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CN111262442A - 一种基于on/off控制的谐振变换器 - Google Patents

一种基于on/off控制的谐振变换器 Download PDF

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CN111262442A
CN111262442A CN202010075866.4A CN202010075866A CN111262442A CN 111262442 A CN111262442 A CN 111262442A CN 202010075866 A CN202010075866 A CN 202010075866A CN 111262442 A CN111262442 A CN 111262442A
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switching
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CN202010075866.4A
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刘松林
吕磊
陈凤娇
陈庆东
石迪
宋豪杰
陈光义
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Hubei University of Technology
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Hubei University of Technology
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Abstract

本发明提供一种基于ON/OFF控制的谐振变换器，包括原边方波逆变电路Ⅰ、原边LLC谐振电路Ⅱ、变压器T、副边全桥整流电路Ⅲ和输出电阻负载Ro，其特征在于：原边方波逆变电路Ⅰ添加两个辅助双向开关，辅助双向开关采用ON/OFF控制，使得谐振变换器既能够工作于全桥LLC谐振变换器模式，也能够工作于半桥LLC谐振变换器模式。由于这种谐振变换器拓扑结构及其切换式控制方式，谐振变换器的开关频率变化范围窄，实现超宽范围电压增益的调节，原边侧开关管实现零电压开关，次级侧整流二极管零实现电流开关，降低开关损耗。

Description

一种基于ON/OFF控制的谐振变换器
技术领域
本发明涉及隔离型直流—直流变换器技术领域，尤其属于一种基于ON/OFF控制的具有新型拓扑结构的谐振变换器。
背景技术
隔离型直流—直流变换器在当前得到广泛的应用，包括有数据中心、服务器电源，电动汽车车载电池充电器，光伏直流微电网，燃料电池、LED驱动电路等，上述许多应用中，变换器需要满足宽电压工作需求。
变换器主要包括两类，第一种是脉冲宽度调制(PWM)的全桥变换器，另一种是脉冲频率调制(PFM)的谐振变换器。移相全桥变换器由于循环电流大，滞后臂的软开关范围窄，整流二极管电压应力高，二极管存在反向恢复等缺点，不能实现较高的效率。与之不同的是，谐振变换器有优良的软开关特性，在谐振频率点很容易实现高效、高功率密度。近些年来，相关学者非常热衷于谐振变换器的研究。
