CN1527468A

CN1527468A - 电源电路

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Publication number: CN1527468A
Application number: CNA2003101131613A
Authority: CN
Inventors: 野吕正夫
Original assignee: Yamaha Corp
Current assignee: Yamaha Corp
Priority date: 2002-12-27
Filing date: 2003-12-25
Publication date: 2004-09-08
Anticipated expiration: 2023-12-25
Also published as: EP1434341B1; CN1527468B; US7209374B2; EP1434341A3; US20040145930A1; JP3841049B2; EP1434341A2; JP2004215371A

Abstract

本发明提供一种具有简单结构的电源电路，它能够消除泵激作用的不利影响。所述电容器输入的正负电源电路包括二极管与二极管并联的开关电路以及控制装置，该控制装置控制开关电路以便开关电路在二极管导通的期间导通。

Description

电源电路

技术领域

本发明涉及一种电源电路，尤其涉及一种驱动感应负载的电源电路。

背景技术

图6的电路图示出了传统电源电路的电路结构的一个例子，其中数字放大器连接到该电路上。

在图6中，标号51指示变压器，标号52和53指示整流装置(二极管)，标号54和55指示平滑电容器。这些组成元件形成电容器输入正负电源电路。变压器51具有绕组，绕组的一端连接到二极管52的阳极，另一端连接到二极管53的阴极。二极管52的阴极连接到平滑电容器54的一端和数字放大器的正电压(+V)输入端子。平滑电容器54的另一端连接到数字放大器的接地端子G、变压器51的绕组的中心抽头和平滑电容器55的一端。二极管53的阳极连接到平滑电容器55的另一端和数字放大器的负电压(-V)输入端子。

在数字放大器中，符号SW1和SW2表示开关晶体管，例如MOSFET’s，由来自PWM(脉宽调制)电路(未示出)的输出驱动。符号D1和D2指示分别与开关二极管SW1和SW2并联连接的二极管(续流二极管)。符号LF、CF和RL分别指示电感器(线圈)、电容器和负载(扬声器)。数字放大器的正电压(+V)输入端子连接到二极管D1的阴极和开关晶体管SW1的一端，而数字放大器的负电压(-V)输入端子连接到二极管D2的阳极和开关晶体管SW2的一端。二极管D1的阳极、二极管D2的阴极以及开关晶体管SW1和SW2的各个另一端连接到电感器LF的一端，电感器LF的另一端通过电容器CF接地并连接到负载RL的一端。负载RL的另一端接地并连接到数字放大器的接地端子。

在上述的电路结构中，由输入信号的PWM形成的信号补偿地驱动开关晶体管SW1和SW2以通过由电感器LF和电容器CF形成的低通滤波器驱动负载RL(扬声器)。具体而言，当开关晶体管SW1导通(并且开关晶体管SW2不导通)时，电流(I+)从正电源流出，如图6所示，接着，当开关二极管SW2导通(并且开关晶体管SW1不导通)时，电流(I-)流向负电源，如图6所示，从而驱动负载RL。这种数字放大器已知是一种效率很高的放大器。

然而，当感应负载如上所述由正负电源电路驱动时，存在着泵激作用(pumping operation)的问题。

下文中，将参照图7说明泵激操作。

图7的时间图示出了当正DC电压VRL供给到负载RL时，在相关的元件处检测的电压和电流波形。

如图7的(a)中所示，当正DC电压VRL供给到负载时，开关晶体管TW1导通的期间T1被设定为比开关晶体管TW2导通的期间T2长。在从时点t1到时点t2的开关晶体管SW1导通的期间T1，电流I1从正电源开始流过由开关晶体管SW1、电感器LF、负载RL和地(图7的(c))组成的路径。接着，在时点t2，开关晶体管SW1停止导通，开关晶体管SW2开始导通。甚至在这时，由于电感具有维持电流流动的特性，电流继续以电流I2流动，如图6所示，其流过由二极管D2、电感器LF、负载RL和电容器55(图7的(d))所组成的路径。PWM的时钟具有如此高的频率，以致于在电流I-通过开关晶体管SW2开始流向负电源之前，到达时点t3，在该时点开关晶体管SW1开始导通，而开关晶体管SW2停止导通，从而电流I1再次流动。这样，负载电流IL流过负载RL，如图7的(b)所示。

