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CN111181408A - 一种基于混合整流结构的谐振变换器及控制方法 - Google Patents

一种基于混合整流结构的谐振变换器及控制方法 Download PDF

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CN111181408A CN202010075867.9A CN202010075867A CN111181408A CN 111181408 A CN111181408 A CN 111181408A CN 202010075867 A CN202010075867 A CN 202010075867A CN 111181408 A CN111181408 A CN 111181408A
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Abstract

本发明提供一种基于混合整流结构的谐振变换器及控制方法，谐振变换器由直流输入源(Vin)、原边半桥LLC谐振电路(10)、变压器(T)、副边混合整流电路(20)和输出电阻负载(Ro)构成，副边混合整流电路(20)的工作模式能够在全桥整流模式和倍压整流模式之间切换，因此该变换器具有多种控制方法，既可以采用窄频率范围的变频控制，也可以采用定频的脉冲宽度调制控制，还可以采用变频的脉冲宽度调制控制，控制方式灵活。本发明的控制方法均减小了原边开关管的开关频率变化范围，利于磁性元器件的设计，提升变换器的电压增益范围、效率和功率密度，满足宽电压增益范围变换场合的需求。

Description

一种基于混合整流结构的谐振变换器及控制方法
技术领域
本发明涉及一种带有混合整流电路结构的谐振变换器及混合控制方法，属于电力电子变换器技术领域，尤其属于隔离型直流—直流变换器技术领域。
背景技术
隔离型直流—直流变换器广泛应用于工程实际，主要应用领域有数据中心、服务器电源，电动汽车的车载充电器，直流微电网，燃料电池系统，LED驱动电路等。这些场合中的变换器要求具有宽电压增益调节范围，满足较宽的输入或输出电压需求。提升该类变换器的电压增益范围、效率和功率密度一直是该技术领域追求的目标。LLC谐振变换器初级侧开关管零电压开关(ZVS)，次级侧整流二极管零电流开关(ZCS)，结构简单，具有高效、高功率密度、低电磁干扰、电流隔离以及低成本等优良特性，近年来成为人们关注的研究热点。
传统的谐振变换器采用频率控制调节电压增益，为了实现宽范围的电压增益，初级侧的开关管工作在较宽的频率范围，这使得谐振参数设计过程复杂，降低了基波分析法(FHA的精确性，给变换器的设计、分析、控制和实现带来了极大的困难。特别的，当开关频率远离谐振频率时，磁性元器件难以磁集成，此时，谐振电路存在较大的循环电流，开关管的导通损耗严重增加。因此，当电压增益范围较宽时，传统LLC谐振变换器的高效、高功率密度特性明显下降。
为了提升谐振变换器的电压增益范围，学者们常用两种方法改善传统谐振变换器。第一种方法添加辅助功率开关器件，另外一种方法改进谐振变换器的控制策略。但是，这两种方法增加了控制电路的复杂性和设计成本，降低了可靠性。
发明内容
本发明的目的是针对现有技术的不足，为宽电压增益范围的应用场合提供一种带有混合整流结构的谐振变换器及控制方法。
本发明技术方案提供一种基于混合整流结构的谐振变换器，由直流输入源Vin、原边半桥LLC谐振电路10、变压器T、副边混合整流电路20和输出电阻负载Ro构成，副边混合整流电路20的工作模式能够在全桥整流模式和倍压整流模式之间切换；
原边半桥LLC谐振电路10由原边第一开关管S1、原边第二开关管S2、谐振电容Cr、谐振电感Lr和励磁电感Lm组成；
副边混合整流电路20由副边第一整流二极管D1、副边第二整流二极管D2、副边第三整流二极管D3、副边第四整流二极管D4、副边第三开关管S3、副边第四开关管S4、副边第一输出滤波电容Co1和副边第二输出滤波电容Co2组成；
