CN101562707A

CN101562707A - 固体摄像器件、固体摄像器件的驱动方法以及电子装置

Info

Publication number: CN101562707A
Application number: CNA2009101300411A
Authority: CN
Inventors: 大池祐辅
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2008-04-03
Filing date: 2009-04-03
Publication date: 2009-10-21
Anticipated expiration: 2029-04-03
Also published as: EP2107610B1; EP2654081A2; JP2009268083A; EP2107610A2; US20090251582A1; US20120327278A1; TW201309005A; CN101562707B; US8934036B2; CN102209206A; US8570410B2; TWI444039B; US20140015012A1; EP2654081A3; KR101531657B1; US8284282B2; TWI495310B; TW201002057A; JP5568880B2; EP2107610A3

Abstract

本发明公开了固体摄像器件、固体摄像器件的驱动方法以及电子装置。该固体摄像器件包括：多个单位像素，其具有用于根据入射光量产生电荷并累积该电荷的光电转换器、用于传输该累积电荷的第一传输门、用于保持所传输来的电荷的电荷保持区域、用于传输所保持的电荷的第二传输门和用于将所传输来的电荷转换成电压的浮动扩散区域；中间电荷传输单元，其用于将超过预定电荷量的电荷作为第一信号电荷传输至电荷保持区域；以及像素驱动单元，其用于将第一传输门设成非导通状态，将第二传输门设成导通状态，将第一信号电荷传输至浮动扩散区域，将第二传输门设成非导通状态，将第一传输门设成导通状态并将累积电荷作为第二信号电荷传输至电荷保持区域。

Description

固体摄像器件、固体摄像器件的驱动方法以及电子装置

相关申请的交叉参考

本申请包含与2008年4月3日向日本专利局提交的日本在先专利申请JP 2008-096884的公开内容相关的主题，在此将该在先专利申请的全部内容以引用的方式并入本文。

技术领域

本发明涉及固体摄像器件、固体摄像器件的驱动方法以及电子装置。

背景技术

固体摄像器件的示例是CMOS图像传感器，其利用MOS晶体管将作为光电转换元件的光电二极管的pn结电容中所累积的光生电荷(photo-generated charge)读出。使用这种CMOS图像传感器，对各像素或各行等实施对光电二极管中所累积的光生电荷的读出操作。因此，对于所有像素来说用于累积光生电荷的曝光周期不一致，并且当目标移动时在图像中会发生失真等。

图38图示了单位像素(以下也可简称为“像素”)的结构示例。如图38所示，单位像素100的结构除了具有光电二极管101之外，还具有传输门(transfer gate)102、n型浮动扩散部(FD)103、复位晶体管104、放大晶体管105和选择晶体管106。

对于这种单位像素100，光电二极管101是埋入有p型层113和n型埋入层114的埋入型光电二极管，其中p型层113被形成在形成于n型基板111上的p型阱层112上。传输门102将光电二极管101的pn结中所累积的电荷传输至浮动扩散部103。

机械快门方法

一种广泛使用的实现整体曝光的方法是利用机械遮光手段的机械快门方法，该整体曝光是使用具有上述单位像素100的固体摄像器件在同一曝光周期中对所有像素曝光从而进行摄像的方式。所有像素同时开始曝光，并且所有像素同时结束曝光，从而实现整体曝光。

在该机械快门方法中，由于机械地控制曝光周期，因此将光输入到光电二极管101中并产生光生电荷的周期对所有像素都是相同的。对于这种系统，将机械快门关闭以使得基本上不再产生光生电荷，并在此状态下依次读出信号。然而，由于使用了机械遮光机制，因而难以使尺寸减小，并且由于机械驱动速度的限制，该机械快门方法在同时性方面也不如电气方法。

现有技术的整体曝光

下面参照图40所示的操作说明图和图41所示的时序图，说明利用图38所示的单位像素100来实现所有像素的曝光周期一致且没有失真的摄像的操作。

首先，对所有像素同时进行用于清除埋入型光电二极管101中的累积电荷的电荷排出操作，并开始曝光(时序(1))。于是，在光电二极管101的pn结处累积光生电荷(时序(2))。在曝光周期结束时，同时开启所有像素的传输门102，从而将全部的累积电荷传输至浮动扩散部(电容)103(时序(3))。关闭传输门102，从而将所有像素在同一曝光周期中累积的光生电荷保持在各个浮动扩散部103中。随后，依次将信号电平读出至垂直信号线200(时序(4))，然后使浮动扩散部103复位(时序(5))，此后，将复位电平读出至垂直信号线200(时序(6))。

在已将信号电平和复位电平读出至垂直信号线200之后，在下游信号处理中，利用该复位电平对该信号电平进行噪声除去处理。根据该噪声除去处理，在读出信号电平之后进行的复位操作的复位电平被读出，因而不会除去在该复位操作中产生的会使图像劣化的kTC噪声。

在复位操作中产生的kTC噪声是在复位操作时由复位晶体管104的开关操作所产生的随机噪声，因此除非利用在电荷传输至浮动扩散部103之前的电平才能精确地除去该信号电平噪声。对于所有像素而言同时将电荷传输至浮动扩散部103，因而在读出信号电平之后再次进行复位操作，并进行噪声除去。因此，能够除去诸如偏移误差等噪声，但不能除去kTC噪声。

这里，我们将信号电平的读出周期称作“D周期”，并且复位电平的读出周期称作“P周期”。在Si与SiO₂界面处有许多结晶缺陷，并且容易产生暗电流。在将电荷保持在浮动扩散部103中的情况下，根据读出顺序会在施加给信号电平的暗电流中出现差异。这是通过利用复位电平进行的噪声除去也不能消除的。

具有存储单元的像素结构

为了处理上述kTC噪声不能被除去的问题而提出了一种建议，即如图39所示的单位像素300，其在像素中具有与浮动扩散部103分离的存储单元(MEM)107(例如，参见日本专利申请公开公报(PCT申请的译文)No.2007-502722和日本专利申请公开公报No.2006-311515)。存储单元107暂时地保持埋入型光电二极管101中所累积的光生电荷。单位像素300还设置有将光电二极管101中所累积的光生电荷传输至存储单元107的传输门。

下面参照图42所示的操作说明图，来说明对具有存储单元107的单位像素300进行整体曝光的操作。

首先，对所有像素同时进行电荷排出操作，并开始曝光(时序(1))。在光电二极管101中累积光生电荷(时序(2))。在曝光结束时，同时驱动所有像素的传输门108从而将光生电荷传输到并保持在存储单元107中(时序(3))。曝光之后，按照依次操作将复位电平和信号电平读出。

首先，使浮动扩散部103复位(时序(4))，接着读出复位电平(时序(5))。随后，将保持在存储单元107中的电荷传输至浮动扩散部103(时序(6))，并读出信号电平(时序(7))。此时，信号电平中所包含的复位噪声与在复位电平读出操作中读出的复位噪声一致，因此能够进行也包括kTC噪声的降噪处理。

从上述说明中能够理解的是，具有用于暂时地保持埋入型光电二极管101中所累积的光生电荷的存储单元107的像素结构能够实现也包括kTC噪声的降噪处理。

然而，在日本专利申请公开公报No.2007-502722中公开的像素结构的情况下，当与不具有存储单元107的感光器(光电二极管)相比时，如果像素尺寸相同，则要以与存储单元107的面积相等的量来减小感光器的面积，因此降低了饱和电荷Qs_pd。降低的饱和电荷Qs_pd意味着较低的动态范围。即使实现了整体曝光，但作为相机组件的重要特性的动态范围的减小将会使摄取图像的质量显著劣化。

另一方面，在日本专利申请公开公报No.2006-311515中公开的像素结构，通过扩大能够以对数响应的方式进行处理的亮度水平来防止动态范围减小。下面给出详细说明。

在图39所示的像素结构中，假设在晶体管中导通的电压值为第一电压值，不导通的电压值为第二电压值，并且中间电压值为第三电压值。在光电转换器处进行摄像操作时，让传输门102处于导通状态，并向传输门108施加第三电压值。因此，对于入射到埋入型光电二极管101上的入射光的至少一部分的亮度范围，传输门108在亚阈值区域处进行操作。

图43图示了上述对数响应操作的操作状态。如上所述，为了具有对数响应操作，需要将传输门102设置为导通状态，并且还需要将复位晶体管104也设置为导通状态，从而根据复位电压VDB形成用于光电流Iph的通道。图44示出了在对数响应操作时的等效电路。

与入射光亮度E成比例的光电流Iph流向已被施加有中间电压(第三电压值)的传输门108，因此传输门108在亚阈值区域处进行操作。因此，源极漏极间电压Vdrop与光电流Iph的关系为：

Vdrop∝log(Iph)

因此，光电二极管101的电位为VDB-Vdrop。如果假设当没有累积光电电荷时光电二极管101的电位为VPD，则能够由以下表达式得到所累积的电荷Q：

Q＝Cpd·{VPD-(VDB-Vdrop)}

＝Cpd·{VPD-(VDB-α·log(Iph)+β)}

其中Cpd表示光电二极管101的寄生电容，并且α和β是由传输门108的阈值等决定的常数。

也就是说，所累积的电荷Q不是与入射光亮度E成比例地进行累积；而是，按照对数关系与电压值相当的电荷留在光电二极管101中。图45示出了入射光亮度E与像素输出之间的关系。从图45能够清楚地看到，在到达变为对数响应的转折点之前该响应为线性的，而在超过某一亮度电平E0之后遵循对数函数。

这里，E0由中间电压(第三电压值)和传输门108的阈值决定。因此，如果传输门108的阈值是不规则的，则如图46所示，一个像素的转折点E0不同于另一个像素的转折点E0，从而使各像素的输入输出特性明显不规则。这引起了作为固定模式噪声的图像质量劣化。此外，在有电流流过的状态下来决定光电二极管101的电位，这会导致诸如热噪声等噪声。

发明内容

本发明的目的是提供一种固体摄像器件，其能够减小由于各像素的像素晶体管(传输门)中的阈值不规则而引起的噪声并且抑制了饱和电荷量的降低，还提供该固体摄像器件的驱动方法以及配有该固体摄像器件的电子装置。

本发明实施例的固体摄像器件包括：多个单位像素，各个所述单位像素具有光电转换器、第一传输门、电荷保持区域、第二传输门和浮动扩散区域，所述光电转换器用于根据入射光量产生电荷并将该电荷累积在所述光电转换器中，所述第一传输门用于传输在所述光电转换器中累积的电荷，所述电荷保持区域用于保持通过所述第一传输门从所述光电转换器传输来的电荷，所述第二传输门用于传输在所述电荷保持区域中保持的电荷，所述浮动扩散区域用于保持通过所述第二传输门从所述电荷保持区域传输来的电荷以读出为信号(转换成电压)；中间电荷传输单元，所述中间电荷传输单元被配置为，在全部所述多个单位像素同时进行摄像操作的曝光周期中，所述中间电荷传输单元能够将在所述光电转换器中产生的超过预定电荷量的电荷作为第一信号电荷传输至所述电荷保持区域；以及像素驱动单元，所述像素驱动单元被配置为，在全部所述多个单位像素同时进行摄像操作的曝光周期中，所述像素驱动单元能够将所述第一传输门设成非导通状态，将所述第二传输门设成导通状态，将所述第一信号电荷从所述电荷保持区域传输至所述浮动扩散区域，将所述第二传输门设成非导通状态，将所述第一传输门设成导通状态并将在所述光电转换器中累积的电荷作为第二信号电荷传输至所述电荷保持区域。

