WO2005117313A1

WO2005117313A1 - 変調装置、変調方法及び復調装置

Info

Publication number: WO2005117313A1
Application number: PCT/JP2005/009442
Authority: WO
Inventors: Genichiro Ota; Daichi Imamura; Keiji Takakusaki; Mitsuru Uesugi
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority date: 2004-05-25
Filing date: 2005-05-24
Publication date: 2005-12-08
Also published as: US7936811B2; CN1957552A; CN1957552B; EP1744481A1; JPWO2005117313A1; JP4738330B2; US20070286301A1; EP1744481A4

Abstract

　周波数利用効率が飛躍的に向上したＯＦＤＭ信号を形成することができる変調装置を提示する。ナイキストロールオフ周波数特性を有する被変調信号にナイキスト周波数の２倍の差を有する搬送波周波数で変調を施す変調器６、８（１１、１３、１０６、１０８、１１１、１１３）と、変調器６、８（１１、１３、１０６、１０８、１１１、１１３）の出力を合成することにより、被変調信号の２倍の速度を有しかつ被変調信号と同一のナイキストロールオフ傾斜を持つ変調出力を得る合成器１０（１５、１１０、１１５）とを設ける。これにより、ナイキスト特性のロールオフ傾斜を変えずに、倍速波を同一周波数上に重畳することが可能となるので、周波数利用効率の飛躍的に向上したＯＦＤＭ信号１９を得ることができる。

Description

明細書

変調装置、変調方法及び復調装置

技術分野

[0001] 本発明は変調装置、変調方法及び復調装置に関し、周波数利用効率を向上させて、限られた周波数帯域でより多くのデータを伝送させるための技術に関する。

背景技術

[0002] 従来、無線通信技術は、猛烈な進歩と普及が進んでおり、つねに周波数資源開拓に迫られている。 2010年には、人々は多種多様の無線ィ匕されたマルチメディア機器を利用することが予想され、その結果、あらゆる場面で周波数の不足が問題になると予想される。

[0003] これまでも先人が周波数利用効率の改善を図るために、各種の変調方式、例えば ASK、 PSK、 CDMA, OFDMなどを開発してきた。例えば特許文献 1や特許文献 2 に記載されているような、 SSB (Single Side Band)方式の改良も行われてきた。

[0004] 因みに、現在、最も周波数利用効率が高いと言われる変調方式は、 OFDMと直交変調を組み合わせたもので、そのデータ伝送速度は 2bitZsecZHzである。

特許文献 1 :米国特許第 6, 091, 781号 (特開平 11— 239189号公報）

特許文献 2 :特開 2003— 134069号公報

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0005] OFDM方式ではサブキャリアを 1Z2ずつオーバーラップさせて配置できるので、周波数利用効率は高くなる。しかし、 OFDM方式は、入力信号として未成形のパルス列そのものを用いるために、 OFDMを形成する個々のキャリアすなわちサブキヤリァは、ノルス伝送速度の 2倍のナイキスト周波数のさらに 2倍の帯域を必要とする。よつて、ノルス波に帯域制限を施してさらなる周波数利用効率の向上を施すことが理想である。

[0006] 本発明の目的は、周波数利用効率が飛躍的に向上した OFDM信号を形成することができる変調装置、変調方法及びその OFDM信号を復調する復調装置を提供することである。

課題を解決するための手段

[0007] 本発明の変調装置の一つの態様は、ナイキストロールオフ周波数特性を有する被変調信号をナイキスト周波数の 2倍の差を有する搬送波周波数で変調する変調部と、変調部の出力を合成することにより被変調信号の 2倍の速度を有しかつ被変調信号と同一のナイキストロールオフ傾斜を持つ変調信号を得る合成部とを具備する構成を採る。

[0008] この構成によれば、ナイキスト特性のロールオフ傾斜を変えずに、倍速波を同一周波数上に重畳することが可能となるので、周波数帯域幅が広がることを抑制しつつ、多くのデータを伝送できるようになる。この結果、周波数利用効率の飛躍的に向上した変調信号 (OFDM信号)を得ることができる。

[0009] 本発明の変調装置の一つの態様は、ナイキストロールオフ周波数特性を有する第 1の被変調信号を、ナイキスト周波数の 2倍の差を有する搬送波周波数で変調することにより、基本速度変調信号を形成する基本速度変調部と、第 1の被変調信号と同一のナイキストロールオフ周波数特性を有しかつ第 1の被変調信号に対して 2ⁿ(n≥ 2)倍の速度を持つ第 2の被変調信号を、ナイキスト周波数の 2ⁿ⁺¹倍の差を有する搬送波周波数で変調することにより、 2ⁿ倍速度変調信号を形成する 2ⁿ倍速度変調部と、基本速度変調信号と 2ⁿ倍速度変調信号を合成する合成部とを具備する構成を採る。

[0010] この構成によれば、ナイキスト特性のロールオフ傾斜を変えずに、基本速度変調信号に 2ⁿ倍速度変調信号を同一周波数上で重畳することが可能となるので、合成部では、周波数帯域幅の広帯域化が抑制されつつ、一段と多くのデータを伝送できる変調信号 (OFDM信号）が得られる。

発明の効果

[0011] このように本発明によれば、従来に比して、周波数利用効率が飛躍的に向上した O FDM信号を形成できるようになる。

図面の簡単な説明

[0012] [図 1]図 1Aは OFDM通信のパルス波形を示す図、図 1Bはその周波数スペクトルを示す図、図 1Cはナイキストロールオフパルスの周波数スペクトルを示す図、図 1Dはナイキストロールオフパルス波形を示す図

