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WO2005069479A1 - Verfahren und vorrichtung zur kommutierung elektromechanischer aktuatoren - Google Patents

Verfahren und vorrichtung zur kommutierung elektromechanischer aktuatoren Download PDF

Info

Publication number
WO2005069479A1
WO2005069479A1 PCT/CH2004/000028 CH2004000028W WO2005069479A1 WO 2005069479 A1 WO2005069479 A1 WO 2005069479A1 CH 2004000028 W CH2004000028 W CH 2004000028W WO 2005069479 A1 WO2005069479 A1 WO 2005069479A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
current
value
winding
commutation
time
Prior art date
Application number
PCT/CH2004/000028
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Werner Balsiger
Original Assignee
Saia-Burgess Murten Ag
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Saia-Burgess Murten Ag filed Critical Saia-Burgess Murten Ag
Priority to PCT/CH2004/000028 priority Critical patent/WO2005069479A1/de
Priority to DE112005000118.0T priority patent/DE112005000118B4/de
Priority to PCT/CH2005/000020 priority patent/WO2005069480A1/de
Priority to US10/586,259 priority patent/US7518328B2/en
Publication of WO2005069479A1 publication Critical patent/WO2005069479A1/de

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
    • H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
    • H02P6/182—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements using back-emf in windings

Definitions

  • the invention relates to a method for commutating electro-mechanical, commutatorless actuators according to the preamble of claim 1 and a device for performing this method.
  • Brushless electric motors (more generally: electromechanical, more precisely electromagnetic actuators) have electronic switches (e.g. transistors) instead of so-called brushes (mechanical contacts). These switches are used for electronic commutation of the motor, i.e. they determine the direction of the current in the motor windings depending on the rotor position and the desired direction of rotation.
  • the rotor position is measured with magnetic or optical sensors.
  • Sensorless brushless electric motors dispense with sensors for measuring the rotor position and estimate the position of the rotor indirectly by measuring the currents and voltages of the motor windings. This reduces costs and improves engine reliability.
  • Brushless and sensorless brushless electric motors are available as permanent magnet and reluctance motors.
  • Another group of methods uses the back EMF voltage of the motor as a source of information.
  • the back EMF voltage from the motor voltages and currents is estimated (see above).
  • the back EMF voltage can be measured directly with a motor winding in the de-energized state.
  • This motor winding because it is de-energized, cannot be used to generate torque, so the motor generates less torque with the same design. This is particularly important for motors with few windings.
  • FIGS. 1-6 a method is presented which enables the zero crossing of the back EMF voltage to be detected in a particularly simple manner.
  • the commutation of the motor winding is preferred in the vicinity of this zero crossing of the back EMF voltage and in certain cases a predetermined one
  • FIG. 1 shows the circuit diagram of a Moro winding controlled by a bipolar driver
  • FIG. 2 shows the time course of the current in the motor winding from FIG. 1,
  • FIG. 3 shows the standardized, temporal course of the current in the motor winding and the switching ratio (duty cycle) when the current is switched on
  • FIG. 4 shows the standardized, temporal profiles of the winding current, duty cycle and back EMF voltage in the starting phase of the motor
  • FIG. 6 shows the time profiles of the variables shown in FIG. 4 with almost completely overridden operation
  • FIG. 7 shows the back EMF voltage, the winding current and their product as a function of the rotor position
  • FIG. 9 shows the switching states of the clocked drivers of this stepper motor when operating in full step mode (2-phase ON),
  • FIG. 10 shows a flow diagram of the processes during a starting step of the motor from FIG. 8, and
  • FIG. 11 is a flowchart of the processes during the first motor step.
  • FIG. 1 shows the circuit diagram of a motor winding controlled by a bipolar driver.
  • the motor winding is modeled by the winding resistance R, the winding inductance L and a back EMF voltage source E.
  • the back EMF voltage is induced by the change in the magnetic flux of the rotor. It is generally sinusoidal or trapezoidal.
  • the motor winding is controlled by a clocked driver.
  • a clocked driver In this example, it is an H-bridge or bipolar driver, but the method can also be carried out with a unipolar driver or any other driver topology.
  • Possible criteria for the (re) switching on of the current are: reaching or falling below a minimum value I M ⁇ N of the current; reaching or exceeding a certain switch-off time T 0FF ; or reaching or exceeding the period T 0 N + T 0FF -
  • the clocked driver is switched on and off at a frequency that is significantly higher than the electrical or mechanical time constant of the motor.
  • the mean value is a constant winding current with a good approximation
  • the supply voltage U s and the winding resistance R are known in many cases or can simply be measured.