所述原边半桥LLC谐振电路10的原边第一开关管S1的漏极连于直流输入源Vin的正端，原边第一开关管S1的源极连于原边第二开关管S2的漏极和谐振电容Cr的一端，谐振电容Cr的另一端连于谐振电感Lr的一端，谐振电感Lr的另一端连于励磁电感Lm的一端和变压器T原边绕组NP的同名端，变压器T原边绕组NP的非同名端连于励磁电感Lm的另一端、原边第二开关管S2的源极和直流输入源Vin的负端；
所述变压器T副边绕组NS的同名端连于副边第一整流二极管D1的阳极和副边第三整流二极管D3的阴极，副边第一整流二极管D1的阴极连于副边第二整流二极管D2的阴极、副边第一输出滤波电容Co1的一端和输出负载Ro的一端，输出负载Ro的另一端连于副边第二输出滤波电容Co2的一端、副边第三整流二极管D3的阳极和副边第四整流二极管D4的阳极，副边第一输出滤波电容Co1的另一端连于副边第二输出滤波电容Co2的另一端和副边第四开关管S4的漏极，变压器T副边绕组NS的非同名端连于副边第二整流二极管D2的阳极、副边第四整流二极管D4的阴极和副边第三开关管S3的漏极，副边第三开关管S3的源极连于副边第四开关管S4的源极。
而且，用于分布式电源系统。
本发明还提供一种基于混合整流结构的谐振变换器控制方法，用于如上所述的混合整流结构的谐振变换器，采用窄频率范围变频控制方式，或定频PWM控制方式，或变频的脉冲宽度调制控制方式。
而且，采用窄频率范围变频控制方式时，实现如下，
所述原边第一开关管S1的开关频率和原边第二开关管S2的开关频率相等，原边第一开关管S1与原边第二开关管S2互补导通，副边第三开关管S3和副边第四开关管S4在整个周期完全关断，副边混合整流电路20工作于全桥整流模式；
调节原边第一开关管S1和原边第二开关管S2的开关频率调节电压增益，开关频率越低，输出电压增益越大，当开关频率达到最低频率时，输出电压增益最高；此时，副边第三开关管S3与副边第四开关管S4互补导通，副边第四开关管S4与原边第一开关管S1同时导通，副边第三开关管S3与原边第二开关管S2同时导通，副边混合整流电路20由全桥整流模式切换到倍压整流模式；
再次调节原边第一开关管S1和原边第二开关管S2的开关频率调节电压增益，开关频率越低，输出电压增益越大，当开关频率最低时，输出电压增益最高。
而且，采用定频PWM控制方式时，实现如下，
所述原边第一开关管S1的开关频率和原边第二开关管S2的开关频率相等且等于谐振频率，原边第一开关管S1与原边第二开关管S2互补导通，原边半桥LLC谐振电路10工作在最佳效率点；
副边第三开关管S3和副边第四开关管S4采用PWM控制，副边第三开关管S3和副边第四开关管S4的占空比相等，记为D3＝D4；
原边第一开关管S1导通占空比为Da时，副边第三开关管S3和副边第四开关管S4在占空比Da时间内完全关断，副边混合整流电路20工作于全桥整流模式；占空比Da之后，副边第四开关管S4导通占空比为D4，D4＝0.5-Da，副边混合整流电路20工作于倍压整流模式；
副边第四开关管S4导通占空比D4之后，原边第一开关管S1和副边第四开关管S4关断，原边第二开关管S2和副边第三开关管S3导通，副边第三开关管S3导通占空比为D3，D3＝D4，副边混合整流电路20保持工作于倍压整流模式；
副边第三开关管S3导通占空比D3之后，副边第三开关管S3关断，副边混合整流电路20切换为全桥整流模式；
因此，副边混合整流电路20的倍压整流模式占空比为D3+D4＝2D3＝2D4，副边混合整流电路20的倍压整流模式的占空比越大，输出电压增益越高。
本发明技术与既有技术方案的本质区别在于，所述谐振变换器的整流侧结合全桥整流电路和倍压整流电路，添加一个双向开关，变换器既可以工作于全桥整流模式，也可以工作于倍压整流模式，所述一种谐振变换器的控制方案既可以采用窄频率范围的变频控制方法，还可以采用定频PWM控制方法，并且可以实现宽范围电压增益的调节，电压调节范围宽。两种控制方法均减小了原边开关管的开关频率变化范围，利于磁性元器件的设计，提升变换器的电压增益范围、效率和功率密度，满足宽电压增益范围变换场合的需求。
本发明具有如下有益优良效果：
(1)控制方式既可以采用变频控制方法，也可以采用定频PWM控制方法，还可以采用变频PWM控制方法，控制方式灵活，可选择性好；