[図 2]図 2Aは周期 Tのナイキスト波を TZ2で挿入した場合を示す図、図 2Bは周期 T Z2のナイキスト波を TZ2で挿入した場合を示す図

[図 3]OFDM信号のサブキャリアの配置を示す図

[図 4]ロールオフ率補正系関数の説明に供する図

[図 5]図 5Aはシンボル速度 Tのナイキスト波を隣接させた状況を示す図、図 5Bはシンボル速度 Tのナイキスト波を合成した状況を示す図、図 5Cはシンボル速度 TZ2のナイキスト波の状況を示す図

[図 6]図 6Aは本発明の方式によるロールオフ率 α < 1の場合を示す図、図 6Βは本発明の方式によるロールオフ率 α = 1の場合を示す図、図 6Cは従来の方式による口ールオフ率 a = 1の場合を示す図

[図 7]図 7Αは本発明を用いた等帯域幅サブキャリアによる充填方法を示す図、図 7Β は本発明を用いた複数種のサブキャリアによる充填方法を示す図、図 7Cは従来の Ο FDMにおけるサブキャリアの充填方法を示す図

[図 8]図 8Αは等帯域幅サブキャリアによる充填方法の一つを示す図、図 8Βは本発明によって重畳可能なサブキャリアの第 1の例を示す図、図 8Cは本発明によって重畳可能なサブキャリアの第 2の例を示す図、図 8Dは本発明によって重畳可能なサブキャリアの第 3の例を示す図

[図 9]第 1実施例における変調装置の構成を示す図

[図 10]第 1実施例における復調装置の構成を示す図

[図 11]第 2実施例における変調装置の基本速度部 (第 1速度部)の構成を示す図 [図 12]第 2実施例における変調装置の第 2速度部の cosine系の構成を示す図

[図 13]第 2実施例における変調装置の第 2速度部の sine系の構成を示す図

[図 14]第 2実施例における復調装置の構成を示す図

[図 15]速度が 2倍異なるサブキャリア間の相互相関関数の特性を示す図

発明を実施するための最良の形態

(1)原理現在の変調方式にお!、て最も周波数利用効率の高、方式は OFDM (周波数直交多重）である。し力し、 OFDMにおいては入力のパルス信号に対して何等の波形成形も施さないためにサブキャリアと呼ばれる個々のキャリアが要する周波数帯域幅は、ナイキスト周波数の 2倍となっている。本発明は、周波数利用効率の高いナイキストフィルタを施した信号群を用いると共に、さらにヴィエトの公式を利用することでサブキャリア密度を向上させた新たな変調方式を考案し、 OFDMの持つ周波数利用効率をさらに飛躍的に高めるものである。

[0014] 先ず、本発明の原理について説明する。

[0015] 先ず、 OFDMにおけるパルス波の帯域制限について、図 1を用いて簡単に説明する。

[0016] 図 1 Aに示すようにシンボル周期 T (sec)とした場合における、 OFDM通信のパルス波の周波数特性 S ( ω )は、次式で表され、そのパルス波形は、図 1Bで示すも

OFDM

のとなる。

[数 1]

[0017] スペクトル成分は無限に波打つ力主要成分である中心部の幅は、 4 π ΖΤであることが分かる。ここで ω で表される帯域幅は、一般にナイキスト帯域と呼ばれる。

Ρ

[0018] 他方、一般のディジタル通信に用いられる変調では、パルスの持つ高周波成分を極限まで取り除くことで、必要とする周波数成分を抑制する。このために用いられるフィルタがナイキストロールオフフィルタである。図 1Dは、このフィルタを通した後の波形を示したもので、周期は 2Τに伸ばしてある。この信号 S (t)は、次式で表され

Nyquist

る。

[数 2]

■ J Jtt

sm—— i cosa——

•(2)

― 1 - (— )

[0019] 二の信号は、図 icに示した周波数特性のカーブで定まるスペクトル特性をフ変換することにより得ることができる。周波数帯域幅は、図 1Cに示したようにロールォフ率 αと呼ぶ圧縮率を用いると、次式で示すものとなる。

[数 3]

— + 0≤«≤1 ( 3 )

[0020] ナイキスト周波数特性は、レベルが 0. 5となる周波数において特性カーブが奇対称であることを必要条件としており、この周波数を対称軸とする同一周波数特性の信号とは周波数直交性が確保できる。

[0021] (1 - 1) 1シンボル期間に 2シンボルを収容する

本発明の発明者らは、先ず、 1シンボル期間に 2シンボルを収容することを考えた。

[0022] ナイキストパルスは、図 2Αで分かるとおり、シンボル周期 Τの間に配置できる個数は 1つである。その理由は、シンボル周期 Τの間に、他のパルスの収容を可能にするためのヌル点が無、ためである。

[0023] そこで、本発明にお、ては、 S (t)に同じ周期を持つ cosine波を乗算する。これ

Nyquist

により、次式が得られ、図 2Bに示すような状態となる。

画

, sin 2ω_ηί

(りし xcosc = ^A ₂ (⁴)

[0024] この信号は、シンボル周期 Tの区間にヌル点を持つので、この信号の形状の新たなナイキスト波をヌル位置に配置することができる。

[0025] これ力本発明で用いる原理の一つである。

[0026] 但し、このとき一般には周波数帯域幅は 2倍になると考えられている。

[0027] (1 - 2) 2シンボルを収容した帯域を狭める

そこで、本発明の発明者らは、シンボルを収容した帯域を狭めることを考えた。

[0028] OFDM方式は、図 3に示すようにサブキャリアを周波数軸上で帯域幅 BWの 1Z2 ずつをオーバーラップさせて配置した通信方式である。

[0029] OFDM方式では、パルスを成形せずに用いるために、個々のサブキャリアの帯域や相互の周波数間隔を狭めることはできない。

[0030] そこで、帯域の増加を抑制しつつ、 2倍の伝送速度を実現するナイキスト信号の合成の方法を提案する。

[0031] 先ず、ロールオフ率 _aを次式のように定義する。但し、 (t)は、ロー

ルオフ率を補正するための関数 (以下、これをロールオフ率補正系関数と呼ぶ)であり、図 4の実線で示されるようなものである。ここで ω で表される角周波数位置は、ナ