本发明实施例的固体摄像器件包括：多个单位像素，各个所述单位像素具有光电转换器、第一传输门、电荷保持区域、第二传输门和浮动扩散区域，所述光电转换器用于根据入射光量产生电荷并将该电荷累积在所述光电转换器中，所述第一传输门用于传输在所述光电转换器中累积的电荷，所述电荷保持区域用于保持通过所述第一传输门从所述光电转换器传输来的电荷，所述第二传输门用于传输在所述电荷保持区域中保持的电荷，所述浮动扩散区域用于保持通过所述第二传输门从所述电荷保持区域传输来的电荷以读出为信号(转换成电压)；中间电荷传输单元，所述中间电荷传输单元被配置为，在全部所述多个单位像素同时进行摄像操作的曝光周期中，所述中间电荷传输单元能够将在所述光电转换器中产生的超过预定电荷量的电荷作为第一信号电荷传输至所述电荷保持区域；以及像素驱动单元，所述像素驱动单元被配置为，在全部所述多个单位像素同时进行摄像操作的曝光周期中，所述像素驱动单元能够将所述第一传输门设成非导通状态，将所述第二传输门设成导通状态，将所述第一信号电荷从所述电荷保持区域传输至所述浮动扩散区域，将所述第二传输门设成非导通状态，将所述第一传输门设成导通状态并将在所述光电转换器中累积的电荷作为第二信号电荷传输至所述电荷保持区域。其中，所述像素驱动单元能够在所述曝光周期结束之后以单个像素或多个像素为单位将所述第一信号电荷读出作为第一输出信号，然后将所述浮动扩散区域复位并将所述浮动扩散区域的复位电平读出作为复位信号，接着将所述第二传输门设成导通状态并将所述第二信号电荷传输至所述浮动扩散区域，随后将所述第二信号电荷读出作为第二输出信号。

本发明实施例的固体摄像器件包括：多个单位像素，各个所述单位像素具有光电转换器、第一传输门、电荷保持区域、第二传输门和浮动扩散区域，所述光电转换器用于根据入射光量产生电荷并将该电荷累积在所述光电转换器中，所述第一传输门用于传输在所述光电转换器中累积的电荷，所述电荷保持区域用于保持通过所述第一传输门从所述光电转换器传输来的电荷，所述第二传输门用于传输在所述电荷保持区域中保持的电荷，所述浮动扩散区域用于保持通过所述第二传输门从所述电荷保持区域传输来的电荷以读出为信号(转换成电压)；中间电荷传输单元，所述中间电荷传输单元被配置为，在全部所述多个单位像素同时进行摄像操作的曝光周期中，所述中间电荷传输单元能够将在所述光电转换器中产生的超过预定电荷量的电荷作为第一信号电荷传输至所述电荷保持区域；以及像素驱动单元，所述像素驱动单元被配置为，在全部所述多个单位像素同时进行摄像操作的曝光周期中，所述像素驱动单元能够将所述第一传输门设成非导通状态，将所述第二传输门设成导通状态，将所述第一信号电荷从所述电荷保持区域传输至所述浮动扩散区域，将所述第二传输门设成非导通状态，将所述第一传输门设成导通状态并将在所述光电转换器中累积的电荷作为第二信号电荷传输至所述电荷保持区域。其中，所述像素驱动单元能够对所有单位像素依次进行如下操作：在所述曝光周期结束之后以单个像素或多个像素为单位将所述第一信号电荷读出作为第一输出信号，然后将所述浮动扩散区域复位并将所述浮动扩散区域的复位电平读出作为第一复位信号；此后，以单个像素或多个像素为单位，将所述浮动扩散区域复位并将所述浮动扩散区域的复位电平读出作为第二复位信号，接着将所述第二传输门设成导通状态并将所述第二信号电荷传输至所述浮动扩散区域，随后将所述第二信号电荷读出作为第二输出信号。

本发明实施例提供一种固体摄像器件的驱动方法，在该方法中驱动多个单位像素，各个所述单位像素具有光电转换器、第一传输门、电荷保持区域、第二传输门和浮动扩散区域，所述光电转换器用于根据入射光量产生电荷并将该电荷累积在所述光电转换器中，所述第一传输门用于传输在所述光电转换器中累积的电荷，所述电荷保持区域用于保持通过所述第一传输门从所述光电转换器传输来的电荷，所述第二传输门用于传输在所述电荷保持区域中保持的电荷，所述浮动扩散区域用于保持通过所述第二传输门从所述电荷保持区域传输来的电荷以读出为信号(转换成电压)。所述方法包括如下步骤：在全部所述多个单位像素同时进行摄像操作的曝光周期中，将在所述光电转换器中产生的超过预定电荷量的电荷作为第一信号电荷传输至所述电荷保持区域；将所述第一传输门设成非导通状态，将所述第二传输门设成导通状态，并将所述第一信号电荷从所述电荷保持区域传输至所述浮动扩散区域；然后，将所述第二传输门设成非导通状态，将所述第一传输门设成导通状态，并将在所述光电转换器中累积的电荷作为第二信号电荷传输至所述电荷保持区域。

本发明实施例还提供一种具有固体摄像器件的电子装置。

当亮度较低且电荷处于预定电荷以下时，在光电转换器处经过光电转换而生成的光生电荷被保持在该光电转换器中。在亮度较高且电荷超过预定电荷量的情况下，超过预定电荷量的那部分电荷被作为第一信号电荷而传输至电荷保持区域。因此，将经过光电转换而生成的光生电荷划分并分别累积作为电荷保持区域中的第一信号电荷以及作为光电转换器中的第二信号电荷。这里，虽然作为像素晶体管的第一传输门的阈值不规则确实影响了在电荷保持区域中累积的电荷，但不影响最终的单位像素的输入输出特性。例如，假设在某一像素中将全部电荷量划分并分别累积作为第一信号电荷和第二信号电荷，而在另一个像素中由于阈值不规则而产生的ΔQth不会传输至第一信号电荷。但是，即使在此情况下，在光电转换器中的累积是第二信号电荷+ΔQth，在电荷保持区域中的累积是第一信号电荷-ΔQth。这里，单位像素的输出为第一信号电荷与第二信号电荷之和，因此，由于第一传输门的阈值不规则而产生的累积电荷的偏差(增加或减少)ΔQth最终被抵消。所以，能够降低由于各像素的像素晶体管的阈值不规则而引起的噪声。

根据上述结构，能够减小由于各像素的像素晶体管的阈值不规则而引起的噪声，因而能够提高摄取图像的图像质量。

附图说明

图1是示意性地图示了本发明实施例的CMOS图像传感器的结构的系统结构图；

图2是图示了第一结构示例的单位像素结构的图；

图3是图示了第一结构示例的变形例的单位像素结构的图；

图4是在未使用电荷排出单元的情况下的操作说明图；

图5是沿图2中所示的Z-Z′方向的电位图；

图6是示例性地图示了栅极电压与表面电位之间的关系的图；

图7是图示了第二结构示例的单位像素结构的图；

图8是图示了第三结构示例的单位像素结构的图；

图9是图示了第一～第三结构示例中单位像素的各部分处的电位的电位图；

图10A～图10E是本实施例的第一～第五特征的操作说明图；

图11是用于说明在通常的整体曝光操作中进行的操作的时序图；

图12是通常的整体曝光操作的操作说明图；

图13是图示了在利用第一结构示例的单位像素情况下的驱动时序的时序图；

图14是图示了在累积周期中入射光较强的情况下光生电荷的传输的操作说明图；

图15是图示了在累积周期中入射光较弱的情况下光生电荷的传输的操作说明图；

图16是图示了读出周期中的操作的操作说明图；

图17A和图17B是图示了整体曝光的驱动时序的图，其中图17A图示了通常的整体曝光的情况，并且图17B图示了本实施例的整体曝光的情况；

图18是图示了本实施例的整体曝光的另一个驱动时序的图；

图19是图示了第四结构示例的单位像素结构的图；

图20A是图示了图19中沿X方向的电位的电位图；

图20B是图示了图19中沿Z方向的电位的电位图；

图21是图示了第四结构示例的单位像素另一结构的图；

图22是图示了图19所示的溢出通道部分的图；

图23A～图23C是图示了单位像素的平面结构的平面图；

图24是图示了在利用第四结构示例的单位像素情况下的驱动时序的时序图；

图25是图示了在负电位(钉扎电压)下进行驱动时，以过渡的形式经过不同电压(例如0V)的驱动的示例的时序图；

图26是在利用第四结构示例的单位像素情况下当入射光较强时曝光的操作说明图；

图27是在利用第四结构示例的单位像素情况下当入射光较弱时曝光的操作说明图；

图28A和图28B是图示了在利用第四结构示例的单位像素情况下整体曝光的其它驱动时序的图；

图29A～图29C是图示了在通常的整体曝光操作中的电荷累积的图；

图30A～图30C是图示了在本实施例的整体曝光操作中的电荷累积的图；

图31A～图31D是图示了单位像素的输入输出特性的图；

图32是图示了具有扩大了的动态范围的驱动示例的时序图；

图33是用于扩大了的动态范围的操作的操作说明图；

图34A～图34C是图示了当在扩大了的动态范围情况下进行操作时的输入输出特性的图；

图35是示意性地图示了本实施例一个变形例的CMOS图像传感器的结构的系统结构图；

图36是示意性地图示了本实施例另一个变形例的CMOS图像传感器的结构的系统结构图；

图37是图示了本发明实施例的摄像装置的结构示例的框图；

图38是图示了现有技术的单位像素结构示例的图；

图39是图示了具有存储单元的现有技术单位像素结构的图；

图40是对现有技术的单位像素进行整体曝光的操作说明图；

图41是在对现有技术的单位像素进行整体曝光时的时序图；

图42是对具有存储单元的现有技术单位像素进行整体曝光的操作说明图；

图43是图示了对数响应操作的操作状态的操作说明图；

图44是图示了对数响应操作的等效电路的电路图；

图45是图示了入射光亮度E与像素输出之间的关系的图；以及

图46是图示了由于各像素的晶体管的阈值不规则而使各像素的输入输出特性怎样不同的图。

具体实施方式

以下是参照附图对本发明实施例的详细说明。

系统结构

图1是示意性地图示了应用本发明实施例的诸如CMOS图像传感器等固体摄像器件的结构的系统结构图。如图1所示，CMOS图像传感器10的结构具有：在未图示的半导体基板(芯片)上形成的像素阵列单元11，以及与像素阵列单元11集成在同一半导体基板上的周边电路部。这些周边电路部例如包括：垂直驱动单元12、列处理单元13、水平驱动单元14和系统控制单元15。

CMOS图像传感器10还具有信号处理单元18和数据存储单元19。信号处理单元18和数据存储单元19可由设置在与CMOS图像传感器10分离的基板上的诸如数字信号处理器(Digital Signal Processor，DSP)等外部信号处理单元来实现，或者由软件处理来实现，并且不必与CMOS图像传感器10安装在同一基板上。

像素阵列单元11具有以矩阵形式呈二维排列的单位像素。单位像素具有光电转换器，该光电转换器产生具有与入射光的量对应的电荷量的光生电荷(以下也可简称为“电荷”)，并将该光生电荷累积在光电转换器内部。稍后将说明单位像素的具体结构。

像素阵列单元11还具有：在附图中沿水平方向形成的用于矩阵形式像素阵列的各行的像素驱动线16(在像素行的排列方向上)，以及在附图中沿垂直方向形成的用于矩阵形式像素阵列的各列的垂直信号线17(在像素列的排列方向上)。虽然图1示出了用于各行的像素驱动线16是一条，但该布置不限于一条。像素驱动线16的另一端与垂直驱动单元12的对应于各行的输出端连接。

垂直驱动单元12由移位寄存器或地址解码器等构成，并且是对所有像素同时地或者以行为单位地驱动像素阵列单元11的各像素的像素驱动单元。垂直驱动单元12的具体结构在此不作说明，但一般是具有读出扫描系统和清除扫描系统这两种系统的结构。

读出扫描系统逐行地选择并扫描像素阵列单元11的单位像素，从而从单位像素中读出信号。清除扫描系统对将要被读出扫描系统进行读出扫描的读出行进行清除扫描，且该清除扫描比该读出扫描在时间上提前与快门速度对应的时间量。