脉冲频率控制的LLC谐振变换器由于开关频率变化范围的限制，谐振变换器难以实现宽增益范围，不能较好地满足宽电压需求的应用场合。并且，脉冲频率调制控制增加了谐振参数设计的复杂性。特别的，当谐振变换器的开关频率远小于谐振频率时，谐振电路存在较大的循环电流，产生额外的导通损耗和开关关断损耗，降低了变换器的效率，基波分析法(FHA)的精确性也随之降低，变换器难以精准调节输出电压。特别的，当谐振变换器的开关频率大于谐振频率时，副边侧整流二极管失去零电流开关(ZCS)能力，增加了系统的电磁干扰和整流损耗，降低了变换器的稳定性。此外，谐振变换器工作在宽频率范围，不利于磁性元器件的磁集成设计，降低了转换器的效率和功率密度等优良特性。
发明内容
本发明的目的是针对现有技术的不足，为宽增益需求的应用场合提供一种基于ON/OFF控制的谐振变换器，实现宽电压增益。
本发明技术方案提供一种基于ON/OFF控制的谐振变换器，包括原边方波逆变电路Ⅰ、原边LLC谐振电路Ⅱ、变压器T、副边全桥整流电路Ⅲ和输出电阻负载Ro，原边方波逆变电路Ⅰ添加两个辅助双向开关，辅助双向开关采用ON/OFF控制，使得谐振变换器既能够工作于全桥LLC谐振变换器模式，也能够工作于半桥LLC谐振变换器模式。
而且，所述原边方波逆变电路Ⅰ由原边第一开关管S1、原边第二开关管S2、原边第三开关管S3、原边第四开关管S4、原边第五开关管S5、原边第六开关管S6、原边第七开关管S7、原边第八开关管S8组成；原边第五开关管S5与原边第六开关管S6构成一个辅助双向开关，原边第七开关管S7与原边第八开关管S8构成另外一个辅助双向开关；原边LLC谐振电路Ⅱ由谐振电容Cr、谐振电感Lr和励磁电感Lm组成；副边全桥整流电路Ⅲ由副边第一整流二极管D1、副边第二整流二极管D2、副边第三整流二极管D3、副边第四整流二极管D4、输出滤波电容Co组成；
所述原边方波逆变电路Ⅰ的原边第一开关管S1的漏极连于直流输入源Vin的正端和原边第二开关管S2的漏极，原边第二开关管S2的源极连于原边第四开关管S4的漏极和谐振电容Cr的一端，谐振电容Cr的另一端连于谐振电感Lr的一端，谐振电感Lr的另一端连于励磁电感Lm的一端和变压器T原边绕组NP的同名端，变压器T原边绕组NP的非同名端连于励磁电感Lm的另一端、原边第八开关管S8的源极和原边第六开关管S6的源极；
原边第七开关管S7的漏极连于原边第八开关管S8的漏极，原边第七开关管S7和原边第八开关管S8组成一个双向开关；
原边第七开关管S7的源极连于原边第四开关管S4的源极、原边第三开关管S3的源极和直流输入源Vin负端；原边第六开关管S6的漏极连于原边第五开关管S5的漏极，原边第五开关管S5和原边第六开关管S6组成另外一个双向开关；
原边第五开关管S5的源极连于原边第一开关管S1的源极和原边第三开关管S3的漏极；
所述变压器T副边绕组NS的同名端连于副边第一整流二极管D1的阳极和副边第三整流二极管D3的阴极，所述变压器T副边绕组NS的非同名端连于副边第二整流二极管D2的阳极和副边第四整流二极管D4的阴极；
副边第一整流二极管D1的阴极连于副边第二整流二极管D2的阴极、输出滤波电容Co的一端和输出电阻负载Ro的一端；输出电阻负载Ro的另一端连于输出滤波电容Co的另一端、副边第四整流二极管D4的阳极和副边第三整流二极管D3的阳极。
而且，控制方式实现如下，
原边第一开关管S1与原边第四开关管S4互补导通，占空比各为50％，原边第二开关管S2与原边第三开关管S3互补导通，占空比各为50％，原边第一开关管S1、原边第二开关管S2、原边第三开关管S3的开关频率等于原边第四开关管S4的开关频率；
当原边第七开关管S7与原边第八开关管S8同时导通，原边第五开关管S5、原边第六开关管S6同时关断时，表示原边第七开关管S7与原边第八开关管S8处于ON状态，原边第五开关管S5、原边第六开关管S6处于OFF状态，所述谐振变换器工作于半桥LLC谐振变换器模式；所述原边方波逆变电路的原边第二开关管S2、原边第四开关管S4采用脉冲频率控制，变换器通过开关频率调节电压增益；