0

ィキストの残留対称原理の対称軸の位置を示すもので、この実施の形態では ω をナ

0 ィキスト周波数と呼ぶこととする。

[数 5]

,、 sin ω t ,、 _t sin ω τ cos a)_n? 、

s_{Ny t} A A ~ ^ ~ ⁰ } •(5)

1― (- w"₀ )₂

π

但し j― (²"

[0032] 図 5はナイキスト信号の周波数スペクトルの定義に基づく 2波の合成について示したものである。

[0033] ナイキスト信号は、スロープの中間点で傾斜が周波数軸上で奇対称となる。このため、この部分を対称軸にして図 5 Aのように同一シンボル速度の 2つのナイキスト信号を重ねても相互の信号を受信側で分離することが可能である。

[0034] 他方、図 5Aの個々のナイキスト信号のシンボル速度の 2倍の速度を持つナイキスト信号は図 5Cのようになることは自明である。スロープ部分に要する周波数幅は、図 5 Aと図 5Cでは 2倍の相違がある。

[0035] 本発明の一つの特徴は、図 5Aの配置のまま 2つのナイキスト信号を合成することによりスロープ部分は図 5 Aの傾斜を保存したまま、図 5Bに示したようなシンボル速度は 2倍となるナイキスト信号を実現する方法及び装置を提案するものである。

[0036] 先ず、図 5Cに示したナイキスト信号を (5)式のロールオフ率補正系関数 σ (t)を

0 用いて数式で示すと、次式のようになる。

[数 6]

„ _A j Sm 2m₀t ήη 2ω_ΰί ₍2ω₀ cos2am₀t

2a)₀t 2ω₀ί π ₁ Ααω₀ί, ₂ [0037] 次に、図 5Bのナイキスト信号の生成について説明する。

[0038] ナイキスト信号の基本式は前述のとおりである。このナイキスト信号を 2つ、搬送周波数を 2 ω だけずらしたものを加算すると、次式となる。

0

[数 7]

,、 _t sin 2ωΛ ₁ . sin . . , ₁ s_Ny—_B if) = A— ~~ °-o₀ (i)cos(n - \)ω₀ΐ + A び ₀ (り cos(" + ί)ω ί

2ω₀ΐ 2ω₀ί

= Α ^~cr₀ ) {cos(w - ϊ)ω₀ί + cos(« + 1)^₀/}

_Λ sin ω,ί ,、_Λ

= Α σ₀ )2 cos ω₀ί οο^ηω₀ί

ω₀ί

^ , sin 2(oJ _f 、

= 2Α —σ₀ (t)cosn ₀t

= 2A — {— ^ } cosnco₀t (7)

2ω₀ί π 丄— ,2 ₀

π

[0039] この（7)式は (4)式の表現形式と同じ表現形式を含んでおり、上述した本発明の第 1の原理を包含している。また（7)式はヴィエトの公式を利用して展開したものである

[0040] ここで、図 5Cと対比するために、（7)式において η=0とすると次式が得られ、スロープ部分の傾斜は図 5Αのままであることが実証される。

[数 8]

[0041] この結果を従来の方法による 2倍のシンボル速度を持つナイキスト信号のスペクトルと比較する。

[0042] 図 6は、ロールオフ率 αを 1まで拡大した場合のそれぞれのスペクトルを示す。すなわち、図 6Αは本発明の方式によるロールオフ率 αく 1の場合を示し、図 6Βは本発明の方式によるロールオフ率 α = 1の場合を示し、図 6Cは従来の方式によるロールオフ率《= 1の場合を示す。

[0043] 図 6から明らかなように、従来の方式によるシンボル速度 2倍の持つナイキスト信号の帯域幅 BW2に対して、本発明の方式によればロールオフ率 α = 1の場合には 75 %の帯域幅 BW1で済む。 [0044] 次に、上述した原理を用いた本発明の OFDM波の構成方法を図 7及び図 8に示す

[0045] 図 7Aは本発明を用いた等帯域幅サブキャリアによる充填方法を示し、図 7Bは本発明を用いた複数種のサブキャリアによる充填方法を示し、図 7Cは従来の OFDM におけるサブキャリアの充填方法を示す。

[0046] 図 7に示したものは、従来の n本のサブキャリアを収容した OFDMにおいて、本発明の方式では n+ 1本のサブキャリアを収容できることを示している。図 7Cは従来の OFDMにおけるサブキャリア数が 3本の場合を示している。図 7Aは本発明の方式によって 1本多い 4本のサブキャリアを収容した場合を示している。また図 7Bは速度の遅いサブキャリアを埋め込む方法を示しており、各中心周波数をできるだけ従来の O FDMと同一の値にしたものである。

[0047] 図 8は、本発明を用いれば複数種のサブキャリアを重ね合わせることが可能であることを示す図である。図 8Aは等帯域幅サブキャリアによる充填方法の一つを示し、図 8Bは本発明によって重畳可能なサブキャリアの第 1の例を示し、図 8Cは本発明によつて重畳可能なサブキャリアの第 2の例を示し、図 8Dは本発明によって重畳可能なサブキャリアの第 3の例を示す。

[0048] ここで図 8A、図 8B、図 8C、図 8Dはそれぞれ、同一の周波数カーブを両端に持つ、順次速度の倍増するサブキャリアを示している。これらの信号は、基本的に直交するので、同一周波数帯に重ね合わせることが可能である。このため、従来の OFDMと異なり、同一周波数帯を多重に使用することが可能となるために飛躍的な周波数利用効率の向上が可能となる。

