[go: up one dir, main page]
More Web Proxy on the site http://driver.im/

CN106533232A - 一种中点箝位llc谐振变换控制方法 - Google Patents

一种中点箝位llc谐振变换控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN106533232A
CN106533232A CN201611100864.6A CN201611100864A CN106533232A CN 106533232 A CN106533232 A CN 106533232A CN 201611100864 A CN201611100864 A CN 201611100864A CN 106533232 A CN106533232 A CN 106533232A
Authority
CN
China
Prior art keywords
switching tube
switch pipe
voltage
current
electric capacity
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN201611100864.6A
Other languages
English (en)
Inventor
方飞
刘小刚
张磊
梁欢迎
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
TBEA Xinjiang Sunoasis Co Ltd
TBEA Xian Electric Technology Co Ltd
Original Assignee
TBEA Xinjiang Sunoasis Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by TBEA Xinjiang Sunoasis Co Ltd filed Critical TBEA Xinjiang Sunoasis Co Ltd
Priority to CN201611100864.6A priority Critical patent/CN106533232A/zh
Publication of CN106533232A publication Critical patent/CN106533232A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/4815—Resonant converters
    • H02M7/4818—Resonant converters with means for adaptation of resonance frequency, e.g. by modification of capacitance or inductance of resonance circuits
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

一种中点箝位LLC谐振变换控制方法，从t1到T之间为一个开关周期，第一开关管和第四开关管驱动相同，占空比接近50％；第二开关管和第三开关管驱动相同，占空比接近50％，且与第一开关管和第四开关管的驱动带死区互补；t1时刻第一开关管和第四开关管同时零电压导通，第二开关管和第三开关管关断；在t2时刻，第一开关管和第四开关管同时关断，经过死区时间tdead到t3时刻第二开关管和第三开关管零电压开通；t4时刻第二开关管和第三开关管关断；经过死区时间tdead到T时刻本周期结束，第一开关管和第四开关管同时零电压导通，进入下一个周期；本发明在一定程度上简化了传统的三电平LLC电路结构，减少了功率器件；驱动时序比较简单，电路可靠性更高。