(2)采用定频PWM控制方法，可以优化变换器的设计；
(3电压增益范围宽，适用于宽电压增益范围需求的应用场合；
(4)利于磁性元器件的磁集成设计，减小磁性元件体积，提高功率密度。
附图说明
图1是本发明实施例谐振变换器的原理图；
图2是本发明实施例谐振变换器窄频率范围变频控制的增益曲线图；
图3是本发明实施例谐振变换器采用定频PWM控制时的主要工作波形图；
图4是本发明实施例谐振变换器采用定频PWM控制时工作模式1下开关模态的等效电路图；
图5是本发明实施例谐振变换器采用定频PWM控制时工作模式2下开关模态的等效电路图；
图6是本发明实施例谐振变换器采用定频PWM控制时工作模式3下开关模态的等效电路图；
图7是本发明实施例谐振变换器采用定频PWM控制时工作模式4下开关模态的等效电路图；
图8是本发明实施例谐振变换器采用定频PWM控制时工作模式5下开关模态的等效电路图；
图9是本发明实施例谐振变换器采用定频PWM控制时工作模式6下开关模态的等效电路图。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明的技术方案进行描述，以便本领域的技术人员更好地理解该发明。
本发明为宽电压增益范围的应用场合提供一种基于混合整流结构的谐振变换器及控制方法。一般认为电压增益大于等于2为宽电压范围。所述谐振变换器的整流侧结合全桥整流电路和倍压整流电路，添加双向开关，变换器既可以工作于全桥整流模式，也可以工作于倍压整流模式。在控制方式上，既可以采用窄频率范围的变频控制，也可以采用定频的脉冲宽度调制(PWM)控制，利于磁性元件的磁集成设计。
如附图1所示，实施例提供的谐振变换器由直流输入源Vin、原边半桥LLC谐振电路10、变压器T、副边混合整流电路20和输出电阻负载Ro构成。
其中，原边半桥LLC谐振电路10由原边第一开关管S1、原边第二开关管S2、谐振电容Cr、谐振电感Lr和励磁电感Lm组成；
设变压器T原边侧与副边侧变比为Np:Ns＝n:1；
其中，
Figure BDA0002378474200000041
Vin为直流输入电压，Vo为电阻负载Ro的输出电压。n:1表示变压器原边侧与副边侧绕组的比值。
副边混合整流电路20由副边第一整流二极管D1、副边第二整流二极管D2、副边第三整流二极管D3、副边第四整流二极管D4、副边第三开关管S3、副边第四开关管S4、副边第一输出滤波电容Co1、副边第二输出滤波电容Co2组成；
所述原边半桥LLC谐振电路10的原边第一开关管S1的漏极连于直流输入源Vin的正端，原边第一开关管S1的源极连于原边第二开关管S2的漏极和谐振电容Cr的一端，谐振电容Cr的另一端连于谐振电感Lr的一端，谐振电感Lr的另一端连于励磁电感Lm的一端和变压器T原边绕组NP的同名端，变压器T原边绕组NP的非同名端连于励磁电感Lm的另一端、原边第二开关管S2的源极和直流输入源Vin的负端；
所述变压器T副边绕组NS的同名端连于副边第一整流二极管D1的阳极和副边第三整流二极管D3的阴极，副边第一整流二极管D1的阴极连于副边第二整流二极管D2的阴极、副边第一输出滤波电容Co1的一端和输出负载Ro的一端，输出负载Ro的另一端连于副边第二输出滤波电容Co2的一端、副边第三整流二极管D3的阳极和副边第四整流二极管D4的阳极，副边第一输出滤波电容Co1的另一端连于副边第二输出滤波电容Co2的另一端和副边第四开关管S4的漏极，变压器T副边绕组NS的非同名端连于副边第二整流二极管D2的阳极、副边第四整流二极管D4的阴极和副边第三开关管S3的漏极，副边第三开关管S3的源极连于副边第四开关管S4的源极。
在具体实施时，
所述谐振变换器的副边在全桥整流模式下电压增益为：
Figure BDA0002378474200000051
所述谐振变换器的副边在倍压整流模式下的电压增益为：
Figure BDA0002378474200000052
其中，n为变压器T初级侧与次级侧的变比，Vo为所述变换器的输出电压，Vin为所述变换器的直流输入电压，k为励磁电感Lm与谐振电感Lr的电感比值，fr为谐振电容Cr与谐振电感Lr串联谐振时的谐振频率，fs为原边第一开关管S1和原边第二开关管S2的开关频率，Ro为阻性负载，