由于通过清除扫描系统进行的清除扫描，因而可将不必要的电荷从读出行的单位像素的光电转换器中清除(即复位)。通过由清除扫描系统进行的不必要电荷的清除(复位)，实现了所谓的电子快门操作。值得注意的是，这里使用的术语“电子快门操作”是指排出光电转换器中的光生电荷并开始新曝光(开始累积光生电荷)的操作。

通过由读出扫描系统进行的读出操作而读出的信号对应于在上一次读出操作或电子快门操作之后输入的光的量。从上一次进行读出操作的读出时刻或从进行电子快门操作的清除时刻到这一次进行读出操作的读出时刻之间的周期是单位像素的光生电荷的累积时间(曝光时间)。

通过垂直信号线17把从由垂直驱动单元12选择并扫描的像素行中的各个单位像素输出的信号提供给列处理单元13。针对像素阵列单元11的各像素行，列处理单元13对通过垂直信号线17从被选择行的各个单位像素输出的信号进行预定的信号处理，并暂时保持经过该信号处理之后的像素信号。

具体地，列处理单元13至少进行例如噪声除去处理、相关双采样(Correlated Double Sampling，CDS)处理等信号处理。通过由列处理单元13进行的CDS处理，除去像素所特有的固定模式噪声，例如复位噪声和放大晶体管的阈值不规则等。也可将列处理单元13设置为，除了能进行噪声除去处理之外，例如还具有模拟数字(AD)转换功能，从而以数字信号的形式输出信号电平。

水平驱动单元14由移位寄存器或地址解码器等构成，并依次选择与列处理单元13的像素列对应的单位像素。通过由水平驱动单元14进行的选择和扫描，使得在列处理单元13中经过信号处理的像素信号被依次输出。

系统控制单元15由用于产生各种类型时序信号的时序发生器等构成，并基于由时序发生器产生的各种类型的时序信号对垂直驱动单元12、列处理单元13和水平驱动单元14等进行驱动控制。

信号处理单元18至少具有相加处理功能，并对从列处理单元13输出的像素信号进行诸如相加处理等各种类型的信号处理。数据存储单元19暂时地存储由信号处理单元18进行的信号处理过程中所使用的数据。

单位像素的结构

下面说明关于单位像素20的具体结构。单位像素20的结构具有用于保持从光电转换器传输来的光生电荷的电荷保持区域(以下称作“存储单元”)，该电荷保持区域与浮动扩散部(电容)分离。下面参照图2～图9来说明单位像素20的第一～第三具体结构示例。

第一结构示例

图2是图示了第一结构示例的单位像素20A的结构的图。第一结构示例的单位像素20A具有作为光电转换器的例如光电二极管(PD)21。光电二极管21是埋入型光电二极管，其例如通过在形成于n型基板31上的p型阱层32上形成p型层33并埋入n型埋入层34而形成。

单位像素20A的结构除了具有埋入型光电二极管21之外，还具有第一传输门22、存储单元(MEM)23、第二传输门24和浮动扩散(FD)区域25。值得注意的是，存储单元23和浮动扩散区域25被遮光。

通过将传输脉冲TRX施加至栅极电极22A，第一传输门22传输在埋入型光电二极管21中经过光电转换并累积在该光电二极管中的电荷。存储单元23由在栅极电极22A下方形成的n型埋入式沟道35形成，并累积通过第一传输门22从埋入型光电二极管21传输来的电荷。由于能够抑制在Si与SiO₂界面处产生的暗电流，因而形成带有埋入式沟道35的存储单元23就有助于提高图像质量。

通过将栅极电极22A配置在上方并向栅极电极22A施加传输脉冲TRX，能够调节存储单元23。也就是说，向栅极电极22A施加传输脉冲TRX就使存储单元23有更深的电位。因此，与没有调节特征的情况相比，能够增大存储单元23的饱和电荷量。

由于向栅极电极24A施加传输脉冲TRG，因而第二传输门24传输在存储单元23中累积的电荷。浮动扩散区域25是将通过第二传输门24从存储单元23传输来的电荷转换成电压的n型电荷电压转换器。

单位像素20A还包括复位晶体管26、放大晶体管27和选择晶体管28。这里例如使用N沟道MOS晶体管作为晶体管26～晶体管28，但应注意的是，这里图示的复位晶体管26、放大晶体管27和选择晶体管28的导电类型的组合仅仅是一个示例，且本发明不限于这种组合。

复位晶体管26被连接在电源VDB与浮动扩散区域25之间，并且通过向复位晶体管26的栅极电极施加复位脉冲RST来使浮动扩散区域25复位。放大晶体管27具有与电源VDO连接的漏极电极以及与浮动扩散区域25连接的栅极电极，从而读出浮动扩散区域25的电压。

选择晶体管28例如具有与放大晶体管27的源极电极连接的漏极电极以及与垂直信号线17连接的源极电极，因此，通过向选择晶体管28的栅极电极施加选择脉冲SEL来选择要被读出信号的单位像素20。值得注意的是，可布置为让选择晶体管28连接在电源VDO与第二传输门24的漏极电极之间。

值得注意的是，依据信号读出方法，晶体管26～晶体管28之中的部分或全部晶体管可被省略，或可为多个像素共用。

单位像素20A还具有用于排出埋入型光电二极管21中的累积电荷的电荷排出部29。在开始曝光时，根据向栅极电极29A施加的控制脉冲ABG，电荷排出部29将埋入型光电二极管21的电荷排出到漏极部36处。电荷排出部29还用来防止埋入型光电二极管21在曝光之后的读出周期中由于饱和而发生电荷溢出。向漏极部36施加预定电压VDA。

值得注意的是，第一结构示例1的单位像素20A使用了如下结构，其中：第一传输门22和存储单元23的栅极电极22A不与第二传输门24的栅极电极24A交叠。不同的是，也可如图3所示布置成让栅极电极22A′与栅极电极24A部分地交叠，以此作为第一结构示例的变形例的单位像素20A′。

此外，第一结构示例使用了如下结构，其中利用电荷排出部29来排出埋入型光电二极管21的累积电荷并防止埋入型光电二极管21中的电荷溢出，但也可如图4所示布置成让传输脉冲TRX和TRG以及复位脉冲RST全部处于有效(本实施例中的“高(H)”电平)状态，从而得到相当于电荷排出部29的优点。

也就是说，让第一传输门22、第二传输门24和复位晶体管26全部处于导通(on)的状态，这使得埋入型光电二极管21的电荷能够被排出，并且还能在读出周期中使埋入型光电二极管21的溢出电荷从基板侧逃逸出来。这种布置允许将电荷排出部29省略，这能够有助于减小单位像素20A的尺寸。

存储单元23的栅极电极的电位

下面说明关于存储单元23的栅极电极的电位，该电位即第一结构示例中第一传输门22的栅极电极22A的电位。

在本实施例中，用作电荷保持区域的存储单元23的栅极电极的电位被设定为一电位，从而使得第一传输门22和第二传输门24中的至少一者例如第一传输门22在非导通状态的期间被置于钉扎状态(pinningstate)。更具体地，当让第一传输门22和第二传输门24之一或全部处于非导通状态时，把施加给栅极电极22A和24A的电压设定为实现钉扎状态的电压，在该钉扎状中，载流子能够累积在紧接于栅极电极下面的Si表面处。

本例中在形成传输门的晶体管是n型晶体管的情况下，当让第一传输门22处于非导通状态时，将电压设定为使得施加给栅极电极22A的电压是相对于p型阱层32而言低于接地GND的负电位。尽管图中未图示，在形成传输门的晶体管是p型晶体管的情况下，p型阱层变为n型阱层，则将电压设定为相对于该n型阱层而言高于电源电压VDD。

在第一传输门22处于非导通状态时，把施加给栅极电极22A的电压设定为一电压以实现让载流子能够累积在紧接于栅极电极下面的Si表面处的钉扎状态，原因如下。

在第一结构示例中，如果将第一传输门22的栅极电极22A的电位设为相对于p型阱层32而言的相同电位(例如0V)，则可能会使得从Si表面的结晶缺陷处产生的载流子累积在存储单元23中，这会成为暗电流并且使图像质量劣化。

因此，在本实施例中，在存储单元23上形成的栅极电极22A的关闭(OFF)电位被设为相对于p型阱层32而言的负电位，例如-2.0V。于是在本实施例中，在电荷保持周期中在存储单元的Si表面处产生了空穴，其能够与在Si表面处产生的电子复合，从而使得暗电流减小。

在图2所示第一结构示例中值得注意的是，第二传输门24的栅极电极24A存在于存储单元23的端部处，因此将该栅极电极24A设为负电位同样也能抑制在存储单元23的端部处产生的暗电流。

图5是沿图2中所示的Z-Z′方向的电位图。如图5所示，在提供给栅极电极22A的传输脉冲TRX是Vg_a，例如是0V的情况下，Si的表面电位φs是正值，并且是被耗尽的。

因此，由于Si表面处的结晶缺陷而产生的电子朝前流向更低电位，并且累积在作为n型杂质扩散区域的存储单元23中。在提供给栅极电极22A的传输脉冲TRX是Vg_b，例如是足够负电位的情况下，表面电位φs_b是负值，并且有空穴累积在Si表面处。因此，在Si表面的结晶缺陷处产生的电子与所累积的空穴复合，且不会累积到存储单元23中。

图6是图示了栅极电压Vg与表面电位φs之间关系的示例的图。在图6中，横轴表示栅极电压Vg，纵轴表示表面电位φs。

如图6所示，将负电位施加给栅极电极22A(或24A)就使得表面电位φs沿负的方向移动，从某一值开始，空穴被累积且表面电位对栅极电位的依赖性几乎消失。也就是说，钉扎状态的实现使得空穴累积在Si表面处，从而产生减小暗电流的效果。需注意，上面所用的“足够负电位”指该钉扎状态。

第二结构示例

图7是图示了第二结构示例的单位像素20B的结构的图，并且图7中与图2中相同的组件用相同的附图标记表示。

第一结构示例的单位像素20A具有如下结构，其中：第一传输门22的栅极电极22A共用存储单元23上方的电极。不同的是，第二结构示例的单位像素20B具有如下结构，其中：第一传输门22的栅极电极22A与存储单元23上方的电极分离，在存储单元23的上方设置有专用电极23A，并且该电极23A由不同于传输脉冲TRX的传输脉冲TRZ来驱动。

因此，通过将第一传输门22的栅极电极22A与存储单元23的电极23A分离，并通过用各自的传输脉冲TRX和TRZ来驱动电极22A和电极23A，能够得到与第一结构示例的单位像素20A的情况相同的像素操作。特别地，将存储单元23上的电极23A与栅极电极22A分离，就允许通过传输脉冲TRZ对存储单元23的调制度进行调节。因此，能够自由地设定存储单元23的饱和电荷量。

在第二结构示例的情况下，也可设置成与第一结构示例一样的如下结构：该结构中省略了电荷排出部29并且让传输脉冲TRX、TRZ和TRG以及复位脉冲RST全部处于有效状态。利用这种结构，能够得到与电荷排出部29的优点等效的优点，即，让埋入型光电二极管21的电荷能够被排出，并且在读出周期中也能够使埋入型光电二极管21的溢出电荷从基板侧逃逸出来。

在第二结构示例中，在第一传输门22和第二传输门24处于非导通状态的周期中，用作电荷保持区域的存储单元23的栅极电极23A的电位被设定为实现钉扎状态时的电位。

对于图7所示的第二结构示例值得注意的是，第一传输门22的栅极电极22A和第二传输门24的栅极电极24A位于存储单元23的端部处，因此将这些栅极电极22A和24A设为负电位就使得能够抑制在存储单元23的端部处产生的暗电流，如上述第一结构示例中那样。

第三结构示例

图8是图示了第三结构示例的单位像素20C的结构的图，并且图8中与图2中相同的组件用相同的附图标记表示。

第一结构示例所示的单位像素20A具有如下结构，其中：由埋入式沟道35形成存储单元23。不同的是，第三结构示例的单位像素20C具有的存储单元23不是由埋入式沟道35形成而是由埋入型扩散区域37形成。

