungsformen darlegen, sind weitere Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung außerdem beabsichtigt, wie in der Erörterung angegeben ist. In allen Fällen stellt diese Offenbarung die veranschaulichten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung als Darstellung und nicht als Einschränkung dar. Die Fachleute auf dem Gebiet können zahlreiche andere Modifikationen und Ausführungsformen erfinden, vorausgesetzt, dass sie in den Umfang dieser Erfindung fallen, der durch die Ansprüche definiert ist.
Ausführliche Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen
1 ist eine schematische graphische Darstellung, die einen idealen impulsbreitenmodulierten Umsetzer 10 mit geschaltetem Modus im Stromprogrammmodus veranschaulicht, der im Folgenden erörtert wird, um die Vorteile besser zu veranschaulichen, die durch die Aspekte der vorliegenden Erfindung geschaffen werden, die in den 4–6 dargestellt ist. Die in 1 gezeigte Steuerspannung 102 setzt einfach den Spitzenstrompegel im Schalter Q₁ 104. 2 veranschaulicht die Signalformen der Signale, die dem in 1 gezeigten idealen impulsbreitenmodulierten Umsetzer 10 mit geschaltetem Modus im Stromprogrammmodus zugeordnet sind. Das Tastverhältnis 'D' 200 ist die Zeitdauer, die der Schalter Q₁ 104 während eines Schaltzyklus EIN-geschaltet ist, geteilt durch die Dauer dieses Zyklus, die durch den TAKT 202 bestimmt ist. Das Tastverhältnis ist darauf bezogen, wieviel Energie vom Eingang V_g 106 der Stromversorgung zur R-Last 108 übertragen wird. Höhere Tastverhältnisse führen zu einer höheren Energieübertragung von der Quelle V_g 106 zur R-Last 108. Umgekehrt führen niedrigere Tastverhältnisse zu einer niedrigeren Energieübertragung von der Quelle V_g 106 zur R-Last 108. Bei abermaliger Betrachtung von 2 ist zu sehen, dass sich die Steuerspannung 102 viel langsamer als das Stromerfassungssignal 110 bewegt (wie es in typischen Anwendungen gesehen wird). Die vorliegende Erfindung nutzt den Unterschied der Änderungsraten zwischen der Steuerspannung 102 und des Stromerfassungssignals 110 aus.
Die Vorspannungs-Verbindung 112 zur Masse am PWM-Komparator 114 ist die einzige nicht ideale Bedingung, die in 1 dargestellt ist. Hinsichtlich einer praktischen Implementierung führt diese Verbindung 112 dazu, dass der PWM-Komparator 114 die Empfindlichkeit verliert, wenn das Steuerspannungssignal 102 und/oder das Stromerfassungssignal 110 nah bei der Spannung der Vorspannungsverbindung 112 (der Masse in diesem Fall) liegen. Die Verschlechterung der Leistung tritt typischerweise bei Pegeln unter 200 mV auf.
Unter fortgesetzter Bezugnahme auf 2 ist zu sehen, dass die Impulsbreite 204 während des Bereichs 0 ≤ t ≤ 3T_S breit ist und der Pegel des Stromerfassungssignals 110 gut über dem Masse-Vorspannungspegel liegt. Breitere Tastverhältnisse führen schließlich auf Grund der höheren Energieübertragung zu größeren Signalen. Bei schmaleren Tastverhältnissen jedoch (im Bereich 3T_S < t < 6T_S) ist der Pegel des Stromerfassungssignals 110 klein und liegt vielleicht nah genug beim Masse-Vorspannungspegel, damit der PWM-Komparator 114 Schwierigkeiten besitzt, richtig zu unterscheiden, welches Signal größer ist.
3 ist eine schematische graphische Darstellung, die einen Hochgeschwindigkeits-PWM-Komparator 300 und einen PWM-Zwischenspeicher 302 des Standes der Technik veranschaulicht. Die erste Stufe des PWM-Komparators 300 enthält M1, M2, M3, M4 und A1, um einen Differenzverstärker 303 zu implementieren, dessen Ausgangsspannung V_G6 304 proportional zur Differenz zwischen den Eingangsspannungen V_S 306 (Stromerfassung) und V_C 308 (Steuerspannung) ist. Der Verstärkungsfaktor des Differenzverstärkers 303 der ersten Stufe ist jedoch groß genug, so dass der Differenzverstärker 303 gesättigt ist. Die zweite Stufe 310 enthält M6 und A2, die zusammen das Signal V_G6 304 invertieren und verstärken. Die Stromquelle A2 verursacht die Anstiegsflanke von V_D6 312. Die dritte Stufe 314 enthält den Inverter I1, der das Signal V_D6 312 invertiert und den PWM-Zwischenspeicher 302 zurücksetzt. Die Dauer zwischen dem Setzsignal V_CK 316 und dem Rücksetzsignal 318 ist die EIN-Dauer 320, wie im Signal V_M 322 gezeigt ist. Der Inverter I1 dient außerdem als ein Puffer mit niedriger Impedanz zwischen der Verstärkungsstufe 310 und den Logikstufen im PWM-Zwischenspeicher 302.
