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CN113726167A - 一种具有宽输出增益范围的混合定频调制方法 - Google Patents

一种具有宽输出增益范围的混合定频调制方法 Download PDF

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CN113726167A CN202110544434.8A CN202110544434A CN113726167A CN 113726167 A CN113726167 A CN 113726167A CN 202110544434 A CN202110544434 A CN 202110544434A CN 113726167 A CN113726167 A CN 113726167A
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Abstract

本发明提供一种具有宽输出增益范围的混合定频调制方法，属于变换器控制策略技术领域。本发明方法创新性地提出了改进型的不对称电压消除调制(improved asymmetrical voltage‑cancellation control，IAVC)，可实现0～0.5的归一化增益范围，同时将IAVC调制和AVC调制共同组成了本发明的混合定频调制方法，实现了0到1的全增益范围输出，可以运用在宽负载应用场合；同时，本发明调制方法具有较宽的ZVS范围，同等负载和输出增益条件下，实现软开关所需的开关频率较低，谐振电流较小，可以减少开关损耗，提高效率。

Description

一种具有宽输出增益范围的混合定频调制方法
技术领域
本发明属于变换器控制策略技术领域，具体涉及一种谐振变换器具有宽输出增益范围的混合定频调制方法。
背景技术
谐振变换器以其高功率密度、高效率和优良的软开关特性，广泛应用于电动汽车、可再生能源分布式系统、数据中心电源、航空航天电源等领域。为了实现较宽的输出增益范围，传统的谐振变换器通常采用脉冲频率调制(pulse frequency modulation，PFM)，但是该调制方法在轻载的情况下，电压增益曲线变化太小，这意味着要实现较宽的增益输出范围，频率变化范围会过宽。宽频率范围会导致以下问题：1、产生严重的电磁干扰(electromagnetic interference，EMI)问题；2、当开关频率远离谐振频率时，软开关特性会丢失，导致开关损耗高，环流损耗大，输出纹波大；3、磁性元件利用率低，给元件设计带来挑战，降低了功率密度。
为克服传统调频谐振变换器在大输出范围应用中存在的上述问题，提出了多种方法，主要分为四类：
1、改变谐振参数，其本质是在工作频率变化范围有限的情况下，通过开关管控制元件是否参与谐振来增大谐振腔阻抗的变化范围，然而，这种策略增加了铁心损耗和谐振腔输入电流，这将导致更高的环流损耗和更大的电压电流应力；2、修改二次侧整流结构，整流结构在全桥整流、电压倍频和电压四倍频整流之间进行选择，扩大了输出电压范围，然而，在模式切换过程中，输出电压发生突变，这将产生一个非常大的峰值电流，并可能导致设备故障；3、采用可重构的一次侧结构，一次侧结构可在全桥和半桥之间切换，适用于宽范围电压输入应用场景，然而这种策略需要额外的开关管，工作条件为硬开关，会产生非常大的关断电流，导致损耗增大；4、修改控制和调制策略：如采用Burst控制来提高谐振变换器的轻载调节能力和效率，但这种方法控制器的设计非常复杂，在关断状态时存在高频振荡和电磁干扰问题；还可以在谐振变换器中采用定频移相调制策略，扩大输出增益范围。然而，如果移相角增大，则零电压开关(Zero Voltage Switch，ZVS)难以实现，这将显著增加开关损耗，降低效率，影响系统的可靠性。目前有三种定频移相调制策略，包括传统的移相调制(phase-shift，PS control)、不对称占空比调制(The asymmetrical duty-cyclecontrol，ADC control)和不对称电压消除调制(The Asymmetrical Voltage-Cancellation Control，AVC control)。其中，AVC调制相比于其他两种调制方法，具有更优良的软开关特性、同等条件下更低的开关频率要求、更低的开关损耗和更高的效率等优势，但相比于前两种调制方法可以实现从0到1的增益范围，不对称电压消除调制只能实现从0.5到1的增益范围。
因此，如何在不对称电压消除调制的基础上实现0到1的全增益范围输出就成为了待解决的问题。
