CN101641922A - 发送装置和单边带信号生成方法 - Google Patents

Abstract

提供复数单边带信号的发送装置，其能够显著提高在接收端的差错率特性。其通过下述单元生成单边带信号：N倍过采样器(102)，对每1发送码元进行N倍过采样处理；串/并变换电路(104)，对通过N倍过采样器(102)获得的采样数据，以码元单位进行并行化处理，使其为N系统的并行数据；N点FFT电路(105)，对N系统的并行数据进行快速傅立叶变换；插零电路(106)，使从FFT电路(105)输出的上边带分量信号和下边带分量信号的其中一方的分量为零；IFFT电路(107)，对插零电路(106)的输出进行快速傅立叶逆变换；以及并/串变换电路(108)，对IFFT电路(107)的输出进行并/串变换。

Description

发送装置和单边带信号生成方法

技术领域

本发明涉及对发送信号进行单边带(Single Side Band：SSB)化处理来发送的发送装置和单边带信号生成方法。

背景技术

作为传统的发送信号窄带化技术，有单边带技术。单边带(SSB)为，在模拟通信的全盛时期盛行研究的技术，作为其代表性的方式，可以举出Weaver-SSB方式。另一方面，作为数字领域中的代表性方式，可以举出RZ-SSB方式、SSB-QPSK方式(Mujtaba方式)等。例如在非专利文献1和非专利文献2中，介绍了Mujtaba方式。

在数字单边带技术中，希尔伯特(Hilbert)变换是很重要的。这里说明其基础内容。

(1)希尔伯特变换

将连续时间信号x(t)的傅立叶变换假设为X(ω)时，可以用下式表示频域中的X(ω)的希尔伯特变换H[X(ω)]。

H[X(ω)]＝-jsgn(ω)X(ω)   ...式(1)

其中，

$\mathrm{sgn}\left(\mathrm{\&omega;}\right)=\left\{\begin{array}{cc}1& \mathrm{\&omega;}>0\\ 0& \mathrm{\&omega;}=0\\ -1& \mathrm{\&omega;}<0\end{array}\right.$

另一方面，可以将时域x(t)的希尔伯特变换H[x(t)]定义为H[X(ω)]的傅立叶逆变换，可以用下式表示。另外，下式中，F^-1表示傅立叶逆变换，*表示卷积运算。

$H\left[x\left(t\right)\right]=F^{-1}\left[H\right[X\left(\mathrm{\&omega;}\right)\left]\right]=F^{-1}[-\mathrm{jsgn}\left(\mathrm{\&omega;}\right)X\left(\mathrm{\&omega;}\right)]$

$=F^{-1}[-\mathrm{jsgn}\left(\mathrm{\&omega;}\right)]*F^{-1}\left[X\left(\mathrm{\&omega;}\right)\right]$

$=\frac{1}{\mathrm{\&pi;t}}*x\left(t\right)$

$=\frac{1}{\mathrm{\&pi;}}{\&Integral;}_{-\&infin;}^{\&infin;}\frac{x\left(\mathrm{\&tau;}\right)}{t-\mathrm{\&tau;}}\mathrm{d\&tau;}$ ...式(2)

X(ω)与H[x(ω)]之间只有相位变化，所以x(t)和H[x(t)]的、功率频谱和自相关函数相同。另外，x(t)与H[x(t)]之间，成立下式的关系。

${\&Integral;}_{-\&infin;}^{\&infin;}{x}^{*}\left(t\right)\&CenterDot;H\left[x\left(t\right)\right]\mathrm{dt}={\&Integral;}_{-\&infin;}^{\&infin;}{F}^{-1}[X^{*}\left(\mathrm{\&omega;}\right)*H[X\left(\mathrm{\&omega;}\right)\left]\right]\mathrm{dt}$

$=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}}{\&Integral;}_{-\&infin;}^{\&infin;}{\&Integral;}_{-\&infin;}^{\&infin;}{X}^{*}\left(\mathrm{\&omega;}\right)*H\left[X\left(\mathrm{\&omega;}\right)\right]e^{\mathrm{j\&omega;t}}\mathrm{d\&omega;dt}$