Der Hochgeschwindigkeits-PWM-Komparator 300 und der PWM-Zwischenspeicher 302 des Standes der Technik sind kombiniert, um ein System zu bilden, das gegenüber Rauschen robust ist, das aber an den Verzögerungen leidet, die durch den PWM-Zwischenspeicher 302 auferlegt werden. Ein Offset zu V_G6 304 muss aufgenommen werden, damit der Komparator 300 und der Zwischenspeicher 302 richtig funktionieren. Im Allgemeinen wird dieser Offset implementiert, indem M2 so ausgewählt wird, dass er einen viel größeren Verstärkungsfaktor und eine viel größere Drain-Source-Admittanz als M1 besitzt. Ferner muss der Verstärkungsfaktor des Differenzverstärkers 303 hoch sein, um ein ausreichendes Signal zu liefern, um die Schwellenwerte des Inverters I1 zu überqueren. Der hohe Verstärkungsfaktor ist eine Anforderung, die der hohen Geschwindigkeit entgegensteht. Ferner verursacht die digitale Art des PWM-Komparators 300 und des PWM-Zwischenspeichers 302 in dieser Implementierung, dass die Ausgabe V_M 322 plötzlich das Signal verliert, wenn V_S 306 und V_C 308 kleine Signale werden. Diese Eigenschaft verursacht das Überspringen von Impulsen bei niedrigen Tastverhältnissen.
Die in 3 dargestellten Schemata des PWM-Komparators 300 und des PWM-Zwischenspeichers 302 sind problematisch gewesen, wenn bei niedrigen Tastverhältnissen gearbeitet wird. Spezifisch können zwei diesem Schema zugeordnete Mängel das Überspringen von Impulsen verursachen, wenn bei einem niedrigen Tastverhältnis gearbeitet wird. Diese sind 1) unzureichende Signale und 2) eine Verzögerung. Der hohe Verstärkungsfaktor in der differentiellen Stufe 303 wird auf Kosten der Geschwindigkeit erreicht. Unzureichende Signale treten bei schmalen Tastverhältnissen auf, weil der Anstieg des Stromerfassungssignals 302 sehr niedrig ist, was zu einem kleinen Differenzsignal führt. Das Differenzsignal V_G6 304 kann zu klein sein, um M6 zu aktivieren, wobei es folglich verursacht, dass ein Impuls übersprungen wird. Ein unzureichendes Signal kann leicht mit Streukopplungen verunreinigt sein, die das Problem des Überspringens schlimmer machen. Die Verzögerung verursacht das Überspringen des Tastzyklus in der folgenden Weise. Der Differenzverstärker 303 erfordert eine Zeit, um nach der Anstiegsflanke von V_S 306 einzuschwingen, um einen genauen Vergleich zwischen V_S 306 und V_C 308 auszuführen. Der Zwischenspeicher 302 erfordert eine Vorbereitungszeit, wobei er auf Grund seiner internen Logikgatter und seiner internen Rückkopplung Verzögerungen auferlegt. Ein Impuls wird bei dem Schaltzyklus übersprungen, der einem Befehl für einen schmaleren Impuls als die Verzögerung durch den Komparator 300 und der Zwischenspeicher 302 folgt.
Der Komparator 300 und der Zwischenspeicher 302 des Standes der Technik besitzen deshalb ein minimales Tastverhältnis, unter dem das Tastverhältnis auf null fällt. Die Leistung und die Offsets des Differenzverstärkers 303 hängen von den parasitären Kopplungen ab, die in der Schaltung zwischen VDD, A1, M1, M2, M3 und M4 verteilt sind. Viele der parasitären Merkmale verändern sich beträchtlich über die Temperatur und über den Herstellungsprozess. Die Leistung dieses Topologieschemas bei schmalen Tastverhältnissen ist über die Temperatur und über die Herstellungslose inkonsistent. Die Auferlegung eines positiven Offsets auf V_G6 304, um den Betrag zu verringern, den V_G6 304 unter den Schwellenwert von M6 geht, kann die Wirkung des minimalen Tastverhältnisses verringern. Das typische Verfahren, um einen Offset zu erreichen, ist, dass M2 vorsätzlich mit einem höheren Verstärkungsfaktor als M1 versehen wird. Die nicht abgeglichene Technik ist jedoch, zurückzuführen auf die Variationen in den parasitären Vorrichtungen und den Nachteil, dass der nicht abgeglichene Betrieb die Wirkungen des Rauschens vergrößert, begrenzt.
4 ist eine schematische graphische Darstellung, die einen PWM-Komparator 400 veranschaulicht, dessen Funktion des Zwischenspeicherns durch einen Kondensator 402 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ausgeführt wird. Das in 4 dargestellten Schema arbeitet, um den Steuerbereich des Tastzyklus gleichmäßig zu machen, indem die Speicherfunktion des Zwischenspeichers als eine analoge Speichervorrichtung (der Kondensator 402) implementiert wird. Die Differenzverstärkerstufe 401 kann entweder als eine Verstärkungsstufe oder als ein Komparator linear arbeiten, um das gleiche funktionale Verhalten bereitzustellen. Der Verstärkungsfaktor der Differenzverstärkerstufe 401 kann folglich verringert werden, um eine höhere Geschwindigkeit zu erreichen. Diese Lösung überwindet die digital auferlegte Verzögerung des PWM-Zwischenspeichers 302, indem die Funktion in einem Kondensator 402 ausgeführt wird (eine Streuknotenkapazität besitzt eine geeignete Größe). Die Differenzverstärkerstufe 401 ist so implementiert, wie hierin oben erörtert worden ist, mit Ausnahme, dass der Verstärkungsfaktor viel kleiner gehalten wird. Die digitale Umsetzung tritt in der Pufferstufe I1 auf. Der vorhergehende PWM-Zwischenspeicher 302 könnte alternativ in der Schaltung als ein Redundanzmerkmal gelassen werden, er ist aber in den meisten Anwendungen nicht notwendig.
