WO2018016106A1

WO2018016106A1 - Ｄｃ／ｄｃコンバータ

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Publication number: WO2018016106A1
Application number: PCT/JP2017/004193
Authority: WO
Inventors: 優介檜垣; 亮太近藤
Original assignee: 三菱電機株式会社
Priority date: 2016-07-19
Filing date: 2017-02-06
Publication date: 2018-01-25
Also published as: CN109478851B; JPWO2018016106A1; DE112017003632T5; US10554137B2; CN109478851A; JP6541884B2; US20190288606A1

Abstract

双方向の電力伝送において、昇圧動作及び降圧動作を可能にしつつ、応答性よく伝送電力量を調整することができるＤＣ／ＤＣコンバータを提供する。第１伝送電力量が第１基準点（Ｐ１）より大きい場合は、第１伝送電力量が増加するに従って、第１位相シフト量（θ１）を減少させると共に第２位相シフト量（θ２）を増加させるＤＣ／ＤＣコンバータ。

Description

ＤＣ／ＤＣコンバータ

　本発明は、第１直流電源と第２直流電源との間の双方向の電力伝送を行うＤＣ／ＤＣコンバータに関するものである。

　上記のようなＤＣ／ＤＣコンバータについて、下記の特許文献１に記載されたＤＣ／ＤＣコンバータが知られている。特許文献１の技術では、トランスを挟んで、第１直流電源側にフルブリッジ回路の第１コンバータが設けられ、第２直流電源側にフルブリッジ回路の第２コンバータが設けられている。トランスの第１巻線と第１コンバータとの間には、第１リアクトルが設けられ、トランスの第２巻線と第２コンバータとの間には、第２リアクトルが設けられている。

　トランスの第１巻線又は第２巻線に発生する電圧よりも第１直流電源又は第２直流電源の電圧が高いとき、つまり昇圧動作が必要な場合には、第１リアクトル又は第２リアクトルを用いて昇圧動作を行い、一方、降圧動作が必要な場合には昇圧動作は行わない。よって、特許文献１の技術では、第１直流電源から第２直流電源に電力を伝送する第１電力伝送（第２直流電源の充電）において、昇圧動作を行う動作モード（昇圧充電）と、降圧動作を行う動作モード（降圧充電）と、第２直流電源から第１直流電源に電力を伝送する第２電力伝送（第２直流電源の放電）において、昇圧動作を行う動作モード（昇圧放電）と、降圧動作を行う動作モード（降圧放電）と、の合計４つの動作モードを、伝送電力量を表す出力ＤＵＴＹ比に応じて切り替える。

　具体的には、特許文献１の技術では、特許文献１の図２８に示されているように、出力ＤＵＴＹ比に応じて、各スイッチング素子のオンオフ駆動信号の相対位相である位相シフト量θ１、θ２、θ３、θ４を変化させるように構成されている。

国際公開第２０１５／００４８２５号

　しかしながら、特許文献１の技術では、４つの動作モードを全て網羅するためには出力ＤＵＴＹ比の可変範囲を大きく設定する必要があった。また、特許文献１の技術では、特許文献１の図２８に示されているように、昇圧充電において、出力ＤＵＴＹ比の変化にかかわらず、第１位相シフト量θ１が最小値に固定され、出力ＤＵＴＹ比が増加するに従って、第２位相シフト量θ２が最小値から増加される。また、特許文献１の技術では、昇圧放電において、出力ＤＵＴＹ比の変化にかかわらず、第３位相シフト量θ３が最小値に固定され、出力ＤＵＴＹ比が増加するに従って、第４位相シフト量θ４が最小値から次第に増加される。このため、特許文献１の技術では、昇圧充電及び昇圧放電において、出力ＤＵＴＹ比の変化に対する、第１位相シフト量θ１と第２位相シフト量θ２との位相差の変化、及び第３位相シフト量θ３と第４位相シフト量θ４との位相差の変化が小さく、伝送電力量の調整量が小さくなる。従って、特許文献１の技術では、出力ＤＵＴＹ比の変化により、速やかに伝送電力量を調整し難いという問題があった。

　そのため、例えば、第１直流電源から第２直流電源への第１電力伝送において、トランスの第２巻線に発生する電圧よりも第２直流電源の電圧が高いときは、第１電力伝送を降圧動作から昇圧動作に切り替える必要があるが、特許文献１の技術では応答性よく切り替えることができず、出力電力が変動する問題があった。そのため、直流電源電圧を安定化させるためにコンデンサの容量を増やす必要が生じ、ＤＣ／ＤＣコンバータの大型化を招来するという問題があった。

　そこで、双方向の電力伝送において、昇圧動作及び降圧動作を可能にしつつ、応答性よく伝送電力量を調整することができるＤＣ／ＤＣコンバータが求められる。

　本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、第１直流電源と第２直流電源との間の双方向の電力伝送を行うＤＣ／ＤＣコンバータであって、
　第１巻線と第２巻線との間で電力変換を行うトランスと、
　ダイオードが逆並列接続されたスイッチング素子が、前記第１直流電源に接続される第１正極電線及び第１負極電線の間に２つ直列接続された第１ブリッジ回路と、前記スイッチング素子が前記第１正極電線及び前記第１負極電線の間に２つ直列接続された第２ブリッジ回路と、を有し、前記第１ブリッジ回路の中間点及び前記第２ブリッジ回路の中間点が、前記第１巻線の両端子に接続される第１コンバータと、
　前記スイッチング素子が、前記第２直流電源に接続される第２正極電線及び第２負極電線の間に２つ直列接続された第３ブリッジ回路と、前記スイッチング素子が前記第２正極電線及び前記第２負極電線の間に２つ直列接続された第４ブリッジ回路と、を有し、前記第３ブリッジ回路の中間点及び前記第４ブリッジ回路の中間点が、前記第２巻線の両端子に接続される第２コンバータと、
　前記第１コンバータと前記第１巻線との接続経路中に直列接続された第１リアクトル及び前記第２コンバータと前記第２巻線との接続経路中に直列接続された第２リアクトルの一方又は双方と、
　前記第１コンバータ及び第２コンバータの前記スイッチング素子をオンオフ駆動制御する制御回路と、を備え、
　前記制御回路は、
　前記第１ブリッジ回路における正極側及び負極側のいずれか一方の前記スイッチング素子を第１基準素子とし、前記第２ブリッジ回路における前記第１基準素子とは反対の極側の前記スイッチング素子を第１対角素子とし、前記第３ブリッジ回路における正極側及び負極側のいずれか一方の前記スイッチング素子を第２基準素子とし、前記第４ブリッジ回路における前記第２基準素子とは反対の極側の前記スイッチング素子を第２対角素子とし、
　前記第１直流電源から前記第２直流電源に電力を伝送する第１電力伝送を行う場合において、
　前記第１ブリッジ回路、前記第２ブリッジ回路、及び前記第４ブリッジ回路のそれぞれにおける正極側及び負極側の前記スイッチング素子をオンオフ駆動制御し、
　前記第１基準素子のオンオフ駆動信号に対する前記第１対角素子のオンオフ駆動信号の位相シフト量を第１位相シフト量とし、前記第１基準素子のオンオフ駆動信号に対する前記第２対角素子のオンオフ駆動信号の位相シフト量を第２位相シフト量とし、
　前記第１伝送電力量が０より大きい値に予め設定された第１基準点より大きい場合は、前記第１伝送電力量が増加するに従って、前記第１伝送電力量が前記第１基準点である場合の前記第１位相シフト量及び前記第２位相シフト量から、前記第１位相シフト量を減少させると共に前記第２位相シフト量を増加させるものである。

　本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータによれば、双方向の電力伝送において、昇圧動作及び降圧動作を可能にしつつ、昇圧動作において、第１伝送電力量の変化に対する、第１位相シフト量と第２位相シフト量との位相差の変化を大きくできるため、応答性よく伝送電力量を調整することができる。

本発明の実施の形態１に係るＤＣ／ＤＣコンバータの概略構成図である。本発明の実施の形態１に係る第１電力伝送（充電）の制御回路のブロック図である。本発明の実施の形態１に係る第２電力伝送（放電）の制御回路のブロック図である。本発明の実施の形態１に係る昇圧動作の第１電力伝送（昇圧充電）における各スイッチング素子のオンオフ駆動信号の波形を示すタイムチャートである。本発明の実施の形態１に係る降圧動作の第１電力伝送（降圧充電）における各スイッチング素子のオンオフ駆動信号の波形を示すタイムチャートである。本発明の実施の形態１に係る図４の期間Ｂに対応する電流経路を示す図である。本発明の実施の形態１に係る図４の期間Ｃに対応する電流経路を示す図である。本発明の実施の形態１に係る図５の期間Ｄに対応する電流経路を示す図である。本発明の実施の形態１に係る昇圧動作の第２電力伝送（昇圧放電）における各スイッチング素子のオンオフ駆動信号の波形を示すタイムチャートである。本発明の実施の形態１に係る降圧動作の第２電力伝送（降圧放電）における各スイッチング素子のオンオフ駆動信号の波形を示すタイムチャートである。本発明の実施の形態１に係る伝送電力量に基づく位相シフト量の変化を示す図である。本発明の実施の形態１に係る出力ＤＵＴＹ比と電流の関係を示す図である。本発明の実施の形態１に係る昇圧動作の第１電力伝送（昇圧充電）における各スイッチング素子のオンオフ駆動信号の波形を示すタイムチャートである。本発明の実施の形態１に係る昇圧動作の第１電力伝送（昇圧充電）における各スイッチング素子のオンオフ駆動信号の波形を示すタイムチャートである。本発明の実施の形態１に係る昇圧動作の第２電力伝送（昇圧放電）における各スイッチング素子のオンオフ駆動信号の波形を示すタイムチャートである。本発明の実施の形態１に係る昇圧動作の第２電力伝送（昇圧放電）における各スイッチング素子のオンオフ駆動信号の波形を示すタイムチャートである。本発明の実施の形態２に係る伝送電力量に基づく位相シフト量の変化を示す図である。本発明の実施の形態２に係る出力ＤＵＴＹ比に基づく位相シフト量の変化を示す図である。本発明の実施の形態２に係る出力ＤＵＴＹ比と電流の関係を示す図である。本発明の実施の形態２に係る電流と回路電流ピーク値の関係を示す図である。

実施の形態１．
　実施の形態１に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１００について説明する。図１は、本実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１００の概略回路構成図である。ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、第１直流電源１と第２直流電源２との間の双方向の電力伝送を行う。

　本実施の形態では、第２直流電源２は、バッテリ２とされており、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、バッテリ２の充電及び放電を行うバッテリ充放電装置１００とされている。以下では、第１直流電源１を直流電源１と称し、第２直流電源２をバッテリ２と称し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００をバッテリ充放電装置１００と称す。