发明内容
针对背景技术所存在的问题，本发明的目的在于提供一种具有宽输出增益范围的混合定频调制方法，该方法创新性地提出了改进型的不对称电压消除调制(improvedasymmetrical voltage-cancellation control，IAVC)，可实现0～0.5的归一化增益范围，同时将IAVC调制和AVC调制共同组成了本发明的混合定频调制方法，实现了0到1的全增益范围输出。
为实现上述目的，本发明的技术方案如下：
一种具有宽输出增益范围的混合定频调制方法，具体过程为：
当输出增益归一化范围在0～0.5之间时，采用IAVC调制，当输出增益归一化范围在0.5～1之间时，采用AVC调制；
所述IAVC调制和AVC调制均通过改变控制角α的大小来调整输入谐振腔的方波Vab的形式；所述IAVC调制形成的方波Vab为半周期恒定为0，另一半周期占空比随控制角α增大而减小的方波，所述AVC调制形成的方波Vab为前半周期为正、占空比随控制角α增大而减小，后半周期为负且固定不变的方波。
进一步地，所述IAVC调制具体有两种形式：方波Vab为前半周期恒定为0，后半周期为负、占空比随控制角α增大而减小的方波；或后半周期恒定为0，前半周期为正、占空比随控制角α增大而减小的方波。
进一步地，所述控制角α由三个控制变量确定，即三个控制角度α+、α-和β。α+为正半周期开始后为0的时间段对应的角度，β为负半周期开始的时间所对应的角度，α-为负半周期开始后为0的时间段对应的角度。
进一步地，所述AVC调制中，α＝α+，α-＝0，β＝π，α是可调整的，范围为0～π；所述IAVC调制中，α＝α+，α-＝π，β＝π，α是可调整的，范围为0～π。
进一步地，所述混合定频调制方法适用于谐振变换器，优选为串联谐振变换器。
进一步地，所述串联谐振变换器的拓扑电路具体为：所述串联谐振变换器包括谐振电感(Lr)、谐振电容(Cr)、四个原边开关管(S1-S4)、四个副边二极管(D1-D4)、输出电容(Co)和隔离变压器(Tx)；原边第一开关管(S1)的漏极和原边第三开关管(S3)的漏极、输入电压的正极相连，原边第一开关管(S1)的源极和原边第二开关管(S2)的漏极、谐振电感(Lr)的一端相连；原边第二开关管(S2)的源极和原边第四开关管(S4)的源极、输入电压的负极相连；原边第三开关管的源极和谐振电容(Cr)的一端、原边第四开关管(S4)的漏极相连；谐振电感(Lr)的另一端与隔离变压器(Tx)的正极相连，谐振电容(Cr)的另一端与隔离变压器(Tx)的负极相连；副边第一二极管(D1)的阴极和副边第三二极管(D3)的阴极、输出电容(Co)的一端、输出电压的正极相连，副边第一二极管(D1)的阳极和副边第二二极管(D2)的阴极、隔离变压器副边的正极相连；副边第二二极管(D2)的阳极和副边第四二极管(D4)的阳极、输出电容(Co)的另一端、输出电压的负极相连；副边第三二极管(D3)的阳极和隔离变压器副边的负极、副边第四二极管(D4)的阴极相连。
进一步地，所述原边第一开关管(S1)和第二开关管(S2)互补导通，原边第三开关管(S1)和第四开关管(S2)互补导通。
进一步地，对于AVC调制，原边第一开关管(S1)和原边第二开关管(S2)的驱动波形始终保持50％的占空比不变，二者相互补，当控制角α为0时，原边第三开关管(S3)和原边第四开关管(S4)驱动波形的占空比为50％而且互补，当控制角α不断增大时，原边第三开关管(S3)和原边第四开关管(S4)驱动波形始终保持互补，原边第三开关管(S3)驱动波形的占空比不断增大，原边第四开关管(S4)驱动波形的占空比不断减小，当控制角α为π时，开关管S3始终导通，原边第四开关管(S4)始终关闭；
对于IAVC调制，原边第三开关管(S3)始终关闭，原边第四开关管(S4)始终导通，当控制角α为0时，原边第一开关管(S1)和原边第二开关管(S2)驱动波形的占空比为50％而且互补，当控制角α不断增大时，原边第一开关管(S1)和原边第二开关管(S2)的驱动波形始终保持互补，原边第一开关管(S1)驱动波形的占空比不断减小，原边第二开关管(S2)驱动波形的占空比不断增大，当控制角α为π时，原边第一开关管(S1)始终关闭，原边第二开关管(S2)始终导通。
综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：
1、本发明提出的混合控制方法使得谐振变换器在工作过程中，开关频率保持固定，设置在谐振频率附近，避免了传统PFM调制频率变化范围过宽带来的问题。