Description

一种中点箝位LLC谐振变换控制方法
技术领域
本发明涉及一种谐振变换器，具体涉及一种中点箝位LLC谐振变换控制方法。
背景技术
LLC谐振变换器原边开关管易实现全负载范围ZVC，次级整流二极管易实现ZCS，因而开关损耗小、效率高、EMI噪声小、开关应力小，同时变换器可以工作在较高开关频率，可以有效减小磁性器件体积。对于通信电源、HVDC及汽车充电模块等产品，效率及功率密度要求较高，因而LLC谐振变换器得到了广泛的应用。为解决HVDC及汽车充电模块等三相电网等高输入电压应用时初级开关管高电压应力问题，需要用到高压SIC器件或者使用三电平拓扑。SIC器件具有优异的性能，但目前器件成本昂贵，而传统三电平LLC谐振变换器需要增加箝位二极管来实现将开关管电压应力限制到输入电压一半，从而可以选用常规的低电压规格的开关管。但箝位二极管增加了成本和体积，同时开关管驱动发波复杂，内管的外管需要同开不同关，因而电路可靠性较低。
发明内容
为了解决上述现有技术存在的问题，本发明提供一种中点箝位LLC谐振变换控制方法，通过优化变换器主电路拓扑，配合对各开关管合理发波控制，实现对开关管两端电压的箝位，达到降低开关管电压应力的目的；与传统三电平LLC电路拓扑相比，该电路拓扑结构比传统的三电平LLC电路少了独立的箝位二极管，该电路在一定程度上简化了电路结构，减少了功率器件；驱动时序比较简单，只需要控制IC输出带死区互补的两路PFM波，对控制IC的要求降低，可以选用普通的PFM模拟控制IC；相邻的两对开关管驱动接近占空比50％且互补，因而可以选用高压自举驱动IC，简化了驱动电路，并且丰富了驱动电路方案；本发明中点箝位LLC变换器的以上优点能更突出其在高压输入工况下的优势，克服高压SIC器件昂贵及三电平LLC变换器电路复杂及可靠性低的缺点。
为了达到上述目的，本发明采用如下技术方案：
一种中点箝位LLC谐振变换控制方法，实现所述控制方法的装置包括依次连接的输入分压电容1、开关桥臂2、谐振腔3、变压器4和整流滤波电路5；所述输入分压电容1由串联连接的第一电容C1和第二电容C2组成，第一电容C1和第二电容C2的另外一端分别与电源的正极和负极连接；所述开关桥臂2由带有体二极管或外部并联二极管的第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3和第四开关管Q4的漏源极依次串联连接，位于开关桥臂两端的第一开关管Q1的漏极和第四开关管Q4的源极分别与电源的正极和负极相连接，所述第二开关管Q2和第三开关管Q3的中间连接点与输入分压电容1中第一电容C1和第二电容C2的中间连接点相连接；所述谐振腔3是由谐振电感Lr、谐振电容Cr和变压器励磁电感Lm依次串联组成谐振电路，所述电感Lr的另一端与开关桥臂2中的第一开关管Q1和第二开关管Q2的中间连接点相连接，所述变压器励磁电感Lm的另一端与开关桥臂2中的第三开关管Q3和第四开关管Q4的中间连接点相连接；变压器4的副边与整流滤波电路5的输入端相连接；所述整流滤波电路5是采用全桥整流或者全波整流以及输出端并联滤波电容的方式进行整流滤波；所述控制方法各开关管的驱动过程为：从t1到T之间为一个开关周期，包括t1～t2时间、t2～t3时间、t3～t4时间和t4～T时间，第一开关管Q1和第四开关管Q4驱动相同，占空比接近50％；第二开关管Q2和第三开关管Q3驱动相同，占空比接近50％，且与第一开关管Q1和第四开关管Q4的驱动带死区互补；t1时刻第一开关管Q1和第四开关管Q4同时零电压导通，第二开关管Q2和第三开关管Q3关断；在t2时刻，第一开关管Q1和第四开关管Q4同时关断，经过死区时间tdead到t3时刻第二开关管Q2和第三开关管Q3零电压开通；t4时刻第二开关管Q2和第三开关管Q3关断；经过死区时间tdead到T时刻本周期结束，第一开关管Q1和第四开关管Q4同时零电压导通，进入下一个周期。