　バッテリ充放電装置１００は、トランス３、第１コンバータ５、第２コンバータ８、第１リアクトル９、第２リアクトル１０、及び制御回路２０等を備えている。トランス３は、第１巻線３ａと第２巻線３ｂとの間で電磁誘導により電力変換を行う電力変換器である。トランス３により、直流電源１に接続される第１巻線３ａ側の回路と、バッテリ２に接続される第２巻線３ｂ側の回路とが絶縁される。

　第１コンバータ５は、２つのスイッチング素子Ｑ４Ａ、Ｑ４Ｂが第１正極電線５０及び第１負極電線５１の間に直列接続された第１ブリッジ回路４１と、２つのスイッチング素子Ｑ３Ａ、Ｑ３Ｂが第１正極電線５０及び第１負極電線５１の間に直列接続された第２ブリッジ回路４２と、を有しており、フルブリッジ回路とされている。すなわち、第１ブリッジ回路４１は、正極側の第１スイッチング素子Ｑ４Ａと負極側の第１スイッチング素子Ｑ４Ｂとの直列接続回路である。第２ブリッジ回路４２は、正極側の第２スイッチング素子Ｑ３Ａと負極側の第２スイッチング素子Ｑ３Ｂとの直列接続回路である。

　各スイッチング素子Ｑ４Ａ、Ｑ４Ｂ、Ｑ３Ａ、Ｑ３Ｂには、ＩＧＢＴ（Insulated　Gate　Bipolar　Transistor）、ＭＯＳＦＥＴ（Metal　Oxide　Semiconductor　Field　Effect　Transistor）等が用いられる。各スイッチング素子Ｑ４Ａ、Ｑ４Ｂ、Ｑ３Ａ、Ｑ３Ｂには、ダイオード１２（以下、逆並列ダイオード１２と称す）が逆並列接続されている。各スイッチング素子Ｑ４Ａ、Ｑ４Ｂ、Ｑ３Ａ、Ｑ３Ｂは、スイッチング時の素子の両端電圧をほぼゼロ電圧にできるゼロ電圧スイッチング回路であり、各スイッチング素子Ｑ４Ａ、Ｑ４Ｂ、Ｑ３Ａ、Ｑ３Ｂには、コンデンサ１３（以下、並列コンデンサ１３と称す）が並列接続されている。

　第１正極電線５０及び第１負極電線５１は、直流電源１に接続されている。第１ブリッジ回路４１の中間点及び第２ブリッジ回路４２の中間点が、第１巻線３ａの両端子に接続されている。ここで、中間点は、正極側のスイッチング素子と負極側のスイッチング素子との接続点である。第１コンバータ５は、直流電源１と第１巻線３ａとの間で、直流と交流との間の双方向の電力変換を行う。

　第１リアクトル９は、第１コンバータ５と第１巻線３ａとの接続経路中に直列接続されている。本実施形態では、第１リアクトル９は、第１ブリッジ回路４１の中間点と第１巻線３ａの第１端子との間の接続経路中に直列接続されている。

　第１コンバータ５は、直流電源１に並列して、第１正極電線５０と第１負極電線５１との間に接続される第１平滑コンデンサ４を備えている。

　第２コンバータ８は、２つのスイッチング素子Ｑ１Ａ、Ｑ１Ｂが第２正極電線５２及び第２負極電線５３の間に直列接続された第３ブリッジ回路４３と、２つのスイッチング素子Ｑ２Ａ、Ｑ２Ｂが第２正極電線５２及び第２負極電線５３の間に直列接続された第４ブリッジ回路４４と、を有しており、フルブリッジ回路とされている。すなわち、第３ブリッジ回路４３は、正極側の第３スイッチング素子Ｑ１Ａと負極側の第３スイッチング素子Ｑ１Ｂとの直列接続回路である。第４ブリッジ回路４４は、正極側の第４スイッチング素子Ｑ２Ａと負極側の第４スイッチング素子Ｑ２Ｂとの直列接続回路である。

　各スイッチング素子Ｑ１Ａ、Ｑ１Ｂ、Ｑ２Ａ、Ｑ２Ｂには、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等が用いられる。各スイッチング素子Ｑ１Ａ、Ｑ１Ｂ、Ｑ２Ａ、Ｑ２Ｂには、逆並列ダイオード１２が逆並列接続されている。各スイッチング素子Ｑ１Ａ、Ｑ１Ｂ、Ｑ２Ａ、Ｑ２Ｂには、並列コンデンサ１３が並列接続されている。

　第２正極電線５２及び第２負極電線５３は、バッテリ２に接続されている。第３ブリッジ回路４３の中間点及び第４ブリッジ回路４４の中間点が、第２巻線３ｂの両端子に接続されている。第２コンバータ８は、バッテリ２と第２巻線３ｂとの間で、直流と交流との間の双方向の電力変換を行う。

　第２リアクトル１０は、第２コンバータ８と第２巻線３ｂとの接続経路中に直列接続されている。本実施形態では、第２リアクトル１０は、第３ブリッジ回路４３の中間点と第２巻線３ｂの第１端子との間の接続経路中に直列接続されている。

　第２コンバータ８は、バッテリ２に並列して、第２正極電線５２と第２負極電線５３との間に接続される第２平滑コンデンサ７を備えている。第２平滑コンデンサ７とバッテリ２との間の第２正極電線５２には、リアクトル１１が直列接続されている。

　バッテリ２の電流ｉを検出するために、リアクトル１１に電流センサ（不図示）が設けられている。なお、電流センサは、第２平滑コンデンサ７よりも、第２コンバータ８側に設けられてもよい。電流ｉは、図１中の矢印の向きを正とする。よって、電流ｉが正である場合は、バッテリ２が放電され、電流ｉが負である場合は、バッテリ２が充電される。また、第１コンバータ５から直流電源１に出力される出力電圧ｖを検出するために、第１平滑コンデンサ４の両端電圧を検出する電圧センサ（不図示）が設けられている。電流センサ及び電圧センサの出力信号は、制御回路２０に入力される。制御回路２０は、入力された電流センサ及び電圧センサの出力信号に基づいて、バッテリ２の電流ｉ及び第１コンバータ５の出力電圧ｖを検出する。

　制御回路２０は、各スイッチング素子のオンオフ駆動制御を行う処理回路を備えている。制御回路２０の処理回路は、演算処理装置、記憶装置等のデジタル電子回路により構成されてもよいし、コンパレータ、オペアンプ、差動増幅回路等のアナログ電子回路から構成されてもよいし、デジタル電子回路及びアナログ電子回路の双方により構成されてもよい。

＜伝送電力量を表す出力ＤＵＴＹ比の演算＞
　制御回路２０は、直流電源１とバッテリ２との間の伝送電力量に基づいて、第１コンバータ５及び第２コンバータ８の各スイッチング素子をオンオフ駆動制御する駆動信号２１ａ、２１ｂを生成する。

　本実施の形態では、制御回路２０は、伝送電力量を表す変数として出力ＤＵＴＹ比を演算し、用いるように構成されている。具体的には、制御回路２０は、伝送電力量の指令値に基づいて出力ＤＵＴＹ比を演算し、出力ＤＵＴＹ比に基づいて第１コンバータ５及び第２コンバータ８の各スイッチング素子をオンオフ駆動制御する。

　また、本実施の形態では、制御回路２０は、伝送電力量の指令値に、実際の伝送電力量が近づくように、フィードバック制御により中間変数である出力ＤＵＴＹ比を変化させる。

　制御回路２０は、直流電源１からバッテリ２に電力を伝送する第１電力伝送を行う場合（バッテリ２の充電の場合）は、図２のブロック図に示すように、伝送電力量の指令値に基づいて設定した電流指令値ｉ＊に、検出した電流ｉが近づくように、出力ＤＵＴＹ比を変化させるフィードバック制御を行う。本実施の形態では、制御回路２０は、電流指令値ｉ＊から電流ｉを減算して差分電流を演算し、演算した差分電流に対して比例及び積分演算（ＰＩ演算）を行って出力ＤＵＴＹ比を演算する。なお、電流ｉ及び電流指令値ｉ＊の正負の符号は、充電又は放電に応じて、適切に設定される。

　一方、制御回路２０は、バッテリ２から直流電源１に電力を伝送する第２電力伝送を行う場合（バッテリ２の放電の場合）は、図３のブロック図に示すように、伝送電力量の指令値に基づいて設定した電圧指令値ｖ＊に、検出した第１コンバータ５の出力電圧ｖが近づくように、出力ＤＵＴＹ比を変化させるフィードバック制御を行う。本実施の形態では、制御回路２０は、電圧指令値ｖ＊から出力電圧ｖを減算して差分電圧を演算し、演算した差分電圧に対して比例及び積分演算（ＰＩ演算）を行って電流指令値ｉ＊を演算する。そして、制御回路２０は、バッテリ２の電流指令値ｉ＊から電流ｉを減算して差分電流を演算し、演算した差分電流に対して比例及び積分演算（ＰＩ演算）を行って出力ＤＵＴＹ比を演算する。或いは、制御回路２０は、電圧指令値ｖ＊から出力電圧ｖを減算した差分電圧に対して比例及び積分演算（ＰＩ演算）を行って、直接、出力ＤＵＴＹ比を演算してもよい。

＜第１及び第２基準素子ＱＢ１、ＱＢ２、第１及び第２対角素子ＱＯ１、ＱＯ２＞
　制御回路２０は、第１ブリッジ回路４１における正極側及び負極側のいずれか一方のスイッチング素子を第１基準素子ＱＢ１とする。本実施の形態では、第１ブリッジ回路４１の正極側の第１スイッチング素子Ｑ４Ａが、第１基準素子ＱＢ１とされている。また、制御回路２０は、第２ブリッジ回路４２における第１基準素子ＱＢ１とは反対の極側のスイッチング素子を第１対角素子ＱＯ１とする。本実施の形態では、正極側とされた第１基準素子ＱＢ１とは反対の負極側の第２ブリッジ回路４２の第２スイッチング素子Ｑ３Ｂが、第１対角素子ＱＯ１とされている。

　逆の見方をすると、第１基準素子ＱＢ１が設定される第１コンバータ５のブリッジ回路が第１ブリッジ回路４１とされ、第１対角素子ＱＯ１が設定される第１コンバータ５のブリッジ回路が第２ブリッジ回路４２とされる。

　制御回路２０は、第３ブリッジ回路４３における正極側及び負極側のいずれか一方のスイッチング素子を第２基準素子ＱＢ２とする。本実施の形態では、第１基準素子ＱＢ１と同じ正極側の第３ブリッジ回路４３の第３スイッチング素子Ｑ１Ａが、第２基準素子ＱＢ２とされている。また、制御回路２０は、第４ブリッジ回路４４における第２基準素子ＱＢ２とは反対の極側のスイッチング素子を第２対角素子ＱＯ２とする。本実施の形態では、正極側とされた第２基準素子ＱＢ２とは反対の負極側の第４ブリッジ回路４４の第４スイッチング素子Ｑ２Ｂが、第２対角素子ＱＯ２とされている。