在开关晶体管SW2导通期间T2的电流I2流动的方向与开关晶体管SW2导通期间流过它的电流I-的方向相反，从而，电容器55被充电。因此，在电容器55中充电的电压V2高于正电源侧的电容器54之间的电压V1(V2＞V1)。

当负DC电压被供给负载时，电源电路和数字放大器以与上述方式相反的方式操作，从而在正电源侧的电容器54中充电的电压V1高于负电源侧的电容器55之间的电压V2(V1＞V2)。

如上所述，泵激作用引起正电源和负电源之间的电压不平衡，这导致操作效率的降低。此外，由于电容器54或55充以大量电荷，有必要使用具有高击穿电压的电容器以防止其损坏。

当由四个开关元件形成的桥接电路用于驱动负载RL时，不出现泵激作用。然而，在这种情况下，需要增加能够驱动低阻抗负载的晶体管数量，这产生成本增加的问题。

已提出了一种防止由正负电源电路的泵激作用引起的正电源和负电源之间的电压不平衡的技术(见美国专利6,169,681B1)。然而，所提出的技术涉及扼流圈输入电源电路，但不涉及如图6所示的电容器输入电源电路。此外，用于实施该技术的电路结构非常复杂。

发明内容

本发明的目的是提供一种电源电路，它能够通过简单的装置排除泵激作用的不利影响。

为了达到上述目的，本发明提供了一种电容器输入的正负电源电路，包括：至少两个整流装置；至少两个与整流装置中的各个整流装置并联的开关电路；以及控制装置，该控制装置控制开关电路以便开关电路在整流装置导通的期间导通。

根据该电源电路，有可能防止当电容器输入的正负电源电路驱动感应负载时平滑电容器被泵激作用充电，从而可防止电容器的损坏。这使得有可能消除使用具有高击穿电压的电容器的需要，从而能够节约成本和减小电源电路的尺寸。

优选的是，整流装置包括形成桥式整流电路的四个整流装置，并且，开关电路与四个整流装置中的至少两个整流装置并联。

优选的是，所述电源电路是具有初级端和次级端的开关稳压器，开关电路连接到开关稳压器的次级端，控制装置控制开关电路以便使开关电路与用于驱动开关稳压器的初级端的驱动信号同步导通。

优选的是，所述电源电路包括检测电路，其检测输入到整流装置的正弦波超过预定水平的期间，并且，控制装置控制开关电路以便使开关电路在检测电路检测的期间内导通。

通过以下参照附图的具体描述，本发明的上述和其它目的、特征和优点将变得更加明显。

附图说明

图1A的电路图示出了根据本发明第一实施例的电源电路的电路结构；

图1B是用于解释控制电路70和80引起开关元件7和8导通的期间T的波形图；

图2的电路图示出了图1A所示的电源电路的电路结构和连接到其上的数字放大器；

图3A的电路图示出了执行全波整流的正负电源电路的电路结构，其作为根据本发明第二实施例的电源电路；

图3B的电路图示出图3A所示的正负电源电路的变化形式的电路结构；

图4的电路图示出了开关稳压器的电路结构，在其上应用图3B所示的正负电源电路；

图5的时间图示出了在图4中示出的开关稳压器的相关元件处检测的电压和电流的波形；

图6的电路图示出了传统电源电路和连接到其上的数字放大器的电路结构的一个例子；

图7的时间图示出了当正DC电压VRL施加到负载电阻RL上时，在图6中示出的传统电源电路和数字放大器的相关元件上检测的电压和电流的波形。

具体实施方式

以下将参照附图具体描述本发明，附图示出了本发明的优选实施例。在图中，在所有图中相同的元件和组件用相同的标号指示，并省略重复的说明。

以下参照图1A、1B和2描述本发明的第一实施例。

图1A的电路图示出了根据本发明第一实施例的电源电路的电路结构。

在图1A中，标号1指示AC电源，标号2指示具有带中心抽头的次级绕组的变压器，标号3和4指示整流装置(二极管)。并且，标号5指示连接在二极管3和中心抽头之间的电容器，标号6指示连接在中心抽头和二极管4之间的电容器。