[0049] ただし、高速側のデータ列に同一状態が続く場合は、低速側のデータ列と部分的に同一速度になるため、高速側には同一状態 (いわゆる零連続）が発生しないように、伝送系の符号変換則に見られる AMI(Alternate Mark Inversion)符号や HDBn(Hi gh Density Bipolar n)、 BnZS(Bipolar with n Zeros Substitution入 4B— 3T(B:binary, T:ternary)、 mBIC(m- arycomplimentary)などの符号化を施すと良好である。なお、 C MKCoded Mark Inversion)は符号速度が引き上げられるので好ましくない。

[0050] また、同一状態が 2回続くことは不可避であるので、直上の倍速列を用いずに、 4倍以上高、速度のデータ列を用いる必要がある。

[0051] 次に、本発明における直交性の原理について説明する。図 8Aの例では 8波の基本速度のナイキスト波が同一周波数間隔でロールオフ周波数特性が 0.5になる点を重畳の基準として並べられる。ナイキスト波がこの点で直交することは説明するまでもない。

[0052] ロールオフ率を _αとすると、この場合のナイキスト波は前述の（6)式から次式で表される。

[数 9]

, . _Λ sm ωΛ ,、 _Λ sin J ,ω_η cos 、，_Λ、 s - A ^ ^a₀(t)cosmm₀t = A ^ ^{ ~~ - ~ °—}cosm ₀t (9) π

[0053] (9)式において、 mは搬送波周波数を mco (t)と示すための整数であり、次式で示

0

されるちのである。

[数 10]

m = 2n + l, (":0,±1，±2,-'-) (10)

[0054] 図 8Bは図 8Aのナイキスト波の 2倍の速度を持つものであり、図 7Aの隣接する 2波の合成から生成され、前述の（7)式から、次式で示される。

[数 11]

[0055] (11)式において、 mは搬送波周波数を m ω (t)と示すためのものであり、次式で

2 2 0

示されるちのである。

[数 12]

m₂ =2n + 2 + 4k, ("： 0， ± 1, ± 2, ···)(/¾:： 0， ± 1， ± 2， ···) (12)

[0056] 図 8Cは図 8Aのナイキスト波の 4倍の速度を持つものである。 4倍とした理由は、前述とおり零連続が発生した場合の下位速度への落ち込みを避けるためである。

[0057] 図 8Cは図 8Bの隣接する 2波の合成力生成され、（11)式の合成から、次式で示される。

[数 13]

[0058] (13)式において、 mは搬送波周波数を m ω (t)と示すためのものであり、次式で

3 3 0

示されるちのである。

[数 14]

m, = 2n + + Sk, ("： 0, ± 1, ± 2， ·+う： 0， ± 1， ± 2， · ··） (14)

[0059] 図 8Dは図 8Αのナイキスト波の 8倍の速度を持つものであり、図 8Cの隣接する 2波の合成から生成され、（14)式の合成から、次式で示される。

[数 15]

[0060] (15)式において、 mは搬送波周波数を m ω (t)と示すためのものであり、次式で

4 4 0

示されるちのである。

[数 16]

4 = 2n + 8 + 16/t, ("： 0, ± 1, ± 2, ' ： 0， ± 1, ± 2， ··う (16)

[0061] すなわち、図 8Aのナイキスト波の p倍の速度を持つ信号は、次式で示される。

[数 17]

[0062] そして、（17)式において、 mは搬送波周波数を m ω (t)と示すためのものであり

P P 0

、次式で示されるものである。

[数 18]

m_v = 2n + p + 2pk, ("： 0, ± 1, ± 2, ···)(；¾：： 0， ± 1, ± 2, · ") (18)

[0063] また以上を組み合わせることにより、図 8Aのナイキスト波の n倍の速度を持つ信号は、 2ⁿ本のナイキスト周波数の 2倍の周波数差を持った搬送周波数で変調を施してその出力を合成することで得る方法を提供できる。これを式で示すと、次式のようになる。 [数 19]

sin w

s_Nyquist—_&(t、 —a^(t)cos{l + k) ₀t

= V A^^a₀(t)cos(l - 2""² + k) ,t + ^ cr₀ ( cos(/ + 2 ^tt"² ^k)w,t

M ^ +i *

= ^^ ^^

tA Ιω^ί

= A ^{Sm 2Wot} σ₀ (,) cos 2{l + k- ί)ω₀ί + y ^Sm ^ ( ) cos 2{ k- 1)ω₀ί

_Λ

A ) cos(w + l) ₀t

= Α (/){cos(« _1)α> ί + cosiw + ΐ)ω₀ί}

a

, sin , ―

= Α (/)2 coso₀i cos wo>

ω₀ί

^ . sin 2ω _/

= 2Α ( )coswco₀i

_Λ , _Λ

= 2Α cosnw₀t (19)

[0064] ここで直交性につ！ヽて基本波と 2倍速波との間で示す。直交性の確認は相互相関を見ればよい。この 2波の相互相関は、次式のようになる。

[数 20] cos τηω₀ί}αί (20)

[0065] いま、基本として変調用搬送波周波数を最も低くする、すなわち m=0とすると、 (2 0)式は次式のようになる。

[数 21]

₍ . sin ωΛ , , sin 2ωΛ

{Α — r₀ (t)cosrnco₀t xA σ₀ {t) co^mco₀t}at

o)₀t 2a)₀t

0 (21)

[0066] こうして、基本波と 2倍波は ω の 1倍もしくは 3倍の中心周波数ずれがある場合に直

0

交することが分かる。

[0067] 力べして、本発明における、ナイキスト特性のロールオフ傾斜を変えない合成法によれば、倍速波を同一周波数上に重畳することが可能となり、周波数利用効率の飛躍的な向上を図ることができる。