　逆の見方をすると、第２基準素子ＱＢ２が設定される第２コンバータ８のブリッジ回路が第３ブリッジ回路４３とされ、第２対角素子ＱＯ２が設定される第２コンバータ８のブリッジ回路が第４ブリッジ回路４４とされる。

＜第１電力伝送（バッテリ２の充電）の基本制御挙動＞
　図４及び図５に、直流電源１からバッテリ２に電力を伝送する第１電力伝送（バッテリ２の充電）を行う場合の、第１コンバータ５及び第２コンバータ８の各スイッチング素子Ｑ４Ａ、Ｑ４Ｂ、Ｑ３Ａ、Ｑ３Ｂ、Ｑ２Ａ、Ｑ２Ｂ、Ｑ１Ａ、Ｑ１Ｂの駆動信号の時間波形を示す。なお、図４は、第２リアクトル１０の昇圧動作を伴う充電（昇圧充電と称す）の場合の例であり、図５は、第２リアクトル１０の昇圧動作を伴わない充電（降圧充電と称す）の場合の例である。しかし、図４及び図５は、昇圧充電及び降圧充電の原理を説明するための例であって、図１１を用いて後述する本実施の形態に係る第１位相シフト量θ１及び第２位相シフト量θ２の設定値とは一致していない。図４及び図５の例では、第１ブリッジ回路４１のスイッチング周期Ｔｓｗを、期間Ａ～Ｊの１０の期間に分割し、各期間Ａ～Ｊに、各スイッチング素子のオン又はオフ駆動信号の組合せパターンであるゲートパターンが設定されている。

　制御回路２０は、直流電源１からバッテリ２に電力を伝送する第１電力伝送（バッテリ２の充電）を行う場合は、第１ブリッジ回路４１、第２ブリッジ回路４２、及び第４ブリッジ回路４４のそれぞれにおける正極側及び負極側のスイッチング素子を、予め設定されたスイッチング周期Ｔｓｗ中に交互に等間隔で１回ずつオンする。一方、制御回路２０は、第３ブリッジ回路４３の正極側及び負極側の第３スイッチング素子Ｑ１Ａ、Ｑ１Ｂを常時オフする。

　本実施の形態では、制御回路２０は、短絡防止時間ｔｄを挟んで、正極側及び負極側のスイッチング素子を交互に等間隔でオンするように構成されている。すなわち、正極側及び負極側のスイッチング素子は、短絡防止時間ｔｄを除くと、それぞれ５０％のオン時間比率で制御される。なお、短絡防止時間ｔｄは、正極側及び負極側のスイッチング素子との同時オンを防止する為に設定された時間であり、短絡防止時間ｔｄの間は、正極側及び負極側のスイッチング素子の双方ともオフされる。

　例えば、第１ブリッジ回路４１について、制御回路２０は、正極側の第１スイッチング素子Ｑ４Ａの駆動信号をオン期間の間オンにし、その後、短絡防止時間ｔｄ経過した後、負極側の第１スイッチング素子Ｑ４Ｂの駆動信号をオン期間の間オンにし、その後、短絡防止時間ｔｄ経過した後、再び正極側の第１スイッチング素子Ｑ４Ａの駆動信号をオン期間の間オンにする。短絡防止時間ｔｄは、第１コンバータ５の各スイッチング素子をオンするとき、各スイッチング素子に並列接続されたコンデンサ１３の電圧が第１平滑コンデンサ４の電圧まで増加する、又はゼロ電圧付近まで低下するような時間に設定されている。オン期間は、スイッチング周期Ｔｓｗから短絡防止時間ｔｄの２倍値を減算した値を、２で除算した値に設定される（＝（Ｔｓｗ－２×ｔｄ）／２）。

　制御回路２０は、第１基準素子ＱＢ１（正極側の第１スイッチング素子Ｑ４Ａ）のオンオフ駆動信号に対する第１対角素子ＱＯ１（負極側の第２スイッチング素子Ｑ３Ｂ）のオンオフ駆動信号の位相シフト量を第１位相シフト量θ１とし、第１基準素子ＱＢ１のオンオフ駆動信号に対する第２対角素子ＱＯ２のオンオフ駆動信号の位相シフト量を第２位相シフト量θ２とする。そして、制御回路２０は、伝送電力量（本例では、出力ＤＵＴＹ比）に基づいて、第１位相シフト量θ１、及び第２位相シフト量θ２を変化させる。なお、第１位相シフト量θ１、第２位相シフト量θ２は、位相進み方向のシフト量とされる。

　図４の昇圧充電の場合は、第２位相シフト量θ２は、第１位相シフト量θ１より大きい値となっている。図５の降圧充電の場合は、第１位相シフト量θ１及び第２位相シフト量θ２は、同じ値になっている。

　ここで、充電時の動作について詳細に説明する。
　図４及び図５に示すように、第１基準素子ＱＢ１（正極側の第１スイッチング素子Ｑ４Ａ）と第１対角素子ＱＯ１（負極側の第２スイッチング素子Ｑ３Ｂ）とが同時にオンしている期間を第１対角オン時間ｔ１とすると、第１位相シフト量θ１に応じて第１対角オン時間ｔ１が変化する。また、負極側の第１スイッチング素子Ｑ４Ｂと正極側の第２スイッチング素子Ｑ３Ａとが同時にオンしている第１対角オン時間ｔ１ａも第１対角オン時間ｔ１と等しい。

　第１ブリッジ回路４１の第１スイッチング素子Ｑ４Ａ、Ｑ４Ｂのオンオフ駆動信号を、第３ブリッジ回路４３の第３スイッチング素子Ｑ１Ａ、Ｑ１Ｂの仮想オンオフ駆動信号に設定する。そして、第２基準素子ＱＢ２（正極側の第３スイッチング素子Ｑ１Ａ）の仮想オンオフ駆動信号と、第２対角素子ＱＯ２（負極側の第４スイッチング素子Ｑ２Ｂ）のオンオフ駆動信号とが同時にオンしている期間を第２仮想対角オン時間ｔ２とすると、第２位相シフト量θ２に応じて第２仮想対角オン時間ｔ２が変化する。また、負極側の第３スイッチング素子Ｑ１Ｂの仮想オンオフ駆動信号と正極側の第４スイッチング素子Ｑ２Ａのオンオフ駆動信号とが同時にオンしている第２仮想対角オン時間ｔ２ａも第２仮想対角オン時間ｔ２と等しい。

　図４及び図５に示されている各ゲートパターンに対応する電流経路は、上記の特許文献１に説明されているので、本実施の形態に係る特徴的なゲートパターン以外の説明は省略する。

　図４が第２リアクトル１０の昇圧動作を伴うバッテリ２の充電（昇圧充電）であることを説明する。図６に、図４の期間Ｂのゲートパターンに対応する電流経路を示す。図４の期間Ｂでは、第１コンバータ５において、正極側の第１スイッチング素子Ｑ４Ａ（第１基準素子ＱＢ１）と負極側の第２スイッチング素子Ｑ３Ｂ（第１対角素子ＱＯ１）とが、同時にオンになり対角２素子が導通する。そのため、正極側の第１スイッチング素子Ｑ４Ａと負極側の第２スイッチング素子Ｑ３Ｂを介して、直流電源１側から第１リアクトル９にエネルギが伝送され、第１リアクトル９が励磁される。

　また、期間Ｂでは、第２コンバータ８において、正極側の第４スイッチング素子Ｑ２Ａがオンになる。そのため、電流は、正極側の第４スイッチング素子Ｑ２Ａと、正極側の第３スイッチング素子Ｑ１Ａの逆並列ダイオード１２とを介して、第２リアクトル１０に還流し、第２リアクトル１０が励磁される。従って、期間Ｂでは、第１リアクトル９及び第２リアクトル１０が励磁され、この励磁動作を昇圧と称す。

　図７に、図４の期間Ｃのゲートパターンに対応する電流経路を示す。図４の期間Ｃでは、期間Ｂと同様に、第１コンバータ５において、正極側の第１スイッチング素子Ｑ４Ａ（第１基準素子ＱＢ１）と負極側の第２スイッチング素子Ｑ３Ｂ（第１対角素子ＱＯ１）とが、同時にオンになり、第１リアクトル９が励磁される。

　一方、期間Ｃでは、第２コンバータ８において、正極側の第４スイッチング素子Ｑ２Ａがオフとなり、電流は、正極側の第３スイッチング素子Ｑ１Ａの逆並列ダイオード１２と、負極側の第４スイッチング素子Ｑ２Ｂの逆並列ダイオード１２とを介してバッテリ２側に流れる。よって、期間Ｃでは、第１リアクトル９及び第２リアクトル１０の励磁エネルギをバッテリ２側へ伝送する期間である。従って、図４は、第２リアクトル１０の昇圧動作を伴うバッテリ２の充電（昇圧充電）である。

　次に、図５が第２リアクトル１０の昇圧動作を伴わないバッテリ２の充電（降圧充電）であることを説明する。図８に、図５の期間Ｄのゲートパターンに対応する電流経路を示す。図５の期間Ｄでは、第１コンバータ５において、正極側の第１スイッチング素子Ｑ４Ａ（第１基準素子ＱＢ１）と負極側の第２スイッチング素子Ｑ３Ｂ（第１対角素子ＱＯ１）とが、同時にオンになるため、直流電源１側から第１リアクトル９にエネルギが伝送され、第１リアクトル９が励磁される。

　一方、期間Ｄでは、第２コンバータ８において、負極側の第４スイッチング素子Ｑ２Ｂがオンになり、電流は、正極側の第３スイッチング素子Ｑ１Ａの逆並列ダイオード１２と、負極側の第４スイッチング素子Ｑ２Ｂ又は負極側の第４スイッチング素子Ｑ２Ｂの逆並列ダイオード１２を介して、バッテリ２側に流れる。従って、図５は、第２リアクトル１０の昇圧動作を伴わないバッテリ２の充電（降圧充電）である。