当原边第二开关管S2、原边第四开关管S4的开关频率到达最小开关频率fmin时，原边第五开关管S5、原边第六开关管S6、原边第七开关管S7与原边第八开关管S8采用ON/OFF控制；
原边第五开关管S5、原边第六开关管S6同时导通，原边第七开关管S7与原边第八开关管S8同时关断，表示原边第五开关管S5、原边第六开关管S6处于ON状态，原边第七开关管S7与原边第八开关管S8处于OFF状态，所述谐振变换器工作于全桥LLC谐振变换器模式；所述原边方波逆变电路的原边第一开关管S1、原边第四开关管S4、原边第二开关管S2和原边第三开关管S3采用脉冲频率控制，变换器通过开关频率调节电压增益；
谐振变换器工作于全桥模式下的开关频率变化范围与半桥模式下的开关频率变化范围一致。
本发明技术与既有技术方案的本质区别在于，所述谐振变换器采用两个辅助双向开关，原边第五开关管S5与原边第六开关管S6构成一个辅助双向开关，原边第七开关管S7与原边第八开关管S8构成另外一个辅助双向开关。由于两个辅助双向开关采用ON/OFF控制，所述谐振变换器既可以工作于半桥LLC谐振变换器模式，也可以工作于全桥LLC谐振变换器模式。所述谐振变换器的原边第一开关管S1、原边第二开关管S2、原边第三开关管S3和原边第四开关管S4采用脉冲频率控制，调节电压增益。并且，原边开关管工作在窄频率范围，变换器实现宽电压增益，利于磁性元器件磁集成，提升效率，满足宽电压增益需求的变换场合。
本发明具有如下有益优良效果：
(1)缩小谐振变换器的开关频率范围，降低循环电流；
(2)利于磁性元器件的磁集成，减小磁性元件体积，提高功率密度；
(3)原边侧开关管实现零电压开关，副边侧整流二极管实现零电流开关；
(4)电压增益范围宽，所述谐振变换器适用于宽电压增益需求的应用场合；
附图说明
图1是本发明实施例的谐振变换器的原理图；
图2是本发明实施例的谐振变换器工作于半桥LLC谐振变换器的结构图；
图3是本发明实施例的谐振变换器工作于全桥LLC谐振变换器的结构图；
图4是本发明实施例的谐振变换器采用ON/OFF控制的电压增益曲线图；
图5是本发明实施例的谐振变换器工作于半桥LLC谐振变换器的波形图；
图6是本发明实施例的谐振变换器工作于全桥LLC谐振变换器的波形图；
图7是本发明实施例的谐振变换器的原边侧和副边侧的软开关波形图。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明的技术方案进行描述，以便本领域的技术人员更好地理解该发明。
本发明所述谐振变换器的原边方波逆变电路添加两个辅助双向开关，双向开关采用ON/OFF控制，因此所述谐振变换器既可以工作于全桥LLC谐振变换器模式，也可以工作于半桥LLC谐振变换器模式。其中，“ON”代表的是“导通”，“OFF”代表的是“关断”。由于这种谐振变换器拓扑结构及其切换式控制方式，谐振变换器的开关频率变化范围窄，实现超宽范围电压增益的调节，原边侧开关管实现零电压开关(ZVS)，次级侧整流二极管零实现电流开关(ZCS)，降低开关损耗。一般认为开关频率在0.5倍的谐振频率到2.5倍的谐振频率之间则为宽频率范围。电压增益大于或等于2则为宽电压范围。
如图1所示，本发明实施例提供的一种基于ON/OFF控制的谐振变换器由直流输入源Vin、原边方波逆变电路Ⅰ、原边LLC谐振电路Ⅱ、变压器T、副边全桥整流电路Ⅲ和输出电阻负载Ro构成。各构成部分的元器件为原边第一开关管S1、原边第二开关管S2、原边第三开关管S3、原边第四开关管S4、原边第五开关管S5、原边第六开关管S6、原边第七开关管S7、原边第八开关管S8、谐振电容Cr、谐振电感Lr、励磁电感Lm、变压器T、副边第一整流二极管D1、副边第二整流二极管D2、副边第三整流二极管D3、副边第四整流二极管D4、输出滤波电容Co和电阻负载Ro。
