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CN104578887A - 单相高频链矩阵式逆变器的解结耦单极性移相调制方法 - Google Patents

单相高频链矩阵式逆变器的解结耦单极性移相调制方法 Download PDF

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CN104578887A
CN104578887A CN201510050293.9A CN201510050293A CN104578887A CN 104578887 A CN104578887 A CN 104578887A CN 201510050293 A CN201510050293 A CN 201510050293A CN 104578887 A CN104578887 A CN 104578887A
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power tube
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闫朝阳
徐术超
韩星月
郑倩男
张青山
吴晓雨
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Abstract

本发明公开了一种单相高频链矩阵式逆变器解结耦单极性移相调制方法，由单极性SPWM信号发生环节、解结耦单极性移相调制逻辑处理电路及被控对象单相高频链矩阵式逆变器组成，单极性SPWM信号发生环节所产生的SPWM信息通过解结耦单极性移相调制方法及逻辑进行处理，将单相高频链矩阵式逆变器解耦成两个普通的电压型逆变器，得到用于单相高频链矩阵式逆变器的驱动控制信号，实现能量双向流动和四象限运行。该方法原理简单易实现，能够无需借助辅助电路与变压器副边矩阵变换器功率管的换流重叠即可实现变压器副边矩阵变换器中所有功率管的零电压开关及滤波电感电流的自然换流。在新能源发电和电机调速等领域有广阔应用前景。

Description

单相高频链矩阵式逆变器的解结耦单极性移相调制方法
技术领域
本发明涉及单相高频链矩阵式逆变器解结耦单极性移相调制方法，属于电力电子功率变换器调制及控制领域。
背景技术
逆变器是一种把直流电能装换成交流电能的拓扑装置。高频链逆变器采用高频变压器替代工频变压器克服了传统变压器体积大、噪声大、成本高等缺点。
高频链矩阵式逆变器的变换过程有DC/HFAC/LFAC三种功率特征，其中，HFAC：高频交流，LFAC：低频交流。可知此类逆变器中出现了DC/AC即直流/交流逆变环节，该环节位于变压器原边，又可知也出现了AC/AC即交流/交流变换环节，该环节也常称为周波变换器或矩阵变换器环节位于变压器副边。矩阵变换器与传统变换器相比，没有中间储能环节，采用双向开关，可以实现能量的双向流动，结构紧凑、体积小、效率高，且输出电压幅值和频率可以独立控制。
由于高频变压器漏感的存在，使得高频链矩阵式逆变器换流时，在变压器副边矩阵变换器中功率管上产生较大电压过冲，因此变压器副边矩阵/周波变换器的安全换流一直是制约高频链逆变器实现大功率化的技术难点。目前主要有以下几种安全换流策略：①通过加入有源箝位来抑制电压过冲，可以实现软开关，但引入的箝位电路显然增加了成本，增加的可控功率管也使控制更为复杂；②利用串联谐振电路来实现功率管的软换流，通过控制谐振槽的能量使功率管工作在零电流点，但是能量的传输依赖于谐振电感和电容的容量，因而使得逆变器的输出功率受到限制；③单极性和双极性移相控制策略借助周波变换器的换流重叠实现了电感电流的自然换流，并且实现了功率管的ZVS，但存在换流重叠时间不易控制等问题。上述策略虽然能够实现安全换流，但逆变器的调制和控制更为复杂使得整机效率的提升受限，导致了系统可靠性降低以致影响了该类变换器的广泛推广使用。