＜第２電力伝送（バッテリ２の放電）の基本制御挙動＞
　図９及び図１０に、バッテリ２から直流電源１に電力を伝送する第２電力伝送（バッテリ２の放電）を行う場合の、第１コンバータ５及び第２コンバータ８の各スイッチング素子Ｑ４Ａ、Ｑ４Ｂ、Ｑ３Ａ、Ｑ３Ｂ、Ｑ２Ａ、Ｑ２Ｂ、Ｑ１Ａ、Ｑ１Ｂの駆動信号の時間波形を示す。なお、図９は、第１リアクトル９の昇圧動作を伴う放電（昇圧放電と称す）の場合の例であり、図１０は、第１リアクトル９の昇圧動作を伴わない放電（降圧放電と称す）の場合の例である。しかし、図９及び図１０は、昇圧放電及び降圧放電の原理を説明するための例であって、図１１を用いて後述する本実施の形態に係る第３位相シフト量θ３及び第４位相シフト量θ４の設定値とは一致していない。図９及び図１０の例では、第３ブリッジ回路４３のスイッチング周期Ｔｓｗを、期間Ａ～Ｊの１０の期間に分割し、各期間Ａ～Ｊにゲートパターンが設定されている。

　制御回路２０は、バッテリ２から直流電源１に電力を伝送する第２電力伝送（バッテリ２の放電）を行う場合は、第３ブリッジ回路４３、第４ブリッジ回路４４、及び第２ブリッジ回路４２のそれぞれにおける正極側及び負極側のスイッチング素子を、予め設定されたスイッチング周期Ｔｓｗ中に交互に等間隔で１回ずつオンする。一方、制御回路２０は、第１ブリッジ回路４１の正極側及び負極側の第１スイッチング素子Ｑ４Ａ、Ｑ４Ｂを常時オフする。

　本実施の形態では、制御回路２０は、上記のバッテリ２の充電の場合と同様に、短絡防止時間ｔｄを挟んで、正極側及び負極側のスイッチング素子を交互に等間隔でオンするように構成されている。

　制御回路２０は、第２基準素子ＱＢ２（正極側の第３スイッチング素子Ｑ１Ａ）のオンオフ駆動信号に対する第２対角素子ＱＯ２（負極側の第４スイッチング素子Ｑ２Ｂ）のオンオフ駆動信号の位相シフト量を第３位相シフト量θ３とし、第２基準素子ＱＢ２（正極側の第３スイッチング素子Ｑ１Ａ）のオンオフ駆動信号に対する第１対角素子ＱＯ１（負極側の第２スイッチング素子Ｑ３Ｂ）のオンオフ駆動信号の位相シフト量を第４位相シフト量θ４とする。なお、第３位相シフト量θ３、第４位相シフト量θ４は、位相進み方向のシフト量とされる。

　図９の昇圧放電の場合は、第４位相シフト量θ４は、第３位相シフト量θ３より大きい値となっている。図１０の降圧放電の場合は、第３位相シフト量θ３及び第４位相シフト量θ４は、同じ値になっている。

　図９に示す昇圧放電時の各スイッチング素子のオンオフ駆動信号は、図４に示した昇圧充電時における、第１スイッチング素子Ｑ４Ａ、Ｑ４Ｂのオンオフ駆動信号と第３スイッチング素子Ｑ１Ａ、Ｑ１Ｂのオンオフ駆動信号とを入れ替えたものであり、第２スイッチング素子Ｑ３Ａ、Ｑ３Ｂのオンオフ駆動信号と第４スイッチング素子Ｑ２Ａ、Ｑ２Ｂのオンオフ駆動信号とを入れ替えたものである。同様に、図１０に示す降圧放電時の各スイッチング素子のオンオフ駆動信号は、図５に示した降圧充電時における、第１スイッチング素子Ｑ４Ａ、Ｑ４Ｂのオンオフ駆動信号と第３スイッチング素子Ｑ１Ａ、Ｑ１Ｂのオンオフ駆動信号とを入れ替えたものであり、第２スイッチング素子Ｑ３Ａ、Ｑ３Ｂのオンオフ駆動信号と第４スイッチング素子Ｑ２Ａ、Ｑ２Ｂのオンオフ駆動信号とを入れ替えたものである。

　図９及び図１０に示すように、第２基準素子ＱＢ２（正極側の第３スイッチング素子Ｑ１Ａ）と第２対角素子ＱＯ２（負極側の第４スイッチング素子Ｑ２Ｂ）とが同時にオンしている期間を第３対角オン時間ｔ３とすると、第３位相シフト量θ３に応じて第３対角オン時間ｔ３が変化する。また、負極側の第３スイッチング素子Ｑ１Ｂと正極側の第４スイッチング素子Ｑ２Ａとが同時にオンしている第３対角オン時間ｔ３ａも第３対角オン時間ｔ３と等しい。

　第３ブリッジ回路４３の第３スイッチング素子Ｑ１Ａ、Ｑ１Ｂのオンオフ駆動信号を、第１ブリッジ回路４１の第１スイッチング素子Ｑ４Ａ、Ｑ４Ｂの仮想オンオフ駆動信号に設定する。そして、第１基準素子ＱＢ１（正極側の第１スイッチング素子Ｑ４Ａ）の仮想オンオフ駆動信号と、第１対角素子ＱＯ１（負極側の第２スイッチング素子Ｑ３Ｂ）のオンオフ駆動信号とが同時にオンしている期間を第４仮想対角オン時間ｔ４とすると、第４位相シフト量θ４に応じて第４仮想対角オン時間ｔ４が変化する。また、負極側の第１スイッチング素子Ｑ４Ｂの仮想オンオフ駆動信号と正極側の第２スイッチング素子Ｑ３Ａのオンオフ駆動信号とが同時にオンしている第４仮想対角オン時間ｔ４ａも第４仮想対角オン時間ｔ４と等しい。

　昇圧放電及び降圧放電においても、図６、図７及び図８等を用いて上述した昇圧充電及び降圧充電の動作と、第１コンバータ５と第２コンバータ８とを入れ替えた同様の動作が成り立つ。よって、放電の詳細な説明を省略する。

＜伝送電力量に基づく位相シフト量の変化＞
　次に、図１１を用いて、伝送電力量に基づく位相シフト量の変化を説明する。
　図１１の上段のグラフに示すように、制御回路２０は、伝送電力量の指令値に基づいて出力ＤＵＴＹ比を演算する。本実施の形態では、共に正の値になる、直流電源１からバッテリ２に伝送される第１伝送電力量、及びバッテリ２から直流電源１に伝送される第２伝送電力量を、伝送電力量の１つの変数で表している。具体的には、第１電力伝送（バッテリ２の充電）を行う場合は、第１伝送電力量がそのまま伝送電力量に設定され、第２電力伝送（バッテリ２の放電）を行う場合は、第２伝送電力量の正負反転値が伝送電力量に設定される。すなわち、第１伝送電力量が０から増加するに従って、伝送電力量が０から正方向に増加し、第２伝送電力量が０から増加するに従って、伝送電力量が０から負方向に増加する（０から減少する）。また、第１伝送電力量が０から増加するに従って、出力ＤＵＴＹ比が０から正方向に増加し、第２伝送電力量が０から増加するに従って、出力ＤＵＴＹ比が０から負方向に増加する（０から減少する）。よって、第１電力伝送及び第２電力伝送の双方において、伝送電力量と出力ＤＵＴＹ比とは、比例関係にある。

＜第１電力伝送（バッテリ２の充電）の位相シフト量の変化＞
　まず、第１電力伝送（バッテリ２の充電）の場合について説明する。図１１の中段のグラフの右半分に示すように、制御回路２０は、第１伝送電力量（本例では、出力ＤＵＴＹ比）が０から、０より大きい値に予め設定された第１基準点Ｐ１までの間にある場合（降圧充電の場合とも称す）は、第１伝送電力量（出力ＤＵＴＹ比）が増加するに従って、第１位相シフト量θ１及び第２位相シフト量θ２を同量の状態で減少させる。また、制御回路２０は、第１伝送電力量（出力ＤＵＴＹ比）が第１基準点Ｐ１より大きい場合（昇圧充電の場合とも称す）は、第１伝送電力量（出力ＤＵＴＹ比）が増加するに従って、第１伝送電力量が第１基準点Ｐ１である場合の第１位相シフト量θ１及び第２位相シフト量θ２から、第１位相シフト量θ１を減少させると共に第２位相シフト量θ２を増加させる。

　本実施の形態では、第１基準点Ｐ１は、第１位相シフト量θ１及び第２位相シフト量θ２が、スイッチング周期Ｔｓｗの２５％になる第１伝送電力量（出力ＤＵＴＹ比）に予め設定されている。

　制御回路２０は、第１伝送電力量（出力ＤＵＴＹ比）が０から第１基準点Ｐ１までの間にある場合は、第１位相シフト量θ１及び第２位相シフト量θ２を、一定の第１傾きで最大値（本例では、スイッチング周期Ｔｓｗの４５％）からスイッチング周期Ｔｓｗの２５％まで減少させる。制御回路２０は、第１伝送電力量（出力ＤＵＴＹ比）が第１基準点Ｐ１から第１基準点Ｐ１の２倍値までの間にある場合は、第１位相シフト量θ１を、同じ第１傾きでスイッチング周期Ｔｓｗの２５％から最小値（本例では、スイッチング周期Ｔｓｗの５％）まで減少させると共に、第２位相シフト量θ２を、同じ第１傾きでスイッチング周期Ｔｓｗの２５％から最大値まで増加させる。

　この時の第１対角オン時間ｔ１、ｔ１ａ及び第２仮想対角オン時間ｔ２、ｔ２ａの変化を、図１１の下段のグラフの右半分に示す。上述したように、第１対角オン時間ｔ１、ｔ１ａは、第１基準素子ＱＢ１のオン期間から第１位相シフト量θ１を減算した値になり、第２仮想対角オン時間ｔ２、ｔ２ａは、第１基準素子ＱＢ１のオン期間から第２位相シフト量θ２を減算した値になる。そのため、図１１において、第１対角オン時間ｔ１、ｔ１ａ及び第２仮想対角オン時間ｔ２、ｔ２ａは、第１位相シフト量θ１及び第２位相シフト量θ２と上下が反転した形になっている。

　第１電力伝送（バッテリ２の充電）について詳細に説明する。
　トランス３の第１巻線３ａから第２巻線３ｂに電力伝送されて第２巻線３ｂに電圧が発生する期間は、第１基準素子ＱＢ１（正極側の第１スイッチング素子Ｑ４Ａ）と第１対角素子ＱＯ１（負極側の第２スイッチング素子Ｑ３Ｂ）とが同時にオンする第１対角オン時間ｔ１と、負極側の第１スイッチング素子Ｑ４Ｂと正極側の第２スイッチング素子Ｑ３Ａとが同時にオンする第１対角オン時間ｔ１ａとなる。

　降圧充電時は、第１コンバータ５の第１位相シフト量θ１を調整して第１対角オン時間ｔ１、ｔ１ａを調整し伝送電力量を調整する。また、第２コンバータ８の第２位相シフト量θ２を、第１位相シフト量θ１と同量になるように変化させることにより、第２仮想対角オン時間ｔ２、ｔ２ａを第１対角オン時間ｔ１、ｔ１ａに一致させて同期整流動作を行わせる。この降圧充電時の、第１位相シフト量θ１及び第２位相シフト量θ２の変化範囲は、最大値からスイッチング周期Ｔｓｗの２５％までの範囲になっている。最大値は、スイッチング周期Ｔｓｗの５０％以下であって、スイッチング周期Ｔｓｗの２５％より大きい値に設定されている。