与传统三电平LLC电路拓扑相比，该电路拓扑结构比传统的三电平LLC电路少了独立的箝位二极管，该电路在一定程度上简化了电路结构，减少了功率器件；驱动时序比较简单，只需要控制IC输出带死区互补的两路PFM波，对控制IC的要求降低，可以选用普通的PFM模拟控制IC；相邻的两对开关管驱动接近占空比50％且互补，因而可以选用高压自举驱动IC，简化了驱动电路，并且丰富了驱动电路方案。该新型中点箝位LLC变换器的以上优点能更突出其在高压输入工况下的优势，克服高压SIC器件昂贵及三电平LLC变换器电路复杂及可靠性低的缺点。
附图说明
图1为本发明中点箝位LLC变换器拓扑电路。
图2为本发明中点箝位LLC变换器拓扑电路中各开关管驱动波形。
图3为t1～t2时间电流流向图。
图4为t2～t3时间电流流向图。
图5为t3～t4时间电流流向图。
图6为t4～T时间电流流向图。
图7为关键节点波形图。
具体实施方式
以下结合附图及具体实施例对本发明作进一步的详细描述。
图1为中点箝位LLC变换器拓扑电路，包括依次连接的输入分压电容1、开关桥臂2、谐振腔3、变压器4和整流滤波电路5；所述输入分压电容1由串联连接的第一电容C1和第二电容C2组成，第一电容C1和第二电容C2的另外一端分别与电源的正极和负极连接；所述开关桥臂2由带有体二极管或外部并联二极管的第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3和第四开关管Q4的漏源极依次串联连接，位于开关桥臂两端的第一开关管Q1的漏极和第四开关管Q4的源极分别与电源的正极和负极相连接，所述第二开关管Q2和第三开关管Q3的中间连接点与输入分压电容1中第一电容C1和第二电容C2的中间连接点相连接；所述谐振腔3是由谐振电感Lr、谐振电容Cr和励磁电感Lm依次串联组成谐振电路，所述电感Lr的另一端与开关桥臂2中的第一开关管Q1和第二开关管Q2的中间连接点相连接，所述变压器励磁电感Lm的另一端与开关桥臂2中的第三开关管Q3和第四开关管Q4的中间连接点相连接；变压器4的副边与整流滤波电路5的输入端相连接；所述整流滤波电路5是采用全桥整流或者全波整流以及输出端并联滤波电容的方式进行整流滤波。
图2为新型中点箝位LLC变换器拓扑电路中各开关管驱动波形，如图所示，从t1到T之间为一个开关周期，第一开关管Q1和第四开关管Q4驱动相同，占空比接近50％；第二开关管Q2和第三开关管Q3驱动相同，占空比接近50％，且与第一开关管Q1和第四开关管Q4的驱动带死区互补。t1时刻第一开关管Q1和第四开关管Q4同时零电压导通，第二开关管Q2和第三开关管Q3关断；在t2时刻，第一开关管Q1和第四开关管Q4同时关断，经过死区时间tdead到t3时刻第二开关管Q2和第三开关管Q3零电压开通；t4时刻第二开关管Q2和第三开关管Q3关断；经过死区时间tdead到T时刻本周期结束，第一开关管Q1和第四开关管Q4同时零电压导通，进入下一个周期。
电路拓扑在一个开关周期内的工作过程及电流流向：
以fs＝fr为例(fr为谐振电感Lr、谐振电容Cr的串联谐振频率，)该LLC电路工作过程主要包括以下几个关键阶段：