发明内容
本发明的目的在于解决现有的单相高频链矩阵式逆变器的调制及控制方法实现复杂，不能简单有效解决双向开关安全换流等问题，提出能够简单而可靠地实现单相高频链逆变器ZVS软换流的解结耦单极性移相调制方法。
为解决上述技术问题，本发明采用的技术方案为：
单相高频链矩阵式逆变器解结耦单极性移相调制方法由单极性SPWM信号发生环节、解结耦单极性移相调制逻辑处理电路及被控对象单相高频链矩阵式逆变器组成，单极性SPWM信号发生环节所产生的SPWM信息通过解结耦单极性移相调制方法及逻辑进行处理，将单相高频链矩阵式逆变器解耦成两个普通的电压型逆变器，得到用于单相高频链矩阵式逆变器的驱动控制信号，实现能量双向流动和四象限运行。
解结耦单极性移相调制方法及逻辑分为解结耦调制方法及逻辑与单极性移相调制方法及逻辑两部分内容。变压器原边高频逆变器采用单极性移相调制方法，将输入直流电压调制成双极性三态的高频交流电压波。变压器副边矩阵变换器采用解结耦调制方法，将变压器传递的高频交流电压波转换成单极性的SPWM波。
对于本发明所述的单极性移相是指变压器原边高频逆变器中右桥臂功率管驱动信号相对于左桥臂功率管驱动信号存在一定的移相角。对于本发明所述的解结耦，包含“解耦”和“结耦”两部分工作。其一，解耦工作是针对电路特征和物理连接的分析，分解交流电源为直流脉动电源，分解双向可控开关电路为单向可控开关电路，故可将周波变换器解耦成正负两组普通的电压型逆变器。其二，结耦工作则侧重于逻辑变换和控制实现，其核心控制思路为：正组逆变器工作时负组逆变器的全部功率管处于导通状态，同理，负组逆变器工作时正组逆变器的功率管也具备全部导通条件。
传统的单极性SPWM控制信号经过本发明所提逻辑电路处理后得到单极性移相驱动信号，同样也可以得到与期望输出正弦波频率相同的低频方波信号和二分之一开关频率的高频方波信号，将二者再进行逻辑处理后得到变压器副边矩阵变换器的解结耦驱动信号。根据解结耦单极性移相驱动原理，变压器副边矩阵变换器中功率管的开通与关断均是在变压器电压为零期间完成的，故可以实现功率管的零电压开关，并且能够实现变压器漏感与滤波电感电流的自然换流。
单相高频链矩阵式逆变器的解结耦单极性移相调制方法，包括以下步骤：
(1)当输出电压的反馈信号即调制波信号Ue1小于载波信号Uc时得到信号V1，当输出电压的反馈信号反值即调制波信号Ue2小于载波信号Uc时得到信号V2，将V1信号和V2信号的与信号进行上升沿二分频处理后得到变压器前级高频逆变器左桥臂下功率管S2的驱动信号S2；
(2)对信号S2取反得到变压器前级高频逆变器左桥臂上功率管S1的驱动信号S1；
(3)将V1信号和V2信号的或信号进行上升沿二分频处理后得到变压器前级高频逆变器右桥臂下功率管S4的驱动信号S4，对信号S4取反得到变压器原边前级高频逆变器右桥臂上功率管S3的驱动信号S3；
(4)对载波信号Uc进行下降沿分频得到信号VN，对信号VN取反得到信号VP；
(5)对信号U1与信号VN取或得到变压器副边矩阵变换器中漏极与变压器副边同名端相接的左桥臂第一功率管SP1的驱动信号SP1以及漏极与输出滤波电容Cf及负载相连的右桥臂第三功率管SP4的驱动信号SP4；
(6)对信号U2与信号VN取或得到变压器副边矩阵变换器中漏极与滤波电感Lf相连的左桥臂第三功率管SP2的驱动信号SP2以及漏极与变压器副边同名端相接的右桥臂第一功率管SP3的驱动信号SP3；