　特許文献１の技術では、昇圧充電において、第１対角オン時間ｔ１、ｔ１ａを出来る限り長く確保するために、出力ＤＵＴＹ比の変化にかかわらず、第１位相シフト量θ１は最小値に固定され、第１対角オン時間ｔ１、ｔ１ａは最大値に固定されている。そして、特許文献１の技術では、昇圧充電において、出力ＤＵＴＹ比が増加するに従って、第２位相シフト量θ２が最小値から次第に増加され、第２仮想対角オン時間ｔ２、ｔ２ａが次第に減少される。よって、特許文献１の技術では、出力ＤＵＴＹ比の変化に対する、第１位相シフト量θ１と第２位相シフト量θ２との位相差の変化が小さく、伝送電力量の調整量が小さくなる。

　一方、本実施の形態１では、上記のように、昇圧充電において、出力ＤＵＴＹ比が増加するに従って、第１位相シフト量θ１をスイッチング周期Ｔｓｗの２５％から最小値まで次第に減少させ、第１対角オン時間ｔ１、ｔ１ａを、２５％に対応する値から最大値まで次第に増加させることにより、第１リアクトル９の励磁期間を次第に増加させることができる。また、出力ＤＵＴＹ比が増加するに従って、第２位相シフト量θ２をスイッチング周期Ｔｓｗの２５％から最大値まで次第に増加させ、第２仮想対角オン時間ｔ２、ｔ２ａを、２５％に対応する値から最小値まで次第に減少させることにより、第１対角オン時間ｔ１、ｔ１ａの間における、第２リアクトル１０の励磁期間を次第に増加させることができる。よって、本実施の形態１では、昇圧充電時に、特許文献１に比べて、出力ＤＵＴＹ比の変化に対する、第１位相シフト量θ１と第２位相シフト量θ２との位相差の変化を２倍大きくでき、速やかに伝送電力量を調整することができる。

　図１２に、出力ＤＵＴＹ比と電流ｉの関係を示す。比較のために特許文献１の技術によるデータも重ねて示す。図１２の右半分に示すように、本実施の形態では、昇圧充電の領域では、出力ＤＵＴＹ比の変化に対する電流ｉの変化が大きく、速やかに電力を調整できることがわかる。特許文献１の技術と比較しても、出力ＤＵＴＹ比の変化に対する電流ｉの変化が大きくなっていることから、本実施の形態の効果を確認することができる。なお、横軸の出力ＤＵＴＹ比が０．２のとき、第１及び第２位相シフト量θ１、θ２は、第１基準点Ｐ１に対応するスイッチング周期Ｔｓｗの２５％になる。

　また、本実施の形態では、降圧充電と昇圧充電との間を変化させる場合に、速やかに電力を調整することが可能となる。その原理を、図１３を用いて説明する。図１３は、昇圧充電時の各スイッチング素子の駆動信号の時間波形を示す。図１３では、出力ＤＵＴＹ比が第１基準点Ｐ１の０．２から０．０４増加した０．２４になることにより、第１位相シフト量θ１が、第１基準点Ｐ１の２５％から５％減少したスイッチング周期Ｔｓｗの２０％になり、第２位相シフト量θ２が、第１基準点Ｐ１の２５％から５％増加したスイッチング周期Ｔｓｗの３０％になっている。これにより、第１位相シフト量θ１と第２位相シフト量θ２との位相差は、スイッチング周期Ｔｓｗの１０％になり、短絡防止時間ｔｄに等しくなっている。

　図１３において、期間Ｃでは、第１コンバータ５において、負極側の第２スイッチング素子Ｑ３Ｂ（第１対角素子ＱＯ１）がオンした直後であり、正極側の第１スイッチング素子Ｑ４Ａ（第１基準素子ＱＢ１）と負極側の第２スイッチング素子Ｑ３Ｂ（第１対角素子ＱＯ１）とが、同時にオンになり対角２素子が導通する。そのため、正極側の第１スイッチング素子Ｑ４Ａと負極側の第２スイッチング素子Ｑ３Ｂを介して、直流電源１側から第１リアクトル９にエネルギが伝送され、第１リアクトル９が励磁される。

　第１位相シフト量θ１と第２位相シフト量θ２との位相差が短絡防止時間ｔｄに等しいため、第２コンバータ８において、期間Ｃは、第４スイッチング素子Ｑ２Ａ、Ｑ２Ｂの短絡防止時間ｔｄとなっており、正極側の第４スイッチング素子Ｑ２Ａはオンしていない。そのため、期間Ｃでは、電流は、正極側の第３スイッチング素子Ｑ１Ａの逆並列ダイオード１２と、負極側の第４スイッチング素子Ｑ２Ｂの逆並列ダイオード１２とを介してバッテリ２側に流れる。そのため、第２リアクトル１０が励磁されない。よって、図１３は、第１伝送電力量が第１基準点Ｐ１よりも大きくなる昇圧充電の場合であるが、第１位相シフト量θ１と第２位相シフト量θ２との位相差が、未だ短絡防止時間ｔｄを超えるまで増加していないため、昇圧動作が生じていない。

　図１４に、第１位相シフト量θ１と第２位相シフト量θ２との位相差が、短絡防止時間ｔｄよりも大きくなり、昇圧動作が生じている場合を示す。図１４では、出力ＤＵＴＹ比が第１基準点Ｐ１の０．２から０．１２増加した０．３２になることにより、第１位相シフト量θ１が、第１基準点Ｐ１の２５％から１５％減少したスイッチング周期Ｔｓｗの１０％になり、第２位相シフト量θ２が、第１基準点Ｐ１の２５％から１５％増加したスイッチング周期Ｔｓｗの４０％になっている。これにより、第１位相シフト量θ１と第２位相シフト量θ２との位相差は、スイッチング周期Ｔｓｗの３０％になり、短絡防止時間ｔｄの３倍になっている。

　図１４において、期間Ｂでは、第１コンバータ５において、正極側の第１スイッチング素子Ｑ４Ａ（第１基準素子ＱＢ１）と負極側の第２スイッチング素子Ｑ３Ｂ（第１対角素子ＱＯ１）とが、同時にオンになり対角２素子が導通する。そのため、直流電源１側から第１リアクトル９にエネルギが伝送され、第１リアクトル９が励磁される。

　この期間Ｂでは、第２コンバータ８において、正極側の第４スイッチング素子Ｑ２Ａがオンになる。そのため、電流は、正極側の第４スイッチング素子Ｑ２Ａと、正極側の第３スイッチング素子Ｑ１Ａの逆並列ダイオード１２とを介して、第２リアクトル１０に還流し、第２リアクトル１０が励磁される。従って、期間Ｂでは、第１リアクトル９及び第２リアクトル１０が励磁され、第２リアクトル１０の昇圧動作が生じている。

　期間Ｃは、期間Ｂと同じ状態であるため、第１リアクトル９及び第２リアクトル１０の励磁が継続される。期間Ｄでは、第１コンバータ５は、期間Ｂ、Ｃと同じ状態であるため、第１リアクトル９の励磁が継続される。一方、期間Ｄでは、第２コンバータ８において、短絡防止時間ｔｄにあたるため、正極側の第４スイッチング素子Ｑ２Ａがオフになり、電流は、正極側の第３スイッチング素子Ｑ１Ａの逆並列ダイオード１２と、負極側の第４スイッチング素子Ｑ２Ｂの逆並列ダイオード１２とを介してバッテリ２側に流れる。よって、期間Ｄでは、第１リアクトル９及び第２リアクトル１０の励磁エネルギがバッテリ２側へ伝送される。よって、図１４は、第２リアクトル１０の昇圧動作を伴うバッテリ２の充電（昇圧充電）である。

　このように、第２リアクトル１０の昇圧動作は、第１位相シフト量θ１と第２位相シフト量θ２との位相差から、短絡防止時間ｔｄを減算した期間において行われる。この位相差の変化は、出力ＤＵＴＹ比の変化の２倍に比例する。よって、降圧動作から昇圧動作への変化は、特許文献１の場合と比較して、半分の出力ＤＵＴＹ比の変化で実現することができる。そのため、図１２に示したように、出力ＤＵＴＹ比の変化に対する電流の変化が急峻となる。

＜第２電力伝送（バッテリ２の放電）の位相シフト量の変化＞
　次に、第２電力伝送（バッテリ２の放電）の場合について説明する。図１に示すようにバッテリ充放電装置１００の回路構成は、リアクトル１１を挟んで、左右対称であるため、図１１に示すように制御動作が第１電力伝送と第２電力伝送とで左右対称になる。

　図１１の上段のグラフの左半分に示すように、第２電力伝送の場合は、上述したように、第２伝送電力量が増加するに従って、出力ＤＵＴＹ比が負方向に増加する。すなわち、第２伝送電力量と出力ＤＵＴＹ比とは、正負が逆転している。

　図１１の中段のグラフの左半分に示すように、制御回路２０は、第２伝送電力量（出力ＤＵＴＹ比の正負反転値）が０から、０より大きい値に予め設定された第２基準点Ｐ２までの間にある場合（降圧放電の場合とも称す）は、第２伝送電力量（出力ＤＵＴＹ比の正負反転値）が増加するに従って、第３位相シフト量θ３及び第４位相シフト量θ４を同量の状態で減少させる。また、制御回路２０は、第２伝送電力量（出力ＤＵＴＹ比の正負反転値）が第２基準点Ｐ２より大きい場合（昇圧放電の場合とも称す）は、第２伝送電力量（出力ＤＵＴＹ比の正負反転値）が増加するに従って、第２伝送電力量が第２基準点Ｐ２である場合の第３位相シフト量θ３及び第４位相シフト量θ４から、第３位相シフト量θ３を減少させると共に第４位相シフト量θ４を増加させる。

　本実施の形態では、第２基準点Ｐ２は、第３位相シフト量θ３及び第４位相シフト量θ４が、スイッチング周期Ｔｓｗの２５％になる第２伝送電力量（出力ＤＵＴＹ比の正負反転値）に予め設定されている。

　制御回路２０は、第２伝送電力量（出力ＤＵＴＹ比の正負反転値）が０から第２基準点Ｐ２までの間にある場合は、第３位相シフト量θ３及び第４位相シフト量θ４を、一定の第２傾きで最大値からスイッチング周期Ｔｓｗの２５％まで減少させる。制御回路２０は、第２伝送電力量（出力ＤＵＴＹ比の正負反転値）が第２基準点Ｐ２から第２基準点Ｐ２の２倍値までの間にある場合は、第３位相シフト量θ３を、同じ第２傾きでスイッチング周期Ｔｓｗの２５％から最小値まで減少させると共に、第４位相シフト量θ４を、同じ第２傾きでスイッチング周期Ｔｓｗの２５％から最大値まで増加させる。