Wie oben dargelegt worden ist, umfasst die Differenzverstärkerstufe 401 die Transistoren M1, M2, M3, M4 und A1. Der Kondensator (C1) 402 ist die PWM-Speichervorrichtung. Der Transistor M6 ist die PWM-Speicherentladevorrichtung, während der Transistor M5 die PWM-SETZ-Vorrichtung ist. Der Puffer I1 ist ein nichtinvertierender Puffer, dessen Ausgabe direkt das PWM-Signal 404 ist. Der Puffer I1 entfernt außerdem die Belastungswirkungen, die am V_M-Ausgangsanschluss 406 extern auferlegt werden können.
Der Kondensator (C1) 402 ist der offensichtlichste Unterschied zwischen der in 3 gezeigten Schaltung 300 des Standes der Technik und der in 4 gezeigten Schaltung 400. Ferner ist ein Schalter M5 mit der Stromquelle A2 in Kaskade geschaltet. Die Funktion des Zwischenspeicherns wird durch die Tatsache erreicht, dass die Differenzverstärkerstufe 401 den Kondensator (C1) 402 nur entladen kann. Die Differenzverstärkerstufe 401 kann den Kondensator (C1) 402 nicht laden. Die Stromquelle A2 und der Transistor M5 bilden den einzigen Weg, durch den der Kondensator (C1) 402 geladen werden kann. Wie in der Schaltung 300 des Standes der Technik wird der Offset für den Betrieb bei niedrigen V_S 306 und V_C 308 erreicht, indem M2 so ausgewählt wird, dass er einen viel größeren Verstärkungsfaktor und eine viel größere Drain-Source-Admittanz als M1 besitzt.
Im Folgenden wird nun der Betrieb des PWM-Komparators 400 erklärt. Am Anfang eines Taktzyklus sättigt ein TIEF-Wert von V_CK 316 den M5 und erlaubt A2, C1 zu laden. Dies verursacht, dass sich der Ausgang des Knotens 406 von TIEF zu HOCH ändert, was wiederum verursacht, dass der (nicht gezeigte) externe Umsetzerschalter EIN-geschaltet wird, was ein Ansteigen des Schaltstroms verursacht, das dann bei V_S 306 erfasst wird. Die Spannung V_CK 316 ist während ausreichender Zeit tief, um sicherzustellen, dass C1 vollständig geladen wird. Wenn V_CK 316 HOCH wird, schneidet sie die Ladung für C1 AB (die Spannung V_C1 kann nur während dieses Intervalls durch M6 verringert werden).
Wenn der externe Schaltstrom groß genug wird, steuert er den Differenzverstärker 401, um M6 EIN zu schalten, der dann Ladung von C1 abzapft. Wenn die Ladung so verringert ist, dass die Spannung V_C1 kleiner als der Logikschwellenwert in I1 ist, fällt die Ausgabe V_M auf TIEF, wobei folglich die EIN-Betriebsart des externen Schalters beendet wird. Der Schaltstrom und die Erfassungsspannung V_S 306 fallen auf null. Die Spannung V_C1 bleibt während des Rests des Schalzyklus tief, weil der Differenzverstärker 401 nur wirken kann, um V_C1 zu verringern. Dann wird der vorhergehende Zyklus wiederholt.
Der Betrieb bei niedrigem Tastverhältnis tritt normalerweise auf, wenn der (nicht gezeigte) externe Umsetzer schwach belastet ist. Im Wesentlichen besitzt der externe Schaltstrom bei leichteren Lasten kleinere Spitzen; das Erfassungs signal V_S 306 und das Befehlsignal V_C 308 sind für diesen Typ des Betriebs typischerweise kleiner. Die Knotenspannung V_N1 (410) ist zu V_S 306 plus V_C 308 proportional, was wiederum die Grenze von V_G6 setzt. Der extreme Fall des Tastverhältnisses von null tritt auf, wenn V_S 306 und V_C 308 klein genug sind, um M6 zu veranlassen, C1 langsam zu entladen. Je niedriger hier V_C 308 ist, desto schneller wird C1 entladen und desto kürzer ist das Tastverhältnis. Die Kapazität von C1 und der Transkonduktanz-Verstärkungsfaktor von M6 bestimmen den Verstärkungsfaktor, mit dem die Impulsbreite bestimmt wird, wenn der PWM-Komparator 400 bei niedrigen Tastverhältnissen arbeitet. Bei höheren Tastverhältnissen sind V_S 306 und V_C 308 groß genug, um C1 schnell zu entladen, wobei die Kapazität von C1 und der Transkonduktanz-Verstärkungsfaktor von M6 das Tastverhältnis nicht signifikant beeinflussen.