具体地，结构实现如下：
原边方波逆变电路Ⅰ由原边第一开关管S1、原边第二开关管S2、原边第三开关管S3、原边第四开关管S4、原边第五开关管S5、原边第六开关管S6、原边第七开关管S7、原边第八开关管S8组成；
原边LLC谐振电路Ⅱ由谐振电容Cr、谐振电感Lr和励磁电感Lm组成；
变压器的原边侧与副边侧变比为Np:Ns＝n:1，变压器通常标记为T；其中，
Figure BDA0002378474060000041
Vin为直流输入源电压，Vo为电阻负载Ro的输出电压；
副边全桥整流电路Ⅲ由副边第一整流二极管D1、副边第二整流二极管D2、副边第三整流二极管D3、副边第四整流二极管D4、输出滤波电容Co组成；
所述原边方波逆变电路Ⅰ的原边第一开关管S1的漏极连于直流输入源Vin的正端和原边第二开关管S2的漏极，原边第二开关管S2的源极连于原边第四开关管S4的漏极和谐振电容Cr的一端，谐振电容Cr的另一端连于谐振电感Lr的一端，谐振电感Lr的另一端连于励磁电感Lm的一端和变压器T原边绕组NP的同名端，变压器T原边绕组NP的非同名端连于励磁电感Lm的另一端、原边第八开关管S8的源极和原边第六开关管S6的源极，
原边第七开关管S7的漏极连于原边第八开关管S8的漏极，原边第七开关管S7和原边第八开关管S8组成一个双向开关；
所述原边第七开关管S7的源极连于原边第四开关管S4的源极、原边第三开关管S3的源极和直流输入源Vin负端，原边第六开关管S6的漏极连于原边第五开关管S5的漏极，原边第五开关管S5和原边第六开关管S6组成另外一个双向开关，
原边第五开关管S5的源极连于原边第一开关管S1的源极和原边第三开关管S3的漏极；
所述变压器T副边绕组NS的同名端连于副边第一整流二极管D1的阳极和副边第三整流二极管D3的阴极，所述变压器T副边绕组NS的非同名端连于副边第二整流二极管D2的阳极和副边第四整流二极管D4的阴极；
所述副边第一整流二极管D1的阴极连于副边第二整流二极管D2的阴极、输出滤波电容Co的一端和输出电阻负载Ro的一端；输出电阻负载Ro的另一端连于输出滤波电容Co的另一端、副边第四整流二极管D4的阳极和副边第三整流二极管D3的阳极。
具体实施时，所述谐振变换器的一种ON/OFF控制方法如下:
原边第一开关管S1与原边第四开关管S4互补导通，占空比各为50％，原边第二开关管S2与原边第三开关管S3互补导通，占空比各为50％，原边第一开关管S1、原边第二开关管S2、原边第三开关管S3的开关频率等于原边第四开关管S4的开关频率。
如图2所示，当原边第七开关管S7与原边第八开关管S8同时导通，原边第五开关管S5、原边第六开关管S6同时关断时，即原边第七开关管S7与原边第八开关管S8处于ON状态，原边第五开关管S5、原边第六开关管S6处于OFF状态，所述谐振变换器工作于半桥LLC谐振变换器模式。
如图3所示，原边第五开关管S5、原边第六开关管S6同时导通，原边第七开关管S7与原边第八开关管S8同时关断，即原边第五开关管S5、原边第六开关管S6处于ON状态，原边第七开关管S7与原边第八开关管S8处于OFF状态，所述谐振变换器工作于全桥LLC谐振变换器模式。
如图4所示，是本发明实施例的谐振变换器采用ON/OFF控制的电压增益曲线，其中G表示所述谐振变换器的电压增益，Gmin表示电压增益的最小值，Gmax表示电压增益的最大值，fr表示谐振电容Cr与谐振电感Lr的串联谐振频率，fs表示原边开关管的开关频率，fmin表示最小开关频率，fmax表示最大开关频率。