(7)对信号U1与信号VP取或得到变压器副边矩阵变换器中漏极与变压器副边异名端相接的左桥臂第四功率管SN1的驱动信号SN1以及漏极与输出滤波电容Cf及负载相连的右桥臂第二功率管SN4的驱动信号SN4；
(8)对信号U2与信号VP取或得到变压器副边矩阵变换器中漏极与滤波电感Lf相连的左桥臂第二功率管SN2的驱动信号SN2以及漏极与变压器副边异名端相接的右桥臂第四功率管SN3的驱动信号SN3。
本发明的有益效果在于：
一、本发明实现了变压器副边矩阵变换器的ZVS软换流，并且软换流实施方案不受负载限制。
二、在任意时刻变压器副边矩阵变换器同一桥臂仅有一个功率管处于关断状态，并且功率管半个周期处于导通状态，另半个周期处于方波调制状态，因此本发明在降低功率管开关频率的同时还能减小功率管的开关损耗。
三、无需借助辅助电路与变压器副边矩阵变换器的重叠换流即可实现变压器漏感以及滤波电感电流的自然换流。
四、本发明控制简单，，实施方法灵活过程简便，可有效提升整机效率和系统可靠性，有助于变换器的广泛推广，尤其适于新能源和电机控制等领域使用。
附图说明
下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
图1为本发明所提及的单相高频链矩阵式逆变器。
图2为本发明解结耦单极性移相调制方法的系统原理框图。
图3为以波形图象方式对解结耦单极性移相调制方法获得功率管驱动信号的展示。
图4为变压器副边矩阵变换器在解结耦单极性移相调制方法下的电路分解原理图。
图5为变压器原边高频逆变器所采用的驱动信号逻辑电路。
图6为变压器副边矩阵变换器所采用的驱动信号逻辑电路。
图7为本发明解结耦单极性移相调制方法控制的单相高频链矩阵式逆变器主要工作原理波形。
图8(a～h)为本发明解结耦单极性移相调制方法控制的单相高频链矩阵式逆变器各阶段等效电路图。
具体实施方式
图1为本发明所提及的单相高频链矩阵式逆变器举例。前级高频逆变器将输入电压Ui变换成双极性三态的电压波UAB，变压器副边矩阵/周波变换器将其转换为单极性的SPWM波UCD，经过滤波器后输出电压为正弦波Uo。可见该单相高频链矩阵式逆变器的变换过程有DC/HFAC/LFAC三种功率特征，其中，HFAC为高频交流，LFAC为低频交流。可知变换器中出现了DC/AC即直流/交流逆变环节，也出现了AC/AC即交流/交流变换环节。矩阵变换器与传统AC/AC变换器相比，没有中间储能环节，采用双向开关，可以实现能量的双向流动，结构紧凑、体积小、效率高，且输出电压幅值和频率可以独立控制。本发明即公开能够简单而可靠地实现单相高频链矩阵式逆变器安全换流的解结耦单极性移相调制方法及逻辑。
图2为本发明解结耦单极性移相调制方法的系统原理框图。由单极性SPWM信息发生环节1、解结耦单极性移相调制方法逻辑处理电路2及被控对象单相高频链矩阵式逆变器3组成。其中单极性SPWM信息发生环节产生SPWM信号、与期望输出正弦波频率相同的低频方波信号以及二分之一开关频率的高频方波信号，并交由解结耦单极性移相调制方法逻辑电路进行信号变换和处理，所得驱动信号可实现变压器原边高频逆变器的单极性移相控制以及将变压器副边矩阵式变换器控制成两个普通电压型逆变器，从而仅依靠调制方法实现单相高频链逆变器的安全环流。