Die Differenzverstärkerstufe 401 ist absichtlich nicht abgeglichen, um die gewünschten Vorspannungseigenschaften zu implementieren und um das Rauschen zu verringern. Der nicht abgeglichene Betrieb wird erreicht, indem der Transistor M2 so ausgewählt wird, dass er einen höheren Verstärkungsfaktor als der Transistor M1 besitzt. Die Wirkung ist, dass V_C 308 einen offensichtlichen Offset besitzt, was bedeutet, dass der Befehl für das Tastverhältnis von null eine kleine Spannung V_C 308 über Masse ist. Der Wert des Offsets ist auf die Differenzen der Verstärkungsfaktoren und die Schwellenwerte bezogen, wobei er sich nicht für eine zweckmäßige analytische Lösung eignet. Typischerweise wird der Offset unter Verwendung von empirisch-praktischen Verfahren konstruiert. Der Offset verändert sich über die Temperatur und die Herstellungslose um soviel wie 3,5 zu 1. Die Erfinder der vorliegenden Findung fanden Laborimplementierungen, die Offsets im Bereich von 0,35 V bis 1,2 V besitzen. Der Offset-Bereich ist jedoch auf Grund der hierin erörterten Konstruktionsvorteile des Steuersystems für viele Lösungen mit niedriger Leistung angemessen.
Die Auswirkung des hierin oben erörterten Offsets ist zwischen dem PWM-Komparator 300 des Standes der Technik und dem vorliegenden PWM-Komparator 400 ausgeprägt verschieden. Die Erfassungsspannung V_S 306 für den PWM-Komparator 400 besitzt keine Wirkung auf V_G6 304 für Spannungen unter dem Schwellenwert von M3, V_T(M3). Der Transistor M2 kann jedoch V_G6 304 hervorrufen, wenn er sich unter seiner Offset-Spannung V_offset, aber über der Schwellenspannung von M6 befindet. Für V_S < V_T(M3) und V_T(M6) < V_C < V_offset entlädt der M6 den C1 proportional zu V_offset – V_C. Dies ist der Bereich, in dem der Modulator in der Spannungsmodussteuerung arbeitet. Der Bereich liegt zwischen dem Offset und dem Punkt, an dem V_G6 304 unzureichend ist, um M6 AUS zu schalten.
Obwohl der PWM-Komparator 400 gegenüber dem PWM-Komparator 300 des Standes der Technik eine verbesserte Leistung besitzt, besitzt er immer noch eine nicht abgeglichene differentielle Stufe 401. Der nicht abgeglichene Betrieb führt zu einem schlechten Netzunterdrückungsfaktor und einer allgemeinen Anfälligkeit für Eingangsstörungen. Umsetzer mit geschaltetem Modus dienen oft als eine hochenergetische Quelle für Rauschen und Störungen. Es ist folglich vorteilhaft, die Rauschunterdrückung der Eingangstufen der PWM-Steuereinheiten zu verbessern.
Die Rauschunterdrückung wird signifikant verbessert, falls die Eingänge in die differentielle Stufe die gleiche Impedanz und den gleichen Verstärkungsfaktor besitzen. Dies bedeutet, dass die Impedanz, der Verstärkungsfaktor und die Streukopplung der Eingangstransistoren der differentiellen Stufe angepasst sein sollten, um die Wirkungen des Rauschens zu minimieren. Wie oben dargelegt worden ist, sind die Eingangstransistoren des PWM-Komparators 400 nicht angepasst, um einen Gleichspannungs-Offset in die differentielle Stufe 401 einzuführen. Es ist deshalb erwünscht, angepasste Eingänge aufzunehmen, um den Betrieb des PWM-Komparators 400 zu verbessern.
5 ist eine schematische graphische Darstellung, die einen PWM-Komparator 500 veranschaulicht, zu dem gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ein Zwischenspeicher-Kondensator 402 und abgeglichene Eingangstufen hinzugefügt worden sind. Die Referenzkondensatoren REFC 502 und REFS 504 bauen Gleichspannungs-Offsets zum Setzen der Vorspannung von M6 bzw. M8 auf. Die Befehlsstufe 506 ist die differentielle Stufe, die die Komponenten M1, M2, M3 und A1 aufweist. Die Erfassungsstufe 508 die differentielle Stufe, die die Komponenten M4, M5, M6 und A2 aufweist.
Obwohl es Unterschiede in den Ausbreitungsverzögerungen zwischen V_C 308 und VC1 im Vergleich zu V_S 306 und VC1 gibt, werfen sie kein Problem für die Leistung des PWM-Komparatorsystems 500 auf. In den meisten Umsetzerkonstruktionen ist das Befehlsignal V_C 308 eine Fehlerspannung, die sich über viele Schaltzyklen langsam ändert. Im Gegensatz ändert sich das Erfassungssignal V_S 306 während eines einzigen Schaltzyklus schnell. Die Erfassungsstufe 508 ist so positioniert, dass sie die nächste Stufe zur Entladestufe M8 ist. Es gibt auf Grund der Kaskadenkonfiguration weniger Verzögerung von der Erfassungsstufe 508 zur Entladestufe M8 als es von der Befehlsstufe 506 zur Entladestufe M8 gibt. Außerdem ist der Vorstrom A2 der Erfassungsstufe 508 viel größer und besitzen die Transistoren M4 und M5 eine höhere Transkonduktanz als die, die die Transistoren der Befehlsstufe 506 besitzen. Die Wirkung ist hier eine Vergrößerung der Differenz zwischen den Antwortgeschwindigkeiten der zwei differentiellen Stufen mit dem Vorteil einer niedrigeren Leistungsaufnahme auf Grund des niedrigeren A1-Vorstroms in der Befehlsstufe 506.