在由埋入型扩散区域37形成存储单元23的情况下，能够产生与由埋入式沟道35形成存储单元23的情况下相同的优点。具体地，在p型阱层32内形成有n型扩散区域37，并在基板表面侧形成有p型层38，从而能够防止在Si与SiO₂界面处产生的暗电流累积到存储单元23的埋入型扩散区域37中，这有助于图像质量的提高。

在使用第三结构示例的情况下，存储单元23的扩散区域37的杂质浓度优选低于浮动扩散区域25的扩散区域的杂质浓度。这样设定杂质浓度就可以提高通过第二传输门24从存储单元23向浮动扩散区域25的电荷传输效率。

在第三结构示例中值得注意的是，虽然由埋入型扩散区域37形成了存储单元23，但也可使用不埋入存储单元23的结构，即使在存储单元23中产生的暗电流可能会增加。

在第三结构示例的情况下，也可设置成与第一结构示例一样的如下结构：该结构中省略了电荷排出部29并且传输脉冲TRX、TRZ和TRG以及复位脉冲RST全部处于有效状态。利用这种结构，能够得到与电荷排出部29的优点等效的优点，即，使得埋入型光电二极管21的电荷能够被排出，并且在读出周期中也能够使埋入型光电二极管21的溢出电荷从基板侧逃逸出来。

图9图示了第一～第三结构示例的各个单位像素20A～20C的电位。从图9的电位图能够清楚地理解到，第一结构示例和第二结构示例情况下的各部分的电位相同，具体地，光电二极管(PD)21的电位与存储单元(MEM)23的电位相同。不同的是，在第三结构示例的情况下，存储单元23的电位比光电二极管21的电位深。

应注意的是，第一～第三结构示例的单位像素20A～20C中的元件结构的导电类型仅仅是一个示例，并且可将n型与p型颠倒。此外，基板31的导电类型也可以是n型或p型之中的任一种。

如上所述，本实施例的单位像素20(20A～20C)具有与浮动扩散区域25分离的用于保持(累积)从光电二极管21传输来的光生电荷的存储单元23，并且还具有第一传输门22和第二传输门24。第一传输门22将电荷从光电二极管21传输至存储单元23。第二传输门24将电荷从存储单元23传输至浮动扩散区域25。

下面参照在利用第一结构示例的单位像素20A情况下的示例，来说明本实施例的单位像素20。为了简化，在下面的说明中将单位像素20A简称为“单位像素20”。

实施例的特征部分

对于本实施例的CMOS图像传感器10，所有像素同时开始曝光，所有像素同时结束曝光，并将在光电二极管21中累积的电荷传输至被遮光的存储单元23和浮动扩散区域25，从而实现整体曝光。这种整体曝光由于所有像素的曝光周期一致因而实现了无失真摄像。

为了实现这种整体曝光，对于本实施例的单位像素20而言，通过用于实现导通(on)状态的第一电压值、用于实现非导通(off)状态的第二电压值以及在第一电压值与第二电压值之间的第三电压值，即通过这三个值来适当地驱动第一传输门22。在下面的说明中，将第三电压值称作“中间电压Vmid”。

特征1

对于本实施例，如图10A所示在第二传输门24关闭的状态下，在从同时对所有像素进行的的开始曝光到结束曝光的摄像周期(整体曝光周期)内，在中间电压Vmid下对第一传输门22进行一次以上的驱动。这种用中间电压Vmid对第一传输门22进行一次以上的驱动是第一特征(特征1)。

在像素内设置存储单元23意味着光电二极管21的面积减小，因此光电二极管21的饱和电荷Qs_pd减小，但通过特征1的驱动能够补偿该饱和电荷Qs_pd的减小。具体地，通过在光电二极管21的饱和之前用中间电压Vmid对第一传输门22进行驱动，把已超过某一水平(预定电荷)的光生电荷作为信号电荷1传输至存储单元23，并保持在存储单元23中。光电二极管21的饱和电平是在向第二传输门24施加第二电压值且第二传输门24处于关闭状态时的状态下的电平。

施加中间电压Vmid意味着把已产生的超过某一水平的光生电荷作为信号电荷1传输至存储单元23的第一传输门22被用作中间电荷传输单元。也就是说，用作中间电荷传输单元的第一传输门22把在光电二极管21中经过光电转换而产生的且超过由中间电压Vmid的电压值确定的预定电荷的电荷作为信号电荷1传输至存储单元23。

特征2

作为特征1的驱动的结果，在曝光周期中经过光电转换而生成的光生电荷Q被累积在仅光电二极管21中，或者累积在光电二极管21和存储单元23中。具体地，对于入射光亮度大于或等于预定亮度的像素即光较强的像素，如图10D所示在光电二极管21和存储单元23中均累积电荷。此外，对于入射光亮度小于预定亮度的像素即光较弱的像素，如图10E所示仅在光电二极管21中累积电荷。这种仅在光电二极管21中累积光生电荷Q或在光电二极管21和存储单元23中都累积光生电荷Q是第二特征(特征2)。

下面我们把在光电二极管21中的累积电荷称作Qpd，并把在存储单元23中的累积电荷(信号电荷1)称作Qmem。对于光较强的像素，光生电荷Q被累积并被保持在光电二极管21和存储单元23中，因此能够将饱和电荷扩大为Qpd+Qmem。此外，对于光较弱的像素，累积电荷很少并且由于在中间电压Vmid下被驱动的第一传输门22因而没有电荷传输，因此所产生的电荷全部作为累积电荷Qpd保持在光电二极管21中。

特征3

在曝光结束时，开启第二传输门24，并将存储单元23中的电荷传输至浮动扩散区域25(图10B)。随后，开启第一传输门22，并将光电二极管21的电荷(信号电荷2)传输至存储单元23(图10C)。对所有像素同时进行这种操作的结果是，在读出周期中光电二极管21和存储单元23都保持有累积电荷。这种在读出周期中光电二极管21和存储单元23都保持有累积电荷是第三特征(特征3)。

特征4

在读出操作中，首先读出信号电平Vmem，该信号电平Vmem是与浮动扩散区域25中所保持的累积电荷Qmem的电荷量对应的输出信号1。用于此信号电平Vmem的读出周期将被称作第一D周期。接着通过复位晶体管26进行复位操作，并读出浮动扩散区域25的复位电平Vrst。用于此复位电平Vrst的读出周期将被称作P周期。

接着将电荷Qpd从存储单元23传输至浮动扩散区域25，并读出信号电平Vpd作为与电荷Qpd的电荷量对应的输出信号2。用于此信号电平Vpd的读出周期将被称作第二D周期。这种作为两个输出信号1和2的信号电平Vmem和Vpd的读出以及复位电平Vrst的读出是第四特征(特征4)。

特征5

例如在列处理单元13(见图1)处利用复位电平Vrst对两次读出的信号Vmem和信号Vpd各自进行降噪处理。随后，在信号电平Vpd已超过预定阈值的情况下，在下游的信号处理单元18(见图1)处进行对信号电平Vmem和信号电平Vpd的相加处理。这种将除噪后的信号电平Vmem和信号电平Vpd进行相加是第五特征(特征5)。

从特征3～特征5能够看出，在读出周期中在光电二极管21和存储单元23中都保持有电荷，并且两个信号Vmem和Vpd以及复位电平Vrst被读出并被加算，从而能够确保宽的动态范围。此外，信号电平Vpd与信号电平Vmem的和对应于累积电荷Qpd与累积电荷Qmem的和，并且由于Qpd+Qmem是与入射光亮度E成比例地产生的电荷量，因而能够得到线性的输入输出特性。

利用复位电平Vrst来除去噪声对于在第一D周期中读出的信号电平Vmem来说是未除去kTC噪声的处理，但对于在第二D周期中读出的信号电平Vpd来说是除去kTC噪声的处理。

对于具有小的信号电平且受kTC噪声影响的像素(即，光较弱的像素)，所有产生的电荷都被累积到光电二极管21中，并在由埋入式沟道形成的存储单元23中进行保持，这样，由于除去了kTC噪声因而能够实现高的S/N比(信噪比)。由于仅在信号电平Vpd已超过预定阈值的情况下会在噪声除去处理之后进行相加处理，因此在较低输出时不会增加信号电平Vmem的噪声成分，这也有助于这种高的S/N比。

此外，第一传输门22的阈值不规则影响了用于存储单元23中的累积的亮度水平，但不影响最终的输入输出特性。例如，假设某一像素的总电荷量Qall被分成电荷Qpd和电荷Qmem并被累积，对于另一个像素，由于阈值不规则而使被传输给电荷Qmem的量减小了ΔQth。然而，即使在这种情况下，在光电二极管21中的累积为Qpd+ΔQth，而在存储单元23中的累积为Qmem-ΔQth。因此，由于光电二极管21的累积电荷偏差ΔQth被抵消掉，因而进行特征5的相加处理能够最终得到的总电荷Qall。

由路操作

下面说明本实施例的具有单位像素20的CMOS图像传感器10的具体电路操作。

通常的整体曝光

为了容易理解，首先参照图11和图12来说明现有技术的整体曝光操作(以下称作“通常的整体曝光操作”)。值得注意的是如前所述，对于通常的整体曝光操作，如果像素尺寸相同，则饱和电荷Qs_pd是不具有存储单元(MEM)的像素的饱和电荷的大约一半。

在图11所示的时序图和图12所示的操作说明图中，(1)～(7)对应于下面的操作说明中的时序(1)～(7)。

累积阶段

通过时序(1)～(3)的驱动同时对所有像素进行曝光。

(1)：所有像素的电荷排出部29同时开启，并排出光电二极管21中的电荷，从而开始曝光。

(2)：将根据入射光亮度在光电二极管21中生成的光生电荷累积在光电二极管21中。

(3)：所有像素的第一传输门22同时开启，将在光电二极管21中累积的光生电荷Qpd传输到并保持在存储单元23中。

读出阶段

通过时序(4)～(7)的驱动，以单个像素或多个像素为单位进行信号读出操作。在此示例的情况下，以行为单位来驱动像素。

(4)：开启复位晶体管26，并排出浮动扩散区域25的电荷。

(5)：通过放大晶体管27读出浮动扩散区域25的复位电平Vrst(P周期)。

(6)：开启第二传输门24，并将在存储单元23中保持的电荷Qpd传输至浮动扩散区域25。

(7)：通过放大晶体管27读出与浮动扩散区域25的电荷Qpd对应的信号电平Vpd(D周期)。

这里，信号电平Vpd是通过下面的计算表达式根据寄生电容Cfd得到的电荷电压转换的结果，

Vpd＝Qpd/Cfd。

此外，通过得到复位电平Vrst与信号电平Vpd之间的差的相关双采样(Correlated Double Sampling，CDS)方法，能够除去信号电平Vpd中所含的噪声。然而应注意的是，如果像素尺寸相同，则能够被处理的最大电荷Qpd_sa是不具有存储单元23的像素的最大电荷的大约一半或甚至更少。

本实施例的整体曝光

下面说明本实施例的CMOS图像传感器10的电路操作。应理解的是，下面说明的电路操作是在由作为像素驱动单元的垂直驱动单元12进行的驱动下进行的。图13示出了本实施例的驱动时序。

第一点是，在第二传输门24关闭的状态下，在所有像素的同一摄像周期中在中间电压Vmid下对第一传输门22驱动一次以上。值得注意的是，中间电压Vmid是在当第一传输门22处于导通时的电压与当第一传输门22处于关闭时的电压之间的电压。

第二点是，在曝光结束时开启第二传输门24，将存储单元23中的累积电荷Qmem传输至浮动扩散区域25，并且开启第一传输门22，将光电二极管21的累积电荷Qpd传输至存储单元23。