$=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}}{\&Integral;}_{-\&infin;}^{\&infin;}{\&Integral;}_{-\&infin;}^{\&infin;}{\&Integral;}_{-\&infin;}^{\&infin;}{X}^{*}(\mathrm{\&omega;}-{\mathrm{\&omega;}}^{\&prime;})H\left[X\right({\mathrm{\&omega;}}^{\&prime;}\left)\right]d{\mathrm{\&omega;}}^{\&prime;}{e}^{\mathrm{j\&omega;t}}\mathrm{d\&omega;dt}$

$={\&Integral;}_{-\&infin;}^{\&infin;}{\&Integral;}_{-\&infin;}^{\&infin;}{x}^{*}\left(t\right)e^{-j{\mathrm{\&omega;}}^{\&prime;}t}H\left[X\left({\mathrm{\&omega;}}^{\&prime;}\right)\right]d{\mathrm{\&omega;}}^{\&prime;}\mathrm{dt}$

$={\&Integral;}_{-\&infin;}^{\&infin;}{X}^{*}\left({\mathrm{\&omega;}}^{\&prime;}\right)H\left[X\left({\mathrm{\&omega;}}^{\&prime;}\right)\right]d{\mathrm{\&omega;}}^{\&prime;}$

$={\&Integral;}_{-\&infin;}^{\&infin;}(-j)\mathrm{sgn}\left({\mathrm{\&omega;}}^{\&prime;}\right)X^{*}\left({\mathrm{\&omega;}}^{\&prime;}\right)X\left({\mathrm{\&omega;}}^{\&prime;}\right)d{\mathrm{\&omega;}}^{\&prime;}$

$=-j{\&Integral;}_{-\&infin;}^{\&infin;}\mathrm{sgn}\left({\mathrm{\&omega;}}^{\&prime;}\right){\left|X\left({\mathrm{\&omega;}}^{\&prime;}\right)\right|}^{2}d{\mathrm{\&omega;}}^{\&prime;}$

$=0$ ...式(3)

也就是说，H[x(t)]和x(t)的复数共轭x^*(t)彼此正交。

接着，用图说明连续时间信号的频谱因希尔伯特变换而变化的情况。这里设想，如图1A所示，x(t)为仅由实轴区域的频率分量构成的连续时间信号的情况。对其进行希尔伯特变换H[x(t)]，也就是说，如式(1)所示，对正频率分量乘以-j，而对负频率分量乘以+j。因此，如图1B所示，H[x(t)]的频谱成为只将虚轴区域的频率分量以原点为中心点对称配置的形状。对该H[x(t)]再进行希尔伯特变换，则如图1C所示，仅在实轴区域出现频谱。这里，由式(1)可知，希尔伯特变换中适用柯西定理(Cauchy’s Theorem)，因此在变换过程中，能量总是保持一定。因此下式成立。

H[H[X(ω)]]＝H[-jsgn(ω)X(ω)]

＝-jsgn(ω){-jsgn(ω)X(ω)}

＝-{sgn(ω)}²X(ω)

＝-X(ω)   ...式(4)

关于时域考虑上述变换，则成为下式。

H[H[x(t)]]＝F^-1{-X(ω)}

＝-x(t)      ...式(5)

对图1C的信号再进行希尔伯特变换，则得到-H[x(t)](图1D)，对其再次进行希尔伯特变换，则复原为原来的序列x(t)。

(2)上边带和下边带的生成方法

下面说明，利用上述的希尔伯特变换的特性来生成上边带(Upper SideBand：USB)和下边带(Lower Side Band：LSB)的方法。与上述同样地，设想仅由实轴区域的频率分量构成的发送数据序列x(t)。如图2A所示，重新表示x(t)的频谱。对其进行希伯尔特变换而乘以j时，如图1B所示，整个频谱旋转+90°，由此得到图2B所示的频谱。

将两者相干累加得到的序列如下式所示。

$X\left(\mathrm{\&omega;}\right)+\mathrm{jH}\left[X\left(\mathrm{\&omega;}\right)\right]=X\left(\mathrm{\&omega;}\right)+\mathrm{sgn}\left(\mathrm{\&omega;}\right)X\left(\mathrm{\&omega;}\right)$

$=\left\{\begin{array}{cc}0& \mathrm{\&omega;}\&le;0\\ 2X\left(\mathrm{\&omega;}\right)& \mathrm{\&omega;}>0\end{array}\right.$ ...式(6)