Viele PWM-Umsetzer, die im Stromprogrammmodus mit Tastverhältnissen über 50 % arbeiten, erfordern eine Kompensation des Anstiegs. Dies wird ausgeführt, indem entweder eine Sägezahnspannung zu V_S 306 hinzugefügt wird oder indem eine sägezahnförmige Rampe von V_C 308 abgezogen wird. Der erste Fall würde die Implementierung verwenden, die in 5 zu sehen ist. Der zweite Fall würde erfordern, dass die Geschwindigkeit der differentiellen Befehlsstufe 506 den gleichen Pegel des Vorstroms und Transistoren mit derselben Größe wie die differentielle Erfassungsstufe 508 verwenden würde.
Der PWM-Komparator 500 besitzt ähnliche Nachteile wie sie hierin oben unter Bezugnahme auf 4 erörtert worden sind. Die Transkonduktanz-Verstärkungsfaktoren und die Vorrichtungsschwellenwerte bestimmen den Spannungspegel, bei dem V_S 306 damit aufhört, das Tastverhältnis in beiden Systemen 400, 500 hervorzurufen. Obwohl derartige Implementierungen für viele Umsetzer mit einer Rückkopplung mit hohem Verstärkungsfaktor geeignet sind, sind sie nicht für alle Rückkopplungsschleifen geeignet. Die Typen der Rückkopplungsschleifen, die mit den Systemen 400, 500, die in den 4 bzw. 5 gezeigt sind, am besten arbeiten, sind Rückkopplungssteuereinheiten, die den Fehler in der Gleichspannung integrieren. Der Grund ist, dass auf Grund der Gleich spannungsintegration die Gleichspannungs-Offsets korrigiert werden. Die integrierenden Steuereinheiten erfordern, dass der Rest des PWM-Umsetzers einen hohen Grad der Stabilität um den Arbeitspunkt besitzt. Einige Umsetzer besitzen diesen Grad der Stabilität nicht, wobei sie erfordern, dass der Schwellenwert über die Temperatur- und Losvariationen konsistent ist, wie hierin oben dargelegt worden ist.
Die Erfinder der vorliegenden Erfindung haben dieses Problem gelöst, indem sie eine weitere differentielle Stufe eingefügt haben, wie in 6 veranschaulicht ist, die eine Referenz besitzt, die den Übergangsspannungspegel setzen kann, wo V_S 306 das Tastverhältnis unabhängig von anderen Schaltungs-Verstärkungsfaktoren und Vorströmen hervorruft. 6 ist eine schematische graphische Darstellung, die einen PWM-Komparator 600 veranschaulicht, der einen kapazitiven Zwischenspeicher 402, eine Hochgeschwindigkeits-Befehlsstufe 602, eine Hochgeschwindigkeits-Erfassungsstufe 604 und unabhängige Offset- und Schwellenwert-Einstellungen (REFC 502, REFT 606 und REFS 504) gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung aufweist. Die Spannungsreferenz REFT 606 ist der Schwellenwert von V_C 308 zwischen der Stromprogrammmodus-Steuerung und der Spannungsmodussteuerung.
Wie hierin oben dargelegt worden ist, leidet das PWM-Komparatorsystem 300 Standes der Technik, obwohl es widerstandsfähig gegen Rauschen ist, an den Verzögerungen, die durch (F1) 302 auferlegt werden. Damit dieser Komparator 300 für niedrige Bereiche von V_S 306 richtig arbeitet, muss deshalb ein Offset für V_G6 304 aufgenommen werden. Typischerweise wird dieser Offset implementiert, indem M2 so gewählt wird, dass er einen viel größeren Verstärkungsfaktor und eine viel größere Drain-Source-Admittanz als M1 besitzt. Ferner muss der Verstärkungsfaktor des Differenzverstärkers 303 hoch genug sein, um ein ausreichendes Signal zu liefern, um die Schwellenwerte des Inverters I1 zu überqueren. Ein hoher Verstärkungsfaktor ist, wie oben dargelegt worden ist, eine der hohen Geschwindigkeit entgegenstehende Anforderung. Die digitale Art des PWM-Komparators 300 und des Zwischenspeichers 302 verursachen außerdem, dass der Ausgang V_M 322 plötzlich das Signal verliert, wenn V_S 306 und V_C 308 kleine Signale werden, was das Überspringen von Impulsen bei niedrigen Tastverhältnissen verursacht.