　この時の第３対角オン時間ｔ３、ｔ３ａ及び第４仮想対角オン時間ｔ４、ｔ４ａの変化を、図１１の下段のグラフの左半分に示す。上述したように、第３対角オン時間ｔ３、ｔ３ａは、第２基準素子ＱＢ２のオン期間から第３位相シフト量θ３を減算した値になり、第４仮想対角オン時間ｔ４、ｔ４ａは、第２基準素子ＱＢ２のオン期間から第４位相シフト量θ４を減算した値になる。そのため、第３対角オン時間ｔ３、ｔ３ａ及び第４仮想対角オン時間ｔ４、ｔ４ａは、第３位相シフト量θ３及び第４位相シフト量θ４と上下が反転した形になっている。

　なお、図１１において、充電時の第１位相シフト量θ１と放電時の第４位相シフト量θ４とは、共に第１対角素子ＱＯ１（負極側の第２スイッチング素子Ｑ３Ｂ）の位相シフト量であるため、同様の実線で続けて描いている。また、充電時の第２位相シフト量θ２と放電時の第３位相シフト量θ３とは、共に第２対角素子ＱＯ２（負極側の第４スイッチング素子Ｑ２Ｂ）の位相シフト量であるため、同様の点線で続けて描いている。同様に、第１対角オン時間ｔ１と第４仮想対角オン時間ｔ４を同様の実線で続けて描き、第２仮想対角オン時間ｔ２と第３対角オン時間ｔ３とを同様の点線で続けて描いている。

　図１５は、昇圧充電時の図１３に対応する、昇圧放電時の各スイッチング素子の駆動信号の時間波形である。図１５では、出力ＤＵＴＹ比が第２基準点Ｐ２の－０．２から０．０４減少した－０．２４になることにより、第３位相シフト量θ３が、第２基準点Ｐ２の２５％から５％減少したスイッチング周期Ｔｓｗの２０％になり、第４位相シフト量θ４が、第２基準点Ｐ２の２５％から５％増加したスイッチング周期Ｔｓｗの３０％になっている。これにより、第３位相シフト量θ３と第４位相シフト量θ４との位相差は、スイッチング周期Ｔｓｗの１０％になり、短絡防止時間ｔｄに等しくなっている。

　図１５に示す昇圧放電時の各スイッチング素子のオンオフ駆動信号は、図１３に示した昇圧充電時における、第１スイッチング素子Ｑ４Ａ、Ｑ４Ｂのオンオフ駆動信号と第３スイッチング素子Ｑ１Ａ、Ｑ１Ｂのオンオフ駆動信号とを入れ替えたものであり、第２スイッチング素子Ｑ３Ａ、Ｑ３Ｂのオンオフ駆動信号と第４スイッチング素子Ｑ２Ａ、Ｑ２Ｂのオンオフ駆動信号とを入れ替えたものになる。そのため、図１５は、図１３の場合と同様の動作となる。すなわち、図１５は、第２伝送電力量が第２基準点Ｐ２よりも大きくなる昇圧放電の場合であるが、第３位相シフト量θ３と第４位相シフト量θ４との位相差が、未だ短絡防止時間ｔｄを超えるまで増加していないため、第１リアクトル９の昇圧動作が生じていない。

　図１６は、昇圧充電時の図１４に対応する、昇圧放電時の各スイッチング素子の駆動信号の時間波形である。図１６では、出力ＤＵＴＹ比が第１基準点Ｐ１の－０．２から０．１２減少した－０．３２になることにより、第３位相シフト量θ３が、第２基準点Ｐ２の２５％から１５％減少したスイッチング周期Ｔｓｗの１０％になり、第４位相シフト量θ４が、第２基準点Ｐ２の２５％から１５％増加したスイッチング周期Ｔｓｗの４０％になっている。これにより、第３位相シフト量θ３と第４位相シフト量θ４との位相差は、スイッチング周期Ｔｓｗの３０％になり、短絡防止時間ｔｄの３倍になっている。

　図１６に示す昇圧放電時の各スイッチング素子のオンオフ駆動信号は、図１４に示した昇圧充電時における、第１スイッチング素子Ｑ４Ａ、Ｑ４Ｂのオンオフ駆動信号と第３スイッチング素子Ｑ１Ａ、Ｑ１Ｂのオンオフ駆動信号とを入れ替えたものであり、第２スイッチング素子Ｑ３Ａ、Ｑ３Ｂのオンオフ駆動信号と第４スイッチング素子Ｑ２Ａ、Ｑ２Ｂのオンオフ駆動信号とを入れ替えたものになる。そのため、図１６は、図１４の場合と同様の動作となる。すなわち、図１６は、第３位相シフト量θ３と第４位相シフト量θ４との位相差が、短絡防止時間ｔｄを越えるまで増加しており、第１リアクトル９の昇圧動作が生じている。

　よって、第１リアクトル９の昇圧動作は、第３位相シフト量θ３と第４位相シフト量θ４との位相差から、短絡防止時間ｔｄを減算した期間において行われる。この位相差の変化は、出力ＤＵＴＹ比の変化の２倍に比例する。よって、放電時においても、降圧動作から昇圧動作への変化は、特許文献１の場合と比較して、半分の出力ＤＵＴＹ比の変化で実現することができる。そのため、図１２の左半分に示されているように、放電時においても、特許文献１の技術と比較して、出力ＤＵＴＹ比の変化に対する電流の変化が急峻となる。

　以上より、本実施の形態に係るバッテリ充放電装置１００は、少ない出力ＤＵＴＹ比の変化によって電流ｉを制御することが可能であり、即応性の高い出力制御を可能とし、かつ、広い電圧範囲で双方向に電力伝送可能である。

実施の形態２．
　次に、実施の形態２に係るバッテリ充放電装置１００について説明する。上記の実施の形態１と同様の構成部分は説明を省略する。本実施の形態に係るバッテリ充放電装置１００の基本的な構成及び処理は実施の形態１と同様であるが、伝送電力量に基づく位相シフト量の変化が実施の形態１と異なる。

　図１７を用いて、本実施の形態に係る伝送電力量に基づく位相シフト量を説明する。図１７の上段のグラフは、図１１の上段のグラフと同様であるので説明を省略する。

＜第１電力伝送（バッテリ２の充電）の位相シフト量の変化＞
　まず、本実施の形態に係る第１電力伝送（バッテリ２の充電）の場合について説明する。図１７の中段のグラフの右半分に示すように、制御回路２０は、第１伝送電力量（本例では、出力ＤＵＴＹ比）が０から、０より大きい値に予め設定された第１基準点Ｐ１までの間にある場合は、第１伝送電力量（出力ＤＵＴＹ比）が増加するに従って、第１位相シフト量θ１及び第２位相シフト量θ２を同量の状態で減少させる。

　制御回路２０は、第１伝送電力量（出力ＤＵＴＹ比）が第１基準点Ｐ１から、第１基準点Ｐ１よりも大きい値に予め設定された第３基準点Ｐ３までの間にある場合は、第１伝送電力量（出力ＤＵＴＹ比）が増加するに従って、第１伝送電力量が第１基準点Ｐ１である場合の第１位相シフト量θ１及び第２位相シフト量θ２から第１位相シフト量θ１を減少させると共に第２位相シフト量θ２を増加させる。

　制御回路２０は、第１伝送電力量（出力ＤＵＴＹ比）が第３基準点Ｐ３より大きい場合は、第１伝送電力量（出力ＤＵＴＹ比）が増加するに従って、第１伝送電力量が第３基準点Ｐ３である場合の第２位相シフト量θ２から第２位相シフト量θ２を増加させると共に、第１伝送電力量が第３基準点Ｐ３である場合の第１位相シフト量θ１に、第１位相シフト量θ１を維持する。

　第１伝送電力量（出力ＤＵＴＹ比）が０から第１基準点Ｐ１までの区間が、降圧充電を行う区間であり、第１伝送電力量（出力ＤＵＴＹ比）が第１基準点Ｐ１より大きい区間が、昇圧充電を行う区間である。

　本実施の形態では、第１基準点Ｐ１は、第１位相シフト量θ１及び第２位相シフト量θ２が、スイッチング周期Ｔｓｗの２５％よりも小さい予め設定された値（本例では、スイッチング周期Ｔｓｗの２０％）になる第１伝送電力量（出力ＤＵＴＹ比）に予め設定されている。第３基準点Ｐ３は、スイッチング周期Ｔｓｗの５％になる第１伝送電力量（出力ＤＵＴＹ比）に予め設定されている。

　制御回路２０は、第１伝送電力量（出力ＤＵＴＹ比）が０から第１基準点Ｐ１までの間にある場合は、第１位相シフト量θ１及び第２位相シフト量θ２を、一定の第１傾きで最大値（本例では、スイッチング周期Ｔｓｗの４５％）からスイッチング周期Ｔｓｗの２０％まで減少させる。制御回路２０は、第１伝送電力量（出力ＤＵＴＹ比）が第１基準点Ｐ１から第３基準点Ｐ３までの間にある場合は、第１位相シフト量θ１を、同じ第１傾きでスイッチング周期Ｔｓｗの２０％から最小値（本例では、スイッチング周期Ｔｓｗの５％）まで減少させると共に、第２位相シフト量θ２を、同じ第１傾きでスイッチング周期Ｔｓｗの２５％から増加させる。制御回路２０は、第１伝送電力量（出力ＤＵＴＹ比）が第３基準点Ｐ３から第１基準点Ｐ１の２倍値までの間にある場合は、第１位相シフト量θ１を最小値に固定すると共に、第２位相シフト量θ２を、同じ第１傾きで最大値まで継続して増加させる。

　図１７の下段のグラフの右半分に示すように、第１対角オン時間ｔ１、ｔ１ａ及び第２仮想対角オン時間ｔ２、ｔ２ａは、第１位相シフト量θ１及び第２位相シフト量θ２と上下が反転した形になっている。

＜第２電力伝送（バッテリ２の放電）の位相シフト量の変化＞
　次に、第２電力伝送（バッテリ２の放電）の場合について説明する。図１７の中段のグラフの左半分に示すように、制御回路２０は、第２伝送電力量（出力ＤＵＴＹ比の正負反転値）が０から、０より大きい値に予め設定された第２基準点Ｐ２までの間にある場合は、第２伝送電力量（出力ＤＵＴＹ比の正負反転値）が増加するに従って、第３位相シフト量θ３及び第４位相シフト量θ４を同量の状態で減少させる。