[0068] (2)実施例 1

図 9に、本発明を実施するための第 1の実施例における、変調装置の構成を示す。

[0069] 図 9の変調装置は、送信データ (TX Datal を直列並列変換器 (SZP) 2により 2系統に分流し、分流後のデータを第 1のナイキストフィルタ 3に供給すると共に、シンボル周期 Tの 1Z2の遅延を与える遅延器 4を経由して第 2のナイキストフィルタ 5に供給する。

[0070] 変調装置は、第 1のナイキストフィルタ 3の出力に対して、変調器 6において、 n—l 番のキャリア位置の周波数を発生する信号発生器 7からの cosine波を乗ずることにより、 cosine波変調を行う。これと並行して変調装置は、第 1のナイキストフィルタ 3の出力に対して、変調器 8において、 n+ 1番のキャリア位置の周波数を発生する信号発生器 9からの cosine波を乗ずることにより、 cosine波変調を行う。変調器 6と変調器 8の出力は合成器 10にて合成される。

[0071] 同様に、変調装置は、第 2のナイキストフィルタ 5の出力に対して、変調器 11において、 n— 1番のキャリア位置の周波数を発生する信号発生器 12からの cosine波を乗ずることにより、 cosine波変調を行う。これと並行して変調装置は、第 2のナイキストフィルタ 5の出力に対して、変調器 13において、 n+ 1番のキャリア位置の周波数を発生する信号発生器 14からの cosine波を乗ずることにより、 cosine波変調を行う。変調器 11 と変調器 13の出力は合成器 15にて合成される。さらに合成器 10と合成器 15の出力は合成器 16にて合成される。

[0072] 変調器 6と変調器 8における変調の出力は、（7)式が示すように、速度 2倍の変調波となる。同時に遅延器 4カゝら供給された信号も変調器 11と変調器 13において速度 2倍の変調波となる力遅延器 4でシンボル Tの 1Z2の遅延を施したので、 2倍の速度となった合成器 10の変調出力と合成器 15の変調出力とは符号間干渉なく合成される。

[0073] また変調装置は、送信データ (TX Data2) 101を直列並列変換器 (S/P) 102により 2系統に分流し、分流後のデータを第 3のナイキストフィルタ 103に供給すると共に、シンボル周期 Tの 1/2の遅延を与える遅延器 104を経由して第 4のナイキストフィルタ 105に供給する。

[0074] 変調装置は、第 3のナイキストフィルタ 103の出力に対して、変調器 106において、 n—1番のキャリア位置の周波数を発生する信号発生器 107からの sine波を乗ずることにより、 sine波変調を行う。これと並行して変調装置は、第 3のナイキストフィルタ 10 3に対して、変調器 108において、 n+ 1番のキャリア位置の周波数を発生する信号発生器 109からの sine波を乗ずることにより、 sine波変調を行う。変調器 106と変調器 108の出力は合成器 110にて合成される。

[0075] 同様に、変調装置は、第 4のナイキストフィルタ 105の出力に対して、変調器 111において、 n—1番のキャリア位置の周波数を発生する信号発生器 112からの sine波を乗ずることにより、 sine波変調を行う。これと並行して変調装置は、第 4のナイキストフィルタ 105の出力に対して、変調器 113において、 n+ 1番のキャリア位置の周波数を発生する信号発生器 114からの sine波を乗ずることにより、 sine波変調を行う。変調器 111と変調器 113の出力は合成器 115にて合成される。さらに合成器 110と合成器 1 15の出力は合成器 116にて合成される。

[0076] 変調器 106と変調器 108における変調の出力は、（7)式が示すように、速度 2倍の変調波となる。同時に遅延器 104から供給された信号も変調器 111と変調器 113において速度 2倍の変調波となる力遅延器 104でシンボル Tの 1Z2の遅延を施したので、 2倍の速度となった合成器 110の変調出力と合成器 115の変調出力とは符号間干渉なく合成される。

[0077] 合成器 16と合成器 116の出力は合成器 17にて合成される。この出力はフィルタ 18 にて不要成分が除去されて変調信号 (OFDM信号） 19として送信される。

[0078] 力べして図 9の変調装置によれば、ナイキストロールオフ周波数特性を有する被変調信号にナイキスト周波数の 2倍の差を有する搬送波周波数で変調を施す変調器 6 、 8 (11、 13、 106、 108、 111、 113)と、変調器 6、 8 (11、 13、 106、 108、 111、 11 3)の出力を合成することにより、被変調信号の 2倍の速度を有しかつ被変調信号と同一のナイキストロールオフ傾斜を持つ変調出力を得る合成器 10 (15、 110、 115) とを設けるようにしたことにより、ナイキスト特性のロールオフ傾斜を変えずに、倍速波を同一周波数上に重畳することが可能となるので、周波数利用効率の飛躍的に向上した OFDM信号 19を得ることができる。

[0079] 図 10に、第 1の実施例における、復調装置の構成を示す。

[0080] 図 10の復調装置は、受信信号 201の不要成分をフィルタ 202によって除去した後に、分配器 203にて分割して復調器 204、 205に供給する。復調装置は、信号発生器 206によって発生させた n番のキャリア位置の周波数を用いて、復調器 204では co sine乗算を行、、復調器 205では移相器 207を通して得られる sine波による sine乗算を行う。各復調器 204、 205の出力は、それぞれ不要成分がフィルタ 208、 209にて除去された後、ナイキストフィルタ 210、 211によってフルナイキスト特性の出力信号 2 12、 213とされる。