  • the current I PWM is kept according to the above assumption by the clocked driver at a known and constant value; ie the current does not have to be measured. It can be seen that the winding inductance does not occur in equation 7 and does not influence the measurement of the back EMF voltage.
  • the back EMF voltage according to equation 7 can thus only be determined by measuring the switch-on and switch-off times T 0 N and T 0FF of the clocked driver.
  • the information as to whether the clocked driver is switched on or off is already available in the form of digital signals.
  • the measurement of the switch-on and switch-off times can be done easily, inexpensively and very precisely without additional measuring sensors, for example using digital circuits (timers).
  • the duty cycle denoted by d 0 in the zero crossing of the back EMF voltage can simply be calculated from the winding resistance R, the current I PWM and the supply voltage U s . If one or more of these parameters are not exactly known or can change during operation or over the service life, this duty cycle d 0 can also be measured in a simple manner. When the engine is at a standstill, the back EMF voltage E is by definition zero.
  • the winding resistance R and the supply voltage U Titan generally do not change when the motor is stopped.
  • the duty cycle when the engine is at a standstill therefore corresponds to d 0 , so that it is sufficient to measure the duty cycle when the engine is at a standstill, for example shortly before starting the engine, in order to determine d 0 .
  • T 0 FF is often kept constant, e.g. by a monoflop (monostable multivibrator), ie the only variable variable is T 0N . / Instead of duty cycle d, T 0N is calculated or measured. Equation 8 and Equation 4 thus result
  • FIG. 3 shows the course of the winding current I as a function of time.
  • the current increases exponentially (LR element) up to the current maximum I MX (100%).
  • the duty cycle d is recorded.
  • the duty cycle d is 100% because the clocked driver is always switched on.
  • the clocked driver begins to switch on and off periodically.
  • the current has on average the constant value I Pm and now has the characteristic shape shown in FIG.
  • the back EMF voltage is still zero here.
  • the duty cycle d is always 100% when the winding current is switched on, therefore the back EMF voltage cannot be measured during this phase.
  • FIG. 4 shows the course of the winding current I and the duty cycle d for an assumed sinusoidal back EMF voltage E.
  • the exponential increase in the winding current I can be seen, as described above.
  • the winding current remains at the constant value I PW M-
  • the duty cycle d remains at a constant value (here approx. 40%).
  • the back EMF voltage E begins to rise while the winding current is kept constant at I PWM by the clocked driver.
  • the duty cycle increases here to the same extent as the back EMF Voltage, which can be easily explained or calculated using equation 6.
  • Figure 5 shows the course in partially overridden operation.
  • the condition according to equation 10 is violated.
  • the maximum current value I AX is no longer reached in this range; the value of the current is determined solely by the winding resistance and inductance and by the voltage difference (U s -E).
  • the zero crossing of the back EMF voltage E can still be measured, however, since the condition according to equation 10 is fulfilled again when the back EMF voltage E drops towards zero.
  • the zero crossing of the back EMF voltage E can in principle be measured as long as
  • Figure 6 shows the course with almost completely overridden operation.
  • the condition according to equation 10 is not met over almost the entire range.
  • the winding current I is not limited by the clocked driver and the back EMF voltage E cannot be measured.
  • the clocked driver works normally again and the condition is reworked
  • Equation 10 or according to equation 11 is fulfilled, so that the zero crossing of the back EMF voltage E can be determined.
  • the back EMF voltage crosses zero when the duty cycle d reaches the value d 0 .
  • the value d 0 is calculated as described above according to equation 8 or measured when the engine is not running and temporarily stored.
  • the time for the commutation of the motor winding is preferably chosen in the vicinity of the zero crossing of the back EMF voltage, which is justified and explained in more detail below:
  • a motor winding is modeled as a series connection of winding resistance R, winding inductance L and back EMF voltage source E.
  • the winding inductance L models the change in the coil flow through the winding current; the back EMF voltage E is generated (induced) by changing the coil flux by changing the rotor angle.
  • the summands of the above equation are tensions. You multiply Equation 13 with the winding current I, an instantaneous power is obtained for each term.
  • U S * I is the electrical power currently consumed by the motor winding; R * I 2 are the thermal losses and
  • L 1 is the reactive power of the dt
  • E * I is the currently converted electromagnetic power. All or part of this power is converted into mechanical power. The rest are losses or services that are temporarily stored in the magnetic field.
  • FIG. 7 shows the back EMF, the current and the product of back EMF and current (E * I) for a general case.
  • E * I is temporarily positive and negative.
  • the motor in question is in an operating state in which both (motor and generator torque) states occur, i.e. the rotor is alternately accelerated and braked. This leads to strong vibrations of the engine and the structures connected to the engine. These vibrations can also result in noise. In order to avoid these vibrations, it is necessary that the torque M is always positive or always negative. This can be achieved by keeping the product E * I always positive (always negative).