2、本发明提出的混合控制方法能够实现0到1的宽输出增益范围，可以运用在宽负载应用场合；同时，相比于传统的移相调制(PS control)效率更高，特别是在低增益条件下效率提升明显。
3、本发明提出的混合控制方法具有较宽的ZVS范围，同等负载和输出增益条件下，实现软开关所需的开关频率较低，谐振电流较小，可以减少开关损耗，提高效率。
附图说明
图1为本发明串联谐振变换器的结构示意图。
图2为定频调制统一分析方法的关键波形图。
图3为本发明混合定频调制方法的关键波形图，
其中，(a)为AVC调制；(b)为IAVC调制。
图4为串联谐振变换器的等效电路图。
图5为本发明混合定频调制方法的归一化增益随控制角α变化图。
图6为AVC调制下控制角α＝0，归一化增益Mn＝1时的仿真波形图。
图7为AVC调制下控制角α＝1.53，归一化增益Mn＝0.8时的仿真波形图。
图8为IAVC调制下控制角α＝1.85，归一化增益Mn＝0.3时的仿真波形图。
图9为同一实验条件下，传统的移相调制与本发明混合定频调制方法的效率对比图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面结合实施方式和附图，对本发明作进一步地详细描述。
本发明提出的混合调制方法可以用于所有谐振变换器，下面以串联谐振变换器为对象进行阐述，串联谐振变换器的结构示意图如图1所示。所述串联谐振变换器包括谐振电感(Lr)、谐振电容(Cr)、四个原边开关管(S1-S4)、四个副边二极管(D1-D4)、输出电容(Co)和隔离变压器(Tx)；原边第一开关管(S1)的漏极和原边第三开关管(S3)的漏极、输入电压的正极相连，原边第一开关管(S1)的源极和原边第二开关管(S2)的漏极、谐振电感(Lr)的一端相连；原边第二开关管(S2)的源极和原边第四开关管(S4)的源极、输入电压的负极相连；原边第三开关管的源极和谐振电容(Cr)的一端、原边第四开关管(S4)的漏极相连；谐振电感(Lr)的另一端与隔离变压器(Tx)的正极相连，谐振电容(Cr)的另一端与隔离变压器(Tx)的负极相连；副边第一二极管(D1)的阴极和副边第三二极管(D3)的阴极、输出电容(Co)的一端、输出电压的正极相连，副边第一二极管(D1)的阳极和副边第二二极管(D2)的阴极、隔离变压器副边的正极相连；副边第二二极管(D2)的阳极和副边第四二极管(D4)的阳极、输出电容(Co)的另一端、输出电压的负极相连；副边第三二极管(D3)的阳极和隔离变压器副边的负极、副边第四二极管(D4)的阴极相连。
当工作频率接近谐振腔的固有频率时，定频调制策略可以用基波分析法(fundamental har monic approximation，FHA)来分析，即假设对于谐振腔，忽略高次谐波，只考虑一次基波。
定频调制策略的本质是改变输入谐振腔的方波Vab的形式。因此，如图2所示，可以采用统一的分析方法对定频调制策略进行研究。Vab方波最多可以由四个控制变量确定：三个控制角度(α+，α-，β)和开关周期(Ts)。在定频调制中，开关周期是恒定的，只考虑三个控制变量。α+为正半周期开始后为0的时间段对应的角度，β为负半周期开始的时间所对应的角度，α-为负半周期开始后为0的时间段对应的角度。IAVC调制和AVC调制的控制角α是和三个控制角α+，α-，β)相关的。对于AVC调制来说，限制条件为α＝α+，α-＝0，β＝π，α是可调整的；对于IAVC调制来说，限制条件为α＝α+，α-＝π，β＝π，α是可调整的。
本发明混合定频调制方法的关键波形图如图3所示，其中，(a)为AVC调制，(b)为IAVC调制，Ts为开关周期，TH为开关周期的一半，Vab为谐振腔所输入的方波电压，Vab1是Vab经过傅里叶分解后的一次基波，
Figure BDA0003073055420000051
是Vab1相对于Vab的相位，iL为谐振电流，
Figure BDA0003073055420000052
是谐振电流iL滞后于一次基波的相位，
Figure BDA0003073055420000053
是
Figure BDA0003073055420000054
和
Figure BDA0003073055420000055
的差值，每种调制策略都有一个控制角α。对于图3(a)中的AVC调制，开关管S1和S2的驱动波形始终保持50％的占空比不变，二者相互补，当控制角α为0时，开关管S3和S4驱动波形的占空比为50％而且互补，当控制角α不断增大时，开关管S3和S4驱动波形始终保持互补，开关管S3驱动波形的占空比不断增大，开关管S4驱动波形的占空比不断减小，当控制角α为π时，开关管S3始终导通，开关管S4始终关闭；即Vab的后半周期是固定的，当控制角α增大时，前半周期占空比不断减小。