图3为t1～t2时间电流流向图。在t1时刻，第一开关管Q1和第四开关管Q4同时开始导通，第二开关管Q2和第四开关管Q3保持关断，此后电路中的电流依次从分压电容1中的第二电容C2负极流过第四开关管Q4、谐振腔3、第一开关管Q1，回到第一电容C1正极；谐振电感Lr和谐振电容Cr进行谐振，将部分能量回馈到输入母线，谐振到零后继续正向谐振，电流流向依次为第一开关管Q1、谐振腔3、第四开关管Q4；t1～t2时间过程中，谐振电流大于励磁电流，通过变压器4向副边传递能量；整流滤波电路5中第五二极管D5和第八二极管D8导通，因此，变压器初级电压被箝位N*Vo(N为变压器原副边匝比，Vo为变换器直流输出电压)，励磁电流线性上升；由于第二开关管Q2和第三开关管Q3的连接点与输入母线中点连接，该连接点电位被箝位在输入中点电位，因此该过程中第二开关管Q2和第三开关管Q3两端所承受的电压分别被箝位在输入分压电容1中第一电容C1和第二电容C2两端的电压，即Vin/2。
图4为t2～t3时间电流流向图。在t2时刻，第一开关管Q1和第四开关管Q4同时关断，谐振电流对第一开关管Q1和第四开关管Q4的结电容充电、对第二开关管Q2和第三开关管Q3的结电容放电，充放电完成后，第二开关管Q2反向并联的第二二极管D2及与第三开关管Q3反向并联的第三二极管D3自然导通续流；该过程中谐振电流小于励磁电流(均为负)，通过变压器4向副边传递能量；整流滤波电路5中第六二极管D6和第七二极管D7导通，因此，变压器初级电压被箝位-N*Vo(N为变压器原副边匝比，Vo为变换器直流输出电压)，励磁电流线性下降；同时由于第二开关管Q2和第三开关管Q3的连接点与输入母线中点连接，该连接点电位被箝位在输入中点电位，因此，此后第一开关管Q1和第四开关管Q4两端所承受的电压分别被箝位在输入分压电容1中第一电容C1和第二电容C2两端的电压，即Vin/2。
图5为t3～t4时间电流流向图。t3时刻，第二开关管Q2及第三开关管Q3驱动使能，由于此前分别与其反向联的第二二极管D2和第三二极管D3已导通续流，第二开关管Q2及第三开关管Q3电压应力保持为零，因此t3时刻第二开关管Q2及第三开关管Q3零电压开通；此后电路中的电流依次流过第二开关管Q2、谐振腔3、第三开关管Q3，谐振电感Lr、谐振电容Cr进行续流，谐振到零后继续反向谐振，电流流向依次为谐振腔3、第二开关管Q2、第三开关管Q3；t3～t4过程中谐振电流小于励磁电流(均为负)，通过变压器4向副边传递能量；整流滤波电路5中第六二极管D6和第七二极管D7导通，因此，变压器初级电压被箝位-N*Vo(N为变压器原副边匝比，Vo为变换器直流输出电压)，励磁电流线性下降；由于第二开关管Q2和第三开关管Q3的连接点与输入母线中点连接，该连接点电位被箝位在输入中点电位，因此该过程中第二开关管Q2和第三开关管Q3两端所承受的电压分别被箝位在输入分压电容1中第一电容C1和第二电容C2两端的电压，即Vin/2。
图6为t4～T时间电流流向图。在t4时刻，第二开关管Q2和第三开关管Q3同时关断，谐振电流对第二开关管Q2和第三开关管Q3结电容充电，对第一开关管Q1和第四开关管Q4结电容放电，充放电完成后，第一开关管Q1反向并联的第一二极管D1及与第四开关管Q4反向并联的第四二极管D4自然导通续流；该过程中谐振电流大于励磁电流(均为负)，通过变压器4向副边传递能量；整流滤波电路5中第五二极管D5和第八二极管D8导通，因此，变压器初级电压被箝位N*Vo(N为变压器原副边匝比，Vo为变换器直流输出电压)，励磁电流线性下降；同时由于第二开关管Q2和第三开关管Q3的连接点与输入母线中点连接，该连接点电位被箝位在输入中点电位，因此，此后第二开关管Q2和第三开关管Q3两端所承受的电压分别被箝位在输入分压电容1中第一电容C1和第二电容C2两端的电压，即Vin/2。