　制御回路２０は、第２伝送電力量（出力ＤＵＴＹ比の正負反転値）が第２基準点Ｐ２から、第２基準点Ｐ２よりも大きい値に予め設定された第４基準点Ｐ４までの間にある場合は、第２伝送電力量（出力ＤＵＴＹ比の正負反転値）が増加するに従って、第２伝送電力量が第２基準点Ｐ２である場合の第３位相シフト量θ３及び第４位相シフト量θ４から第３位相シフト量θ３を減少させると共に第４位相シフト量θ４を増加させる。

　制御回路２０は、第２伝送電力量（出力ＤＵＴＹ比の正負反転値）が第４基準点Ｐ４より大きい場合は、第２伝送電力量（出力ＤＵＴＹ比の正負反転値）が増加するに従って、第２伝送電力量が第４基準点Ｐ４である場合の第４位相シフト量θ４から第４位相シフト量θ４を増加させると共に、第２伝送電力量が第４基準点Ｐ４である場合の第３位相シフト量θ３に、第３位相シフト量θ３を維持する。

　第２伝送電力量（出力ＤＵＴＹ比の正負反転値）が０から第２基準点Ｐ２までの区間が、降圧放電を行う区間であり、第２伝送電力量（出力ＤＵＴＹ比の正負反転値）が第２基準点Ｐ２より大きい区間が、昇圧放電を行う区間である。

　本実施の形態では、第２基準点Ｐ２は、第３位相シフト量θ３及び第４位相シフト量θ４が、スイッチング周期Ｔｓｗの２５％よりも小さい予め設定された値（本例では、スイッチング周期Ｔｓｗの２０％）になる第２伝送電力量（出力ＤＵＴＹ比の正負反転値）に予め設定されている。第４基準点Ｐ４は、スイッチング周期Ｔｓｗの５％になる第２伝送電力量（出力ＤＵＴＹ比の正負反転値）に予め設定されている。

　制御回路２０は、第２伝送電力量（出力ＤＵＴＹ比の正負反転値）が０から第２基準点Ｐ２までの間にある場合は、第３位相シフト量θ３及び第４位相シフト量θ４を、一定の第２傾きで最大値（本例では、スイッチング周期Ｔｓｗの４５％）からスイッチング周期Ｔｓｗの２０％まで減少させる。制御回路２０は、第２伝送電力量（出力ＤＵＴＹ比の正負反転値）が第２基準点Ｐ２から第４基準点Ｐ４までの間にある場合は、第３位相シフト量θ３を、同じ第２傾きでスイッチング周期Ｔｓｗの２０％から最小値（本例では、スイッチング周期Ｔｓｗの５％）まで減少させると共に、第４位相シフト量θ４を、同じ第２傾きでスイッチング周期Ｔｓｗの２５％から増加させる。制御回路２０は、第２伝送電力量（出力ＤＵＴＹ比の正負反転値）が第４基準点Ｐ４から第２基準点Ｐ２の２倍値までの間にある場合は、第３位相シフト量θ３を最小値に固定すると共に、第４位相シフト量θ４を、同じ第２傾きで最大値まで継続して増加させる。

　図１７の下段のグラフの左半分に示すように、第３対角オン時間ｔ３、ｔ３ａ及び第４仮想対角オン時間ｔ４、ｔ４ａは、第３位相シフト量θ３及び第４位相シフト量θ４と上下が反転した形になっている。

　以上のように、本実施の形態では、実施の形態１と比べて、降圧充電又は降圧放電となる出力ＤＵＴＹ比の範囲が広がり、同様に、昇圧充電又は昇圧放電となる出力ＤＵＴＹの範囲が広がる。これにより、出力ＤＵＴＹ比に対する各位相シフト量θ１～θ４の制御動作は、図１１に示した実施の形態１の制御動作の特徴と、特許文献１における昇圧時に電力の伝送側となる対角素子の対角オン時間ｔ１、ｔ１ａ、ｔ３、ｔ３ａを最大値に固定する制御動作の特徴とを、併せ持つ制御動作となる。

　図１８は、本実施の形態における、出力ＤＵＴＹ比に対する各位相シフト量θ１～θ４の制御動作の一例である。第１基準点Ｐ１において、出力ＤＵＴＹ比が０．２６になり、第１位相シフト量θ１及び第２位相シフト量θ２が０．２になるように設定し、第２基準点Ｐ２において、出力ＤＵＴＹ比が－０．２６になり、第３位相シフト量θ３及び第４位相シフト量θ４が０．２になるように設定した。

　図１８の場合の、出力ＤＵＴＹ比と電流ｉの関係を図１９に示す。比較のために特許文献１の技術及び実施の形態１によるデータも重ねて示す。図１９において、実施の形態２による電流ｉは図１８に示した制御動作によって得たものである。本実施の形態でも、実施の形態１と同様に、昇圧充電及び昇圧放電の領域では、出力ＤＵＴＹ比の変化に対する電流ｉの変化が大きく、速やかに電力を調整できることがわかる。特に、特許文献１の技術と比較して、出力ＤＵＴＹ比の変化に対する電流ｉの変化が大きくなっている。また、実施の形態１と比較しても大きな差は生じていない。従って、本実施の形態でも、即応性の高いバッテリ充放電装置１００の出力制御が可能である。

　図２０に、電流ｉと回路電流ピーク値ｉ１の関係を示す。回路電流ピーク値ｉ１は、トランス３の第１巻線３ａを流れる電流において、スイッチング周期Ｔｓｗの半周期０～５０％の期間における最大値である。充電動作である場合と放電動作である場合とで、電流の向きが反転するため正負にて区別している。比較のために特許文献１の技術及び実施の形態１によるデータも重ねて示す。なお、視覚的に分かりやすくするために、プロット点を実線で結んでいる。

　図２０は、ある電流ｉを得るために、いくらの回路電流ピーク値ｉ１が必要であるかを示していて、ある電流ｉを得る際に回路電流ピーク値ｉ１（絶対値）が小さいほどバッテリ充放電装置１００の構成要素に対する負担が小さいといえる。具体的には、回路電流ピーク値ｉ１（絶対値）が大きいほど、トランス３、スイッチング素子、リアクトル等の各部品において発生する部品損失が増加する傾向となり、損失低減のために各部品を大型化する必要が生じる場合がある。本実施の形態の回路電流ピーク値ｉ１（絶対値）は、特許文献１よりも大きいが、実施の形態１よりも小さくなっている。よって、本実施の形態は、実施の形態１と比較してバッテリ充放電装置１００の構成要素に対する負担が小さく、また、特許文献１と比較して即応性の高いバッテリ充放電装置１００の出力制御が可能である。

〔その他の実施の形態〕
　最後に、本発明のその他の実施の形態について説明する。なお、以下に説明する各実施の形態の構成は、それぞれ単独で適用されるものに限られず、矛盾が生じない限り、他の実施の形態の構成と組み合わせて適用することも可能である。

（１）上記の各実施の形態においては、第１ブリッジ回路４１の正極側の第１スイッチング素子Ｑ４Ａが、第１基準素子ＱＢ１とされ、第２ブリッジ回路４２の負極側の第２スイッチング素子Ｑ３Ｂが、第１対角素子ＱＯ１とされ、第３ブリッジ回路４３の正極側の第３スイッチング素子Ｑ１Ａが、第２基準素子ＱＢ２とされ、第４ブリッジ回路４４の負極側の第４スイッチング素子Ｑ２Ｂが、第２対角素子ＱＯ２とされている場合を例として説明した。しかし、本発明の実施の形態はこれに限定されない。すなわち、第１ブリッジ回路４１の負極側の第１スイッチング素子Ｑ４Ｂが、第１基準素子ＱＢ１とされ、第２ブリッジ回路４２の正極側の第２スイッチング素子Ｑ３Ａが、第１対角素子ＱＯ１とされ、また、第３ブリッジ回路４３の負極側の第３スイッチング素子Ｑ１Ｂが、第２基準素子ＱＢ２とされ、第４ブリッジ回路４４の正極側の第４スイッチング素子Ｑ２Ａが、第２対角素子ＱＯ２とされてもよい。

（２）上記の各実施の形態においては、図１の第１コンバータ５において、左側のブリッジ回路が、第１基準素子ＱＢ１が設定される第１ブリッジ回路４１とされ、右側のブリッジ回路が、第１対角素子ＱＯ１が設定される第２ブリッジ回路４２とされ、図１の第２コンバータ８において、右側のブリッジ回路が、第２基準素子ＱＢ２が設定される第３ブリッジ回路４３とされ、左側のブリッジ回路が、第２対角素子ＱＯ２が設定される第４ブリッジ回路４４とされている場合を例として説明した。しかし、本発明の実施の形態はこれに限定されない。すなわち、図１の第１コンバータ５において、右側のブリッジ回路が、第１基準素子ＱＢ１が設定される第１ブリッジ回路４１とされ、左側のブリッジ回路が、第１対角素子ＱＯ１が設定される第２ブリッジ回路４２とされ、図１の第２コンバータ８において、左側のブリッジ回路が、第２基準素子ＱＢ２が設定される第３ブリッジ回路４３とされ、右側のブリッジ回路が、第２対角素子ＱＯ２が設定される第４ブリッジ回路４４とされてもよい。

（３）上記の各実施の形態においては、第２直流電源２がバッテリ２とされている場合を例として説明した。しかし、本発明の実施の形態はこれに限定されない。すなわち、第１直流電源１及び第２直流電源２は、それぞれ、任意の直流電源とされてもよい。例えば、直流電源として、バッテリ、発電機及び電動機の機能を併せ持つ回転電機などが用いられる。

（４）上記の各実施の形態においては、各スイッチング素子の駆動信号の時間波形を説明した図４等の各図において、スイッチング周期Ｔｓｗを、期間Ａ～Ｊの１０の期間に分割し、各期間Ａ～Ｊに、各スイッチング素子のオン又はオフ駆動信号の組合せパターンであるゲートパターンが設定されており、短絡防止時間ｔｄが１つの期間に等しくされている場合を例として説明した。しかし、本発明の実施の形態はこれに限定されない。すなわち、スイッチング周期Ｔｓｗを、任意の数の期間に分割してもよく、或いは、スイッチング周期Ｔｓｗを、複数の期間に分割せず、各位相シフト量θ１～θ４を、より連続的に変化させ、短絡防止時間ｔｄが任意の時間に設定されてもよい。