  • the circuit includes a stepper motor with a stator with two windings Wl, W2 and a permanent magnet rotor, two clocked drivers Dl, D2 for controlling the motor windings Wl, W2, a controller 1 for commutation and a controller 2 for target position and - Rotational speed.
  • the position and speed controller 2 is given a set position 3 of the rotor R and the maximum permissible speed 4 when this set position 3 is approached, and the commutation controller 1 informs it of the current rotor position 5. Based on this data, the position and speed controller 2 gives the commutation controller 1 the required Direction of rotation 6 and the required winding current 7 before.
  • the commutation controller 1 determines the directions R1, R2 of the currents in the windings W1, W2.
  • the windings W1, W2 are controlled in clocked operation, as described above for FIGS. 1 - ⁇ .
  • the drivers D1, D2 receive signals which determine the level and the direction of the winding current I PWM .
  • the drivers D1 and D2 each deliver a signal 8 (driver ON / OFF), which indicates the switching status (switched on or off) of the driver.
  • the stationary state is then waited for in a second phase 12, ie it is waited until the electrical and mechanical transient processes have subsided.
  • this waiting time is a few milliseconds to tenths of a second.
  • FIG. 11 shows the processes provided with the engine running in connection with the first motor step ST1, ie the step from state ZI to state Z2 (FIG. 9).
  • Motor step ST1 follows the start-up step just described.
  • a first phase 14 the current direction in the motor winding Wl or in the driver Dl is reversed and the current I PWM for the coil Wl is redefined.
  • the switch-on and switch-off times T 0 N and T 0FF of coil W2 are measured periodically and the associated duty cycle is calculated.
  • d increases and then decreases again. If d drops below the stored value d 0 , the is
  • a step counter 17 is then increased (or decreased in the case of a negative direction of rotation).
  • the duration of the step can also be measured. This information is used by the superimposed position and speed controller 2 (FIG. 8).
  • the system stops and otherwise commutation to the next motor step ST2.
  • step ST3 The subsequent procedures for motor step ST3 are the same as those of step ST1 and those after
  • the commutation controller 1 (FIG. 8) supplies the superimposed position and speed controller 2 with information about the current position of the rotor (states according to FIG. 9), the path already traveled (number of steps in the pedometer) and the speed of the motor.
  • the position and speed controller 2 receives the specification of the desired position from the higher-level controller (number of motor steps relative to the current position). If necessary, the maximum speed 4 or a specific speed profile is specified.
  • the position and speed controller 2 is constructed in a known manner.
  • This controller uses the current I PWM as a manipulated variable. This also changes the value of the duty cycle d 0 as a function of the current I PWM according to equation 8. Therefore, the duty cycle do must be calculated or measured for all values of the current I PWM .
  • the supply voltage U s and the winding resistance R directly influence the detection of the zero crossing of the back EMF voltage E according to equation 8. If the supply voltage U s and the winding resistance R change during operation, this causes an error in the determination of the zero crossing of the back EMF voltage E. This causes an error at the time of commutation. As explained above in relation to FIG. 7, the motor thereby generates negative torque components. This leads to a gradual reduction in torque and a decrease in speed. The decrease in speed is recognized by the position and speed controller and compensated by a higher motor current. The next time the motor comes to a standstill, the measurement of the switch-on and switch-off times is repeated and the changed supply voltage and winding resistance are taken into account.
  • inductance acts equally on the on and off times of the clocked drivers.
  • the zero crossing information can be used to detect whether the motor is rotating too slowly or is stalling. If the motor turns too slowly, this is recognized by the speed measurement / measurement of the step duration. In addition, this can be recognized from the course of the measured back EMF voltage. If the motor is suddenly blocked during operation, the back EMF voltage of both (all) motor windings is zero at the same time. This can be recognized by measuring the switch-on and switch-off times of the clocked drivers.
  • This frequency should not fall below a minimum (e.g. due to noise problems), but it should also not exceed a maximum (e.g. to limit switching losses).
  • T 0FF In cases where a constant switch-off time T 0FF is used, only T 0FF can be influenced to set the clock frequency F and the choice of an optimal T 0FF can be difficult.
  • An iterative method is therefore preferably used to bring the clock frequency F into the desired range: when the motor is at a standstill, the clocked driver is driven with a constant current and the stationary state is waited for.
  • the switch-off time T 0FF is then slightly varied and the frequency F is approximated iteratively. For reasons of stability, T OFF must not be changed suddenly. Since the process runs at the switching frequency (> 20 kHz) of the clocked driver, this should only take a short time. The so Values obtained from T 0N and T 0FF are saved and d 0 is calculated.