Figure BDA0002378474200000053
是负载的功率因数。两种模式下的输出电压Vo值不同，倍压整流模式下的输出电压是全桥整流模式下输出电压的两倍。
所述谐振变换器在具体实施时，可以采用窄频率范围变频控制方法，变频控制的增益曲线如附图2：
原边第一开关管S1的开关频率和原边第二开关管S2的开关频率相等，原边第一开关管S1与原边第二开关管S2互补导通，副边第三开关管S3和副边第四开关管S4在整个周期完全关断，副边混合整流电路20工作于全桥整流模式。控制原边第一开关管S1和原边第二开关管S2的开关频率调节电压增益，开关频率越低，输出电压增益越大，当开关频率最低为fmin时，输出电压增益最高为2。此时，副边第三开关管S3与副边第四开关管S4互补导通，副边第四开关管S4与原边第一开关管S1同时导通，副边第三开关管S3与原边第二开关管S2同时导通，副边混合整流电路20由全桥整流模式切换到倍压整流模式，再次调节原边第一开关管S1和原边第二开关管S2的开关频率调节电压增益，开关频率越低，输出电压增益越大，当开关频率最低时，输出电压增益最高。在此控制方式下，原边第一开关管S1和原边第二开关管S2工作在窄频率范围，实现宽范围的电压增益调节。
图2中，fmin同样表示原边开关管的最小开关频率，fs/fr表示归一化频率，即原边开关管的开关频率与谐振电容、谐振电感串联谐振频率的比值。fmax表示原边开关管的最大开关频率。fmin为电压增益为2时对应的原边开关管的开关频率。fmax为电压增益为1时对应的原边开关管的开关频率，此时开关频率等于谐振频率。
在具体实施时，结合式子(1)和式子(2)，所述混合整流器工作在倍压整流模式下，变换器的电压增益是全桥整流模式下电压增益的2倍，即G2＝2G1。所述谐振变换器的电压增益与副边侧倍压整流模式的占空比相关，所述谐振变换器可以采用定频PWM控制方法，控制副边侧倍压整流模式的占空比调节电压增益。原边第一开关管S1的开关频率和原边第二开关管S2的开关频率相等且等于谐振频率，原边第一开关管S1与原边第二开关管S2互补导通，原边半桥LLC谐振电路10工作在最佳效率点。副边第三开关管S3和副边第四开关管S4采用PWM控制，副边第三开关管S3和副边第四开关管S4的占空比保持相等，记为D3＝D4。原边第一开关管S1导通占空比Da时，副边第三开关管S3和副边第四开关管S4在占空比Da时间内完全关断，副边混合整流电路20工作于全桥整流模式。原边第一开关管S1导通占空比Da之后，副边第四开关管S4导通占空比为D4，D4＝0.5-Da，副边混合整流电路20工作于倍压整流模式，副边第四开关管S4导通占空比D4之后，原边第一开关管S1和副边第四开关管S4关断，原边第二开关管S2和副边第三开关管S3导通，副边第三开关管S3导通占空比为D3，D3＝D4，副边混合整流电路20工作于倍压整流模式。副边第三开关管S3导通占空比D3之后，副边第三开关管S3关断，副边混合整流电路20由倍压整流模式切换为全桥整流模式。因此，副边混合整流电路20的倍压整流模式占空比为D3+D4＝2D3＝2D4。可以知道，副边混合整流电路20的倍压整流模式占空比越大，所述变换器的电压增益越高，电压调节范围越宽。具体实施时，Da的取值可根据副边第四开关管S4导通占空比D4来定，也就是根据增益需求的大小而定。
在具体实施时，原边第一开关管S1与原边第二开关管S2的开关脉冲之间需要设置合理的死区时间，以保证原边第一开关管S1与原边第二开关管S2的零电压开关，副边第三开关管S3与副边第四开关管S4的开关信号之间则不需要设置任何的死区时间。
在具体实施时，为了实现变换器宽增益范围的调节，本发明在传统半桥LLC谐振变换器的基础上，对传统副边整流电路进行改进，副边混合整流电路20结合全桥整流电路和倍压整流电路，构成一种带有混合整流电路结构的隔离型直流—直流变换器。在控制方法上，所述谐振变换器可以采用窄频率范围的变频控制，也可以采用定频的PWM控制，还可以采用变频PWM控制(即原边侧开关的窄频率范围的变频控制与副边侧开关的PWM控制结合的控制方法)。该控制方法便于磁性元件的设计，提升变换器的电压增益范围，提高功率密度，满足宽电压增益的应用场合。