用附图表示式(6)，则如图2C所示。也就是说，可以获得仅由实轴区域的上边带分量构成的USB信号。将其在时间轴上表示，则如下式所示。

S_USBre(t)＝x(t)+jH[x(t)]...式(7)

通过同样的方法，也能够生成仅由虚轴分量构成的上边带信号S_USBim(t)、仅由实轴分量构成的下边带信号S_LSBre(t)、以及仅由虚轴分量构成的下边带信号S_LSBim(t)。具体而言，仅由虚轴分量构成的上边带信号S_USBim(t)的形成过程如图3A、图3B和图3C所示，可以用式(8)表示其结果。另外，仅由实轴分量构成的下边带信号S_LSBre(t)的形成过程如图4A、图4B和图4C所示，可以用式(9)表示其结果。另外，仅由虚轴分量构成的下边带信号S_LSBim(t)的形成过程如图5A、图5B和图5C所示，可以用式(10)表示其结果。

S_USBim(t)＝-H[x(t)]+jx(t) ...式(8)

S_LSBre(t)＝x(t)-jH[x(t)]  ...式(9)

S_LSBim(t)＝H[x(t)]+jx(t)  ...式(10)

(3)结构

考虑到上述的上边带和下边带的生成方法时，例如，用于生成仅由上边带构成的SSB-QPSK(USB(Real)和USB(Imag)的正交复用)调制波的发送装置的结构可以采用图6所示的结构。

图6的发送装置10首先通过串/并变换单元(S/P变换单元)12对数据生成单元11所生成的发送数据进行串/并行变换。发送装置10通过过采样(oversampling)单元13和14对串/并行变换后的发送序列x(t)和y(t)进行过采样后，将其输入到平方根奈奎斯特滤波器15或16。平方根奈奎斯特滤波器15和16将滤波输出u(t)和v(t)传送到单边带化/复用单元17。

单边带化/复用单元17将滤波输出u(t)输入到延迟器18和希尔伯特变换器19，将滤波输出v(t)输入到希尔伯特变换器20和延迟器21。

希尔伯特变换器19和20由抽头系数为1/πt的FIR滤波器构成(参照式(2))。延迟器18和21是用于将输入信号延迟相当于希尔伯特变换处理的时间而输出的部件。

延迟器18的输出被传送到乘法器24，希尔伯特变换器19的输出被传送到乘法器25，希尔伯特变换器20的输出被传送到乘法器26，而延迟器21的输出被传送到乘法器27。另外，乘法器24和26输入由载波频率信号发生器22产生的载波频率信号(cosω_ct)，乘法器25和27输入其相位由移相器23移位了90°的载波频率信号(sinω_ct)。由此，在乘法器24和26中，将延迟器18和希尔伯特变换器20的输出与载波频率信号相乘，在乘法器25和27中，将希尔伯特变换器19和延迟器21的输出与其相位错开了90°的载波频率信号相乘。

在加法器28，从乘法器24的输出中减去乘法器25的输出，在加法器29，将乘法器26的输入和乘法器27的输出相加。进而，通过加法器30将加法器28的输出和加法器29的输出相加，从而能够获得单边带调制波S_SSB-QPSK(t)。也就是说，可以用下式表示S_SSB-QPSK(t)。

S_SSB-QPSK(t)＝{u(t)+H[v(t)]}cosω_ct+{-H[u(t)]+v(t)}sinω_ct    式(11)

图7表示希尔伯特变换器19和20的结构例。如图7所示，通过以1/(πt)为抽头系数的FIR滤波器，能够实现希尔伯特变换器。图7是发送数据u(t)为进行4倍过采样得到的数据的情况下的结构例。另外，图7是FIR滤波器的抽头系数为500的情况下的结构例。

[非专利文献1]Syed Aon Mujtaba，“A Novel Scheme for TransmittingQPSK as a Single-Sideband Signal”，IEEE Globalcomm.pp.592-597，1998

[非专利文献2]Syed Aon Mujtaba，”Performance Analysis of CodedSSB-QPSK in Mobile Radio Channels”，IEEE Globalcomm.pp.112-117，1998

