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CN107493027A - 一种单相推挽正激式高频链矩阵逆变器拓扑的调制方法 - Google Patents

一种单相推挽正激式高频链矩阵逆变器拓扑的调制方法 Download PDF

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CN107493027A CN201710821717.6A CN201710821717A CN107493027A CN 107493027 A CN107493027 A CN 107493027A CN 201710821717 A CN201710821717 A CN 201710821717A CN 107493027 A CN107493027 A CN 107493027A
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Abstract

本发明公开了一种单相推挽正激式高频链矩阵逆变器拓扑的调制方法，由SPWM信号发生环节、解结耦单极性正弦波调制逻辑处理电路及被控对象推挽正激式高频链矩阵式逆变器组成。SPWM信号发生环节所产生的SPWM信息通过解结耦单极性正弦波调制方法进行处理，将推挽正激式高频链矩阵式逆变器解耦成两个普通的电压型逆变器，得到用于推挽正激式高频链矩阵式逆变器的驱动控制信号，实现能量双向流动。本发明具有系统工作状态明确、调制复杂度低、原理简单易实现等优点，无需借助辅助电路与变压器副边矩阵变换器功率管的换流重叠，即可实现变压器副边矩阵变换器中所有功率管的零电压开关(ZVS)及滤波电感电流的自然换流。

Description

一种单相推挽正激式高频链矩阵逆变器拓扑的调制方法
技术领域
本发明涉及功率变换器调制领域，尤其是一种适用于单相推挽正激式高频链矩阵逆变器的解结耦单极性正弦波调制方法和控制逻辑。
背景技术
传统逆变技术大多是采用工频变压器来实现电气隔离和调节电压比，而工频变压器由于工作频率低，导致设备有体积大，重量重，效率低等缺点。高频链(HFL-HighFrequency Link)逆变技术是将低频交流电转换成高频交流电，在高频状态下进行变换，具有重量轻体积小的特点，较好地解决了上述问题。
典型的正激变换器是单向励磁，需要增加变压器绕组使变压器励磁电流降为零，从而使磁芯可靠复位，磁芯利用率低，但是其电路比较简单，成本低廉，可靠性高；典型的推挽变换器电压应力高，仅适用于低输入电压场合，且存在偏磁问题，但是可以双向励磁。由于正激变换器和推挽变换器都存在不足，提出了推挽正激式高频链矩阵式变换器。前级通过一个电容将正激变换器和推挽变换器结合在一起，集合了二者的优点，同时又克服了二者的缺点。后级使用矩阵式变换器将其优势引入了系统中，使得电路的应用前景更为广泛。
推挽正激式高频链矩阵式变换器可以很好地实现直流侧与交流侧的电气隔离和调节电压比的功能，不仅具有体积小、重量轻、负载适应能力强、变换效率高、极性反转逆变桥功率开关电压应力很小，且为ZVZCS等一般的高频链变换器优点，还有高频变压器磁芯双向对称磁化、占空比调节可大于0.5、抑制了功率开关的电压尖峰等独有的优势。在低压大电流的场合中可以获得较高的效率。