这些组件1至6形成电容器输入正负电源电路。在本实施例中，如图1A所示，开关电路7(下文中称作“开关元件7”)与二极管3并联连接，开关电路8(下文称作“开关元件8”)与二极管4并联连接。每个开关电路7和8例如可以通过诸如开关晶体管的开关元件来实现。此外，提供了打开和切断开关元件7的控制电路70，以及打开和切断开关元件8的控制电路80。每个控制电路70和80例如可以通过IC电路来实现，并根据存储在ROM中的控制程序(未示出)由CPU100来控制。每个IC电路70和80还包括检测电路70a，80a，用于检测输入到二极管3、4的正弦波超过预定水平的期间。

控制电路70和80由CPU100根据控制程序来控制，以便使开关元件7、8在二极管3、4同时导通的期间内导通。开关元件7、8导通的期间可以是二极管3、4同时导通的期间的一部分或全部。

图1B是控制电路70和80使开关元件7和8导通的期间T的一个例子的波形图。在本实施例中，检测电路70a和80a检测输入到二极管3、4的正弦波超过预定水平的期间T，并且，CPU72和78响应该期间使开关元件7和8导通。

图1A所示的电源电路的操作将参照图2来描述。图2的电路图示出了图1所示的电源电路的电路结构和连接到其上的数字放大器。在图2中，与图6和1A中的元件和组件相对应的元件和组件用相同的标号来指示，并且省略其说明。

假设在变压器的次极绕组中，正侧绕组n1的圈数n1′等于负侧绕组n2的圈数n2′(n1′＝n2′)并且两个绕组n1和n2间的耦合是紧密的，则跨过绕组n1的电压Vn1和跨过绕组n2的电压Vn2彼此相等(Vn1＝Vn2)。

相应地，与以前参照附图6和7描述的现有技术的情况相同，当正DC电压施加到负载上时，负侧电容器6上的电压V2高于正侧电容器5上的电压V1(V2＞V1)。为了克服这一问题，在开关元件3和4同时导通的期间内开关元件7和8同时导通，从而引起电流I1和I2的流动，如图2所示，从而使电压V1和V2彼此相等。具体而言，电流I2从其上具有较高电压的电容器6经过中心抽头和绕组n2流向开关元件8，从而电流I1从绕组n1经过开关元件7流向电容器5。这样，变压器工作以便绕组n2作为初级绕组，而绕组n1作为次级绕组。因此，由电压V2获得的电力可以被传送到电压V1侧，从而使正电源电压的绝对值等于负电源电压的绝对值。

类似地，当负DC电压施加到负载上时，正侧电容器5上的电压V1高于负侧电容器6上的电压V2(V1＞V2)。在二极管3和4同时导通的期间内开关元件7和8同时导通，从而引起电流I1和I2以与图2所示的电流方向分别相反的方向流动，因此，由电压V1获得的电力可以被传送到电压V2侧。

如上所述，根据本发明，由于可以释放因泵激作用而存储在电容器5或6中的电荷，从而有可能防止电容器击穿和消除使用具有高击穿电压的电容器的需要。此外，还可以防止操作效率的降低。