  • the duty cycle do is not measured directly, but is calculated from the measured on and off times T 0N from T 0F F. This measurement then applies to the selected values of I PWM and U s .
  • complicated calculations are required (equations 8 and 9), which can exceed the computing capacities of a simple microprocessor.
  • T ONO also changes proportionally and can be easily calculated from the stored value with a single multiplication.
  • Fractions (or multiples) of T 0N can be a
  • T 0 N at 100% I PWM and U s can also be set so that it corresponds to a value tabulated in advance. Fractions of T 0N can then be read from the same table.
  • the invention is particularly advantageous for actuators, i. H. Electric motors with relatively low power (1 - 10 W). It can also be used advantageously for actuators with one or two windings, since an electroless winding is only available with such motors with a significant loss in torque, if at all.
  • actuators i. H. Electric motors with relatively low power (1 - 10 W).
  • Such actuators are found, for. B. in vehicles for ventilation and air conditioning flaps, but also in many other places of modern vehicles.

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Abstract

Die Erfindung betrifft die Kommutierung elektromechanischer, kommutatorloser Aktuatoren, insbesondere von Permanentmagnetmotoren und Reluktanzmotoren, mit einem Rotor und einem Stator mit mindestens einer Statorwicklung (W1, W2), die mit Konstantstrom (IPWM) betrieben werden. Das dafür verwendete Verfahren zur Bestimmung des Kommutationszeitpunkts enthält die folgenden Schritte: mindestens eine Wicklung (W1, W2) wird mit einem Referenzkonstantstrom beaufschlagt und bei stillstehendem Rotor wird sodann das Erreichen eines stationären Zustands abgewartet. Danach wird ein Wert, der die Spannung repräsentiert, mit der die Wicklung des Aktuators in dem stationären Zustand beaufschlagt ist, als Referenzwert für die Kommutierungsspannung bestimmt. Bei laufendem Motor wird die Kommutierung (falls der Motor mit dem Referenzstrom betrieben wird) ausgelöst, sobald der Referenzwert auftritt, oder eine bestimmte Zeit danach.

Description

Verfahren und Vorrichtung zur Kommutierung elektromechanischer Aktuatoren
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Kommutierung elektro echanischer, kommutatorloser Aktuatoren gemäss dem Oberbegriff von Anspruch 1 und eine Vorrichtung zur Durchführung dieses Verfahrens .
Bürstenlose Elektromotoren (allgemeiner: elektromechanische, genauer elektromagnetische Aktuatoren) haben elektronische Schalter (z.B. Transistoren) anstelle von sogenannten Bürsten (mechanischen Kontakte) . Diese Schalter dienen zur elektronischen Kommutierung des Motors, d.h. sie legen die Richtung des Stromes in den Motorwicklungen in Abhängigkeit der Rotorposition und der gewünschten Drehrichtung fest. Die Rotorposition wird mit magnetischen oder optischen Sensoren gemessen. Sensorlose bürstenlose Elektromotoren verzichten auf Sensoren zur Messung der Rotorposition und schätzen die Position des Rotors indirekt über die Messung der Ströme und Spannungen der Motorwicklungen. Dadurch werden die Kosten gesenkt und die Zuverlässigkeit des Motors verbessert. Bürstenlose und sensorlose bürstenlose Elektromotoren gibt es als Permanentmagnet- und Reluktanzmotoren.
Es existieren verschiedene Verfahren zur sensorlosen Kommutierung von Permanentmagnet- und Reluktanz-Motoren. Eine Gruppe von Verfahren berechnet die Rotorposition aus den Motorspannungen und -strömen mit Hilfe von mathematischen Modellen. Diese Verfahren sind sehr aufwendig und daher mit hohen Kosten verbunden: Die Motorspannungen und -ströme müssen gemessen werden, die Parameter des Motors müssen bekannt sein (d.h. diese müssen vorher für jeden Motortyp gemessen werden oder im Betrieb geschätzt werden) und es müssen mit hoher Geschwindigkeit aufwendige Berechnungen durchgeführt werden.
Eine andere Gruppe von Verfahren verwendet die Back-EMF Spannung des Motors als Informationsquelle. Dabei wird einerseits die Back-EMF Spannung aus den Motorspannungen und -strömen geschätzt (siehe oben) . Anderseits kann die Back-EMF Spannung bei einer Motorwicklung im stromlosen Zustand direkt gemessen werden. Der Nachteil besteht darin, dass diese Motorwicklung, da stromlos, nicht zur Erzeugung von Drehmoment genutzt werden kann, der Motor bei gleicher Auslegung also weniger Drehmoment erzeugt. Dies fällt besonders stark bei Motoren mit wenigen Wicklungen ins Gewicht.