由于高频变压器漏感的存在，使得推挽正激式高频链矩阵式逆变器换流时，在变压器副边矩阵变换器中功率管上产生较大电压过冲，因此变压器副边矩阵变换器的安全换流尤为重要。目前主要有以下几种安全换流策略：①通过加入有源箝位来抑制电压过冲，可以实现软开关，但引入的箝位电路显然增加了成本，增加的可控功率管也使控制更为复杂；②利用串联谐振电路来实现功率管的软换流，通过控制谐振槽的能量使功率管工作在零电流点，但是能量的传输依赖于谐振电感和电容的容量，因而使得逆变器的输出功率受到限制；③单极性和双极性移相控制策略借助周波变换器的换流重叠实现了电感电流的自然换流，并且实现了功率管的ZVS，但存在换流重叠时间不易控制等问题。上述策略虽然能够实现安全换流，但逆变器的调制和控制更为复杂使得整机效率的提升受限，导致了系统可靠性降低以致影响了该类变换器的广泛推广使用。
发明内容
本发明目的在于提供一种有效解决双向开关安全换流问题、控制简单的单相推挽正激式高频链矩阵逆变器拓扑的调制方法。
为实现上述目的，采用了以下技术方案：本发明所述逆变器拓扑包括直流输入电压Udc、可控开关管S1、可控开关管S2、箝位电容Cs、变压器、可控开关管SP1、可控开关管Sn1、可控开关管SP2、可控开关管Sn2、可控开关管SP3、可控开关管Sn3、可控开关管SP4、可控开关管Sn4、电感Lf、电容Cf和负载R；变压器包括原边和副边，原边由线圈N11、线圈N12组成；
直流输入电压Udc的正极分别与可控开关管S1的集电极、线圈N12一端相连，直流输入电压Udc的负极分别与可控开关管S2的发射极、线圈N11一端相连；可控开关管S1的发射极分别与箝位电容Cs一端、线圈N11另一端相连；可控开关管S2的集电极分别与箝位电容Cs另一端、线圈N12另一端相连；
变压器副边的一端分别与可控开关管SP1的集电极、可控开关管SP3的集电极相连，变压器副边的另一端分别与可控开关管Sn1的集电极、可控开关管Sn4的集电极相连；可控开关管SP1的发射极与可控开关管Sn2的发射极相连，可控开关管Sp3的发射极与可控开关管Sn3的发射极相连；可控开关管Sn1的发射极与可控开关管Sp2的发射极相连，可控开关管Sn4的发射极与可控开关管Sp4的发射极相连；可控开关管Sn2的集电极与可控开关管Sp2的集电极相连后与电感Lf的一端相连；可控开关管Sn3的集电极与可控开关管Sp4的集电极相连后与电容Cf的一端、电阻R的一端分别相连；电感Lf的另一端分别与电容Cf的另一端、电阻R的另一端相连。
所述调制方法如下：当输出电压的反馈信号即调制波信号Ue1小于载波信号Uc时得到信号SPWM1，SPWM1反向后得到SPWM2，当输出电压的反馈信号反向值即调制波信号Ue2小于载波信号Uc时，得到信号SPWM3，SPWM3反向后得到SPWM4；将信号SPWM2和信号SPWM4的与信号进行上升沿二分频处理后得到逻辑信号V1，将信号SPWM2和信号SPWM4的或信号进行上升沿二分频处理后得到逻辑信号V2，V1与V2的相反信号进行与逻辑得到可控开关管S1的驱动信号，取反之后得到逻辑信号VN；V2与V1的相反信号进行与逻辑得到可控开关管S2的驱动信号，取反之后得到逻辑信号VP；可控开关管S1、可控开关管S2分别是前级推挽正激式逆变器上管和下管的驱动信号；将SPWM1与VP进行或运算得到变压器副边矩阵变换器中左桥臂第一可控开关管SP1的驱动信号，SPWM2与VN进行或运算得到左桥臂第二可控开关管SN2的驱动信号，SPWM2与VP进行或运算得到左桥臂第三功可控开关管SP2的驱动信号，SPWM1与VN进行或运算得到变压器副边矩阵变换器中左桥臂第四可控开关管SN1的驱动信号；同样的，将SPWM3与VP进行或运算得到变压器副边矩阵变换器中右桥臂第一可控开关管SP3的驱动信号，SPWM4与VN进行或运算得到右桥臂第二可控开关管SN4的驱动信号，SPWM4与VP进行或运算得到右桥臂第三可控开关管SP4的驱动信号，SPWM3与VN进行或运算得到变压器副边矩阵变换器中右桥臂第四可控开关管SN3的驱动信号。