以上工作过程中，第一开关管Q1和第四开关管Q4同时关断后，第二开关管Q2反向并联二极管D2及第三开关管Q3反向并联二极管D3续流导通，为后续第二开关管Q2和第三开关管Q3的零电压开通做好准备，由于第二开关管和第三开关管Q3的连接点与输入母线中点连接，该连接点电位被箝位在输入中点电位，因此第一开关管Q1和第四开关管Q4开始关断到第二开关管Q2和第三开关管Q3一直导通的过程中，第一开关管Q1和第四开关管Q4两端所承受的电压分别被箝位在输入分压电容1中第一电容C1和第二电容C2两端的电压，即Vin/2。
第二开关管Q2和第三开关管Q3同时关断后，第一开关管Q1反向并联二极管D1及第四开关管Q4反向并联二极管D4续流导通，为后续第一开关管Q1及第四开关管Q4的零电压开通做好准备，由于第二开关管和第三开关管Q3的连接点与输入母线中点连接，该连接点电位被箝位在输入中点电位，因此第二开关管Q2和第三开关管Q3开始关断到第一开关管Q1和第四开关管Q4一直导通的过程中，第二开关管Q2和第三开关管Q3两端所承受的电压分别被箝位在输入分压电容1中第一电容C1和第二电容C2两端的电压，即Vin/2。
图7为关键节点波形图，从上到下依次为第一开关管Q1驱动、第二开关管Q2驱动、第三开关管Q3驱动、第四开关管Q4驱动、第一开关管Q1漏源极电压应力、第二开关管Q2漏源极电压应力、第三开关管Q3漏源极电压应力、第四开关管Q4漏源极电压应力、变压器初级电压、第一开关管Q1电流(定义漏极到源极电流为正，反之为负)、第二开关管Q2电流(定义漏极到源极电流为正，反之为负)、第三开关管Q3电流(定义漏极到源极电流为正，反之为负)、第四开关管Q4电流(定义漏极到源极电流为正，反之为负)、谐振腔电流(定义图1中电路电流从谐振电感到谐振电容方向为正，反之为负)及变压器励磁电流(定义图1中电路励磁电感电流从上往下流为正，反之为负)。
从以上工作过程及图7可以看出，第一开关管Q1反向并联的二极管D1和第四开关管Q4反向并联的二极管D4开始续流导通到第一开关管Q1和第四开关管Q4导通及关断前的整个过程中，输入到谐振腔的电压为整个输入母线电压，而第二开关管Q2反向并联的二极管D2和第三开关管Q3反向并联的二极管D3开始续流导通到第二开关管Q2和第三开关管Q3导通及关断前的整个过程中，输入到谐振腔的电压为零，因此该变换器本质为不对称半桥LLC变换器，除开关管本身外，该新型中点箝位LLC变换器工作原理与普通的双管不对称半桥LLC变换器完全相同。第一开关管Q1反向并联的二极管D1和第四开关管Q4反向并联的二极管D4开始续流导通到第一开关管Q1和第四开关管Q4导通及关断前的整个过程中，由于第二开关管和第三开关管Q3的连接点与输入母线中点连接，因此第一开关管Q1和第四开关管Q4两端所承受的电压分别被箝位在输入分压电容1中第一电容C1和第二电容C2两端的电压，即Vin/2，因此该变换器被定义为中点箝位型。第一开关管Q1和第四开关管Q4驱动相同，与另外两个相同的第二开关管Q2第四开关管Q4驱动带死区互补，因此控制IC只需要输出两路带死区互补的PFM驱动，除常用的驱动变压器驱动方案外，也可以选用常用的自举驱动IC方案，其中一个自举驱动IC驱动第一开关管Q1、第二开关管Q2，另外一个自举驱动IC驱动第三开关管Q3、第四开关管Q4，从而丰富了高压输入LLC电路的驱动方案。因此，该新型中点箝位LLC变换器结构简单，相对传统的三电平LLC变换器精简了箝位二极管，驱动时序也得以优化，因此可靠性更高。