In der US-4520302 beschreiben Acarnley et al. ein Verfahren, bei welchem die Rotorposition über die Messung der Induktivität der Motorspulen geschätzt wird. Diese Induktivität wird verändert durch den magnetischen Fluss des Rotors und durch den Strom in der Wicklung selbst. Bei diesem Verfahren werden die Motorwicklungen mit einem getakteten Treiber (Chopper, PWM Driver) angesteuert und die Ein- und Ausschaltzeiten des getakteten Treibers gemessen. Die Induktivität errechnet sich aus dem Verhältnis von
Stromänderung Δl pro Zeitintervall Δt .
Der Vorteil liegt darin, dass das Verfahren mit einer reinen Zeitmessung einfach und kostengünstig durchgeführt werden kann und dass die Motorenwicklung während der Messung mit dem nominalen Strom durchflössen wird und somit Drehmoment erzeugen kann. Das Verfahren funktioniert auch wenn der Motor stillsteht. Es ist eine Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren und eine Vorrichtung zu schaffen, die gegenüber den bereits bekannten Ansätzen eine einfachere und somit kostengünstigere Kommutierung bürstenloser elektromechanischer Aktuatoren ermöglichen. Diese Aufgabe wird durch ein Verfahren mit den Merkmalen von Anspruch 1 gelöst. Bevorzugte Ausführungsformen dieses Verfahrens, eine für dessen Durchführung geeignete Vorrichtung sowie ein bevorzugtes /Anwendungsgebiet sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben.
Die Lehre der Erfindung wird im Folgenden anhand eines bevorzugten Ausführungsbeispiels unter Bezugnahme auf die Figuren näher erläutert. In der Beschreibung zu den Figuren 1 - 6 wird ein Verfahren vorgestellt, das auf besonders einfache Weise die Detektion des Nulldurchgangs der Back-EMF Spannung ermöglicht. Die Kommutierung der Motorwicklung wird bevorzugt in der Nähe dieses Nulldurchgangs der Back-EMF Spannung und in gewissen Fällen ein vorgegebenes
Zeitintervall nach diesem Nulldurchgang vorgenommen, was nachstehend (ab Gleichung 12) begründet und näher erläutert wird. Diese Erkenntnisse ermöglichen ein besonders einfaches und effizientes Verfahren zur sensorlosen Kommutierung der Motorwicklung, das schliesslich zu den Figuren 8 - 11 am Beispiel eines Permanentmagnet-Schrittmotors näher beschrieben wird.
Im einzelnen zeigen:
Figur 1 Das Schaltbild einer durch einen bipolaren Treiber angesteuerten Morotwicklung, Figur 2 den zeitlichen Verlaufs des Stroms in der Motorwicklung von Figur 1,
Figur 3 den normierten, zeitlichen Verlauf des Stroms in der Motorwicklung und des Schaltverhältnisses (Duty Cycle) beim Einschalten des Stroms,
Figur 4 die normierten, zeitlichen Verläufe von Wicklungsstrom, Duty Cycle und Back-EMF Spannung in der Anlaufphase des Motors,
Figur 5 die zeitlichen Verläufe der in Figur 4 dargestellten Grossen, bei übersteuertem Betrieb,
Figur 6 die zeitlichen Verläufe der in Figur 4 dargestellten Grossen bei fast vollständig übersteuertem Betrieb,
Figur 7 die Back-EMF Spannung, den Wicklungsstrom und deren Produkt in Funktion der Rotorposition,
Figur 8 das Schema einer Ansteuerschaltung für einen zweiphasigen Schrittmotor mit sensorloser Ansteuerung,
Figur 9 die Schaltzustände der getakteten Treiber dieses Schrittmotors bei Betrieb im Vollschrittmodus (2- Phase ON) ,
Figur 10 ein Flussdiagramm der Abläufe während eines Anlaufschritts des Motors von Figur 8, und
Figur 11 ein Flussdiagramm der Abläufe während des ersten Motorschritts . In Figur 1 ist das Schaltbild einer durch einen bipolaren Treiber angesteuerten Motorwicklung dargestellt. Die Motorwicklung wird durch den Wicklungswiderstand R, die Wicklungsinduktivität L und eine Back-EMF Spannungsquelle E modelliert. Die Back-EMF Spannung wird durch die Änderung des magnetischen Flusses des Rotors induziert. Sie ist im Allgemeinen sinus- oder trapezförmig.
Die Motorwicklung wird durch einen getakteten Treiber angesteuert. In diesem Beispiel handelt es sich um eine H- Brücke oder Bipolaren Treiber, das Verfahren ist jedoch auch mit einem unipolaren Treiber oder einer beliebigen anderen Treiber-Topologie durchführbar.