假设附图1所示的开关器件都是理想器件，下面具体说明采用定频PWM控制方法时所述谐振变换器的工作原理，所述变换器采用定频PWM控制方式时的主要工作波形如附图3所示。其中S1和S2分别为原边第一开关管S1与原边第二开关管S2的驱动脉冲，S3和S4分别为副边第三开关管S3与副边第四开关管S4的驱动脉冲，iLr和iLm分别为流过谐振电感Lr和励磁电感Lm的电流，Vsec为变压器T的副边绕组两侧电压，iD1和iD3分别为流过副边第一整流二极管D1和副边第三整流二极管D3的电流，t、t0、t1、t2、t3、t4、t5、t6为时间，所述谐振变换器在一个开关周期内共有6种工作模式。
工作模式1[t0-t1]：t0时刻，原边第一开关管S1导通，原边第二开关管S2处于关断状态，副边第三开关管S3与副边第四开关管S4都处于关断状态。在模式1中，副边的混合整流电路工作于全桥整流模式，谐振电感Lr与谐振电容Cr发生谐振，励磁电感Lm被输出电压钳位于nVO，不参与谐振，副边第一整流二极管D1和副边第四整流二极管D4导通，输入端向负载侧传递能量。
工作模式2[t1-t2]：t1时刻，副边第四开关管S4导通，副边的混合整流电路工作于倍压整流模式，谐振电感Lr与谐振电容Cr发生谐振，励磁电感Lm被副边第一输出滤波电容Co1的电压钳位，不参与谐振，励磁电流的上升斜率变小，在t2时刻，原边第一开关管S1关断，工作模式2结束。
工作模式3[t2-t3]：工作模式3是原边第一开关管S1与原边第二开关管S2之间的死区时间，该阶段非常短。t2时刻，副边第四开关管S4关断，副边第三开关管S3导通，原边第一开关管S1关断，谐振电流下降等于励磁电流，副边第一整流二极管D1电流自然下降为零。原边第一开关管S1和原边第二开关管S2的寄生电容分别进行充电和放电。
工作模式4[t3-t4]：t3时刻，原边第二开关管S2导通，在此模式中，副边侧的混合整流电路工作于倍压整流模式，谐振电感Lr与谐振电容Cr发生谐振，励磁电感Lm被副边第二输出滤波电容Co2的电压钳位，不参与谐振，副边第三整流二极管D3导通，输入端向负载侧传递能量。
工作模式5[t4-t5]：t4时刻，副边第三开关管S3关断，副边第二整流二极管D2导通，副边侧的混合整流电路工作于全桥整流模式，谐振电感Lr与谐振电容Cr发生谐振，励磁电感Lm被输出电压钳位，不参与谐振，t5时刻，谐振电流等于励磁电流，副边第二整流二极管D2和副边第三整流二极管D3电流自然下降为零并且关断，这个工作模式结束。
工作模式6[t5-t6]：t5时刻，原边第二开关管S2关断，进入死区时间，原边第一开关管S1和原边第二开关管S2的寄生电容分别进行放电和充电，这个模式时间非常短。谐振电感Lr和谐振电容Cr与励磁电感Lm一起发生谐振，谐振电流等于励磁电流，在t6时刻，原边第一开关管S1导通，该工作模式结束。输出负载Ro的输出电压是副边第一输出滤波电容Co1电压与副边第二输出滤波电容Co2电压的总和。
本文中所描述的具体实例仅仅是对本发明精神作举例说明。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实例做各种各样的修改或补充或采用类似的方式替代，但并不会偏离本发明的精神或者超越所附权利要求书所定义的范围。

Claims (5)

1.一种基于混合整流结构的谐振变换器，其特征在于：由直流输入源(Vin)、原边半桥LLC谐振电路(10)、变压器(T)、副边混合整流电路(20)和输出电阻负载(Ro)构成，副边混合整流电路(20)的工作模式能够在全桥整流模式和倍压整流模式之间切换；
原边半桥LLC谐振电路(10)由原边第一开关管(S1)、原边第二开关管(S2)、谐振电容(Cr)、谐振电感(Lr)和励磁电感(Lm)组成；
副边混合整流电路(20)由副边第一整流二极管(D1)、副边第二整流二极管(D2)、副边第三整流二极管(D3)、副边第四整流二极管(D4)、副边第三开关管(S3)、副边第四开关管(S4)、副边第一输出滤波电容(Co1)和副边第二输出滤波电容(Co2)组成；