第三点是，在读出周期中，进行浮动扩散区域25中所保持的电荷Qmem的信号读出、存储单元23中所保持的电荷Qpd的信号读出以及复位电平Vrst的读出，其中按两次读出了累积电荷。

在图13所示的时序图中，DH周期是电荷Qmem的信号读出周期，DL周期是电荷Qpd的信号读出周期，并且P周期是复位电平Vrst的读出周期。

累积周期

图14和图15图示了从曝光开始(累积开始)至曝光结束(累积结束)的操作。图14图示了在入射光亮度大于或等于预定亮度(即，入射光较强)的情况下光生电荷的传输方式。图15图示了在入射光亮度小于预定亮度(即，入射光较弱)的情况下光生电荷的传输方式。

在图13所示的时序图以及图14和图15所示的操作说明图中，(1)～(10)对应于下面操作说明中的时序(1)～(10)。尽管在摄像失真可忍受的范围内可允许各像素的驱动时间差别，但是对所有像素同时进行时序(1)～(10)的驱动。例如，可以构思的布置例如是：各个像素的驱动时序被有意地稍微移动，从而抑制峰值电流并避免电压下降等。

(1)：开启电荷排出部29，并排出光电二极管21中的电荷，从而开始曝光。

(3)：在中间电压Vmid下驱动第一传输门22，从而将光电二极管21中超过某一累积量的电荷传输至存储单元23。也就是说，在图15中的累积量很少的情况下，全部电荷留在光电二极管21中而不发生电荷传输。

可以用(4)～(5)以及(6)～(7)的驱动来重复(2)～(3)的驱动。

(4)，(6)：继续进行曝光并累积。

(5)，(7)：在中间电压Vmid下驱动第一传输门22，并将光电二极管21中超过某一累积量的电荷传输至存储单元23。

当曝光结束时，进行下面的操作。

(8)：开启复位晶体管26，并排出浮动扩散区域25中的电荷(复位操作)。

(9)：开启第二传输门24，并将存储单元23中的累积电荷Qmem传输至浮动扩散区域25。此时，对于暗像素在存储单元23中没有累积，因此这种像素的Qmem＝0。

(10)：开启第一传输门22，并将光电二极管21中的累积电荷传输至存储单元23。

图16示出了读出周期的操作。在图13所示的时序图和图16所示的操作说明图中，(11)～(15)对应于下面操作说明中的时序(11)～(15)。

(11)：曝光结束时的传输操作使得电荷Qmem被保持在浮动扩散区域25中，并且电荷Qpd被保持在存储单元23中。如上所述，暗像素的Qmem＝0。

通过放大晶体管27将浮动扩散区域25中所累积的电荷Qmem读出作为信号电平Vmem。利用在浮动扩散区域25处的寄生电容Cfd按照Vpd＝Qpd/Cfd进行电荷电压转换(DH周期)。

(12)：开启复位晶体管26，并排出在浮动扩散区域25中的电荷。

(13)：读出浮动扩散区域25的复位电平Vrst(P周期)。

(14)：开启第二传输门24，并将存储单元23的电荷Qpd传输至浮动扩散区域25。

(15)：将浮动扩散区域25中的电荷Qpd读出作为信号电平Vpd。得到Vpd＝Qpd/Cfd(DL周期)。

与图17A所示的通常的整体曝光时间相比，如图17B所示，本实施例的整体曝光在DH周期和DL周期中对某一像素的信号Vpd进行两次读出。此外，在DH周期与DL周期之间有复位电平Vrst的读出周期(P周期)。

驱动顺序的示例

一般地，浮动扩散区域25具有比由埋入式沟道35(结构示例1和2)或埋入型扩散区域37(结构示例3)形成的存储单元23的暗电流更大的暗电流。在读出周期中，作为一部分累积电荷的电荷Qmem被保持在浮动扩散区域25中，因此其受暗电流的影响大于在保持周期中所受的影响。

如图17B所示，从累积周期的结束直到DH周期的这段时间是电荷保持在浮动扩散区域25中的周期，因此在最后的读出行处，必须持续保持用于各行的DH周期、P周期和DL周期。

另一方面，如图18所示，可以布置成首先在DH周期中对信号电平Vmem全部进行读出，稍后读出信号电平Vpd。根据此方法，能够缩短浮动扩散区域25中的电荷保持周期，并减轻暗电流的影响。然而应注意的是，在此情况下，数据存储区域(存储器)的一帧值必须被用来保持在DH周期中读出的信号，因此将两次读出的结果相加并得到最终图像。

因此，对于另一个驱动示例，在曝光周期结束之后，以单个像素或多个像素为单位，将累积电荷(信号电荷1)Qmem读出作为信号电平(输出信号1)Vmem。随后，将浮动扩散区域25复位并将浮动扩散区域25的复位电平读出作为复位信号1。对全部单位像素20依次进行上述操作。

随后，以单个像素或多个像素为单位，将浮动扩散区域25复位并将浮动扩散区域25的复位电平读出作为复位信号2。接着，将第二传输门24置于导通状态并将累积电荷(信号电荷2)Qpd传输至浮动扩散区域25，之后进行操作以将累积电荷Qpd读出作为信号电平(输出信号2)Vpd。

下面是在利用这种驱动示例的情况下在列处理单元13中的噪声除去处理。也就是说，列处理单元13利用复位信号1对作为输出信号1的信号电平Vmem进行噪声除去处理。接着，列处理单元13利用复位信号2对作为输出信号2的信号电平Vpd进行噪声除去处理。

单位像素的其他结构

下面说明作为第四结构示例的单位像素20的另一个结构示例。

第四结构示例4

图19是图示了第四结构示例的单位像素20D的结构的图，图19中与图2中相同的组件用相同的附图标记表示。

结构示例4的单位像素20D具有如下结构，其中：通过在栅极电极22A下方的光电二极管21与存储单元23之间的边界部处设置n型杂质扩散区域39，形成了溢出通道30。

为了降低杂质扩散区域39的电位以便形成溢出通道30，让杂质扩散区域39轻微地掺杂有n型杂质从而降低p型杂质浓度，由此形成p-杂质扩散区域39。可选地，在形成电位势垒时用p型杂质来掺杂杂质扩散区域39的情况下，能通过降低掺杂的浓度来形成p-杂质扩散区域39。

这里，用第一结构示例的单位像素20A作为基础，但也可用第一结构示例的变形例的单位像素20A′来代替作为基础。

如前所述，对于第一结构示例的单位像素20A(或对于其变形例也是同样)，特征在于：在中间电压Vmid下驱动第一传输门22。具体地，在低照明度下产生的电荷被优先累积到光电二极管21中，通过用中间电压Vmid对第一传输门22进行驱动使得出现饱和的电荷被累积在存储单元23中。在曝光结束时，对所有像素同时进行从存储单元23至浮动扩散区域25以及从光电二极管21至存储单元23的电荷传输，并保持电荷，因而进行了两次以上的读出。

不同的是，对于第四结构示例的单位像素20D，在光电二极管21与存储单元23之间的边界部处形成的溢出通道30被用作用于将低照明度下产生的电荷优先累积到光电二极管21中的通道。图20A图示了图19中沿X方向的电位，图20B图示了图19中沿Z方向的电位。

从图20A所示的沿X方向的电位能够清楚地看出，通过在光电二极管21与存储单元23之间的边界部处设置n型杂质扩散区域39而降低了此边界部处的电位。电位已被降低的该部分成为溢出通道30。在光电二极管21中产生的且超过溢出通道30的电位的电荷被自动地泄漏至存储单元23并被累积在存储单元23中。换句话说，所产生的在溢出通道30的电位以下的任何电荷都被累积在光电二极管21中。

这里，如图20B的沿Z方向的电位图所示，溢出通道30的电位必须被设定为低于基板侧的溢出通道的电位。此时溢出通道30的电位是这样的电位：在向栅极电极22A施加上述中间电压Vmid时，该电位决定着作为信号电荷1从光电二极管21传输至存储单元23的电荷量。

这里，溢出通道30作为中间电荷传输单元。也就是说，用作中间电荷传输单元的溢出通道30将如下电荷作为信号电荷1传输至存储单元23：该电荷是在多个单位像素全部进行摄像操作的曝光周期中在光电二极管21中经过光电转换而产生的并且超过了由溢出通道30的电位所决定的预定电荷量。

在图19所示的示例中值得注意的是，其所采用的结构中是通过设置p-杂质扩散区域39来形成溢出通道30。但是应注意，如图21所示，可以采用如下结构，其中：通过设置n-杂质扩散区域39以代替p-杂质扩散区域39来形成溢出通道30。

根据图19和图21能够看出，利用调节了在用作感光器的光电二极管(PD)21与存储器之间的边界处的杂质浓度的结构，并且在光电二极管(PD)21与存储单元23之间设有溢出通道30，由于钉扎因此不会产生暗电流而是能够获得以下优点。

图22是详细图示了图19中的溢出通道部分的图。在光电二极管(PD)21和存储单元23的附近形成了由于pn结而产生的耗尽层40，并且在位于第一传输门22的栅极电极22A下方的光电二极管(PD)21与存储单元23的边界处形成的耗尽层40到达了Si表面。

一般地，如果将耗尽层40形成为到达了Si表面，则由于Si表面处的结晶缺陷而引起的暗电流会累积在光电二极管(PD)21或存储单元中，因此为了避免该问题，将栅极电极22A设成负电位从而实现钉扎状态，并且在Si表面处形成有空穴累积层。

在图19中，用p-杂质扩散区域将具有较低电位的溢出通道30形成在光电二极管(PD)21与存储单元23之间的耗尽层40内。在没有钉扎的状态下，溢出通道30也与Si表面接触，因此在电荷溢出并被传输至存储单元23时，出现了载流子由于在Si表面的缺陷处被捕获并复合因而消失的现象。

将足够负电位施加给栅极电极22A就使得在溢出通道30的Si表面侧形成了提高电位的空穴累积层，因而具有较低电位的溢出通道30移向Si内的更深位置。因此，在利用溢出将电荷传输至存储单元23时，就能够防止由于结晶缺陷而引起的载流子复合。

图23A～图23C是图示了单位像素的平面结构的平面图。图23A是第一结构示例的单位像素20A的平面图，图23B是第四结构示例的单位像素20D的平面图。这里，在光电二极管21与存储单元23之间的边界部的整个区域上方形成了溢出通道30。然而，应注意的是这仅仅是一个示例，也可以布置为如图23C所示让溢出通道30′在光电二极管21与存储单元23之间的边界部的一部分处。

图24是图示了对应于图13的在利用了第四结构示例的单位像素20D的情况下的驱动时序的时序图。通过图24与图13的比较能够清楚地理解到，在利用了第四结构示例的单位像素20D的情况下，在累积周期中用中间电压Vmid进行的驱动(3)、(5)和(7)被取消。如图13一样，在曝光结束后进行相同的两次读出。

在前面说明中需注意的是，在负电位(钉扎电压)下驱动存储单元23的栅极电极时，可以实施以过渡的形式经过不同电压(例如0V)的驱动。

图25是与图24不同的、图示了在负电位(钉扎电压)下进行驱动时，以过渡的形式经过不同电压(例如0V)的驱动的示例的时序图。

在把将要处于非导通状态的栅极电极设为实现钉扎状态的电压(例负电位)的情况下，在从导通状态时的电压Von到非导通状态时的电压Voff的驱动过程中，可以过渡地经过在Von与Voff之间的电压Vtr。

例如，在将第一传输门22的栅极电极22A和第二传输门24的栅极电极24A在非导通状态时设为实现钉扎状态的电压的情况下，进行如图25所示的驱动。在从导通状态时的电压Von到非导通状态时的电压Voff进行驱动时，传输脉冲TRX和TRG在Vtr下被临时地驱动，然后在Voff下被驱动。

诸如负电位等实现钉扎状态的电压在很多情况下通常由升压电路(booster circuit)或降压电路(step-down circuit)产生，并且与通常电源和接地相比一般具有更高的阻抗，因而往往具有较差的电流供给能力。因此，从电压Von到电压Voff的驱动直接将大的荷载加到升压电路或降压电路上，并且电压收敛可能迟缓。