Die H-Brücke weist vier Schalttransistoren Si - S4 auf, über die die Motorwicklung mit einer Versorgungsspannung Us verbindbar ist. Parallel zu den Schalttransistoren Si - S4 sind Freilaufdioden Di - D4 vorgesehen. Werden die Schalttransistoren Sx und S4 (resp. S3 und S2) eingeschaltet, so fliesst von Us durch R, L und E ein Strom. Dieser Strom wird in einem Schalttransistor oder in einem in Figur 1 nicht eingezeichneten, zusätzlichen Messwiderstand (Shunt) , gemessen,
Bei Erreichen eines nachstehend zu Figur 2 erläuterten, bestimmten Kriteriums wird der Schalttransistor S2 (resp. S4) ausgeschaltet. Der Strom fliesst dann über die Freilaufdiode D3 (resp. Di) weiter. Bei einem weiteren Kriterium (siehe unten) wird der Schalttransistor wieder eingeschaltet. Alternativ können auch beide
Schalttransistoren ausgeschaltet werden. Dann fliesst der Strom sog. "regenerativ" zu Us zurück. Dies wird hier nicht weiter ausgeführt, das Verfahren funktioniert jedoch auch in diesem Fall.
Figur 2 zeigt den prinzipiellen Stromverlauf in der Motorwicklung, der sich durch das Schalten des getakteten Treibers ergibt: Während der Einschaltphase T0N steigt der Strom (in erster Näherung) linear bis zu einem maximalen Wert IMA an. Während der Ausschaltphase T0FF fällt der Strom auf den minimalen Wert IMIN- Kriterium für das Ausschalten des Stroms ist im Allgemeinen. das Erreichen des maximalen Stromwertes IMA -
Mögliche Kriterien für das (Wieder-) Einschalten des Stromes sind: das Erreichen oder Unterschreiten eines Minimalwerts IMιN des Stroms; das Erreichen oder Überschreiten einer bestimmten Ausschaltzeit T0FF; oder das Erreichen oder Überschreiten der Periodendauer T0N + T0FF-
Das Ein- und Ausschalten des getakteten Treibers erfolgt mit einer Frequenz, die deutlich höher ist, als die elektrische oder mechanische Zeitkonstante des Motors. Im Mittelwert stellt sich ein mit guter Näherung konstanter Wicklungsstrom
IPM ein. Die Welligkeit des Stromes Δl (Rippel) ist klein im Vergleich zur Amplitude IPWM.
Das beschriebene Verfahren hängt grundsätzlich nicht davon ab, wie die Ein- und Ausschaltzeiten erzeugt und- stabil gehalten werden. Verschiedene Verfahren sind bekannt und werden in der Literatur beschrieben (z.B. bei Mitchel, DC-DC Switching Regulator Analysis) . Üblicherweise wird bei
Erreichen von IMA ausgeschaltet und nach Erreichen von T0FF wieder eingeschaltet. Das Verfahren wird in der Folge für diesen Fall detailliert beschrieben. Für die Einschaltphase T0N gilt:
Us=R-I + sL-I+E + 2-UDS (1)
Für die Ausschaltphase T0FF gilt:
0 = R-I + SL-I + E + UDS+UDio<le (2)
Dabei steht UDS für die Drain-Source Spannung über einem Schalttransistor und UDiθde für die Diodenspannung. Mit dem Verfahren „State-Space-Averaging,, (z.B. beschrieben in dem bereits zitierten Werk von Mitchel) können die beiden zeitdiskreten Zustände (Gleichungen und 2) in eine kontinuierliche Darstellung (Gleichung 3) überführt werden. Werden UDs und UDiode in erster Näherung vernachlässigt (oder als Widerstände modelliert und zum ohmschen Widerstand R der Motorwicklung gerechnet), so ergibt sich damit: d-Us=R-I + sL-I+E (3)
mit d = - Z ON
Figure imgf000009_0001
Das Verhältnis von Einschaltdauer zu gesamter Periode (Gleichung 4) wird auch „Duty Cycle,, genannt.
Wenn der Strom I konstant gehalten wird, I = IPMW - konstant ( 5 )
dann wird Gleichung 3 zu d- Us = R -IPWM +E ( 6 )
oder
E = d- Us -R-IPlVM ( 7 )
Die Versorgungsspannung Us und der Wicklungswiderstand R sind in vielen Fällen bekannt oder können einfach gemessen werden. Der Strom IPWM wird gemäss der obigen Annahme durch den getakteten Treiber auf einem bekannten und konstanten Wert gehalten; d.h. der Strom muss nicht gemessen werden. Man erkennt, dass die Wicklungsinduktivität in Gleichung 7 nicht vorkommt und die Messung der Back-EMF Spannung nicht beeinflusst .