进一步的，前级推挽正激式高频逆变电路的开关管的驱动信号与后级矩阵变换器电路的驱动信号的高频部分的频率一样；在前级推挽正激式高频逆变电路进入死区时，后级矩阵变换器电路的开关管全部开通，进入全“1”的状态。
工作过程大致如下：
变压器原边推挽正激逆变器采用逻辑合成的面积按正弦规律变化、自带有死区的，互补的两路信号，将输入直流电压调制成双极性三态的高频交流电压波。变压器副边矩阵变换器采用解结耦调制方法，将变压器传递的高频交流电压波转换成单极性的SPWM波。本发明所述的解结耦，包含“解耦”和“结耦”两部分工作。其一，解耦工作是针对电路特征和物理连接的分析，分解交流电源为直流脉动电源，分解双向可控开关电路为单向可控开关电路，故可将周波变换器解耦成正负两组普通的电压型逆变器。其二，结耦工作则侧重于逻辑变换和控制实现，其控制思路为：正组逆变器工作时，负组逆变器的全部功率管处于导通状态，同理，负组逆变器工作时，正组逆变器的功率管也具备全部导通条件。根据解结耦单极性正弦波脉驱动原理，变压器副边矩阵变换器中功率管的开通与关断均是在变压器电压为零期间完成的，故可以实现功率管的零电压开关(ZVS)，并且能够实现变压器漏感与滤波电感电流的自然换流。
与现有技术相比，本发明具有如下优点：
1、实现了变压器副边矩阵变换器的ZVS软换流，并且软换流实施方案不受负载限制。
2、在任意时刻变压器副边矩阵变换器同一桥臂仅有一个功率管处于关断状态，并且功率管半个周期处于导通状态，另半个周期处于方波调制状态，因此本发明在降低功率管开关频率的同时还能减小功率管的开关损耗。
3、无需借助辅助电路与变压器副边矩阵变换器的重叠换流即可实现变压器漏感以及滤波电感电流的自然换流。
4、控制简单，实施过程简便，可有效提升整机效率和系统可靠性，有助于变换器的广泛推广，尤其适于新能源和电机控制等领域使用。
附图说明
图1为逆变器的电路图。
图2为本发明调制方法的系统原理框图。
图3为可控开关管驱动信号的举例图。
图4为变压器副边矩阵变换器在本发明调制方法下的电路分解原理图。
图5为本发明逆变器所采用的驱动信号逻辑电路图。
图6为本发明调制方法控制的推挽正激式高频链矩阵式逆变器主要工作原理波形图。
图7为本发明调制方法控制的推挽正激式高频链矩阵式逆变器各阶段等效电路图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明做进一步说明：
如图1所示，所述逆变器拓扑包括直流输入电压Udc、可控开关管S1、可控开关管S2、电容Cs、变压器、可控开关管SP1、可控开关管Sn1、可控开关管SP2、可控开关管Sn2、可控开关管SP3、可控开关管Sn3、可控开关管SP4、可控开关管Sn4、电感Lf、电容Cf和负载R；变压器包括原边和副边，原边由电感N11、电感N12组成；
直流输入电压Udc的正极分别与可控开关管S1的集电极、电感N12一端相连，直流输入电压Udc的负极分别与可控开关管S2的发射极、电感N11一端相连；可控开关管S1的发射极分别与电容Cs一端、电感N11另一端相连；可控开关管S2的集电极分别与电容Cs另一端、电感N12另一端相连；