为了解决这一问题，经过中间电压Vtr以便在电压Voff下进行驱动，因此缓解了荷载。电压Vtr可以通过电压Von与电压Voff之间的电压来有效地获得，例如使用接地电压(0V)。

值得注意的是，虽然在图25中示例性地图示了传输脉冲TRX和TRG，但也可以应用于任何要将非导通状态设为钉扎电压的信号。

图26和图27是对应于图14和图15的在利用了第四结构示例的单位像素20D的情况下曝光期间的操作说明图。图26是入射光较强的情况下曝光期间的操作说明图，并且图27是入射光较弱的情况下曝光期间的操作说明图。从图26和图27能够清楚地理解到，在利用了第四结构示例的单位像素20D的情况下，取消了用中间电压Vmid对第一传输门22的驱动。代替的是，在光电二极管21中所产生的电荷超过了溢出通道30的电位的情况下，电荷被传输至存储单元23。

图28A和图28B是图示了对应于图17B和图18的在利用了第四结构示例的单位像素20D的情况下整体曝光的其它驱动时序的图。从图28A和图28B与图17B和图18的比较能够清楚地理解到，在利用了第四结构示例的单位像素20D的情况下，取消了在累积周期中使用中间电压Vmid的驱动。P相或D相的读出周期与图17B和图18中所示的读出周期相同。

这里，虽然在此已做出的说明是在利用了第四结构示例的单位像素20D的情况下，没有采用用中间电压Vmid进行的驱动并且超过了溢出通道30的电位(预定电荷量)的电荷被作为信号电荷1传输至存储单元23，但不限于这种布置。也就是说，可以布置成结合地使用用中间电压Vmid进行的驱动，使得超过了用中间电压Vmid确定的预定电荷量以及溢出通道30的电位的电荷被作为信号电荷1传输至存储单元23。

电荷累积

下面通过通常的整体曝光情况与本实施例的整体曝光情况之间的比较，来说明在光电二极管21和存储单元23中的电荷累积。

通常的整体曝光

图29A～图29C图示了通常的整体曝光的电荷累积。横轴表示从曝光开始至曝光结束的时间量，纵轴是所累积的电荷。

图29A图示了在光电二极管21中的电荷累积。L1表示入射光较弱且在曝光周期中产生电荷Qch_all1的情况。L2表示入射光较强且在曝光周期中在光电二极管21中产生超过了饱和电荷量Qpd_sat的电荷Qch_all2的情况。

图29B图示了对于入射光较弱的L1情况下在存储单元23中的累积电荷。在曝光结束时光电二极管21的累积电荷Qpd是Qch_all1，因此总电荷Qch_all1通过由第一传输门22进行的电荷传输而被传输掉。另一方面，在光电二极管21中累积的电荷为Qch_all1＝0。

图29C图示了对于入射光较强的L2情况下在存储单元23中的累积电荷。在曝光期间的累积电荷达到了光电二极管21的最大电荷量(饱和电荷量)Qpd_sat并且饱和。因此，在曝光结束时在光电二极管21中累积了电荷Qpd_sat，因而通过第一传输门22将该电荷Qpd_sat传输至存储单元23中。由于饱和而无法得到所产生的电荷Qch_all2。

从对通常的整体曝光的电荷累积的说明中能够清楚地理解到，对于通常的操作，在单位像素20中经过光电转换能够得到的最大电荷量是光电二极管21的饱和电荷量Qpd_sat。

本实施例的整体曝光

图30A～图30C图示了本实施例的整体曝光的电荷累积。横轴表示从曝光开始至曝光结束的时间量，纵轴是所累积的电荷。

图30A图示了在光电二极管21中的电荷累积，其中L1表示入射光较弱的情况，L2表示入射光较强的情况。图30B和图30C分别图示了对于L1和L2情况在存储单元23中的累积电荷。此外，(1)～(10)对应于在图13的时序图中所示的驱动时序(1)～驱动时序(10)。

在驱动时序(3)、(5)和(7)时用中间电压Vmid驱动第一传输门22时，超过了与中间电压Vmid对应的电荷Qmid的电荷被传输至存储单元23。在光电二极管21中的累积电荷未超过电荷Qmid的情况下，电荷留在光电二极管21中。

对于L1的示例，入射光较弱并且累积电荷较少，所以在驱动时序(3)、(5)和(7)时不会超过电荷Qmid，并且没有发生通过第一传输门22进行的传输。在曝光结束时在光电二极管21中累积的总电荷Qch_all1被传输至存储单元23，如下：

Qpd＝Qch_all1 (1)

Qmem＝0 (2)

对于L2的示例，入射光较强并且累积电荷较多，所以在驱动时序(3)、(5)和(7)时会超过电荷Qmid。这里给出了在驱动时序(3)时未超过电荷Qmid但在驱动时序(5)和(7)时超过了电荷Qmid的示例。

如果假设Qch_all2表示在曝光周期中根据入射光而产生的总电荷，那么在由驱动时序(3)、(5)和(7)分成的四个曝光周期的每个周期中产生的电荷由Qch1、Qch2、Qch3和Qch4表示，得到：

Qch_all2＝Qch1+Qch2+Qch3+Qch4 (3)

在驱动时序(3)时，光电二极管21中的累积电荷Qpd2_1为：

Qpd2_1＝Qch1 (4)

并且在低于电荷Qmid的情况下，没有电荷传输至存储单元23。在超过电荷Qmid的情况下，电荷Qtx1为0。此时得到：

Qpd2_1+Qtx1＝Qch1 (5)

在驱动时序(5)时，光电二极管21中累积的电荷Qpd2_2为：

Qpd2_2＝(Qpd2_1-Qtx1)+Qch2 (6)

并且在超过电荷Qmid的情况下，电荷被传输至存储单元23。此时会被传输至存储单元23的电荷Qtx2为：

Qtx2＝Qpd2_2-Qmid (7)

在驱动时序(7)时，光电二极管21中的累积电荷Qpd2_3为：

Qpd2_3＝(Qpd2_2-Qtx2)+Qch3 (8)

并且在超过电荷Qmid的情况下，电荷被传输至存储单元23。此时会被传输至存储单元23的电荷Qtx3为：

Qtx3＝Qpd2_3-Qmid (9)

仍继续曝光，并且在曝光结束时在光电二极管21中的累积电荷Qpd2_4为：

Qpd2_4＝(Qpd2_3-Qtx3)+Qch4 (10)

此外，在中间电压Vmid的驱动下通过电荷传输而在存储单元23中累积的电荷Qmem为：

Qmem＝Qtx1+Qtx2+Qtx3 (11)

并且该电荷Qmem在曝光结束之前被传输到并保持在浮动扩散区域25中。

在曝光结束时在光电二极管21中的累积电荷为Qpd，得到：

Qpd＝Qpd2_4 (12)

光电二极管21中的累积电荷Qpd(Qpd2_4)通过第一传输门22被传输至存储单元23并被保持在存储单元23中。

由于曝光结束以及所进行的电荷传输而在浮动扩散区域25中保持的电荷Qmem以及在存储单元23中保持的电荷Qpd被分别读出并在下游的信号处理单元18(见图1)中进行相加处理，从而得到与总生成电荷Qch_all2对应的信号电平。

根据表达式(11)和(12)得到：

Qpd+Qmem＝Qpd2_4+(Qtx1+Qtx2+Qtx3)

根据表达式(10)得到：

＝Qpd2_3+Qch4+Qtx1+Qtx2

根据表达式(8)得到：

＝Qpd2_2+Qch3+Qch4+Qtx1

根据表达式(6)得到：

＝Qpd2_1+Qch2+Qch3+Qch4

根据表达式(4)得到：

＝Qch1+Qch2+Qch3+Qch4

然后根据表达式(3)得到：

＝Qch_all2 (13)

从上面能够理解到，通过对各个电荷Qmem和Qpd的读出和相加，能够保持并读出在单位像素20中经过光电转换而产生的总生成电荷Qch_all2。总生成电荷Qch_all2的电荷量与入射光强度成线性比例，因此可以理解的是，能够利用线性响应特性来进行图像获取。

在如图1所示的信号处理单元18中进行此时的相加处理。也就是说，信号处理单元18对与被分开在DH周期和DL周期中读出的电荷Qmem和Qpd对应的信号电平Vmem和Vpd进行相加处理。在该相加处理时，如图1所示的数据存储单元19暂时地储存与在DH周期中读出的电荷Qmem对应的信号电平Vmem。

值得注意的是，在信号处理单元18中进行的相加处理不限于在列处理单元13中除去噪声之后对信号电平Vmem和Vpd进行的相加处理。也就是说，在信号电平Vmem和Vpd未经过噪声除去处理的结构的情况中，对从单位像素20输出的信号电平Vmem和Vpd进行相加处理。

在表达式(13)中值得注意的一点是，在直到从电荷Qmem和电荷Qpd得到总生成电荷Qch_all2的整个过程中用中间电压Vmid进行驱动时，没有受到光电二极管21的保持电荷Qmid的影响。这意味着即使在由于各像素的晶体管的阈值不规则而使光电二极管21的保持电荷为Qmid+ΔQmid的情况下，也能够从Qmem+Qpd得到Qch_all2。

例如让我们假设一种情况，其中表达式(9)和表达式(10)中的光电二极管21的保持电荷Qmid为Qmid+ΔQmid。这样，表达式(9)中的电荷Qtx3为：

Qtx3＝Qpd2_3-(Qmid+ΔQmid) (14)

并且传输至存储单元23的电荷值减小了ΔQmid。

另一方面，表达式(10)中的累积电荷Qpd2_4为：

Qpd2_4＝(Qpd2_3-Qtx3)+Qch4

＝(Qmid+ΔQmid)+Qch4 (15)

因此光电二极管21中累积的电荷增加了ΔQmid。

将光电二极管21中的累积电荷与存储单元23中的累积电荷相加，从而得到总生成电荷Qch_all2。

因此，光电二极管21中的累积电荷的增加或减少被抵消，这意味着由于阈值不规则而引起的Qmid的不规则不会影响总生成电荷Qch_all2。此外，换句话说，Qmid的不规则不会产生影响就意味着可以每次以不同的电压来多次向第一传输门22提供中间电压Vmid。

图31A～图31D图示了单位像素20的输入输出特性。图31A图示了在DH周期中通过读出累积电荷Qmem而得到的输出与入射光亮度之间的关系。因为当超过了某一亮度水平E0且光电二极管21中的累积电荷超过了Qmid时才会发生电荷传输，因此在到达该亮度水平E0之前，由于中间电压Vmid的驱动从光电二极管21向存储单元23的电荷传输不会被输出。

图31B图示了在DH周期中通过读出累积电荷Qpd而得到的输出与入射光亮度之间的关系。亮度水平E0是由于在中间电压Vmid下的传输而引起的电荷传输开始发生时的亮度水平，并且在该亮度水平E0处生成的光生电荷为Qpd_lin。

图31C图示了图31A和图31B的相加特性的输出，即Qpd+Qmem的输入输出特性。电荷能够被累积并保持直至达到光电二极管21的最大电荷量Qpd_sat和存储单元23的最大电荷量Qmem_sat的和。总能够进行摄像直到到达相当于Qpd_sat+Qmem_sat的入射光亮度Emax。

图31D图示了在不使用中间电压Vmid进行驱动的情况下通常的整体曝光的输入输出特性。光电二极管21的最大电荷量Qpd_sat是最大程度的累积和保持，因此动态范围较低。

优选一种布置，其中累积电荷Qpd和累积电荷Qmem的相加不是简单的加法，而是仅在累积电荷Qpd超过预定阈值Qpd_th的情况下才相加，否则仅输出累积电荷Qpd。

Qout＝Qpd(当Qpd＜Qpd_th时)