当所述谐振变换器工作于半桥LLC谐振变换器模式时，所述原边方波逆变电路的原边第二开关管S2、原边第四开关管S4采用脉冲频率控制，变换器通过开关频率调节电压增益，当原边第二开关管S2、原边第四开关管S4的开关频率为最小开关频率fmin时，采用ON/OFF控制，切换谐振变换器的工作模式(即ON切换为OFF，原来OFF切换为ON)，所述谐振变换器由半桥LLC谐振变换器模式过渡为全桥LLC谐振变换器模式。
当所述谐振变换器工作于全桥LLC谐振变换器模式时，所述原边方波逆变电路的原边第一开关管S1、原边第四开关管S4、原边第二开关管S2和原边第三开关管S3采用脉冲频率控制，谐振变换器通过开关频率调节电压增益，所述谐振变换器工作于全桥模式下的频率变化范围与半桥模式下的频率变化范围一致。
本发明所述谐振变换器在整个工作过程中，谐振变换器在窄频率变化范围内调节电压增益，所述谐振变换器通过ON/OFF控制实现宽电压增益。
具体实施时，本发明在全桥LLC谐振变换器的基础上，通过两个辅助双向开关改进原边方波逆变电路。双向开关采用ON/OFF控制，所述谐振变换器既可以工作于半桥LLC谐振变换器模式，也可以工作于全桥LLC谐振变换器模式，拓宽了变换器的电压增益范围，满足宽电压工作需求的应用场合。
具体实施时，本发明所述一种ON/OFF控制的谐振变换器可结合MATLAB/Simulink平台来具体实现。
原边第七开关管S7与原边第八开关管S8处于ON状态，原边第五开关管S5与原边第六开关管S6处于OFF状态时，所述谐振变换器工作于半桥模式下的关键波形如图5所示。其中iLr表示流过谐振电感Lr的电流，iLm表示流过励磁电感Lm的电流，Vcr表示谐振电容Cr两端的电压。在半桥模式下，谐振电容Cr两端的电压平均值为
Figure BDA0002378474060000061
其中，Vin为谐振变换器的直流输入源电压。
原边第七开关管S7与原边第八开关管S8处于OFF状态，原边第五开关管S5与原边第六开关管S6处于ON状态时，所述谐振变换器工作于全桥模式下的关键波形如图6所示。其中iLr表示流过谐振电感Lr的电流，iLm表示流过励磁电感Lm的电流，Vcr表示谐振电容Cr两端电压。在全桥模式下，谐振电容Cr两端的电压平均值为0。
如图7所示，是所述谐振变换器原边开关的零电压开关(ZVS)和副边侧整流二极管的零电流开关(ZCS)的波形图。其中iD1、iD2、iD3、iD4分别表示流过副边第一整流二极管D1、副边第二整流二极管D2、副边第三整流二极管D3、副边第四整流二极管D4的电流，Vgs表示开关的门源极电压，Vds表示开关的漏源极电压。原边开关管和副边整流二极管分别实现零电压开关(ZVS)和零电流开关(ZCS)，降低开关损耗。
以上对本发明的具体实施例进行了描述，应当指出的是，本领域技术人员在不脱离上述实施方式的前提下，还可以做出若干变化或修改，这些都属于本发明的保护范围。

Claims (3)

1.一种基于ON/OFF控制的谐振变换器，包括原边方波逆变电路(Ⅰ)、原边LLC谐振电路(Ⅱ)、变压器(T)、副边全桥整流电路(Ⅲ)和输出电阻负载(Ro)，其特征在于：原边方波逆变电路(Ⅰ)添加两个辅助双向开关，辅助双向开关采用ON/OFF控制，使得谐振变换器既能够工作于全桥LLC谐振变换器模式，也能够工作于半桥LLC谐振变换器模式。
2.根据权利要求1所述基于ON/OFF控制的谐振变换器，其特征在于：所述原边方波逆变电路(Ⅰ)由原边第一开关管(S1)、原边第二开关管(S2)、原边第三开关管(S3)、原边第四开关管(S4)、原边第五开关管(S5)、原边第六开关管(S6)、原边第七开关管(S7)、原边第八开关管(S8)组成；原边第五开关管(S5)与原边第六开关管(S6)构成一个辅助双向开关，原边第七开关管(S7)与原边第八开关管(S8)构成另外一个辅助双向开关；
原边LLC谐振电路(Ⅱ)由谐振电容(Cr)、谐振电感Lr和励磁电感Lm组成；