Claims (5)

1.一种中点箝位LLC谐振变换控制方法，实现所述控制方法的装置包括依次连接的输入分压电容(1)、开关桥臂(2)、谐振腔(3)、变压器(4)和整流滤波电路(5)；所述输入分压电容(1)由串联连接的第一电容(C1)和第二电容(C2)组成，第一电容(C1)和第二电容(C2)的另外一端分别与电源的正极和负极连接；所述开关桥臂(2)由带有体二极管或外部并联二极管的第一开关管(Q1)、第二开关管(Q2)、第三开关管(Q3)和第四开关管(Q4)的漏源极依次串联连接，位于开关桥臂两端的第一开关管(Q1)的漏极和第四开关管(Q4)的源极分别与电源的正极和负极相连接，所述第二开关管(Q2)和第三开关管(Q3)的中间连接点与输入分压电容(1)中第一电容(C1)和第二电容(C2)的中间连接点相连接；所述谐振腔(3)是由谐振电感(Lr)、谐振电容(Cr)和变压器励磁电感(Lm)依次串联组成谐振电路，所述电感(Lr)的另一端与开关桥臂(2)中的第一开关管(Q1)和第二开关管(Q2)的中间连接点相连接，所述变压器励磁电感(Lm)的另一端与开关桥臂(2)中的第三开关管(Q3)和第四开关管(Q4)的中间连接点相连接；所述变压器(4)的副边与整流滤波电路(5)的输入端相连接；所述整流滤波电路(5)是采用全桥整流或者全波整流以及输出端并联滤波电容的方式进行整流滤波；其特征在于：所述控制方法各开关管的驱动过程为：从t1到T之间为一个开关周期，包括t1～t2时间、t2～t3时间、t3～t4时间和t4～T时间，第一开关管(Q1)和第四开关管(Q4)驱动相同，占空比接近50％；第二开关管(Q2)和第三开关管(Q3)驱动相同，占空比接近50％，且与第一开关管(Q1)和第四开关管(Q4)的驱动带死区互补；t1时刻第一开关管(Q1)和第四开关管(Q4)同时零电压导通，第二开关管(Q2)和第三开关管(Q3)关断；在t2时刻，第一开关管(Q1)和第四开关管(Q4)同时关断，经过死区时间tdead到t3时刻第二开关管(Q2)和第三开关管(Q3)零电压开通；t4时刻第二开关管(Q2)和第三开关管(Q3)关断；经过死区时间tdead到T时刻本周期结束，第一开关管(Q1)和第四开关管(Q4)同时零电压导通，进入下一个周期。
2.根据权利要求1所述的一种中点箝位LLC谐振变换控制方法，其特征在于：所述t1～t2时间，在t1时刻，第一开关管(Q1)和第四开关管(Q4)同时开始导通，第二开关管(Q2)和第四开关管(Q3)保持关断，此后电路中的电流依次从分压电容(1)中的第二电容(C2)负极流过第四开关管(Q4)、谐振腔(3)、第一开关管(Q1)，回到第一电容(C1)正极；谐振电感(Lr)和谐振电容(Cr)进行谐振，将部分能量回馈到输入母线，谐振到零后继续正向谐振，电流流向依次为第一开关管(Q1)、谐振腔(3)、第四开关管(Q4)；t1～t2时间过程中，谐振电流大于励磁电流，通过变压器(4向副边传递能量；整流滤波电路(5)中第五二极管(D5)和第八二极管(D8)导通，因此，变压器初级电压被箝位N*Vo，N为变压器原副边匝比，Vo为变换器直流输出电压，励磁电流线性上升；由于第二开关管(Q2)和第三开关管(Q3)的连接点与输入母线中点连接，该连接点电位被箝位在输入中点电位，因此该过程中第二开关管(Q2)和第三开关管(Q3)两端所承受的电压分别被箝位在输入分压电容(1)中第一电容(C1)和第二电容(C2)两端的电压，即Vin/2。