发明内容

本发明需要解决的问题

另外，如上所述，进行单边带化处理时，需要对发送信号进行希尔伯特变换，进行希尔伯特变换时，通常使用FIR滤波器。

然而，如从图7可知，时刻t＝n的希尔伯特变换序列H[u(n)]以包含先前的码元信息的状态被输出。因此，时刻t＝n的码元信息和先前的码元信息彼此独立时，等同于受到相邻码间干扰的影响。其结果，存在如下的问题，如图8(图8A是发送比特1的眼图，图8B是不同于发送比特1的发送比特2的眼图)所示，在接收端眼图没有张开度。因此，在对QPSK那样的复数基带信号进行单边带化处理来发送的发送装置中，适用以往的结构时，存在如下的问题，在接收端难以进行正确的数据解调，使比特差错率特性劣化。

本发明的目的是提供：在对复数基带信号进行单边带化处理而发送的发送装置中，能够显著提高接收端的比特差错率特性的发送装置以及单边带信号生成方法。

解决问题的方案

本发明的发送装置和单边带信号生成方法以一码元单位进行希尔伯特变换处理而生成单边带信号。

本发明的一个形态是：对发送码元，每一码元地进行N倍过采样，对过采样获得的信号进行N点傅立叶变换，使傅立叶变换后的信号所包含的上边带分量信号和下边带分量信号的其中一方的分量为零，对一方的分量被置为零的傅立叶变换信号进行傅立叶逆变换。

本发明的有益效果

根据本发明，因为以一码元单位进行希尔伯特变换处理，由此能够显著提高接收端的比特差错率特性。而且能够通过比较简单的结构并且正确地进行一码元单位的希尔伯特变换处理。

附图说明

图1是用于说明对于连续时间信号x(t)的希尔伯特变换的图，图1A是表示仅由实轴区域的频率分量构成的连续时间信号x(t)的频谱的图，图1B是表示H[x(t)]的频谱的图，图1C是表示H[H[x(t)]]的频谱的图，图1D是表示-H[x(t)]的频谱的图。

图2是用于说明仅由实数分量构成的上边带的生成方法的图，图2A是表示仅由实轴区域的频率分量构成的连续时间信号x(t)的频谱的图，图2B是表示jH[x(t)]的频谱的图，图2C是表示x(t)+jH[x(t)]的频谱的图。

图3是用于说明仅由虚数分量构成的上边带的生成方法的图，图3A是表示-H[x(t)]的频谱的图，图3B是表示jx(t)的频谱的图，图3C是表示-H[x(t)]+jx(t)的频谱的图。

图4是用于说明仅由实数分量构成的下边带的生成方法的图，图4A是表示仅由实轴区域的频率分量构成的连续时间信号x(t)的频谱的图，图4B是表示-jH[x(t)]的频谱的图，图4C是表示x(t)-jH[x(t)]的频谱的图。

图5是用于说明仅由虚数分量构成的下边带的生成方法的图，图5A是表示H[x(t)]的频谱的图，图5B是表示jx(t)的频谱的图，图5C是表示H[x(t)]+jx(t)的频谱的图。

图6是表示以往的Mujtaba方式的发送装置的结构的方框图。

图7是表示以往的希尔伯特变换器的结构例的方框图。

图8是表示在以往的接收端的眼图的图，图8A是表示发送比特1的眼图的图，图8B是表示发送比特2的眼图的图。

图9是表示实施方式1的发送装置的结构的方框图。

图10是表示接收装置的结构的方框图。

图11是表示在接收从实施方式的发送装置发送的信号时的眼图的图，图11A是表示发送比特1的眼图的图，图11B是发送比特2的眼图的图。

图12是表示实施方式2的发送装置的结构的方框图。

具体实施方式

下面，参照附图详细地说明本发明的实施方式。

(实施方式1)

图9表示本发明实施方式1的发送装置的结构。发送装置100将发送数据输入到QPSK调制电路101，然后将通过QPSK调制电路101获得的QPSK调制码元输出到N倍过采样器102。

N倍过采样器102对依次输入的码元进行N倍过采样处理，并将由此获得的过采样信号传送到平方根奈奎斯特滤波器103。这里，对于N倍过采样器102的N，可以设定任意的正整数值，但在本实施方式中，说明设定为N＝8的情况，也就是N倍过采样器102的过采样倍数N为8的情况。通过平方根奈奎斯特滤波器103进行频带限制后的过采样信号被输入到串/并变换电路(S/P变换电路)104。