In der Zusammenfassung der obigen Erklärung implementiert ein PWM-Komparator 600 die Funktion des Zwischenspeichers im Gegensatz zu den digitalen Lösungen des Standes der Technik in einer analogen Schaltung. Dies besitzt den Vorteil niedriger Verzögerungszeiten und gleichmäßiger Übergänge zwischen den Modi des Betriebs, was zu einem gleichmäßigen Betrieb bis zum Tastverhältnis von null führt. Die digitale Lösung des Standes der Technik kann im Vergleich zur vorliegenden analogen Lösung lediglich bis zu einem minimalen Tastverhältnis arbeiten, unter dem sie zwischen null und dem minimalen Tastverhältnis springt und dadurch ein erratisches Verhalten bei einem niedrigen Tastzyklus zeigt. Die vorliegende Lösung arbeitet ferner schneller als die Lösungen des Standes der Technik, weil sie keine Logik und keine Vorbereitungsverzögerungen besitzt, die den Zwischenspeichern zugeordnet sind. In Anbetracht des Obigen kann gesehen werden, dass die vorliegende Erfindung einen signifikanten Fortschritt in der Technik der PWM-Steuertechnologie darstellt. Ferner ist diese Erfindung in beträchtlicher Ausführlichkeit beschrieben worden, um die Fachleute auf dem Gebiet der Datenkommunikation mit den Informationen zu versehen, die notwendig sind, um die neuartigen Prinzipien anzuwenden und um derartige spezialisierte Komponenten zu konstruieren und zu verwenden, die erforderlich sind. In Anbetracht der vorhergehenden Beschreibungen sollte es ferner klar sein, dass die vorliegende Erfindung eine signifikante Abweichung vom Stand der Technik in Konstruktion und Betrieb darstellt. Weil jedoch besondere Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung hierin ausführlich beschrieben worden sind, ist es selbstverständlich, dass verschiedene Änderungen, Modifikationen und Ersetzungen daran vorgenommen werden können, vorausgesetzt, dass sie in den Umfang der vorliegenden Erfindung fallen, der durch die Ansprüche definiert ist.
Eine veranschaulichende Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann z. B. umfassen: ein PWM-Steuersystem für eine Stromversorgung, das eine erste differentielle Stufe, die auf ein Spannungssteuersignal (V_C) anspricht, um ein Spannungsmodus-Steuersignal zu erzeugen, eine zweite differentielle Stufe, die auf ein Stromerfassungssignal (V_S) anspricht, um ein Stromprogrammmodus-Steuersignal zu erzeugen, und eine dritte differentielle Stufe, die mit der ersten differentiellen Stufe in Kommunikation steht, um einen Schwellenwert für das Spannungssteuersignal aufzubauen, das der ersten differentiellen Stufe zugeordnet ist, umfasst.
Diese Ausführungsform kann die folgenden zusätzlichen Merkmale enthalten:

1. eine kapazitive PWM-Speichervorrichtung;
2. eine PWM-Speichersetzvorrichtung, die in Reaktion auf ein PWM-Systemtaktsignal betreibbar ist, um die kapazitive PWM-Speichervorrichtung zu laden;
3. eine PWM-Speicherentladevorrichtung, die in Reaktion auf die Steuersignale der ersten und der zweiten differentiellen Stufe so betreibbar ist, dass die kapazitive PWM-Speichervorrichtung entladen werden kann, um hieraus ein analoges PWM-Signal zu erzeugen, und dass ferner das PWM-Steuersystem für eine Stromversorgung zwischen der Stromprogrammmodus-Steuerung und der Spannungsmodussteuerung übergehen kann;
4. einen Digitalumsetzer, der in Reaktion auf das analoge PWM-Signal betreibbar ist, um hieraus ein digitales PWM-Ausgangssignal zu erzeugen;
5. die kapazitive PWM-Speichervorrichtung, die vorzugsweise ein Kondensator ist;
6. einen ersten Referenzkondensator, der so konfiguriert ist, dass er einen Gleichspannungs-Offset aufbaut, der der zweiten differentiellen Stufe zugeordnet ist;
7. einen zweiten Referenzkondensator, der so konfiguriert ist, dass er einen Gleichspannungs-Offset aufbaut, der der PWM-Speicherentladevorrichtung zugeordnet ist;
8. einen dritten Referenzkondensator, der so konfiguriert ist, dass er einen Spannungssteuersignal-Schwellenwert zwischen der Stromprogrammmodus-Steuerung und der Spannungsmodussteuerung aufbaut.

Eine noch weitere veranschaulichende Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann ein Impulsbreitenmodulations-Steuersystem (PWM-Steuersystem) für eine Stromversorgung umfassen, das ein Differenzverstärkersystem mit einem Spannungssteuersignaleingang (V_C), einem Stromerfassungssteuersignal eingang (V_S) und einem Signalausgang, wobei das Differenzverstärkersystem so betreibbar ist, dass es ein durch ein Stromerfassungssignal und ein Spannungssteuersignal gesteuertes Ausgangssignal erzeugt, einen analogen Zwischenspeicher, ein Zwischenspeichersetzelement, das in Reaktion auf ein PWM-Systemtaktsignal so betreibbar ist, dass es den analogen Zwischenspeicher setzt, ein Zwischenspeicherrücksetzelement, das in Reaktion auf das Ausgangssignal des Differenzverstärkersystems so betreibbar ist, dass es den analogen Zwischenspeicher zurücksetzt und hieraus ein analoges PWM-Signal erzeugt; und einen Digitalumsetzer, der in Reaktion auf das analoge PWM-Signal so betreibbar ist, dass er hieraus ein digitales PWM-Ausgangssignal erzeugt, umfasst.