对于图3(b)中的IAVC调制，开关管S3始终关闭，开关管S4始终导通，当控制角α为0时，开关管S1和S2驱动波形的占空比为50％而且互补，当控制角α不断增大时，开关管S1和S2的驱动波形始终保持互补，开关管S1驱动波形的占空比不断减小，开关管S2驱动波形的占空比不断增大，当控制角α为π时，开关管S1始终关闭，开关管S4始终导通；即Vab的后半周期恒定为零，其中前半周期的占空比随控制角α的变化而变化。此外，IAVC调制形成的方波Vab也可以形成前半周期恒定为零，后半周期为负的形式。
采用FHA方法，只需考虑一次基波的幅值和相位。对输入到谐振腔的方波Vab进行傅里叶级数分解，得到基波的幅值
Figure BDA0003073055420000056
和相位
Figure BDA0003073055420000057
Figure BDA0003073055420000061
其中，Vin为输入电压；
Figure BDA0003073055420000062
对于AVC调制来说，
Figure BDA0003073055420000063
对于IAVC调制来说，
Figure BDA0003073055420000064
以上两种均可以得到一次基波的幅值
Figure BDA0003073055420000065
和相位
Figure BDA0003073055420000066
只与控制角α有关。
可以将二次侧电阻等效到一次侧，得到如图4所示的等效电路图。输出电压Vo可以表示为：
Figure BDA0003073055420000067
其中，定义电路的归一化开关频率ωn、开关频率ωs、变压器变比n、二次侧电阻Ro、自然谐振频率ω0、谐振电感Lr、谐振电容Cr、品质因数Q、阻抗Z0、等效电阻Req为：
Figure BDA0003073055420000071
可以得到，输出电压Vo只与一次基波的幅值
Figure BDA0003073055420000072
有关，也即只与控制角α有关。
定义输出增益M：
Figure BDA0003073055420000073
定义最大增益Mmax和归一化输出增益Mn：
Figure BDA0003073055420000074
对于AVC调制和IAVC调制来说，其归一化输出增益Mn为：
Figure BDA0003073055420000075
因此，混合定频调制方法的归一化增益Mn如图5所示。从图5可以看出，输出增益只与控制角α有关，AVC调制能够实现0.5～1的归一化增益范围的输出，而IAVC调制能够实现0～0.5的归一化增益范围的输出，因此，本发明提出的混合定频调制方法能够解决现有技术中不对称电压消除调制只能实现从0.5～1的增益范围的缺点。
同时，从图3可知，为了实现ZVS软开关，当开关管开通时，谐振电流应为负向，也即：
Figure BDA0003073055420000076
其中：
Figure BDA0003073055420000077
对于AVC调制来说，ZVS条件为，
Figure BDA0003073055420000081
对于IAVC调制来说，ZVS条件为，
Figure BDA0003073055420000082
仿真参数为：输入电压Vin＝80V，开关频率为100kHz，品质因数Q＝0.8，负载电阻R0＝25.31Ω，谐振电感Lr为27μH，谐振电容Cr为0.1μF，输出电容Co＝550uF。
图6为AVC调制，α＝0，归一化增益Mn＝1时的仿真波形。从上至下分别为输出电压Vo波形，谐振腔输入的方波电压Vab波形，谐振电流iL波形。
图7为AVC调制，α＝1.53，归一化增益Mn＝0.8时的仿真波形。从上至下分别为输出电压Vo波形，谐振腔输入的方波电压Vab波形，谐振电流iL波形。
图8为IAVC调制，α＝1.85，归一化增益Mn＝0.3时的仿真波形。从上至下分别为输出电压Vo波形，谐振腔输入的方波电压Vab波形，谐振电流iL波形。
通过图6至图8的仿真结果表明，混合定频调制策略可以通过调节控制角α可以改变方波电压Vab的波形，从而实现对输出增益的调节，可以实现宽输出电压范围，谐振电流的大小也会随着控制角α改变而改变，输出电压增益、方波电压Vab波形、谐振电流iL波形与理论相符。
图9为同一实验条件下，传统的移相调制与本发明混合定频调制方法的效率对比图。实验条件与仿真参数相同，可以得出本发明混合定频调制方法相比于传统的传统的移相调制具有更高的效率，特别是在低增益条件下效率提升明显。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，本说明书中所公开的任一特征，除非特别叙述，均可被其他等效或具有类似目的的替代特征加以替换；所公开的所有特征、或所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以任何方式组合。