[0081] 出力信号 212は送信データ (TX Datal に対応し、出力信号 213は送信データ

(TX Data2) 2に対応する。送信系（変調装置)ではこれらをはじめに 2本の並列信号に分割したため、変調装置の基本速度は送信データの 1Z2であったが、受信系（復調装置)では直接に復調するので、本来の送信データ速度そのものでの取り出しとなる。

[0082] (3)実施例 2

図 11、図 12及び図 13に、本発明を実施するための第 2の実施例における、変調装置の構成を示す。図 11は変調装置の基本速度部 (第 1速度部）を示すものである。図 12は変調装置の第 2速度部の cosine系を示すものである。図 13は変調系の第 2 速度部の sine系を示すものである。これら、基本速度部、第 2速度部の cosine系及び第 2速度部の sine系により得られた OFDM信号は、後述するように最終的には合成される。

[0083] まず図 11の基本速度部について説明する。送信データ (TX Data) 1001は直列並列変翻 1002により 8系統に分流される。 8系統は、大きく 3系統に分類される。すなわち、ナイキストフィルタ 1103、 1203、 1303、 1403へ供給される基本系の cosi ne系と、ナイキストフィルタ 1503、 1603、 1703、 1803へ供給される基本系の sine系と、 4倍高速のナイキスト信号を生成する系（図 12の第 2速度部の cosine系）へ接続するための出力 1020とに分かれる。

[0084] 基本系の cosine系のナイキストフィルタ 1103、 1203、 1303、 1403それぞれのナイキストフィルタの出力は、変調器 1106、 1206、 1306、 1406へ供給される。変調器 1 106、 1206、 1306、 1406はそれぞれ (n— 3) ω 、（η— 1) ω 、 (η+ 1) ω 、 (η+ 3

0 0 0

) ω の信号発生器 1107、 1207、 1307、 1407から搬送波信号の供給を受ける。変

0

調器 1106、 1206、 1306、 1406は cosine変調を行い、その各出力は、合成器 1110 、 1111、 1115により合成され合成器 1117に供給される。

[0085] 基本系の sine系のナイキストフィルタ 1503、 1603、 1703、 1803それぞれのナイキス卜フィルタの出力は、変調器 1506、 1606、 1706、 1806へ供給される。変調器 15 06、 1606、 1706、 1806はそれぞれ (n— 3) ω 、（η— 1) ω 、 (η+ 1) ω 、 (η+ 3)

0 0 0

ω の信号発生器 1507、 1607、 1707、 1807から搬送波信号の供給を受ける。変

0

調器 1506、 1606、 1706、 1806は sine変調を行い、その各出力は、合成器 1112、 1113、 1116により合成され合成器 1117に供給される。すなわち合成器 1117では前記 2系統の出力を合成する。

[0086] 合成器 1117の出力は、続く合成器 1121にて、図 12の第 2速度部の cosine系により得られた信号 2200及び図 13の第 2速度部の sine系により得られた信号 3200と合成される。合成器 1121の出力信号は、フィルタ 1118によって不要な帯域の信号が除去されることにより、変調出力（OFDM信号） 1119とされる。

[0087] 図 11の前記直列並列変翻 1002の出力 1020の一部は図 12に示す信号 Pl、 P 2、 P3、 P4に変換される。次に図 12の第 2速度部の cosine系について説明する。この実施例 2においては、第 2の変調速度は 4倍とした。図 12に示した第 2速度部では 4 倍の速度の帯域信号を生成する。信号 P1と、遅延器 2004でシンボル速度 Tの 1Z4 の遅延を施された信号 P3は、合成器 2003にて合成されてナイキストフィルタ 2005 に入力される。ナイキストフィルタ 2005の出力は、 4個の変調器 2006、 2008、 2011 、 2013【こ同時【こ供給される。変調器 2006、 2008、 2011、 2013 ίまそれぞれ (n— 3 ) ω 、 (η- 1) ω 、 (η+ 1) ω 、 (η+ 3) ω の信号発生器 2007、 2009、 2012、 201

0 0 0 0

4から搬送波信号の供給を受ける。変調器 2006、 2008、 2011、 2013は cosine変調を行い、その各出力は、合成器 2010、 2015、 2016により合成され合成器 2017 に供給される。

[0088] 信号 P2は遅延器 2102にてシンボル速度 Tの 2Z4の遅延を施され、信号 P4は遅延器 2104にてシンボル速度 Tの 3Z4の遅延を施され、遅延後の 2つの信号は合成器 2103にて合成されてナイキストフィルタ 2105に入力される。ナイキストフィルタ 21 05の出力は、 4個の変調器 2106、 2108、 2111、 2113に同時に供給される。変調器 2106、 2108、 2111、 2113はそれぞれ (η— 3) ω 、（η— 1) ω 、 (η+ 1) ω 、 (η

0 0 0

+ 3) ω の信号発生器 2107、 2109、 2112、 2114力ら搬送波信号の供給を受ける

0

。変調器 2106、 2108、 2111、 2113ίま cosine変調を行!ヽ、その各出力 ίま、合成器 2 110、 2115、 2116により合成され合成器 2017に供給される。合成器 2017によって合成されて得られた 4倍速の変調信号 (OFDM信号） 2200は、図 11の合成器 112 1に供給される。

[0089] 図 11の前記直列並列変翻 1002の出力 1020の一部は図 13に示す信号 ql、 q2 、 q3、 q4に変換される。次に図 13の第 2速度部の sine系について説明する。第 2の実施例においては前述のとおり、第 2の変調速度は 4倍とした。図 13に示した第 2速度部では 4倍の速度の帯域信号を生成する。信号 qlと遅延器 3004でシンボル速度 Tの 1Z4の遅延を施された信号 q3は、合成器 3003にて合成されてナイキストフィルタ 3005に入力される。ナイキストフィルタ 3005の出力は、 4個の変調器 3006、 300 8、 3011、 3013【こ同時【こ供給される。変調器 3006、 3008、 3011、 3013ίまそれぞれ（η— 3) ω 、 (η- 1) ω 、 (η+ 1) ω 、 (η+ 3) ω の信号発生器 3007、 3009、 30