接着，将参照图3A至5描述本发明的第二实施例。

尽管如图1A所示，第一实施例应用于执行半波整流的正负电源电路，而第二实施例应用于如图3A所示的执行全波整流的正负电源电路。

图3A所示的电源电路与图1A所示的电源电路的唯一区别在于，附加设置整流器9和10以与二极管3和4一起形成桥式整流电路。即使当电源电路采用使用四个二极管的桥式整流电路时，在四个二极管3、4、9和10中，只有开关元件7和开关元件8分别与二极管3和4并联。即使利用这样的连接，也可以获得如上所述的同样的有益效果。代替二极管3和4，开关元件可以分别为二极管9和10设置。或者，所有四个二极管都可以设置有与它们并联的各个开关元件。图3B的电路图示出正负电源电路的这种变化形式的电路结构，其中具有附加设置的开关元件7′和8′，它们分别与二极管9和10关联。开关元件7′由控制电路70控制，而开关元件8′由控制电路80控制。

开关元件可以不通过控制电路70和80来进行控制，而是由其它适当的装置来控制，所述装置包括如图4所示的开关稳压器的情况中的开关晶体管，以下将详细描述。此外，开关电路70和80可以通过单个电路来实现，其输出可以供给所有开关元件。

图4的电路图示出了开关稳压器的电路结构，在其上应用图3B所示的正负电源电路(然而，使用开关晶体管和它们的相关联次级绕组，代替控制电路70和80)，并且，图5的时间图示出了在图4中示出的开关稳压器的元件中检测的电压和电流的波形。

在图4中，标号11和12指示DC电源输入端子。标号13、16-18指示电容器，标号14和15指示开关晶体管。标号19指示输出变压器，标号19-1、19-2指示输出变压器19的次级绕组。标号20指示驱动变压器，标号21-26指示驱动变压器20的次级绕组，标号27指示驱动信号发生器。标号28-31指示整流装置(二极管)，标号32-35指示与二极管28-31并联的开关元件。标号36和37指示平滑电容器。

在图4中，电容器13连接在DC电源输入端子11和12之间，DC电源输入端子11连接到电容器16和开关晶体管14各自的一端，开关晶体管14与电容器16并联。电容器16和开关晶体管14各自的另一端连接到电容器17、电容器18和开关晶体管15各自的一端，开关晶体管15与电容器17并联。连接到电容器17、电容器18和开关晶体管15一端的是驱动变压器20的次级绕组21的一端，次级绕组21的另一端连接到开关晶体管14的控制信号输入端。连接到电容器17和开关晶体管15各自的另一端的是驱动变压器20的次级绕组22的一端、输出变压器19的初级绕组的一端和DC电源输入端子12，而驱动变压器20的次级绕组22的另一端连接到开关晶体管15的控制信号输入端。输出变压器19的初级绕组的另一端连接到电容器18的另一端。

此外，输出变压器19的次级绕组19-1具有一端，所述的一端连接到二极管28的阳极、与二极管28并联的开关元件32的一端、驱动变压器20的次级绕组23的一端、二极管30的阴极、以及与二极管30并联的开关元件34的一端上。二极管28的阴极和开关元件32的另一端连接到平滑电容器36的阳极板、正电压(+V)输出端子、二极管29的阴极以及开关元件33的一端。输出变压器19的次级绕组19-2具有一端，所述的一端连接到二极管29的阳极、开关元件33的另一端、驱动变压器20的次级绕组25的一端、二极管31的阴极、以及与二极管31并联的开关元件35的一端上。二极管30的阳极和开关元件34的另一端连接到平滑电容器37的阴极板、负电压(-V)输出端子、二极管31的阳极、开关元件35的另一端、以及驱动变压器20的次级绕组24和26各自的一端。驱动变压器20的次级绕组23-26各自的另一端连接到开关元件32、34、33和35各自的控制信号输入端。平滑电容器36的阴极板、平滑电容器37的阳极板以及输出变压器19的中心抽头连接到接地端子G。