图3为以波形图象方式对解结耦单极性移相调制方法获得功率管驱动信号的展示举例。图中V1、V2是由单极性SPWM信号发生环节产生的SPWM信号，S1、S2、S3及S4为变压器原边高频逆变器功率管的驱动信号，且S1与S2互补，S3与S4互补，U1、U2为与期望输出正弦波频率相同的互补低频方波信号，VP、VN为二分之一载波频率的互补高频方波信号，SP1～SP4、SN1～SN4为变压器副边矩阵式变换器功率管的驱动信号，UAB为变压器传递的高频交流信号，UCD为矩阵变换器输出的单极性SPWM波。由驱动信号可以看出，变压器原边高频逆变器的右桥臂驱动信号S4(S3)相对于左桥臂驱动信号S1(S2)存在移相角θ，并且周波变换器输出电压为单极性SPWM波，故称之为单极性移相调制。变压器副边矩阵变换器中功率管的开通与关断均是在变压器电压为零期间完成的，故可以实现功率管的零电压开关(ZVS)。在任意时刻变压器副边矩阵变换器同一桥臂仅有一个功率管处于关断状态，并且功率管半个周期处于导通状态，另半个周期处于方波调制状态，因此本发明在降低功率管开关频率的同时还能减小功率管的开关损耗。
图4为变压器副边矩阵变换器在解结耦单极性移相调制方法下的电路分解原理图举例。这样就使矩阵变换器分解成两个普通的电压型逆变器。当输出电压为正时，正组逆变器处于PWM调制状态，负组逆变器处于直通状态；当输出电压为负时，正组逆变器处于直通状态，负组逆变器处于PWM调制状态。
图5为变压器原边高频逆变器所采用的驱动信号逻辑电路举例。将SPWM信号V1、V2求与后得到的信号进行上升沿二分频处理后得到功率管S2的驱动信号，将功率管S2的驱动信号求反后得到功率管S1的驱动信号。将SPWM信号V1、V2求或后得到的信号进行上升沿二分频处理后得到功率管S4的驱动信号，将功率管S4的驱动信号求反后得到功率管S3的驱动信号。
图6为变压器副边矩阵变换器所采用的驱动信号逻辑电路举例。U1与VN进行逻辑或得到SP1和SP4的驱动信号，U1与VP进行逻辑或得到SN1和SN4的驱动信号，U2与VN进行逻辑或得到SP2和SP3的驱动信号，U2与VP进行逻辑或得到SN2和SN3的驱动信号。可见驱动信号逻辑简单实现方便。
图7为本发明解结耦单极性移相调制方法控制的单相高频链矩阵式逆变器主要工作原理波形举例。其中uAB为高频变压器原边电压波形，uCD为周波变换器输出电压波形，ip为流经变压器原边电流波形，iSP1和iSN1分别为流经功率管SP1和SN1的电流波形，iLf为电感电流波形。
图8为本发明解结耦单极性移相调制方法控制的单相高频链矩阵式逆变器各阶段等效电路图举例。图(a)～(f)分别为下述工作模态1～8。假定拓扑中的所有元器件均为理想元器件，根据工作原理，在一个高频周期内存在8个工作状态，规定图中箭头方向为正方向，具体模态分析如下：
1)工作模态1[t0-t1]，t0时刻前S1已经处于导通状态，t0时刻触发S4，ip经S1、S4流通开始向后级传递能量。周波变换器中正组逆变器工作，负组逆变器的功率管均处于导通状态，滤波电感电流iLf开始线性上升，经SP1、DN2、SP4和DN3流通。ip为励磁电流和副边反射电流Nis之和。
2)工作模态2[t1-t2]，t1时刻关断S1，ip经D2、S4回路流通，由于此阶段内变压器原副边电压均为零，所以此阶段内周波变换器由正组逆变器切换到负组逆变器工作可实现功率管的零电压开通与关断。由于SP2、SP3的开通与SN2、SN3的关断没有打断iLf原有的流通路径，故iLf可实现自然换流，经SP4、DN3、SN1和DP2与SN4、DP3、SP1和DN2两条路径续流。ip维持t1时刻不变。
3)工作模态3[t2-t3]，t2时刻关断S4，由于前级逆变器右桥臂死区的影响，只有S2处于导通状态，故ip经过D2和D3开始向电压源Ui反馈能量。此阶段iLf的续流路径与模态2相同，变压器副边电压为零，直流电源Ui全部加在变压器漏感上，ip开始快速下降，t3时刻电流降为0。