0 0 0 0

12、 3014力ら搬送波信号の供給を受ける。変調器 3006、 3008、 3011、 3013は si ne変調を行い、その各出力は、合成器 3010、 3015、 3016により合成され合成器 3 017に供給される。

[0090] 信号 q2は遅延器 3102にてシンボル速度 Tの 2Z4の遅延を施され、信号 q4は遅延器 3104にてシンボル速度 Tの 3Z4の遅延を施され、遅延後の 2つの信号は合成器 3103にて合成されてナイキストフィルタ 3105に入力される。ナイキストフィルタ 31 05の出力は、 4個の変調器 3106、 3108、 3111、 3113に同時に供給される。変調器 3106、 3108、 3111、 3113はそれぞれ (n— 3) ω 、（η— 1) ω 、 (η+ 1) ω 、 (η

0 0 0

+ 3) ω の信号発生器 3107、 3109、 3112、 3114力ら搬送波信号の供給を受ける

0

。変調器 3106、 3108、 3111、 3113ίま sine変調を行!/、、その各出力 ίま、合成器 31 10、 3115、 3116により合成され合成器 3017に供給される。合成器 3017によって合成されて得られた 4倍速の変調信号 (OFDM信号） 3200は、図 11の合成器 112 1に供給される。

[0091] これら 3系統の変調（OFDM)出力は、図 11の合成器 1121にて合成される。図 11 に示した基本系の変調出力（合成器 1117の出力）は、図 8Aの中央 4波に相当する。また図 12と図 13に示した速度を高めた変調出力 2200、 3200は、図 8Cの一波に相当する。どちらも中心周波数は η ωである。

0

[0092] こうして同一周波数帯域上に速度の異なる 2種類の変調波が置かれる。

[0093] 力べして図 11、図 12及び図 13に示す変調装置によれば、ナイキストロールオフ周波数特性を有する第 1の被変調信号をナイキスト周波数の 2倍の差を有する搬送波周波数で変調することにより基本速度変調信号 (合成器 1110、 1111、 1112、 111 3、 1115、 1116又は 1117の出力信号)を形成する基本速度変調部と、第 1の被変調信号と同一のナイキストロールオフ周波数特性を有しかつ第 1の被変調信号に対して 4倍の速度を持つ第 2の被変調信号を、ナイキスト周波数の 8倍の差を有する搬送波周波数で変調することにより、 4倍速度変調信号を形成する 4倍速度変調部と、基本速度変調信号と 4倍速度変調信号を合成する合成器 1121とを設けたことにより、ナイキスト特性のロールオフ傾斜を変えずに、基本速度変調信号に 4倍速度変調信号を同一周波数上で重畳することが可能となるので、合成器 1121では、周波数帯域幅が広がることが抑制されかつ実施例 1よりも一段と多くのデータを伝送できる変調信号 (OFDM信号） 1119が得られる。

[0094] なおこの実施例では、基本速度変調信号に 4倍速度変調信号を重畳する場合について述べたが、これに限らず、ナイキストロールオフ周波数特性を有する第 1の被変調信号を、ナイキスト周波数の 2倍の差を有する搬送波周波数で変調することにより、基本速度変調信号を形成する基本速度変調部と、第 1の被変調信号と同一のナィキストロールオフ周波数特性を有しかつ第 1の被変調信号に対して 2ⁿ(n≥2)倍の速度を持つ第 2の被変調信号を、ナイキスト周波数の 2ⁿ⁺¹倍の差を有する搬送波周波数で変調することにより、 2ⁿ倍速度変調信号を形成する 2ⁿ倍速度変調部と、基本速度変調信号と 2ⁿ倍速度変調信号を合成する合成部とを設けるようにすれば、ナイキスト特性のロールオフ傾斜を変えずに、基本速度変調信号に 2ⁿ倍速度変調信号を同一周波数上で重畳することが可能となる。

[0095] ここで、このような多重化が可能であることを理論的に検証する。

いま、ロールオフ部分を表す関数を σ (t)とすると、 σ (t)は、次式で表される。

0 0

[数 22]

ただし、（22)式において αは 0より大きく最大 1までの値を取るロールオフ率である。

[0096] 信号を重ね合わせても干渉を生じな、ための検証は、相互の信号の相互相関値をみることで可能となる。そこで、ロールオフ部の絶対傾斜幅を同一とした本発明の方式の、基準速度のナイキスト波と 2倍速のナイキスト波との相互相関関数を考える。

[0097] それぞれの搬送波周波数を m co と η ω とすると、相互相関は次式で与えられる。

0 0

ただし m、 nは整数である。

[数 23]

. , sm ω₀ι

{A び。 ) cos m ω₀1 x A ― σ₀ (t) cos(m + n)o)₀t}dt (23)

[0098] ここで搬送波周波数は同等に周波数変換を施すことで、一方を DC帯まで下げることができる。すなわち m=0とすると、（23)式は、次式となる。

[数 24]

, '、 sin ω_ηί sin 2w , , 〜、

ί(Ασ₀( )² 5- χ 2- cos n(o₀t}dt (24)

J° w₀t 2a)₀t

[0099] (24)式を展開すると、次式となる。

[数 25] f_n {(Aa₀(t))² -^S^^ {sm(n + \)ω₀ί + (一 sin("― \)ω₀ί}άΐ (25) j⁰ 2«)