Diese Ausführungsform kann außerdem die folgenden zusätzlichen Merkmale enthalten:

1. den analogen Zwischenspeicher, der einen Kondensator umfasst;
2. das Zwischenspeichersetzelement, das einen MOS-Transistor umfasst;
3. das Zwischenspeicherrücksetzelement, das einen MOS-Transistor umfasst;
4. den Digitalumsetzer, der ein nichtinvertierender Puffer ist;
5. das Differenzverstärkersystem, das eine Hochgeschwindigkeits-Befehlsstufe umfasst, die in Reaktion auf das Spannungsteuersignal so betreibbar ist, dass sie ein Spannungsmodus-Steuersignal erzeugt;
6. das Differenzverstärkersystem, das ferner eine Hochgeschwindigkeits-Erfassungsstufe umfasst, die in Reaktion auf das Stromerfassungssignal so betreibbar ist, dass sie ein Stromprogrammmodus-Steuersignal erzeugt;
7. das Differenzverstärkersystem, das ferner eine Spannungsreferenzstufe umfasst, die mit der Hochgeschwindigkeits-Befehlsstufe in Kommunikation steht und so betreibbar ist, dass sie einen Spannungssteuersignal-Schwellenwert zwischen dem Spannungsmodus-Steuersignal und dem Stromprogrammmodus-Steuersignal aufbaut;
8. einen ersten Referenzkondensator, der so mit der ersten differentiellen Stufe verbunden ist, dass der erste Referenzkondensator und die erste differen tielle Stufe eine Offset-Spannung aufbauen können, die der zweiten und dritten differentiellen Stufe zugeordnet ist;
9. einen zweiten Referenzkondensator, der so mit der dritten differentiellen Stufe verbunden ist, dass der zweite Referenzkondensator und die dritte differentielle Stufe eine Offset-Spannung aufbauen können, die dem Zwischenspeicherrücksetzelement zugeordnet ist;
10. einen dritten Referenzkondensator, der so mit der zweiten differentiellen Stufe verbunden ist, dass der dritte Referenzkondensator und die zweite differentielle Stufe eine Schwellenspannung zwischen einem Stromerfassungssignal und einem Spannungssteuersignal aufbauen können.

Claims

Impulsbreitenmodulations-Steuersystem (PWM-Steuersystem) für eine Stromversorgung, das umfasst: ein Differenzverstärkersystem mit einem Spannungssteuersignaleingang (V_C), einem Stromerfassungssignaleingang (V_S) und einem Signalausgang zum Erzeugen eines Ausgangssignals; ein kapazitives PWM-Speicherelement (402); ein PWM-Speichersetzelement zum Laden des kapazitiven PWM-Speicherelements in Reaktion auf ein PWM-Systemtaktsignal; ein PWM-Speicherentladeelement zum Entladen des kapazitiven PWM-Speicherelements in Reaktion auf das Differenzverstärkersystem-Ausgangssignal und zum Erzeugen eines analogen PWM-Signal hieraus; und einen Digitalumsetzer (I1) zum Erzeugen eines digitalen PWM-Ausgangssignals in Reaktion auf das Differenzverstärkersystem-Ausgangssignal hieraus, dadurch gekennzeichnet, dass das Differenzverstärkersystem-Ausgangssignal zu einer Differenz zwischen einem Stromerfassungssignal und einem Steuerspannungssignal proportional ist.
PWM-Steuersystem für eine Stromversorgung nach Anspruch 1, bei dem das kapazitive PWM-Speicherelement einen Kondensator (C1) enthält.
PWM-Steuersystem für eine Stromversorgung nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, bei dem das PWM-Speichersetzelement einen PMOS-Transistor enthält.
PWM-Steuersystem für eine Stromversorgung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei dem das PWM-Speicherentladeelement ein NMOS-Transistor ist.
PWM-Steuersystem für eine Stromversorgung nach einem vorhergehenden Anspruch, bei dem der Digitalumsetzer einen nichtinvertierenden Puffer enthält.
PWM-Steuersystem für eine Stromversorgung nach einem vorhergehenden Anspruch, das ferner umfasst: eine Stromquelle, die mit dem PWM-Speichersetzelement in Kaskade geschaltet ist, um in Reaktion auf jedes PWM-Systemtaktsignal Strom an das kapazitive Speicherelement zu übertragen.
PWM-Steuersystem für eine Stromversorgung nach einem vorhergehenden Anspruch, bei dem der Differenzverstärker nicht abgeglichen ist.
PWM-Steuersystem für eine Stromversorgung nach einem vorhergehenden Anspruch, bei dem das Differenzverstärkersystem eine Stromquelle, einen ersten PMOS-Transistor mit einem mit der Stromquelle verbundenen Source-Knoten, einem als Stromerfassungssignaleingang konfigurierten Gate-Knoten und einem Drain; einen zweiten PMOS-Transistor mit einem mit der Stromquelle verbundenen Source-Knoten, einem als Spannungssteuersignaleingang konfigurierten Gate-Knoten und einem Drain; einen ersten NMOS-Transistor mit einem Gate-Knoten, einem mit seinem Gate-Knoten verbundenen Drain-Knoten, der ferner mit dem Drain-Knoten des ersten PMOS-Transistors verbunden ist, und einem mit der Systemmasse verbundenen Source-Knoten; und einen zweiten NMOS-Transistor mit einem mit dem Gate-Knoten des ersten NMOS-Transistors verbundenen Gate-Knoten, einem mit dem Drain-Knoten des zweiten PMOS-Transistors verbundenen Drain-Knoten und einem mit der Systemmasse verbundenen Source-Knoten umfasst.
PWM-Steuersystem für eine Stromversorgung nach Anspruch 8, bei dem der zweite PMOS-Transistor so konfiguriert ist, dass er einen höheren Verstärkungsfaktor als der erste PMOS-Transistor hat.