变压器副边的一端分别与可控开关管SP1的集电极、可控开关管SP3的集电极相连，变压器副边的另一端分别与可控开关管Sn1的集电极、可控开关管Sn4的集电极相连；可控开关管SP1的发射极与可控开关管Sn2的发射极相连，可控开关管Sp3的发射极与可控开关管Sn3的发射极相连；可控开关管Sn1的发射极与可控开关管Sp2的发射极相连，可控开关管Sn4的发射极与可控开关管Sp4的发射极相连；可控开关管Sn2的集电极与可控开关管Sp2的集电极相连后与电感Lf的一端相连；可控开关管Sn3的集电极与可控开关管Sp4的集电极相连后与电容Cf的一端、电阻R的一端分别相连；电感Lf的另一端分别与电容Cf的另一端、电阻R的另一端相连。前级高频逆变器将输入电压udc变换成双极性三态的电压波，变压器副边矩阵/周波变换器将其转换为单极性的SPWM波UCD，经过滤波器后输出电压为正弦波Uo。可见该推挽正激式高频链矩阵式逆变器的变换过程有DC/HFAC/LFAC三种功率特征，其中，HFAC为高频交流，LFAC为低频交流。可知变换器中出现了DC/AC即直流/交流逆变环节，也出现了AC/AC即交流/交流变换环节。矩阵变换器与传统AC/AC变换器相比，没有中间储能环节，采用双向开关，可以实现能量的双向流动，结构紧凑、体积小、效率高，且输出电压幅值和频率可以独立控制。
如图2所示，由SPWM信息发生环节(1)、单极性正弦波调制方法与逻辑处理电路(2)及被控对象推挽正激式高频链矩阵式逆变器(3)组成。其中SPWM信息发生环节产生SPWM信号交由单极性正弦波调制方法逻辑电路进行信号变换和处理，所得驱动信号可实现变压器原边推挽正激式高频逆变器的自带死区控制以及将变压器副边矩阵式变换器控制成两个普通电压型逆变器，从而仅依靠调制方法实现单相高频链逆变器的安全环流。
图3为以波形图象方式对解结耦单极性正弦波调制方法获得功率管驱动信号的展示举例。图中S1、S2为变压器原边推挽正激式高频逆变器可控开关管的驱动信号，面积按正弦规律变化，自带死区，且S1与S2互补，VP、VN分别为S1与S2互补信号，SP1、SP2、SN1、SN2为变压器副边矩阵式变换器可控开关管的驱动信号，UCD为矩阵变换器输出的单极性SPWM波。由驱动信号可以看出，变压器副边矩阵变换器中可控开关管的开通与关断均是在变压器电压为零期间完成的，故可以实现可控开关管的零电压开关(ZVS)。在任意时刻变压器副边矩阵变换器同一桥臂仅有一个可控开关管处于关断状态，并且可控开关管半个周期处于导通状态，另半个周期处于方波调制状态，因此本发明在降低可控开关管开关频率的同时还能减小可控开关管的开关损耗。
图4为变压器副边矩阵变换器在解结耦单极性正弦波调制方法下的电路分解原理图举例。使矩阵变换器分解成两个普通的电压型逆变器。当输出电压为正时，正组逆变器处于PWM调制状态，负组逆变器处于直通状态；当输出电压为负时，正组逆变器处于直通状态，负组逆变器处于PWM调制状态。
图5为变压器原边推挽正激式高频链矩阵式逆变器所采用的驱动信号逻辑电路举例。当输出电压的反馈信号即调制波信号小于载波信号时得到信号SPWM1，SPWM1反向后得到SPWM2，当输出电压的反馈信号反向值即调制波信号小于载波信号时，得到信号SPWM3，SPWM3反向后得到SPWM4；将信号SPWM2和信号SPWM4的与信号进行上升沿二分频处理后得到V1，将信号SPWM2和信号SPWM4的或信号进行上升沿二分频处理后得到V2，V1与V2的相反信号进行与逻辑得到S1的驱动信号，取反之后得到VN；V2与V1的相反信号进行与逻辑得到S2的驱动信号，取反之后得到VP。S1、S2分别是前级推挽正激式逆变器上管和下管的驱动信号。将SPWM1与VP进行或运算得到变压器副边矩阵变换器中左桥臂第一可控开关管SP1的驱动信号，SPWM2与VN进行或运算得到左桥臂第二可控开关管SN2的驱动信号，SPWM2与VP进行或运算得到左桥臂第三可控开关管SP2的驱动信号，SPWM1与VN进行或运算得到变压器副边矩阵变换器中左桥臂第四可控开关管SN1的驱动信号；同样的，将SPWM3与VP进行或运算得到变压器副边矩阵变换器中右桥臂第一可控开关管SP3的驱动信号，SPWM4与VN进行或运算得到右桥臂第二可控开关管SN4的驱动信号，SPWM4与VP进行或运算得到右桥臂第三可控开关管SP4的驱动信号，SPWM3与VN进行或运算得到变压器副边矩阵变换器中右桥臂第四可控开关管SN3的驱动信号。