Somit kann die Back-EMF Spannung gemäss Gleichung 7 einzig durch Messung der Ein- und Ausschaltzeiten T0N und T0FF des getakteten Treibers bestimmt werden. In der Praxis liegt die Information, ob der getaktete Treiber ein- oder ausgeschaltet ist, bereits in Form digitaler Signale vor. Die Messung der Ein- und Ausschaltzeiten kann ohne zusätzliche Mess-Sensoren einfach, kostengünstig und sehr genau z.B. durch digitale Schaltungen (Timer) erfolgen.
Für die sensorlose Kommutierung von Elektromotoren ist der genaue Wert der Back-EMF Spannung gemäss Gleichung 7 im Allgemeinen nicht notwendig; vielmehr genügt die Kenntnis des Nulldurchgangs, also wenn die Back-EMF Spannung Null erreicht.
Für E = 0 vereinfacht sich Gleichung β bzw. Gleichung 7 zu
Figure imgf000011_0001
Der mit d0 bezeichnete Duty Cycle im Nulldurchgang der Back- EMF Spannung kann einfach aus dem Wicklungswiderstand R, dem Strom IPWM und der Versorgungsspannung Us berechnet werden. Wenn einer oder mehrere dieser Parameter nicht genau bekannt sind oder sich im Betrieb oder über die Lebensdauer ändern können, dann kann dieser Duty Cycle d0 auch auf einfache Weise gemessen werden. Im Stillstand des Motors ist die Back-EMF Spannung E definitionsgemäss Null. Der
Wicklungswiderstand R und Versorgungsspannung UΞ verändern sich grundsätzlich nicht, wenn der Motor still steht. Der Duty Cycle bei Stillstand des Motors entspricht also d0, so dass es genügt, im Stillstand des Motors, z.B. kurz vor dem Anfahren des Motors, den Duty Cycle zu messen um d0 zu bestimmen.
Der Duty Cycle gemäss Gleichung 4 errechnet sich aus den Ein- und AusschaltZeiten T0N und T0FF- In der Praxis wird T0FF häufig konstant gehalten, z.B. durch ein Monoflop (Monostabiler Multivibrator) , d.h. die einzige variable Grosse ist T0N. /Anstelle des Duty Cycle d wird T0N berechnet, bzw. gemessen. Gleichung 8 und Gleichung 4 ergeben somit
10m - χja -R.Ipmi 1™ (9) Im Folgenden ist der Verlauf des Duty Cycle (gemäss Gleichung 6) für verschiedene Back-EMF Spannungen beschrieben. Die .Grafiken basieren auf der Simulation eines Motors mit sinusförmiger Back-EMF Spannung. Die Werte von Strom und Spannung wurden auf 1 bzw. 100% normiert. Die Aussagen sind somit unabhängig von Motorparametern.
Figur 3 zeigt den Verlauf des Wicklungsstromes I in Funktion der Zeit. Der Strom steigt exponentiell an (L-R Glied) bis zum Strommaximum IMX (100%) Gleichzeitig ist der Duty Cycle d aufgezeichnet. Während des exponentiellen Stromanstiegs ist der Duty Cycle d 100%, da der getaktete Treiber immer eingeschaltet ist. Sobald der Wicklungsstrom I den Maximalwert IMA erreicht, beginnt der getaktete Treiber periodisch ein- und auszuschalten. Der Strom hat im Mittel den konstanten Wert IPm und hat nun die in Figur 2 dargestellte charakteristische Form.
Die Back-EMF Spannung ist hier noch Null. Der Duty Cycle d ist während des Einschaltens des Wicklungsstroms immer 100%, daher kann während dieser Phase die Back-EMF Spannung nicht gemessen werden.
Figur 4 zeigt den Verlauf des Wicklungsstromes I und des Duty Cycle d für eine angenommene sinusförmige Back-EMF Spannung E. Am Anfang ist der exponentielle Anstieg des Wicklungsstromes I zu sehen, wie oben beschrieben. Danach bleibt der Wicklungsstrom auf dem konstanten Wert IPWM- Während einer ersten Phase (Back-EMF Spannung noch Null) bleibt der Duty Cycle d auf einem konstanten Wert (hier ca. 40%) . Nach einer Zeit (hier ca. 2ms) beginnt die Back-EMF Spannung E anzusteigen, während der' Wicklungsstrom durch den getakteten Treiber konstant auf IPWM gehalten wird. Der Duty Cycle steigt hier im gleichen Mass an, wie die Back-EMF Spannung, was mit Gleichung 6 leicht erklärt bzw. berechnet werden kann.