S/P变换电路104的并行数被设定为与过采样倍数相同的值。也就是说，在本实施方式的情况下，过采样倍数N被设定为8，因此S/P变换电路104对一码元的第一至第八的过采样信号进行并行化处理而输入到FFT(FastFourier Transform：快速傅立叶变换)电路105。FFT电路105进行N点快速傅立叶变换处理。由此，在FFT电路105中，能够以发送码元单位进行复数傅立叶变换处理。

FFT电路105的输出被传送到插零电路106。插零电路106使从FFT电路105输出的上边带分量信号和下边带分量信号的其中一方的分量为零。也就是说，在进行上边带传输的情况下，插零电路106使下边带分量为零，在进行下边带传输的情况下，使上边带分量为零。例如，在进行上边带传输时，将8系统的FFT输出中的相当于上边带分量的4系统直接输出到后级的IFFT(Inverse Fast Fourier Transform：快速傅立叶逆变换)电路107，并且使相当于下边带分量的4系统的信号为零，将其输出到IFFT电路107。这样，由插零电路106进行单边带化处理。

发送装置100通过后级的IFFT电路107和并/串变换电路(P/S变换电路)108，将作为频域的信号的发送数据序列变换为时域的信号。通过带通滤波器(BPF)109对被变换为时域的信号进行频带限制后，通过后级的变频器110将其与载波fc相乘，从而使其为无线信号并从未图示的天线发送出去。

由发送装置100进行单边带化处理而发送的无线信号可以通过通常的正交检波处理进行解调。

图10表示接收装置的结构，该接收装置接收并解调由发送装置100进行单边带化处理而发送的无线信号。接收装置200将通过未图示的天线接收到的单边带调制波输入到正交检波单元201。正交检波单元201将单边带调制波乘以cosω_ct或sinω_ct而提取接收信号的同相分量和正交分量，并将同相分量输出到低通滤波器(LPF)202，将正交分量输出到低通滤波器(LPF)203。

LPF202和203的输出分别经由平方根奈奎斯特滤波器204和205以及下采样器206和207，被输入到阈值判定单元208和209。阈值判定单元208和209通过进行硬判定处理，获得接收数据序列。并/串变换电路(P/S变换电路)210使接收数据序列为1系统的数据序列。这样，能够对进行上边带化处理或下边带化处理而发送的单边带信号进行解调而获得数据序列。

作为仿真结果，图11表示在本实施方式的接收装置200接收到从发送装置100发送的单边带信号的情况下的眼图。图11A的眼图是，例如由阈值判定电路208进行判定的比特1的眼图，图11B的眼图是，例如由阈值判定电路209进行判定的比特2的眼图。如从图11可以看出，眼图的张开度较大，因此能够获得差错率特性良好的接收数据。

如以上说明，根据本实施方式，对发送码元，每一码元地进行N倍过采样，对过采样获得的信号进行N点FFT，使FFT后的信号所包含的上边带分量信号和下边带分量信号的其中一方的分量为零，对一方的分量被置为零的FFT信号进行IFFT，由此，能够以1码元单位进行希尔伯特变换处理(即单边带化处理)。其结果，在接收端，能够唯一地确定通过单边带化处理生成的希尔伯特变换分量，因此眼图张开得较大，能够获得差错率特性良好的接收数据。

(实施方式2)

如在实施方式1中说明，本发明的特征在于，以1发送码元单位进行希尔伯特变换处理，生成单边带信号。实施方式1中提出了用于实现上述特征的合适的结构。在本实施方式中，通过与实施方式1不同的结构，实现上述的单边带信号生成处理。

图12表示本实施方式的发送装置的结构。发送装置300将发送数据输入到QPSK调制电路301，然后将通过QPSK调制电路301获得的QPSK调制码元传送到串/并变换电路(S/P变换电路)302。

S/P变换电路302将依次输入的码元分流给2系统，将第一系统的码元传送到N倍过采样器303，同时将第二系统的码元传送到N倍过采样器304。对通过N倍过采样器303和304获得的采样信号，分别由平方根奈奎斯特滤波器305和306进行频带限制。