图6为本发明的解结耦单极性正弦波调制方法控制的推挽正激式高频链矩阵式逆变器主要工作原理波形举例。其中SP1、SP2、SN1、SN2为高频变压器副边可控开关管的驱动信号波形，iN11是变压器原边N11的电流波形，iN12是变压器原边N12的电流波形，UCS为变压器原边箝位电容的电压波形，iLf为电感电流波形。
图7为本发明的解结耦单极性正弦波调制方法控制的推挽正激式高频链矩阵式逆变器各阶段等效电路图举例。图7(a)～(d)分别为解结耦单极性正弦波调制方法的前半个高频周期的工作模态，后半个高频周期与此类似。假定拓扑中的所有元器件均为理想元器件，根据工作原理，规定图中箭头方向为正方向，具体模态分析如下：
工作模态1[t0～t1]：在t0时刻，前级功率开关S1导通，电流流向如图7(a)所示。t0时刻前，变压器一次侧电流在udc+-N12-Cs-N11-udc-构成的回路中形成环流Iloop，滤波电感通过矩阵变换器续流。在此阶段，线圈N12上的电流迅速减小并过零反向增大，N11上的电流增大，高频变压器传递的能量增多。矩阵变换器中正组逆变器工作，负组逆变器中开关管均处于导通状态，滤波电感电流iLf开始线性上升，经SP1、DN2、SP4和DN3流通。
工作模态2[t1～t2]：t1时刻，变换器开始稳定工作。稳态时电流流向如图7(b)所示，两路电流均为同名端输入，经叠加后传递至二次侧。本阶段内，矩阵式变换器工作状态不变，输出侧为正向输出。
工作模态3[t2～t3]：在t2时刻，前级功率开关全部关断，进入死区时间。如图7(c)所示，流经线圈N12的电流逐渐减小过零并反向增大，因此流经线圈N11的电流大于流经线圈N12的电流，根据基尔霍夫定律，功率开关S2的反并联二极管自然导通。同样由于流经线圈N12的电流要大于流经线圈N11的电流，但是流经线圈N11的电流一路从同名端流入，流经线圈N12的电流从异名端流入，变压器还有能量向后级传递，但传递的能量逐步减少，直至t3时刻无能量传递。后级开关管全部开通，进入全“1”状态。滤波电感电流iLf开始线性下降，进入续流状态，经SN1、DP2、SP4、DN3和SP1、DN2、SN4、DP3两条路径流通，由于此阶段内后级矩阵变换器中功率管均处于导通状态，故没有打断漏感电流的流通路径，因此解决了解结耦策略存在的电压过冲问题。
工作模态4[t3～t4]：变压器一次侧电流在udc+-N12-Cs-N11-udc-构成的回路中形成环流Iloop，如图7(d)所示。t3时刻时，由于流经一次侧两个线圈的电流一路从同名端，一路从异名端流入，而且二者相等，因此没有能量传递至二次侧。此阶段内变压器中没有电流流通，iLf经SN1、DP2、SP4、DN3和SP1、DN2、SN4、DP3两条路径流通续流。在t4时刻，功率开关S2导通，矩阵式变换器工作状态变化，进入负半开关周期。
由以上工作过程可以看出，矩阵变换器在实现零电压开关的同时，正负组逆变器的切换工作并没有强制打断电感电流原有的流通路径，故所提方法无需借助换流重叠即可实现自然换流。
以上所述的实施例仅仅是对本发明的优选实施方式进行描述，并非对本发明的范围进行限定，在不脱离本发明设计精神的前提下，本领域普通技术人员对本发明的技术方案做出的各种变形和改进，均应落入本发明权利要求书确定的保护范围内。