在上述结构的电源电路中，当在图5的(a)中示出的驱动信号被供给驱动变压器20的初级绕组时，在次级绕组21和22上产生的电压引起开关元件14和15交替地导通，从而输出变压器19被驱动。因此，在输出变压器19的次级绕组19-1和19-2上产生电压，其中输出变压器19带有位于次级绕组19-1和19-2之间的中心抽头，并且所述电压受到形成桥式整流电路的二极管28-31的全波整流，从而在平滑电容器36上产生正电源电压+V，在平滑电容器37上产生负电源电压-V。

来自驱动变压器20的次级绕组23-26的输出作为控制信号输送到各个相关联的开关元件32至35。与二极管28并联的开关元件32(S1)和与二极管31并联的开关元件35(S4)与开关晶体管14同步地导通，而与二极管29并联的开关元件33(S2)和与二极管30并联的开关元件34(S3)与开关晶体管15同步地导通。

因此，电流流向如图5的(d)-(g)所示的各个开关元件，从而可消除由于泵激作用而引起的电容器36和37之间的电荷不平衡。图5的例子(d)-(g)示出当电容器37的电压V2高于电容器36的电压V1(V2＞V1)时各个电流的流动。具体而言，在图5的每个期间T1内，电流Is4从电容器37经过变压器19的次级绕组19-2流向开关元件35，从而电流Is1从变压器19的次级绕组19-1经过开关元件32流向电容器36。在每个期间T2内，电流Is3从电容器37经过次级绕组19-1流向开关元件34，从而电流Is2从次级绕组19-2经过开关元件33流向电容器36。当V1＞V2保持时，电源电路的操作相类似。

如上所述，当开关元件32-35导通时，相应的电流流动以便使电压V1等于电压V2，从而消除正电源和负电源之间的电压不平衡。

尽管在图4示出的电源电路中，开关元件32-35与所有各个二极管28-31并联连接，但开关元件也可以如参照图3A所述的电源电路那样单独设置在成对的关联二极管29、30中或单独设置在成对的关联二极管28、31中。

尽管在上述的实施例中，分别与二极管3和4(图1-3B)以及二极管28-31(图4)并联的每个开关元件7、8和32-35在预定的期间导通，而与电流(I1，I2，Is1-Is4)的流动方向无关，但这并非是限制性的，当与之并联的关联二极管提供相反的偏置时，开关元件可以有选择地关闭。具体而言，通过检测存储在每个电容器5和6(图1-图3)或36和37(图4)中的电荷量，或者通过基于用来驱动开关晶体管SW1和SW2的PWM信号测定每个电流I1和I2或者Is1-Is4的流动方向，驱动信号可以单独地供给带有并联连接的二极管的开关元件7和8或32至35中的一个或一组开关元件，其中并联二极管相对于电流流动方向提供相反的偏置。

此外，尽管在上述的实施例中，数字放大器作为感应负载的例子被驱动，但这并非是限制性的，根据本发明的电源电路可以应用于驱动负载的任何电源，只要电源是驱动感应负载的电容器输入型即可。

Claims

1.一种电容器输入的正负电源电路，包括：

至少两个整流装置；

至少两个与所述整流装置中的各个整流装置并联的开关电路；以及

控制装置，该控制装置控制所述开关电路以便所述开关电路在所述整流装置导通的期间导通。

2.根据权利要求1所述的电源电路，其特征在于，所述整流装置包括形成桥式整流电路的四个整流装置，以及

其中所述开关电路与所述四个整流装置中的至少两个整流装置并联。

3.根据权利要求1所述的电源电路，其特征在于，所述电源电路是具有初级端和次级端的开关稳压器，

所述开关电路连接到所述开关稳压器的所述次级端；和

所述控制装置控制所述开关电路，以便使所述开关电路与用于驱动所述开关稳压器的所述初级端的驱动信号同步导通。

4.根据权利要求1所述的电源电路，其特征在于，所述电源电路包括检测电路，其检测输入到所述整流装置的正弦波超过预定水平的期间，以及

其中所述控制装置控制所述开关电路，以便使所述开关电路在所述检测电路检测的期间内导通。