4)工作模态4[t3-t4]，由于t3时刻馈能结束，故此阶段内变压器原副边均没有电流，iLf的续流路径与模态3相同。
5)工作模态5[t4-t5]，t4时刻触发S3导通，ip经功率管S3、变压器原边绕组和功率管S2流通。周波变换器中负组逆变器工作，正组逆变器的功率管均处于导通状态，iLf开始线性上升，经SN1、DP2、SN4和DP3流通。
6)工作模态6[t5-t6]，t5时刻关断S2，ip经S3、D1开始进入续流状态，此阶段内变压器原副边电压均为零。周波变换器由负组逆变器切换为正组逆变器工作，功率管SP2和SP3的触发开通与SN2和SN3的关断均为ZVS。iLf同样可以实现自然换流，经SP4、DN3、SN1和DP2与SN4、DP3、SP1和DN2两条路径续流。
7)工作模态7[t6-t7]，此模态为馈能阶段，t6时刻关断S3，前级逆变器只有S1处于导通状态，故电流ip经过二极管D4和D1开始向电压源Ui反馈能量。此阶段电感电流iLf的续流路径与模态6相同，t7时刻电流ip降为0，馈能结束。
8)工作模态8[t7-t8]，此阶段内前级逆变器与变压器均没有电流流过，功率管S1处于导通状态，电感电流iLf的续流路径与模态7相同。随着t8时刻功率管S4导通，电路进入下一个高频周期。
由以上工作过程可以看出，周波变换器在实现零电压开关的同时，正负组逆变器的切换工作并没有强制打断电感电流原有的流通路径，故所提方法无需借助换流重叠即可实现自然换流。
以上公开的仅为本专利的具体实施例，但本专利并非局限于此，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，做出的变形应视为属于本发明保护范围。

Claims (1)

1.单相高频链矩阵式逆变器的解结耦单极性移相调制方法，其特征在于包括以下步骤：
(1)当输出电压的反馈信号即调制波信号Ue1小于载波信号Uc时得到信号V1，当输出电压的反馈信号反值即调制波信号Ue2小于载波信号Uc时得到信号V2，将V1信号和V2信号的与信号进行上升沿二分频处理后得到变压器前级高频逆变器左桥臂下功率管S2的驱动信号S2；
(2)对信号S2取反得到变压器前级高频逆变器左桥臂上功率管S1的驱动信号S1；
(3)将V1信号和V2信号的或信号进行上升沿二分频处理后得到变压器前级高频逆变器右桥臂下功率管S4的驱动信号S4，对信号S4取反得到变压器原边前级高频逆变器右桥臂上功率管S3的驱动信号S3；
(4)对载波信号Uc进行下降沿分频得到信号VN，对信号VN取反得到信号VP；
(5)对信号U1与信号VN取或得到变压器副边矩阵变换器中漏极与变压器副边同名端相接的左桥臂第一功率管SP1的驱动信号SP1以及漏极与输出滤波电容Cf及负载相连的右桥臂第三功率管SP4的驱动信号SP4；
(6)对信号U2与信号VN取或得到变压器副边矩阵变换器中漏极与滤波电感Lf相连的左桥臂第三功率管SP2的驱动信号SP2以及漏极与变压器副边同名端相接的右桥臂第一功率管SP3的驱动信号SP3；
(7)对信号U1与信号VP取或得到变压器副边矩阵变换器中漏极与变压器副边异名端相接的左桥臂第四功率管SN1的驱动信号SN1以及漏极与输出滤波电容Cf及负载相连的右桥臂第二功率管SN4的驱动信号SN4；
(8)对信号U2与信号VP取或得到变压器副边矩阵变换器中漏极与滤波电感Lf相连的左桥臂第二功率管SN2的驱动信号SN2以及漏极与变压器副边异名端相接的右桥臂第四功率管SN3的驱动信号SN3。
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