（５）上記の実施の形態１においては、第１基準点Ｐ１は、第１位相シフト量θ１及び第２位相シフト量θ２が、スイッチング周期Ｔｓｗの２５％になる第１伝送電力量に予め設定されており、第２基準点Ｐ２は、第３位相シフト量θ３及び第４位相シフト量θ４が、スイッチング周期Ｔｓｗの２５％になる第２伝送電力量に予め設定されている場合を例として説明した。また、上記の実施の形態２においては、第１基準点Ｐ１は、第１位相シフト量θ１及び第２位相シフト量θ２が、スイッチング周期Ｔｓｗの２５％よりも小さい予め設定された値になる第１伝送電力量に予め設定されており、第２基準点Ｐ２は、第３位相シフト量θ３及び第４位相シフト量θ４が、スイッチング周期Ｔｓｗの２５％よりも小さい予め設定された値になる第２伝送電力量に予め設定されている場合を例として説明した。しかし、本発明の実施の形態はこれに限定されない。すなわち、第１基準点Ｐ１は、第１位相シフト量θ１及び第２位相シフト量θ２が、スイッチング周期Ｔｓｗの０％から５０％までの任意の％になる第１伝送電力量に予め設定されていてもよく、第２基準点Ｐ２は、第３位相シフト量θ３及び第４位相シフト量θ４が、スイッチング周期Ｔｓｗの０％から５０％までの任意の％になる第２伝送電力量に予め設定されていてもよい。また、第１基準点Ｐ１と第２基準点Ｐ２とは、互いに異なる位相シフト量に対応する伝送電力量に設定されていてもよい。

（６）上記の各実施の形態においては、各位相シフト量θ１、θ２、θ３、θ４は、伝送電力量（出力ＤＵＴＹ比）の増加又は減少に対して、同じ傾きで増加又は減少する場合を例として説明した。しかし、本発明の実施の形態はこれに限定されない。すなわち、各位相シフト量θ１、θ２、θ３、θ４の傾きは、伝送電力量（出力ＤＵＴＹ比）の動作点に応じて変化してもよい。また、昇圧充電において、第１位相シフト量θ１及び第２位相シフト量θ２は、互いに異なる傾きで増加又は減少してもよく、昇圧放電において、第３位相シフト量θ３及び第４位相シフト量θ４は、互いに異なる傾きで増加又は減少してもよい。

　なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略したりすることが可能である。

　この発明は、第１直流電源と第２直流電源との間の双方向の電力伝送を行うＤＣ／ＤＣコンバータに好適に利用することができる。

θ１　第１位相シフト量、θ２　第２位相シフト量、θ３　第３位相シフト量、θ４　第４位相シフト量、１　直流電源（第１直流電源）、２　バッテリ（第２直流電源）、３　トランス、３ａ　第１巻線、３ｂ　第２巻線、５　第１コンバータ、８　第２コンバータ、９　第１リアクトル、１０　第２リアクトル、１２　逆並列ダイオード（ダイオード）、１３　並列コンデンサ（コンデンサ）、２０　制御回路、４１　第１ブリッジ回路、４２　第２ブリッジ回路、４３　第３ブリッジ回路、４４　第４ブリッジ回路、５０　第１正極電線、５１　第１負極電線、５２　第２正極電線、５３　第２負極電線、１００　バッテリ充放電装置（ＤＣ／ＤＣコンバータ）、Ｐ１　第１基準点、Ｐ２　第２基準点、Ｐ３　第３基準点、Ｐ４　第４基準点、Ｑ１Ａ～Ｑ４Ｂ　スイッチング素子、ＱＢ１　第１基準素子、ＱＢ２　第２基準素子、ＱＯ１　第１対角素子、ＱＯ２　第２対角素子、Ｔｓｗ　スイッチング周期、ｔ１、ｔ１ａ　第１対角オン時間、ｔ２、ｔ２ａ　第２仮想対角オン時間、ｔ３、ｔ３ａ　第３対角オン時間、ｔ４、ｔ４ａ　第４仮想対角オン時間、ｔｄ　短絡防止時間

Claims

　第１直流電源と第２直流電源との間の双方向の電力伝送を行うＤＣ／ＤＣコンバータであって、
　第１巻線と第２巻線との間で電力変換を行うトランスと、
　ダイオードが逆並列接続されたスイッチング素子が、前記第１直流電源に接続される第１正極電線及び第１負極電線の間に２つ直列接続された第１ブリッジ回路と、前記スイッチング素子が前記第１正極電線及び前記第１負極電線の間に２つ直列接続された第２ブリッジ回路と、を有し、前記第１ブリッジ回路の中間点及び前記第２ブリッジ回路の中間点が、前記第１巻線の両端子に接続される第１コンバータと、
　前記スイッチング素子が、前記第２直流電源に接続される第２正極電線及び第２負極電線の間に２つ直列接続された第３ブリッジ回路と、前記スイッチング素子が前記第２正極電線及び前記第２負極電線の間に２つ直列接続された第４ブリッジ回路と、を有し、前記第３ブリッジ回路の中間点及び前記第４ブリッジ回路の中間点が、前記第２巻線の両端子に接続される第２コンバータと、
　前記第１コンバータと前記第１巻線との接続経路中に直列接続された第１リアクトル、及び前記第２コンバータと前記第２巻線との接続経路中に直列接続された第２リアクトルの一方又は双方と、
　前記第１コンバータ及び第２コンバータの前記スイッチング素子をオンオフ駆動制御する制御回路と、を備え、
　前記制御回路は、
　前記第１ブリッジ回路における正極側及び負極側のいずれか一方の前記スイッチング素子を第１基準素子とし、前記第２ブリッジ回路における前記第１基準素子とは反対の極側の前記スイッチング素子を第１対角素子とし、前記第３ブリッジ回路における正極側及び負極側のいずれか一方の前記スイッチング素子を第２基準素子とし、前記第４ブリッジ回路における前記第２基準素子とは反対の極側の前記スイッチング素子を第２対角素子とし、
　前記第１直流電源から前記第２直流電源に電力を伝送する第１電力伝送を行う場合において、
　前記第１ブリッジ回路、前記第２ブリッジ回路、及び前記第４ブリッジ回路のそれぞれにおける正極側及び負極側の前記スイッチング素子をオンオフ駆動制御し、
　前記第１基準素子のオンオフ駆動信号に対する前記第１対角素子のオンオフ駆動信号の位相シフト量を第１位相シフト量とし、前記第１基準素子のオンオフ駆動信号に対する前記第２対角素子のオンオフ駆動信号の位相シフト量を第２位相シフト量とし、
　前記第１伝送電力量が０より大きい値に予め設定された第１基準点より大きい場合は、前記第１伝送電力量が増加するに従って、前記第１伝送電力量が前記第１基準点である場合の前記第１位相シフト量及び前記第２位相シフト量から、前記第１位相シフト量を減少させると共に前記第２位相シフト量を増加させるＤＣ／ＤＣコンバータ。
　前記制御回路は、前記第２直流電源から前記第１直流電源に電力を伝送する第２電力伝送を行う場合において、
　前記第３ブリッジ回路、前記第４ブリッジ回路、及び前記第２ブリッジ回路のそれぞれにおける正極側及び負極側の前記スイッチング素子をオンオフ駆動制御し、
　前記第２基準素子のオンオフ駆動信号に対する前記第２対角素子のオンオフ駆動信号の位相シフト量を第３位相シフト量とし、前記第２基準素子のオンオフ駆動信号に対する前記第１対角素子のオンオフ駆動信号の位相シフト量を第４位相シフト量とし、
　前記第２伝送電力量が０より大きい値に予め設定された第２基準点より大きい場合は、前記第２伝送電力量が増加するに従って、前記第２伝送電力量が前記第２基準点である場合の前記第３位相シフト量及び前記第４位相シフト量から、前記第３位相シフト量を減少させると共に前記第４位相シフト量を増加させる請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
　前記制御回路は、前記第１電力伝送を行う場合において、前記第１伝送電力量が０から前記第１基準点までの間にある場合は、前記第１伝送電力量が増加するに従って、前記第１位相シフト量及び前記第２位相シフト量を同量の状態で減少させ、
　前記第２電力伝送を行う場合において、前記第２伝送電力量が０から前記第２基準点までの間にある場合は、前記第２伝送電力量が増加するに従って、前記第３位相シフト量及び前記第４位相シフト量を同量の状態で減少させる請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
　前記第１基準点は、前記第１位相シフト量及び前記第２位相シフト量が、前記スイッチング素子を１回オンオフ駆動するスイッチング周期の２５％になる前記第１伝送電力量に予め設定されており、
　前記第２基準点は、前記第３位相シフト量及び前記第４位相シフト量が、前記スイッチング周期の２５％になる前記第２伝送電力量に予め設定されている請求項２又は３に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
　前記制御回路は、
　前記第１電力伝送を行う場合において、
　前記第１伝送電力量が前記第１基準点から、前記第１基準点よりも大きい値に予め設定された第３基準点までの間にある場合は、前記第１伝送電力量が増加するに従って、前記第１伝送電力量が前記第１基準点である場合の前記第１位相シフト量及び前記第２位相シフト量から前記第１位相シフト量を減少させると共に前記第２位相シフト量を増加させ、
　前記第１伝送電力量が前記第３基準点より大きい場合は、前記第１伝送電力量が増加するに従って、前記第１伝送電力量が前記第３基準点である場合の前記第２位相シフト量から前記第２位相シフト量を増加させると共に、前記第１伝送電力量が前記第３基準点である場合の前記第１位相シフト量に、前記第１位相シフト量を維持し、
　前記第２電力伝送を行う場合において、
　前記第２伝送電力量が前記第２基準点から、前記第２基準点よりも大きい値に予め設定された第４基準点までの間にある場合は、前記第２伝送電力量が増加するに従って、前記第２伝送電力量が前記第２基準点である場合の前記第３位相シフト量及び前記第４位相シフト量から、前記第３位相シフト量を減少させると共に前記第４位相シフト量を増加させ、
　前記第２伝送電力量が前記第４基準点より大きい場合は、前記第２伝送電力量が増加するに従って、前記第２伝送電力量が前記第４基準点である場合の前記第４位相シフト量から前記第４位相シフト量を増加させると共に、前記第２伝送電力量が前記第４基準点である場合の前記第２位相シフト量に、前記第１位相シフト量を維持する請求項２又は３に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
　前記第１基準点は、前記第１位相シフト量及び前記第２位相シフト量が、前記スイッチング素子を１回オンオフ駆動するスイッチング周期の２５％よりも小さい予め設定された値になる前記第１伝送電力量に予め設定されており、
　前記第２基準点は、前記第３位相シフト量及び前記第４位相シフト量が、前記スイッチング周期の２５％よりも小さい予め設定された値になる前記第２伝送電力量に予め設定されている請求項５に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
　前記制御回路は、前記第１直流電源と前記第２直流電源との間の伝送電力量に基づいて、出力ＤＵＴＹ比を演算し、前記出力ＤＵＴＹ比に基づいて、前記第１位相シフト量、前記第２位相シフト量、前記第３位相シフト量、及び前記第４位相シフト量を変化させる請求項２から６のいずれか一項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。