3.根据权利要求1所述的一种中点箝位LLC谐振变换控制方法，其特征在于：所述t2～t3时间，在t2时刻，第一开关管(Q1)和第四开关管(Q4)同时关断，谐振电流对第一开关管(Q1)和第四开关管(Q4)的结电容充电、对第二开关管(Q2)和第三开关管(Q3)的结电容放电，充放电完成后，第二开关管(Q2)反向并联的第二二极管(D2)及与第三开关管(Q3)反向并联的第三二极管(D3)自然导通续流；该过程中谐振电流小于励磁电流，通过变压器(4)向副边传递能量；整流滤波电路(5)中第六二极管(D6)和第七二极管(D7)导通，因此，变压器初级电压被箝位-N*Vo，N为变压器原副边匝比，Vo为变换器直流输出电压，励磁电流线性下降；同时由于第二开关管(Q2)和第三开关管(Q3)的连接点与输入母线中点连接，该连接点电位被箝位在输入中点电位，因此，此后第一开关管(Q1)和第四开关管(Q4)两端所承受的电压分别被箝位在输入分压电容(1)中第一电容(C1)和第二电容(C2)两端的电压，即Vin/2。
4.根据权利要求1所述的一种中点箝位LLC谐振变换控制方法，其特征在于：所述t3～t4时间，在t3时刻，第二开关管(Q2)及第三开关管(Q3)驱动使能，由于此前分别与其反向联的第二二极管(D2)和第三二极管(D3)已导通续流，第二开关管(Q2)及第三开关管(Q3)电压应力保持为零，因此t3时刻第二开关管(Q2)及第三开关管(Q3)零电压开通；此后电路中的电流依次流过第二开关管(Q2)、谐振腔(3)、第三开关管(Q3)，谐振电感(Lr)、谐振电容(Cr)进行续流，谐振到零后继续反向谐振，电流流向依次为谐振腔(3)、第二开关管(Q2)、第三开关管(Q3)；t3～t4过程中谐振电流小于励磁电流，通过变压器(4)向副边传递能量；整流滤波电路(5)中第六二极管(D6)和第七二极管(D7)导通，因此，变压器初级电压被箝位-N*Vo，N为变压器原副边匝比，Vo为变换器直流输出电压，励磁电流线性下降；由于第二开关管(Q2)和第三开关管(Q3)的连接点与输入母线中点连接，该连接点电位被箝位在输入中点电位，因此该过程中第二开关管(Q2)和第三开关管(Q3)两端所承受的电压分别被箝位在输入分压电容(1)中第一电容(C1)和第二电容(C2)两端的电压，即Vin/2。
5.根据权利要求1所述的一种中点箝位LLC谐振变换控制方法，其特征在于：所述t4～T时间，在t4时刻，第二开关管(Q2)和第三开关管(Q3)同时关断，谐振电流对第二开关管(Q2)和第三开关管(Q3)结电容充电，对第一开关管(Q1)和第四开关管(Q4)结电容放电，充放电完成后，第一开关管(Q1)反向并联的第一二极管(D1)及与第四开关管(Q4)反向并联的第四二极管(D4)自然导通续流；该过程中谐振电流大于励磁电流，通过变压器(4)向副边传递能量；整流滤波电路(5)中第五二极管(D5)和第八二极管(D8)导通，因此，变压器初级电压被箝位N*Vo，N为变压器原副边匝比，Vo为变换器直流输出电压，励磁电流线性下降；同时由于第二开关管(Q2)和第三开关管(Q3)的连接点与输入母线中点连接，该连接点电位被箝位在输入中点电位，因此，此后第二开关管(Q2)和第三开关管(Q3)两端所承受的电压分别被箝位在输入分压电容(1)中第一电容(C1)和第二电容(C2)两端的电压，即Vin/2。
CN201611100864.6A 2016-12-05 2016-12-05 一种中点箝位llc谐振变换控制方法 Pending CN106533232A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201611100864.6A CN106533232A (zh) 2016-12-05 2016-12-05 一种中点箝位llc谐振变换控制方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201611100864.6A CN106533232A (zh) 2016-12-05 2016-12-05 一种中点箝位llc谐振变换控制方法