副边全桥整流电路(Ⅲ)由副边第一整流二极管(D1)、副边第二整流二极管(D2)、副边第三整流二极管(D3)、副边第四整流二极管(D4)、输出滤波电容(Co组成；
所述原边方波逆变电路(Ⅰ)的原边第一开关管(S1)的漏极连于直流输入源(Vin)的正端和原边第二开关管(S2)的漏极，原边第二开关管(S2)的源极连于原边第四开关管(S4)的漏极和谐振电容(Cr)的一端，谐振电容(Cr)的另一端连于谐振电感(Lr)的一端，谐振电感(Lr)的另一端连于励磁电感(Lm)的一端和变压器(T)原边绕组NP的同名端，变压器(T)原边绕组(NP)的非同名端连于励磁电感(Lm)的另一端、原边第八开关管(S8)的源极和原边第六开关管(S6)的源极；
原边第七开关管(S7)的漏极连于原边第八开关管(S8)的漏极，原边第七开关管(S7)和原边第八开关管(S8)组成一个双向开关；
原边第七开关管(S7)的源极连于原边第四开关管(S4)的源极、原边第三开关管(S3)的源极和直流输入源(Vin)负端；原边第六开关管(S6)的漏极连于原边第五开关管(S5)的漏极，原边第五开关管(S5)和原边第六开关管(S6)组成另外一个双向开关；
原边第五开关管(S5)的源极连于原边第一开关管(S1)的源极和原边第三开关管(S3)的漏极；
所述变压器(T)副边绕组(NS)的同名端连于副边第一整流二极管(D1)的阳极和副边第三整流二极管(D3)的阴极，所述变压器(T)副边绕组(NS)的非同名端连于副边第二整流二极管(D2)的阳极和副边第四整流二极管(D4)的阴极；
副边第一整流二极管(D1)的阴极连于副边第二整流二极管(D2)的阴极、输出滤波电容(Co)的一端和输出电阻负载(Ro)的一端；输出电阻负载(Ro)的另一端连于输出滤波电容(Co)的另一端、副边第四整流二极管(D4)的阳极和副边第三整流二极管(D3)的阳极。
3.根据权利要求2所述基于ON/OFF控制的谐振变换器，其特征在于：控制方式实现如下，
原边第一开关管(S1)与原边第四开关管(S4)互补导通，占空比各为50％，原边第二开关管(S2)与原边第三开关管(S3)互补导通，占空比各为50％，原边第一开关管(S1)、原边第二开关管(S2)、原边第三开关管(S3)的开关频率等于原边第四开关管(S4)的开关频率；
当原边第七开关管(S7)与原边第八开关管(S8)同时导通，原边第五开关管(S5)、原边第六开关管(S6)同时关断时，表示原边第七开关管(S7)与原边第八开关管(S8)处于ON状态，原边第五开关管(S5)、原边第六开关管(S6)处于OFF状态，所述谐振变换器工作于半桥LLC谐振变换器模式；所述原边方波逆变电路的原边第二开关管(S2)、原边第四开关管(S4)采用脉冲频率控制，变换器通过开关频率调节电压增益；
当原边第二开关管(S2)、原边第四开关管(S4)的开关频率到达最小开关频率fmin时，原边第五开关管(S5)、原边第六开关管(S6)、原边第七开关管(S7)与原边第八开关管(S8)采用ON/OFF控制；
原边第五开关管(S5)、原边第六开关管(S6)同时导通，原边第七开关管(S7)与原边第八开关管(S8)同时关断，表示原边第五开关管(S5)、原边第六开关管(S6)处于ON状态，原边第七开关管(S7)与原边第八开关管(S8)处于OFF状态，所述谐振变换器工作于全桥LLC谐振变换器模式；所述原边方波逆变电路的原边第一开关管(S1)、原边第四开关管(S4)、原边第二开关管(S2)和原边第三开关管(S3)采用脉冲频率控制，变换器通过开关频率调节电压增益；
谐振变换器工作于全桥模式下的开关频率变化范围与半桥模式下的开关频率变化范围一致。
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