Claims (2)

1.一种单相推挽正激式高频链矩阵逆变器拓扑的调制方法，其特征在于：所述逆变器拓扑包括直流输入电压Udc、可控开关管S1、可控开关管S2、箝位电容Cs、变压器、可控开关管SP1、可控开关管Sn1、可控开关管SP2、可控开关管Sn2、可控开关管SP3、可控开关管Sn3、可控开关管SP4、可控开关管Sn4、电感Lf、电容Cf和负载R；变压器包括原边和副边，原边由线圈N11、线圈N12组成；
直流输入电压Udc的正极分别与可控开关管S1的集电极、线圈N12一端相连，直流输入电压Udc的负极分别与可控开关管S2的发射极、线圈N11一端相连；可控开关管S1的发射极分别与箝位电容Cs一端、线圈N11另一端相连；可控开关管S2的集电极分别与箝位电容Cs另一端、线圈N12另一端相连；
变压器副边的一端分别与可控开关管SP1的集电极、可控开关管SP3的集电极相连，变压器副边的另一端分别与可控开关管Sn1的集电极、可控开关管Sn4的集电极相连；可控开关管SP1的发射极与可控开关管Sn2的发射极相连，可控开关管Sp3的发射极与可控开关管Sn3的发射极相连；可控开关管Sn1的发射极与可控开关管Sp2的发射极相连，可控开关管Sn4的发射极与可控开关管Sp4的发射极相连；可控开关管Sn2的集电极与可控开关管Sp2的集电极相连后与电感Lf的一端相连；可控开关管Sn3的集电极与可控开关管Sp4的集电极相连后与电容Cf的一端、电阻R的一端分别相连；电感Lf的另一端分别与电容Cf的另一端、电阻R的另一端相连；
调制方法如下：
当输出电压的反馈信号即调制波信号Ue1小于载波信号Uc时得到信号SPWM1，SPWM1反向后得到SPWM2，当输出电压的反馈信号反向值即调制波信号Ue2小于载波信号Uc时，得到信号SPWM3，SPWM3反向后得到SPWM4；将信号SPWM2和信号SPWM4的与信号进行上升沿二分频处理后得到逻辑信号V1，将信号SPWM2和信号SPWM4的或信号进行上升沿二分频处理后得到逻辑信号V2，V1与V2的相反信号进行与逻辑得到可控开关管S1的驱动信号，取反之后得到逻辑信号VN；V2与V1的相反信号进行与逻辑得到可控开关管S2的驱动信号，取反之后得到逻辑信号VP；可控开关管S1、可控开关管S2分别是前级推挽正激式逆变器上管和下管的驱动信号；将SPWM1与VP进行或运算得到变压器副边矩阵变换器中左桥臂第一可控开关管SP1的驱动信号，SPWM2与VN进行或运算得到左桥臂第二可控开关管SN2的驱动信号，SPWM2与VP进行或运算得到左桥臂第三功可控开关管SP2的驱动信号，SPWM1与VN进行或运算得到变压器副边矩阵变换器中左桥臂第四可控开关管SN1的驱动信号；同样的，将SPWM3与VP进行或运算得到变压器副边矩阵变换器中右桥臂第一可控开关管SP3的驱动信号，SPWM4与VN进行或运算得到右桥臂第二可控开关管SN4的驱动信号，SPWM4与VP进行或运算得到右桥臂第三可控开关管SP4的驱动信号，SPWM3与VN进行或运算得到变压器副边矩阵变换器中右桥臂第四可控开关管SN3的驱动信号。
2.根据权利要求1所述的单相推挽正激式高频链矩阵逆变器拓扑的调制方法，其特征在于：前级推挽正激式高频逆变电路的开关管的驱动信号与后级矩阵变换器电路的驱动信号的高频部分的频率一样；在前级推挽正激式高频逆变电路进入死区时，后级矩阵变换器电路的开关管全部开通，进入全“1”的状态。
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