[0100] ここで（25)式において、 kは、正弦関数の加法定理から、 11≥2では1、 n< 2では 0 となる。すなわち、上記相互相関関数の右辺は正弦波関数の和あるいは差となることから、相互相関関数としての積分値がゼロとなる値を取ることができるための必要条件は、 2項の正弦波関数が差の関係になることである。すなわち、 n≥ 2の条件下において、次式が成り立つことである。

[数 26]

( 。 ))²^ + ί)ω_ϋί― sin(" - l)w₀t}dt (26)

[0101] 実際には ηは奇数の値なので、 η= 3の場合について検証すると、相互相関は、図 15のような特性を示す。なお、図 15は速度の 2倍異なるサブキャリア間の相互相関関数の特性を示すものであり、基準速度側のロールオフ率 αを 0. 5とし、倍速側の口ールオフ率 αを 0. 25とした例である。ゼロとなる位置は、 t= 7uすなわち 1シンボル時間となる。これにより速度の異なるナイキスト波は、中心周波数を 3 ω 以上隔てること

0

を条件にして、相互の干渉が発生しないことが証明される。

[0102] このことは、本発明の方式ではサブキャリアは多層に亘つて重畳できる力相互の中心周波数が 3 ω 以上離れなくてはならないことを意味する。従って、最大の多重

0

効率は 1層の OFDMに比して 2倍までであることが分力る。

[0103] 図 14に、上述した変調信号に対する復調装置の構成を示す。

[0104] 図 14の復調装置は、受信信号 4201の不要周波数成分をフィルタ 4202によって除去した後に、分配器 4203にて分割して直交復調器に入力する。直交復調器を構成する cosine波による復調器 4204と sine波による復調器 4205へは信号発生器 420 6から中心周波数 η ω の信号が与えられる。但し、 sine波による復調器 4205へは信

0

号発生器 4206からの中心周波数 η ω の信号が移相器 4207を介して与えられる。

0

[0105] 各復調器 4204、 4205によって復調された信号は、フイノレタ 4208、 4209によって不要な周波数成分が除去された後、アナログ—ディジタル変換器 4220、 4221によつてディジタル信号化される。

[0106] このディジタル信号群は、複素ディジタル信号として第 1のフーリエ変 4210に入力される。この結果、第 1のフーリエ変翻 4210によって、周波数 (η— 3) ω 、 (η

0

- 1) ω 、 (η+ 1) ω 、 (η+ 3) ω に相当する複素出力が抽出される。これらの信号

0 0 0

は、第 2のフーリエ変^^群 4211、 4212、 4213、 4214、 4215、 4216、 4217、 42 18に供給され、重畳された速度の異なる成分が個々に分離される。これらの信号出力はマトリックス演算器 4219により所望のデータ群に整えられ、最終的に送信系での転送速度に復元された送信データ群 TX Datal、 TX Data2として出力される。本明細書は、 2004年 5月 25日出願の特願 2004— 155153及び 2004年 7月 13 日出願の特願 2004— 206391に基づく。その内容はすべてここに含めておく。産業上の利用可能性

本発明は変調装置、変調方法及び復調装置に関し、周波数利用効率が飛躍的に向上した OFDM信号を形成することができると、つた効果を有し、例えば移動体通信システムや無線 LAN (Local Area Network)等の無線通信に広く適用できる。

Claims

請求の範囲

[1] ナイキストロールオフ周波数特性を有する被変調信号をナイキスト周波数の 2倍の差を有する搬送波周波数で変調する変調部と、

前記変調部の出力を合成することにより、前記被変調信号の 2倍の速度を有しかつ前記被変調信号と同一のナイキストロールオフ傾斜を持つ変調信号を得る合成部とを具備する変調装置。

[2] ナイキストロールオフ周波数特性を有する第 1の被変調信号を、ナイキスト周波数の 2倍の差を有する搬送波周波数で変調することにより、基本速度変調信号を形成する基本速度変調部と、

前記第 1の被変調信号と同一のナイキストロールオフ周波数特性を有しかつ前記第 1の被変調信号に対して 2ⁿ(n≥2)倍の速度を持つ第 2の被変調信号を、ナイキスト周波数の 2ⁿ⁺¹倍の差を有する搬送波周波数で変調することにより、 2ⁿ倍速度変調信号を形成する 2ⁿ倍速度変調部と、

前記基本速度変調信号と前記 2ⁿ倍速度変調信号を合成する合成部とを具備する変調装置。

[3] 前記合成部により得られた変調信号を周波数軸上に複数並べて配置する

請求項 1に記載の変調装置。

[4] 請求項 1に記載の変調装置により得られた前記変調信号を直交復調する直交復調器を具備する復調装置。

[5] 請求項 2に記載の変調装置の前記合成部により得られた信号を直交復調する直交復調器と、

直交復調された信号をフーリエ変換することにより、速度の異なる被変調信号を抽出するフーリエ変換部と

を具備する復調装置。

[6] ナイキストロールオフ周波数特性を有する被変調信号をナイキスト周波数の 2倍の差を有する搬送波周波数で変調し、この変調出力を合成することにより、前記被変調信号の 2倍の速度を有しかつ前記被変調信号と同一のナイキストロールオフ傾斜を持つ変調信号を得る変調方法。

ナイキストロールオフ周波数特性を有する第 1の被変調信号をナイキスト周波数の 2 倍の差を有する搬送波周波数で変調することにより基本速度変調信号を形成すると共に、

前記第 1の被変調信号と同一のナイキストロールオフ周波数特性を有しかつ前記第 1の被変調信号に対して 2ⁿ(n≥2)倍の速度を持つ第 2の被変調信号を、ナイキスト周波数の 2ⁿ⁺¹倍の差を有する搬送波周波数で変調することにより 2ⁿ倍速度変調信号を形成し、

前記基本速度変調信号と前記 2ⁿ倍速度変調信号を合成する

変調方法。