Qout＝Qpd+Qmem(当Qpd≥Qpd_th时)

这里，阈值Qpd_th是小于如图31B和图31C所示在入射光亮度E0处生成的光生电荷Qpd_lin的值。也就是说，用于进行相加处理的阈值Qpd_th是低于作为输出信号2的信号电平Vpd的值，该输出信号2相当于在作为输出信号1的信号电平Vmem产生有意义的输出电平时的最小入射光亮度E0。

当累积电荷Qpd小于在入射光亮度E0处生成的光生电荷Qpd_lin的情况下，累积电荷Qmem是信号输出0，因而不需要相加。这避免了在读出时从进行相加而产生的不必要的噪声成分，因此在低照明度区域能够得到高的S/N比。

复位噪声的除去

累积电荷Qpd和累积电荷Qmem在浮动扩散区域25中经过电荷电压转换而转换成信号电平Vpd和信号电平Vmem，然后通过放大晶体管27读出。此时，实际读出的信号是把复位电平Vrst作为偏离量、将信号电平Vpd和信号电平Vmem相加的电平。

在DH周期中读出的信号电平Vsig_dh是在曝光结束时将光电二极管21的电荷排出时的复位电平Vrst1和信号电平Vmem。

Vsig_dh＝Vmem+Vrst1

这里，复位电平Vrst1包括诸如偏离值等固定成分Vrst_fpn以及随机成分Vrst1_rn。固定成分Vrst_fpn是在放大晶体管27和荷载晶体管(未图示)等中的阈值不规则。随机成分Vrst1_rn是在复位操作等时的kTC噪声。

Vrst1＝Vrst_fpn+Vrst1_rn

在P周期中，在DH周期之后对浮动扩散区域25进行复位操作，因而复位电平Vrst变成Vrst2并将此复位电平Vrst2读出。此复位电平Vrst2也包括固定成分和随机成分。复位电平Vrst2的固定成分是与复位电平Vrst1的固定成分相同的Vrst_fpn，并且随机成分是Vrst2_rn。

Vrst2＝Vrst_fpn+Vrst2_rn

在DL周期读出的信号电平Vsig_dl是：

Vsig_dl＝Vpd+Vrst2。

例如通过在列处理单元13(见图1)中进行的噪声除去处理将P周期中读出的复位电平Vrst2除去，因而DH周期的输出Vout_dh和DL周期的输出Vout_dl如下：

Vout_dh＝Vsig_dh-Vrst2

＝Vmem+(Vrst1_rn-Vrst2_rn)

Vout_dl＝Vsig_dl-Vrst2

＝Vpd

能够读出光电二极管21中所累积的电荷Qpd并且以精确的方式除去了复位噪声。存储单元23中所累积的电荷Qmem的复位噪声的固定成分被除去，但随机成分(kTC噪声等)依然存在。

然而，在入射光亮度较高且生成大量电荷的情况下，随机噪声通常受光学散粒噪声的支配，并且复位噪声等的影响极小。这是由于发生了随机噪声与生成电荷的平方根成比例的物理现象所致。例如，如果已生成了10000e-电荷，将100e-rms的随机噪声将会作为光学散粒噪声而参与。另一方面，电路中产生的随机噪声常常在几e-rms左右，并且几乎根本不会影响图像质量。

另一方面，在入射光亮度较低且产生很少电荷的情况下，光学散粒噪声本身很小，因而复位噪声等的影响是主要的，从而导致图像质量的劣化。

对于本实施例，在入射光亮度低于预定亮度且产生很少电荷的情况下，电荷仅累积在光电二极管21中，因而能够以精确的方式除去复位噪声，并且不会发生图像质量的劣化。仅在入射光亮度等于或高于预定亮度且产生大量电荷的情况下，在存储单元23中才会出现电荷的累积，该电荷作为累积电荷Qmem而被读出，因而由于上述原因使得图像几乎没有劣化，且能够进行极好的摄像。

本实施例的优点

对于上述说明的本实施例的CMOS图像传感器10，通过布置成使所有像素具有相同的曝光周期(整体曝光)，即使在目标移动等的情况下也能够实现不失真的摄像。另外，所使用的结构中，单位像素20A的除了具有浮动扩散区域25之外还具有能累积并保持信号电荷的存储单元23，从而能够得到如下优点。

在入射光亮度为低于预定亮度的低照明度时，经过光电转换得到的电荷很少，因而电荷仅被储存在光电二极管21中，并且能够通过对从该电荷读出的信号电平进行噪声除去处理来除去kTC噪声。因此，由于能够实现还包括kTC噪声的降噪处理，因而能够确保高的S/N比。

当入射光亮度是预定亮度以上的高照明度时，在光电二极管21和存储单元23中都累积并保持有经过光电转换产生的电荷，因而能够增大饱和电荷。将光电二极管21和存储单元23中所保持的电荷读出并且使与这些电荷的电荷量对应的信号电平Vpd和Vmem相加，从而能够确保较宽的动态范围。

虽然作为像素晶体管之一的第一传输门22的阈值不规则会影响利用存储单元23处的累积的亮度水平时，但如上所述这不会影响最后的输入输出特性。因此，能够降低由于各像素的像素晶体管的阈值不规则而引起的噪声，从而能够提高所摄取图像的图像质量。

与光电二极管21的累积电荷Qpd和存储单元23的累积电荷Qmem对应的两个信号电平Vpd与Vmem的和相当于累积电荷Qpd与累积电荷Qmem的和，并且Qpd+Qmem这个和是与入射光亮度E成比例产生的电荷。因此，显示出线性响应的输入输出特性，这样就不会有诸如彩色摄像等的信号处理的问题。

顺便提及，这在输入输出特性不是线性响应的情况例如是对数响应等的情况下，不适合诸如彩色摄像等的信号处理。例如，在照明的RGB比为1∶2∶1的情况下，通过获得全部或部分摄像面的RGB比并将R和B设为两倍来调整白平衡。然而对于对数响应，即使照明的RGB比是常数，该RGB比也根据亮度而变，因而很难获得RGB比。此外，即使能够获得，也需要采用非线性调整。由于阈值不规则而使得各个像素具有不同的输入输出特性，这使信号处理变得更困难。

更高的动态范围

根据之前的操作说明，最大电荷量被扩大为Qpd_sat+Qmem_sat，从而获得作为信号的总生成电荷，并且确保了动态范围直至相当于Qpd_sat+Qmem_sat的入射光亮度。

下面说明的驱动示例是，将一部分所产生的电荷排出，并输出通过两种类型的曝光周期得到的信号，从而进一步扩大动态范围。这里说明的动态范围扩大的基本原理是将本申请人所提交的日本专利申请No.2006-280959和No.2006-124699中说明的原理应用到用于实现整体曝光的本发明实施例的结构上。

图32图示了动态范围扩大的驱动示例。这里所示的布置是根据前述实施例的驱动示例在图13中所示的布置，但增加了存储单元23的电荷排出驱动(16)。

在该驱动示例中，在所有像素共同的曝光周期中使用中间电压Vmid对第一传输门22进行两次以上的驱动。在最后的中间电压驱动(第一中间电压驱动)与该第一中间电压驱动之前的中间电压驱动(第二中间电压驱动)之间的期间中开启第二传输门24。同时可以将复位晶体管26开启或不开启。此外，在进行两次以上的中间电压驱动时的各个中间电压Vmid优选为相同的电压值。

图33图示了动态范围扩大的操作。增加的存储单元23的电荷排出驱动(16)使得目前在存储单元23中累积的电荷被排出，因此仅仅在最后的中间电压驱动(第一中间电压驱动)下传输的电荷成为累积电荷Qmem。该累积电荷Qmem使得，在用于驱动第一传输门22的中间电压是相等的情况下，在第一中间电压驱动(7)时和之前的第二中间电压驱动(5)时留在光电二极管21中的电荷量各自等于Qmid。即使在由于各像素的阈值不规则而使Qmid的值可能不同的情况下，驱动(5)和驱动(7)的剩余电荷量将会仍等于Qmid。

紧挨在第一中间电压驱动(7)之前在光电二极管21中累积的电荷是能够通过将从第二中间电压驱动(5)到第一中间电压驱动(7)即在第二曝光周期中累积的电荷Qshort加到第二中间电压驱动(5)的剩余电荷Qmid上而得到的值。也就是说，由于第一中间电压驱动(7)因而电荷Qmid保留在光电二极管21中，因此累积电荷Qmem为：

Qmem＝(Qmid+Qshort)-Qmid

在总曝光周期Tlong即第一曝光周期中的总光生电荷被称作Qlong，则电荷Qshort为：

Qshort＝(Tshort/Tlong)×Qlong

也就是说，通过中间电压驱动周期Tshort与总曝光周期Tlong之间的比即曝光比，将一个小的值作为电荷Qshort输出。

因此，电荷Qshort甚至能够从超过最大电荷量Qmem_sat的入射光亮度获得信号，因而能够实现以曝光比为倍数的动态范围扩大。也就是说，在达到相当于(Tlong/Tshort)×Qmem_sat的入射光亮度之前都能够进行摄像。

图34A～图34C图示了动态范围扩大操作时的输入输出特性。在图34A～图34C中，E0是在第一中间电压驱动下的传输开始时的亮度水平，即第一中间电压驱动之前的总光生电荷为Qmid时的亮度。E1是在第二中间电压驱动下的传输开始时的亮度水平，即第二中间电压驱动之前的总光生电荷为Qmid时的亮度。

在亮度水平为E0以下时，所产生的电荷被全部累积在光电二极管21中，且作为累积电荷Qpd而被输出。此时，Qmem＝0。

Qout＝Qpd(当E＜E0时)

＝Qlong

当亮度水平在E0到E1之间时，在第二中间电压驱动下没有传输，并且在第一中间电压驱动下增加了第二曝光周期Tshort中的累积且将已超过Qmid的部分传输走以成为Qmem。在此情况下，在存储单元23的电荷排出操作(16)的时刻，Qmem＝0，因而将全部所产生的电荷累积为电荷Qpd和Qmem，并且从Qpd+Qmem能够得到总光生电荷作为输出Qout。

Qout＝Qpd+Qmem(当E0≤E＜E1时)

＝Qlong

当亮度水平超过E1时，在第二中间电压驱动下发生传输，并且在电荷排出驱动(16)中将传输过来的电荷排出。因此，不能由Qpd+Qmem得到总光生电荷。然而如上所述，由于在第二中间电压驱动下发生的传输因而在光电二极管21中的残留电荷为Qmid。此外，由于残留电荷Qmid与第一中间电压驱动下的相同，因而在第二曝光周期Tshort中累积的电荷Qshort被传输到并保持在存储单元23中。

在此情况下，对于输出Qout，用曝光比Tlong/Tshort这一增益进行相乘，能够得到相当于总电荷Qlong的信号。

也就是说，

Qout＝(Tlong/Tshort)×Qmem(当E≥E1时)

＝(Tlong/Tshort)×Qshort

＝Qlong

即是说

Qout＝Qpd(当E＜E0时)

＝Qpd+Qmem(当E0≤E＜E1时)

＝(Tlong/Tshort)×Qmem(当E≥E1时) (16)

由此能够得到诸如图34C所示的线性特性。此时的动态范围能够被扩大为相当于(Tlong/Tshort)×Qmem_sat的入射光亮度Emax。

此外，通过将上述处理实际上按照如下来实施，能够得到相同的优点。

Qout＝Qpd(当Qpd＜Qpd_th时)

Qout＝MAX(Qpd+Qmem，(Tlong/Tshort)×Qmem)(当Qpd≥Qpd_th时)

这里，Qpd_th是与小于E0的入射光亮度对应的累积电荷量。当E＜E0时，Qmem＝0且可增加，但电荷Qmem中所含的噪声可能被加到信号特别小的区域中的输出上，为此已设有Qpd_th。