PWM-Steuersystem für eine Stromversorgung nach einem vorhergehenden Anspruch, bei dem das Differenzverstärkersystem eine erste differentielle Stufe mit dem Spannungssteuersignaleingang und einem Ausgang und eine zweite differentielle Stufe mit dem Stromerfassungssignaleingang, einem mit dem Ausgang der ersten differentiellen Stufe in Kommunikation stehenden Eingang und ferner mit dem Differenzverstärkersystem-Ausgang umfasst, wobei die erste und die zweite differentielle Verstärkerstufe so betreibbar sind, dass sie ein Ausgangssignal erzeugen, das zu einer Differenz zwischen einem Stromerfassungssignal und einem Steuerspannungssignal proportional ist.
PWM-Steuersystem für eine Stromversorgung nach Anspruch 10, bei dem die erste differentielle Stufe eine erste Stromquelle, einen ersten PMOS-Transistor mit einem mit der ersten Stromquelle verbundenen Source-Knoten, einem als Spannungssteuersignaleingang konfigurierten Gate-Knoten und einem mit der Systemmasse verbundenen Drain; einen zweiten PMOS-Transistor mit einem mit der ersten Stromquelle verbundenen Source-Knoten, einem Gate-Knoten und einem Drain-Knoten; einen NMOS-Transistor mit einem mit dem Drain-Knoten des zweiten PMOS-Transistors verbundenen Drain-Knoten, einem mit seinem Drain-Knoten verbundenen Gate-Knoten und einem mit der Systemmasse verbundenen Source-Knoten; und einen ersten Referenzkondensator, der mit einem Ende mit der Systemmasse und mit seinem gegenüberliegende Ende mit dem Gate-Knoten des zweiten PMOS-Transistors verbunden ist, umfasst, wobei der erste Referenzkondensator so betreibbar ist, dass er eine erste Gleichspannungs-Offsetspannung aufbaut.
Stromversorgungs-PWM-Steuersystem nach Anspruch 11, bei dem die zweite differentielle Stufe eine zweite Stromquelle, einen dritten PMOS-Transistor mit einem mit der zweiten Stromquelle verbundenen Source-Knoten, einem als Stromerfassungssignaleingang konfigurierten Gate-Knoten und einem mit der Systemmasse verbundenen Drain; einen vierten PMOS-Transistor mit einem mit der zweiten Stromquelle verbundenen Source-Knoten, einem Gate-Knoten und einem Drain-Knoten; einen zweiten NMOS-Transistor mit einem mit dem Drain-Knoten des vierten PMOS-Transistors verbundenen Drain-Knoten, einem mit dem Drain-Knoten des zweiten PMOS-Transistors verbundenen Gate-Knoten und einem mit der Systemmasse verbundenen Source-Knoten; und einen zweiten Referenzkondensator, der mit einem Ende mit der Systemmasse und mit seinem gegenüberliegenden Ende mit dem Gate-Knoten des vierten PMOS-Transistors verbunden ist, umfasst, wobei der zweite Referenzkondensator so betreibbar ist, dass er eine zweite Gleichstrom-Offsetspannung aufbaut, wobei ferner die erste Gleichstrom-Offsetspannung dem zweiten NMOS-Transistor zugeordnet ist und dessen Vorspannung bildet.
PWM-Steuersystem für eine Stromversorgung nach Anspruch 12, bei dem die zweite Stromquelle einen Strom bereitstellen kann, der größer als jener ist, der durch die erste Stromquelle bereitgestellt wird.
PWM-Steuersystem für eine Stromversorgung nach Anspruch 13, bei dem der dritte und der vierte PMOS-Transistor eine Transkonduktanz haben, die höher als jene ist, die dem ersten bzw. dem zweiten PMOS-Transistor zugeordnet sind.
PWM-Steuersystem für eine Stromversorgung nach Anspruch 14, bei dem das Differenzverstärkersystem ferner eine dritte differentielle Stufe umfasst, um einen Übergangsspannungspegel zu setzen, bei dem das Stromerfassungssignal damit aufhört, ein Tastverhältnis hervorzurufen, das von anderen Verstärkungsfaktoren und Vorströmen des PWM-Steuersystems für eine Stromversorgung unabhängig ist.
PWM-Steuersystem für eine Stromversorgung nach einem vorhergehenden Anspruch, bei dem das Differenzverstärkersystem eine Hochgeschwindigkeitsbefehlsstufe, eine Hochgeschwindigkeitserfassungsstufe und eine differentielle Stufe mit einer Referenz umfasst, die einen Übergangsspannungspegel setzen kann, bei dem das Stromerfassungssignal damit aufhört, einen Tastgrad hervorzurufen, der von anderen Verstärkungsfaktoren und Vorströmen des PWM-Steuersystems für eine Stromversorgung unabhängig ist.
PWM-Steuersystem für eine Stromversorgung nach Anspruch 16, das ferner umfasst: einen Referenzkondensator, der in Zuordnung zu der Hochgeschwindigkeitsbefehlsstufe, der Hochgeschwindigkeitserfassungsstufe und der differentiellen Stufe betreibbar ist, die so beschaffen sind, dass sie einen Spannungssteuersignal-Schwellenwert zwischen dem Stromprogrammmodus und der Spannungsmodussteuerung aufbauen.