平方根奈奎斯特滤波器305的输出被传送到表307和加法器309。另外，平方根奈奎斯特滤波器306的输出被传送到表308和加法器310。

表307将1发送码元单位的样本值作为地址，输出希尔伯特变换信号。同样，表308将1发送码元单位的样本值作为地址，输出希尔伯特变换信号。也就是说，例如将根据上述的式(2)求出的希尔伯特变换信号H[x(t)]预先存储在表307和308中。然后，表307和308将1发送码元单位的样本值(相当于x(t))作为地址，输出所存储的希尔伯特变换信号H[x(t)]。这里，因为在本实施方式中进行QPSK调制，码元的过采样值即x(t)为“1”或“-1”，因此表307和308采用简单的结构即可。

加法器309将平方根奈奎斯特滤波器305的输出信号与通过表308获得的希尔伯特变换信号相加。另外，加法器310从平方根奈奎斯特滤波器306的输出信号中，减去通过表307获得的希尔伯特变换信号。由此，从加法器309和310输出上边带信号的实数分量和上边带信号的虚数分量，或者下边带信号的实数分量和下边带信号的虚数分量。

正交复用单元311将加法器309和310的输出进行正交复用。也就是说，进行上边带传输时，从加法器309和310输出上边带信号的实数分量和上边带信号的虚数分量，正交复用单元311将其进行正交复用，由此生成上边带调制波。同样，进行下边带传输时，通过在用于进行上边带传输时的电路结构中，分别使表307和表308的输出的符号相反就可以实现，从加法器309和310输出下边带信号的实数分量和下边带信号的虚数分量，正交复用单元311将其进行正交复用，由此生成下边带调制波。

这样，根据本实施方式，设置了如下的单元：第一过采样器303，对第一发送码元进行过采样；第二过采样器304，对第二发送码元进行过采样；第一表307，将通过第一过采样器303获得的1发送码元单位的样本值作为地址，输出希尔伯特变换信号；第二表308，将通过第二过采样器304获得的1发送码元单位的样本值作为地址，输出希尔伯特变换信号；第一加法器309，将通过第一过采样器303获得的信号与通过第二表308获得的希尔伯特变换信号相加；第二加法器310，从通过第二过采样器304获得的信号中，减去通过第一表307获得的希尔伯特变换信号；以及复用单元311，将第一加法器309的输出信号与第二加法器310的输出信号进行复用，由此，能够以1发送码元单位进行希尔伯特变换处理，所以在接收端，能够唯一地确定通过单边带化处理生成的希尔波特变换分量，因而眼图张开得较大，能够获得差错率特性良好的接收数据。

工业实用性

本发明能够广泛地适用于对发送信号进行单边带化而发送的无线通信设备。

Claims (3)

1.发送装置，对发送信号进行单边带化处理而发送，该发送装置包括：

N倍过采样器，对每1发送码元进行N倍过采样处理；

串/并变换电路，对通过所述N倍过采样器获得的采样数据，以码元单位进行并行化处理，使其为N系统的并行数据；

N点傅立叶变换电路，对所述N系统的并行数据进行傅立叶变换；

插零电路，使从所述傅立叶变换电路输出的上边带分量信号和下边带分量信号的其中一方的分量为零；

傅立叶逆变换电路，对所述插零电路的输出进行傅立叶逆变换；以及

并/串变换电路，对所述傅立叶逆变换电路的输出进行并/串变换。

2.单边带信号生成方法，包括：

对发送码元，每一码元地进行N倍过采样；

对过采样获得的信号进行N点傅立叶变换；

使傅立叶变换后的信号所包含的上边带分量信号和下边带分量信号的其中一方的分量为零；以及

对所述一方的分量被置为零的傅立叶变换信号进行傅立叶逆变换。

3.发送装置，对发送信号进行单边带化处理而发送，该发送装置包括：

第一过采样器，对第一发送码元进行过采样；

第二过采样器，对第二发送码元进行过采样；

第一表，将通过所述第一过采样器获得的1发送码元单位的样本值作为地址，输出希尔伯特变换信号；

第二表，将通过所述第二过采样器获得的1发送码元单位的样本值作为地址，输出希尔伯特变换信号；

第一加法器，将通过所述第一过采样器获得的信号与通过所述第二表获得的希尔伯特变换信号相加；

第二加法器，从通过所述第二过采样器获得的信号中，减去通过所述第一表获得的希尔伯特变换信号；以及

复用单元，将所述第一加法器的输出信号与所述第二加法器的输出信号进行复用。

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