MAX(A，B)是用于选择A与B二者之中的较大值的函数。当E0≤E＜E1时，所得到的电荷Qmem小于在第二曝光周期中累积的电荷Qshort，因而选择Qpd+Qmem。此外，当E≥E1时，通过第二传输驱动来排出电荷，因而Qpd+Qmem小于Qlong。因此，(Tlong/Tshort)×Qmem被选择且相当于表达式(16)。

上述计算表达式不需要将点E0和E1设定为在各像素处进行严格切换，将与亮度水平相当的阈值Qpd_th设定为远小于E0就足够了，并因此能够进行实际处理。

变形例

上述实施例中所说明的结构是数据存储单元19与信号处理单元18平行地设置在列处理单元13的下游处，本实施例不限于这种布置。例如也可以是如图35所示的布置，其中将数据存储单元19设置为与列处理单元13平行，并且通过水平驱动单元14的水平扫描同时读出DH周期的数据Ddh和DL周期的数据Ddl，且在下游的信号处理单元18处进行信号处理。

此外，也可以是如图36所示的布置，其中列处理单元13具有对像素阵列单元11的各列或多列进行AD转换的AD转换功能，并且数据存储单元19和信号处理单元18被设置为与列处理单元13平行，使得在信号处理单元18中的模拟或数字噪声除去处理之后，对各列或多列进行数据存储单元19和信号处理单元18的处理。

此外，虽然在上述实施例中给出的示例是应用到了具有以矩阵形式排列的单元像素的CMOS图像传感器上，该单元像素将对应于可见光的照明量的信号电荷作为物理量进行检测，但本发明不限于应用到CMOS图像传感器上，也可应用到通常设置有用于像素阵列单元的各个像素列的列处理单元的列式固体摄像器件上。

此外，本发明不仅可应用到用于检测可见光的入射光量分布并进行摄像的固体摄像器件上，还可应用到用于检测红外射线、X射线和粒子等的输入量分布的固体摄像器件上，并且还可应用到通常广义上的固体摄像器件(物理量检测装置)上，诸如用于检测压力分布、电容和其他物理量并进行摄像的指纹检测传感器等。

值得注意的是，固体摄像器件可被配置成单芯片器件，或者可被配置成将摄像单元、信号处理单元或光学系统等集成在一起以具有摄像功能的模块形式。

此外，值得注意的是，不限于将本发明应用到固体摄像器件上，也可应用到通常使用用于图像获取单元(光电转换器)的固体摄像器件的电子装置上，诸如数码相机和摄像机等摄像装置、如移动电话一样具有摄像功能的便携终端装置以及使用了用于图像拾取单元的固体摄像器件的复印机等。本发明还可以被应用到在电子装置上设有上述模块状态，即设有相机模块时的摄像装置。

应用示例

图37是图示了本发明实施例的例如摄像装置等电子装置的结构示例的框图。如图37所示，本发明实施例的摄像装置包括：具有镜头组51等的光学系统，摄像器件52，作为相机信号处理电路的DSP电路53，帧存储器54，显示装置55，记录装置56，操作系统57和电源系统58等，其中通过总线59使DSP电路53、帧存储器54、显示装置55、记录装置56、操作系统57和电源系统58相互连接。

镜头组51输入来自于目标的入射光(成像光)并将该入射光成像在摄像器件52的摄像面上。以像素为单位，摄像器件52将通过镜头组51成像在摄像面上的入射光的照明量转换成电信号，并作为像素信号输出。诸如上述实施例的CMOS图像传感器10等固体摄像器件，即通过进行整体曝光能够实现不失真摄像的固体摄像器件能够被用于摄像器件52。

显示装置55由诸如液晶显示装置或有机电致发光(EL)显示装置等平板型显示装置构成，并显示在摄像器件52中摄取的动态或静态图像。记录装置56将在摄像器件52中摄取的动态或静态图像记录在诸如录像带或DVD(数字式通用盘)等记录介质上。

在用户进行的操作下，操作系统57给出与摄像装置所具有的各种功能对应的操作命令。电源系统58向DSP电路53、帧存储器54、显示装置55、记录装置56和操作系统57提供分别合适它们的电源来作为它们的操作电源。

如上所述，由于能够降低因像素晶体管的阈值不规则所引起的噪声且能够确保CMOS图像传感器10的高S/N比，因而利用上述实施例的CMOS图像传感器10作为诸如摄像机、数码相机和例如移动电话等移动装置中的相机模块等摄像装置中的摄像器件52就能使摄取图像得到高图像质量。

本领域技术人员应当理解，依据设计要求和其他因素，可以在本发明所附的权利要求或其等同物的范围内进行各种修改、组合、次组合及改变。

Claims

1.一种固体摄像器件，其包括：

多个单位像素，各个所述单位像素具有光电转换器、第一传输门、电荷保持区域、第二传输门和浮动扩散区域，所述光电转换器用于根据入射光量产生电荷并将该电荷累积在所述光电转换器中，所述第一传输门用于传输在所述光电转换器中累积的电荷，所述电荷保持区域用于保持通过所述第一传输门从所述光电转换器传输来的电荷，所述第二传输门用于传输在所述电荷保持区域中保持的电荷，所述浮动扩散区域用于保持通过所述第二传输门从所述电荷保持区域传输来的电荷以便将电荷读出为信号即转换成电压；

中间电荷传输单元，所述中间电荷传输单元被配置为，在全部所述多个单位像素同时进行摄像操作的曝光周期中，所述中间电荷传输单元能够将在所述光电转换器中产生的超过预定电荷量的电荷作为第一信号电荷传输至所述电荷保持区域；以及

像素驱动单元，所述像素驱动单元被配置为，在全部所述多个单位像素同时进行摄像操作的曝光周期中，所述像素驱动单元能够将所述第一传输门设成非导通状态，将所述第二传输门设成导通状态，将所述第一信号电荷从所述电荷保持区域传输至所述浮动扩散区域，将所述第二传输门设成非导通状态，将所述第一传输门设成导通状态并将在所述光电转换器中累积的电荷作为第二信号电荷传输至所述电荷保持区域，

其中，所述像素驱动单元能够在所述曝光周期结束之后以单个像素或多个像素为单位将所述第一信号电荷读出作为第一输出信号，然后使所述浮动扩散区域复位并将所述浮动扩散区域的复位电平读出作为复位信号，接着将所述第二传输门设成导通状态并将所述第二信号电荷传输至所述浮动扩散区域，随后将所述第二信号电荷读出作为第二输出信号。

2.一种固体摄像器件，其包括：

其中，所述像素驱动单元能够对所有单位像素依次进行如下操作：在所述曝光周期结束之后以单个像素或多个像素为单位将所述第一信号电荷读出作为第一输出信号，然后使所述浮动扩散区域复位并将所述浮动扩散区域的复位电平读出作为第一复位信号；

此后，以单个像素或多个像素为单位，使所述浮动扩散区域复位并将所述浮动扩散区域的复位电平读出作为第二复位信号，接着将所述第二传输门设成导通状态并将所述第二信号电荷传输至所述浮动扩散区域，然后将所述第二信号电荷读出作为第二输出信号。

3.一种固体摄像器件，其包括：

像素驱动单元，所述像素驱动单元被配置为，在全部所述多个单位像素同时进行摄像操作的曝光周期中，所述像素驱动单元能够将所述第一传输门设成非导通状态，将所述第二传输门设成导通状态，将所述第一信号电荷从所述电荷保持区域传输至所述浮动扩散区域，将所述第二传输门设成非导通状态，将所述第一传输门设成导通状态并将在所述光电转换器中累积的电荷作为第二信号电荷传输至所述电荷保持区域。

4.如权利要求3所述的固体摄像器件，其中，

当将所述第一传输门处于导通状态时的电压值作为第一电压值，将所述第一传输门处于非导通状态时的电压值作为第二电压值，并将所述第一电压值与所述第二电压值之间的第三电压值作为中间电压时，

所述中间电荷传输单元能够将所述第二传输门设成非导通状态，并在所述中间电压下将所述第一传输门驱动一次以上，从而将超过与所述第三电压值对应的所述预定电荷量的电荷作为所述第一信号电荷从所述光电转换器传输至所述电荷保持区域。

5.如权利要求3所述的固体摄像器件，其中，

所述中间电荷传输单元能够首先将所述第二传输门设成非导通状态，并在所述中间电压下将所述第一传输门驱动两次以上，此时，在所述中间电压下的第一驱动操作与所述中间电压下的第二驱动操作之间的周期内，将所述第二传输门设成导通状态并将所述电荷保持区域中的累积电荷排出，所述第一驱动操作是在所述中间电压下的最后驱动操作，而所述第二驱动操作是位于所述中间电压下的所述第一驱动操作之前的驱动操作；

然后，在所述中间电压下的所述第一驱动操作时将所述第一传输门驱动，从而将超过与所述第三电压值对应的所述预定电荷量的电荷作为所述第一信号电荷从所述光电转换器传输至所述电荷保持区域。

6.如权利要求3所述的固体摄像器件，其中，所述中间电荷传输单元是溢出通道，所述溢出通道是在决定所述预定电荷量的电位下在所述光电转换器与所述电荷保持区域之间的边界部处形成的，用于将超过所述预定电荷量的电荷作为所述第一信号电荷从所述光电转换器传输至所述电荷保持区域。

7.如权利要求3所述的固体摄像器件，其中，所述像素驱动单元能够在所述曝光周期结束之后以单个像素或多个像素为单位将所述第一信号电荷读出作为第一输出信号，然后使所述浮动扩散区域复位并将所述浮动扩散区域的复位电平读出作为复位信号，接着将所述第二传输门设成导通状态并将所述第二信号电荷传输至所述浮动扩散区域，随后将所述第二信号电荷读出作为第二输出信号。

8.如权利要求3所述的固体摄像器件，其中，

所述像素驱动单元能够对所有单位像素依次进行如下操作：在所述曝光周期结束之后以单个像素或多个像素为单位将所述第一信号电荷读出作为第一输出信号，然后使所述浮动扩散区域复位并将所述浮动扩散区域的复位电平读出作为第一复位信号；

9.如权利要求1所述的固体摄像器件，其中，在所述第一传输门和所述第二传输门之中的至少一者被设成非导通状态的周期中，与所述电荷保持区域对应的栅极电位被设成实现钉扎状态时的电位。

10.如权利要求9所述的固体摄像器件，其中，设置在所述电荷保持区域的端部侧处且不同于与所述电荷保持区域对应的栅极的栅极的电位被设成实现钉扎状态时的电位。

11.如权利要求9所述的固体摄像器件，其中，在将与所述电荷保持区域对应的栅极电位设成实现钉扎状态时的电位时，以过渡的形式经过不同的电压。

12.一种固体摄像器件的驱动方法，在该方法中驱动多个单位像素，各个所述单位像素具有光电转换器、第一传输门、电荷保持区域、第二传输门和浮动扩散区域，所述光电转换器用于根据入射光量产生电荷并将该电荷累积在所述光电转换器中，所述第一传输门用于传输在所述光电转换器中累积的电荷，所述电荷保持区域用于保持通过所述第一传输门从所述光电转换器传输来的电荷，所述第二传输门用于传输在所述电荷保持区域中保持的电荷，所述浮动扩散区域用于保持通过所述第二传输门从所述电荷保持区域传输来的电荷以便将电荷读出为信号即转换成电压，

所述方法包括如下步骤：在全部所述多个单位像素同时进行摄像操作的曝光周期中，将在所述光电转换器中产生的超过预定电荷量的电荷作为第一信号电荷传输至所述电荷保持区域；将所述第一传输门设成非导通状态，将所述第二传输门设成导通状态，并将所述第一信号电荷从所述电荷保持区域传输至所述浮动扩散区域；然后，将所述第二传输门设成非导通状态，将所述第一传输门设成导通状态，并将在所述光电转换器中累积的电荷作为第二信号电荷传输至所述电荷保持区域。

13.一种具有固体摄像器件的电子装置，所述固体摄像器件是权利要求1～11中任一项所述的固体摄像器件。