所述原边半桥LLC谐振电路(10)的原边第一开关管(S1)的漏极连于直流输入源(Vin)的正端，原边第一开关管(S1)的源极连于原边第二开关管(S2)的漏极和谐振电容(Cr)的一端，谐振电容(Cr)的另一端连于谐振电感(Lr)的一端，谐振电感(Lr)的另一端连于励磁电感(Lm)的一端和变压器(T)原边绕组(NP)的同名端，变压器(T)原边绕组(NP)的非同名端连于励磁电感(Lm)的另一端、原边第二开关管(S2)的源极和直流输入源(Vin)的负端；
所述变压器(T)副边绕组(NS)的同名端连于副边第一整流二极管(D1)的阳极和副边第三整流二极管(D3)的阴极，副边第一整流二极管(D1)的阴极连于副边第二整流二极管(D2)的阴极、副边第一输出滤波电容(Co1)的一端和输出负载(Ro)的一端，输出负载(Ro)的另一端连于副边第二输出滤波电容(Co2)的一端、副边第三整流二极管(D3)的阳极和副边第四整流二极管(D4)的阳极，副边第一输出滤波电容(Co1)的另一端连于副边第二输出滤波电容(Co2)的另一端和副边第四开关管(S4)的漏极，变压器(T)副边绕组(NS)的非同名端连于副边第二整流二极管(D2)的阳极、副边第四整流二极管(D4)的阴极和副边第三开关管(S3)的漏极，副边第三开关管(S3)的源极连于副边第四开关管(S4)的源极。
2.根据权利要求1所述基于混合整流结构的谐振变换器，其特征在于：用于分布式电源系统。
3.一种基于混合整流结构的谐振变换器控制方法，其特征在于：用于如权利要求1-2所述的混合整流结构的谐振变换器，采用窄频率范围变频控制方式，或定频PWM控制方式，或变频的脉冲宽度调制控制方式。
4.根据权利要求3所述基于混合整流结构的谐振变换器控制方法，其特征在于：采用窄频率范围变频控制方式时，实现如下，
所述原边第一开关管(S1)的开关频率和原边第二开关管(S2)的开关频率相等，原边第一开关管(S1)与原边第二开关管(S2)互补导通，副边第三开关管(S3)和副边第四开关管(S4)在整个周期完全关断，副边混合整流电路(20)工作于全桥整流模式；
调节原边第一开关管(S1)和原边第二开关管(S2)的开关频率调节电压增益，开关频率越低，输出电压增益越大，当开关频率达到最低频率时，输出电压增益最高；此时，副边第三开关管(S3)与副边第四开关管(S4)互补导通，副边第四开关管(S4)与原边第一开关管(S1)同时导通，副边第三开关管(S3)与原边第二开关管(S2)同时导通，副边混合整流电路(20)由全桥整流模式切换到倍压整流模式；
再次调节原边第一开关管(S1)和原边第二开关管(S2)的开关频率调节电压增益，开关频率越低，输出电压增益越大，当开关频率最低时，输出电压增益最高。
5.根据权利要求3所述基于混合整流结构的谐振变换器控制方法，其特征在于：采用定频PWM控制方式时，实现如下，
所述原边第一开关管(S1)的开关频率和原边第二开关管(S2)的开关频率相等且等于谐振频率，原边第一开关管(S1)与原边第二开关管(S2)互补导通，原边半桥LLC谐振电路(10)工作在最佳效率点；
副边第三开关管(S3)和副边第四开关管(S4)采用PWM控制，副边第三开关管(S3)和副边第四开关管(S4)的占空比相等，记为D3＝D4；
原边第一开关管(S1)导通占空比为Da时，副边第三开关管(S3)和副边第四开关管(S4)在占空比Da时间内完全关断，副边混合整流电路(20)工作于全桥整流模式；占空比Da之后，副边第四开关管(S4)导通占空比为D4，D4＝0.5-Da，副边混合整流电路(20)工作于倍压整流模式；
副边第四开关管(S4)导通占空比D4之后，原边第一开关管(S1)和副边第四开关管(S4)关断，原边第二开关管(S2)和副边第三开关管(S3)导通，副边第三开关管(S3)导通占空比为D3，D3＝D4，副边混合整流电路(20)保持工作于倍压整流模式；
副边第三开关管(S3)导通占空比D3之后，副边第三开关管(S3)关断，副边混合整流电路(20)切换为全桥整流模式；
因此，副边混合整流电路(20)的倍压整流模式占空比为D3+D4＝2D3＝2D4，副边混合整流电路(20)的倍压整流模式的占空比越大，输出电压增益越高。
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