Claims (9)

1.一种具有宽输出增益范围的混合定频调制方法，其特征在于，所述混合定频调制方法的具体过程为：
当输出增益归一化范围在0～0.5之间时，采用IAVC调制，当输出增益归一化范围在0.5～1之间时，采用AVC调制；
所述IAVC调制和AVC调制均通过改变控制角α的大小来调整输入谐振腔的方波Vab的形式；所述IAVC调制形成的方波Vab为半周期恒定为0，另一半周期占空比随控制角α增大而减小的方波，所述AVC调制形成的方波Vab为前半周期为正、占空比随控制角α增大而减小，后半周期为负且固定不变的方波。
2.如权利要求1所述的混合定频调制方法，其特征在于，所述IAVC调制具体有两种形式：方波Vab为前半周期恒定为0，后半周期为负、占空比随控制角α增大而减小的方波；或后半周期恒定为0，前半周期为正、占空比随控制角α增大而减小的方波。
3.如权利要求1所述的混合定频调制方法，其特征在于，所述控制角α由三个控制变量确定，即三个控制角度α+、α-和β；其中，α+为正半周期开始后为0的时间段对应的角度，β为负半周期开始的时间所对应的角度，α-为负半周期开始后为0的时间段对应的角度。
4.如权利要求3所述的混合定频调制方法，其特征在于，所述AVC调制中，α＝α+，α-＝0，β＝π，α是可调整的，范围为0～π；所述IAVC调制中，α＝α+，α-＝π，β＝π，α是可调整的，范围为0～π。
5.如权利要求1-3任一权利要求所述的混合定频调制方法，其特征在于，所述混合定频调制方法适用于谐振变换器。
6.如权利要求5所述的混合定频调制方法，其特征在于，所述谐振变换器优选为串联谐振变换器。
7.如权利要求6所述的混合定频调制方法，其特征在于，所述串联谐振变换器的拓扑电路具体为：所述串联谐振变换器包括谐振电感(Lr)、谐振电容(Cr)、四个原边开关管(S1-S4)、四个副边二极管(D1-D4)、输出电容(Co)和隔离变压器(Tx)；原边第一开关管(S1)的漏极和原边第三开关管(S3)的漏极、输入电压的正极相连，原边第一开关管(S1)的源极和原边第二开关管(S2)的漏极、谐振电感(Lr)的一端相连；原边第二开关管(S2)的源极和原边第四开关管(S4)的源极、输入电压的负极相连；原边第三开关管的源极和谐振电容(Cr)的一端、原边第四开关管(S4)的漏极相连；谐振电感(Lr)的另一端与隔离变压器(Tx)的正极相连，谐振电容(Cr)的另一端与隔离变压器(Tx)的负极相连；副边第一二极管(D1)的阴极和副边第三二极管(D3)的阴极、输出电容(Co)的一端、输出电压的正极相连，副边第一二极管(D1)的阳极和副边第二二极管(D2)的阴极、隔离变压器副边的正极相连；副边第二二极管(D2)的阳极和副边第四二极管(D4)的阳极、输出电容(Co)的另一端、输出电压的负极相连；副边第三二极管(D3)的阳极和隔离变压器副边的负极、副边第四二极管(D4)的阴极相连。
8.如权利要求7所述的混合定频调制方法，其特征在于，所述原边第一开关管(S1)和第二开关管(S2)互补导通，原边第三开关管(S1)和第四开关管(S2)互补导通。
9.如权利要求8所述的混合定频调制方法，其特征在于，对于AVC调制，原边第一开关管(S1)和原边第二开关管(S2)的驱动波形始终保持50％的占空比不变，二者相互补，当控制角α为0时，原边第三开关管(S3)和原边第四开关管(S4)驱动波形的占空比为50％而且互补，当控制角α不断增大时，原边第三开关管(S3)和原边第四开关管(S4)驱动波形始终保持互补，原边第三开关管(S3)驱动波形的占空比不断增大，原边第四开关管(S4)驱动波形的占空比不断减小，当控制角α为π时，开关管S3始终导通，原边第四开关管(S4)始终关闭；
对于IAVC调制，原边第三开关管(S3)始终关闭，原边第四开关管(S4)始终导通，当控制角α为0时，原边第一开关管(S1)和原边第二开关管(S2)驱动波形的占空比为50％而且互补，当控制角α不断增大时，原边第一开关管(S1)和原边第二开关管(S2)的驱动波形始终保持互补，原边第一开关管(S1)驱动波形的占空比不断减小，原边第二开关管(S2)驱动波形的占空比不断增大，当控制角α为π时，原边第一开关管(S1)始终关闭，原边第二开关管(S2)始终导通。
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