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN106533232A true CN106533232A (zh) 2017-03-22

Family

ID=58354882

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201611100864.6A Pending CN106533232A (zh) 2016-12-05 2016-12-05 一种中点箝位llc谐振变换控制方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN106533232A (zh)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108448896A (zh) * 2018-03-23 2018-08-24 南京航空航天大学 一种用于二极管箝位的全桥llc变换器的控制方法
WO2019149015A1 (zh) * 2018-01-31 2019-08-08 华为技术有限公司 电源变换电路的控制方法以及相关电源变换电路
CN111835207A (zh) * 2020-08-11 2020-10-27 石家庄通合电子科技股份有限公司 Llc变换器及电源
EP3716461A4 (en) * 2017-12-25 2021-01-20 Huawei Technologies Co., Ltd. RESONANCE CONVERTER, CONTROL PROCESS FOR IT AND SYSTEM

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102281006A (zh) * 2011-03-31 2011-12-14 东北大学 一种新型三电平软开关变换器
CN103840657A (zh) * 2012-11-23 2014-06-04 台达电子工业股份有限公司 电源转换器及输入电容的电压平衡方法
CN106026665A (zh) * 2016-06-27 2016-10-12 特变电工西安电气科技有限公司 一种新型三电平倍频llc谐振变换器

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102281006A (zh) * 2011-03-31 2011-12-14 东北大学 一种新型三电平软开关变换器
CN103840657A (zh) * 2012-11-23 2014-06-04 台达电子工业股份有限公司 电源转换器及输入电容的电压平衡方法
CN106026665A (zh) * 2016-06-27 2016-10-12 特变电工西安电气科技有限公司 一种新型三电平倍频llc谐振变换器

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3716461A4 (en) * 2017-12-25 2021-01-20 Huawei Technologies Co., Ltd. RESONANCE CONVERTER, CONTROL PROCESS FOR IT AND SYSTEM
US11159089B2 (en) 2017-12-25 2021-10-26 Huawei Technologies Co., Ltd. Resonant converter, resonant converter control method, and system
WO2019149015A1 (zh) * 2018-01-31 2019-08-08 华为技术有限公司 电源变换电路的控制方法以及相关电源变换电路
US11201549B2 (en) 2018-01-31 2021-12-14 Huawei Technologies Co., Ltd. Control method of power conversion circuit, and related power conversion circuit
CN108448896A (zh) * 2018-03-23 2018-08-24 南京航空航天大学 一种用于二极管箝位的全桥llc变换器的控制方法
CN108448896B (zh) * 2018-03-23 2023-10-24 南京航空航天大学 一种用于二极管箝位的全桥llc变换器的控制方法
CN111835207A (zh) * 2020-08-11 2020-10-27 石家庄通合电子科技股份有限公司 Llc变换器及电源

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN104779806B (zh) 不对称半桥反激变换器及其控制方法
CN101562399B (zh) 一种全桥双输出直流-直流变换器
CN109217681A (zh) 一种双向谐振变换器
CN103944402B (zh) 一种零电压开关的它激式推挽变换器的控制方法及变换器
CN205960954U (zh) 反激控制电路
CN110224612A (zh) 不对称半桥变换器及控制方法
CN105305829B (zh) 电流型单向dc‑dc变换器及对称双pwm加移相控制方法
CN205847105U (zh) 一种三电平倍频llc谐振变换装置
Castelino et al. A bi-directional, isolated, single-stage, DAB-based AC-DC converter with open-loop power factor correction and other advanced features
CN101902129A (zh) 一种电流型多谐振直流变换器
CN104852590B (zh) 一种新型三电平llc谐振变换器
CN102857103A (zh) 一种三电平llc直流变换器及其控制方法
CN102231600A (zh) 应用于弧焊逆变电源的新型全桥软开关电路
CN110768549A (zh) 一种单相零电压软开关充电器拓扑及其调制方法
CN106533232A (zh) 一种中点箝位llc谐振变换控制方法
CN101521460B (zh) 一种多路输出直流-直流变换器
CN115694203B (zh) 一种可双向变换的直流隔离型变换器及其控制方法
CN100347939C (zh) 副边元器件电压应力是输出电压一半的谐振型变流器
CN103856061B (zh) 输入串联输出并联移相全桥变换器的全范围软开关方法
Coccia et al. Wide input voltage range compensation in DC/DC resonant architectures for on-board traction power supplies
CN102969898A (zh) 低压宽输入三电平全桥变换器及其控制方法
CN106026665B (zh) 一种新型三电平倍频llc谐振变换器
CN108631604A (zh) 一种环保用双变压器型零电流谐振三电平直流变换器
CN217087777U (zh) 一种宽范围谐振式软开关双向直流变换器
CN204858982U (zh) 一种三电平llc谐振变换器

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication
WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication

Application publication date: 20170322