Bei ca. 7ms erreicht die Back-EMF Spannung E gleichzeitig wie der Duty Cycle d ein Maximum. Anschliessend sinkt die Back-EMF Spannung E wieder und erreicht bei ca. 12 ms den Nulldurchgang. Der Duty Cycle d nimmt ebenfalls ab und erreicht beim Nulldurchgang der Back-EMF Spannung E den gleichen Wert wie bei Stillstand des Motors (d.h. hier wieder ca. 40%)
Damit der getaktete Treiber immer im getakteten Modus arbeiten kann, muss folgende Bedingung erfüllt sein: US > R - Ipm +E (10)
Falls der getaktete Treiber längere Zeit eingeschaltet bleibt (Duty Cycle immer 100%) , wird der nominale Wicklungsstrom u.U. nicht mehr erreicht, die Back-EMF Spannung E kann nicht mehr gemessen werden und die oben aufgeführte Bedingung ist nicht erfüllt. Wir nennen diese Betriebsart "übersteuerter Betrieb" .
Figur 5 zeigt den Verlauf im teilweise übersteuerten Betrieb. Im Bereich des Maximums der Back-EMF Spannung wird die Bedingung nach Gleichung 10 verletzt. In diesem Bereich wird der maximale Stromwert I AX nicht mehr erreicht, der Wert des Stromes wird alleine durch Wicklungswiderstand und -induktivität und durch die Spannungsdifferenz (Us-E) bestimmt. Die Messung der Back-EMF Spannung E nach Gleichung 7 ist in diesem Bereich nicht mehr möglich, da kein brauchbarer Duty Cycle d gemessen werden kann, bzw. da die Vorbedingung für Gleichung 7, dass der Wicklungsstrom konstant ist (I = konstant; Gleichung 5) nicht mehr erfüllt ist. Der Nulldurchgang der Back-EMF Spannung E kann aber dennoch gemessen werden, da die Bedingung nach Gleichung.10 wieder erfüllt ist, wenn die Back-EMF Spannung E gegen Null sinkt.
Der Nulldurchgang der Back-EMF Spannung E kann prinzipiell solange gemessen werden, wie
Figure imgf000014_0001
erfüllt ist, d.h. solange die Versorgungsspannung Us grösser als der ohmsche Spannungsabfall des nominalen Stromes IPWM des getakteten Treibers ist.
In der Praxis dürfte diese Bedingung (Gleichung 11) bei verschiedensten Motortypen über einen weiten Spannungsbereich erfüllt sein, da der Spannungsabfall R*IPWM im Vergleich zur Versorgungsspannung Us (und zur Back-EMF Spannung E) klein sein dürfte, um den Wirkungsgrad des
Motors hoch und bzw. um die thermischen Verluste klein zu halten.
Figur 6 zeigt den Verlauf bei fast vollständig übersteuertem Betrieb. Die Bedingung nach Gleichung 10 ist fast über den ganzen Bereich nicht erfüllt. Der Wicklungsstrom I wird nicht durch den getakteten Treiber begrenzt und die Back-EMF Spannung E kann nicht gemessen werden. Im Bereich des Nulldurchgangs der Back-EMF Spannung E arbeitet der getaktete Treiber wieder normal und die Bedingung nach
Gleichung 10 bzw. nach Gleichung 11 ist erfüllt, so dass der Nulldurchgang der Back-EMF Spannung E bestimmt werden kann. Der Nulldurchgang der Back-EMF Spannung ist dann erreicht, wenn der Duty Cycle d den Wert d0 erreicht. Der Wert d0 wird wie vorstehend beschrieben nach Gleichung 8 berechnet oder bei Motorstillstand gemessen und zwischengespeichert.
Der Zeitpunkt für die Kommutierung der Motorwicklung wird bevorzugt in der Nähe des Nulldurchgangs der Back-EMF Spannung gewählt, was im Folgenden begründet und näher erläutert wird:
Wie zu Figur 1 erwähnt, wird eine Motorwicklung als Serieschaltung von Wicklungswiderstand R, Wicklungsinduktivität L und Back-EMF Spannungsquelle E modelliert. Induktivität und Back-EMF lassen sich mit Hilfe des Induktionsgesetzes wie folgt herleiten. dψ(μ,l) U, =R-I + dt ;i2;
Ψ Spulenfluss (Vs) Rotorwinkel
τ τ π τ dψ dl dψ da „ r , dl dψ „ τ τ dl „ Us = R -I-r— +— = R -I +L-— +-Σ-- ω = R -I +L- — +E dl dt da dt dt da dt (13) ω Winkelgeschwindigkeit des Rotors
Die Wicklungsinduktivität L modelliert die Änderung des Spulenflusses durch den Wicklungsstrom; die Back-EMF Spannung E wird durch die Änderung des Spulenflusses durch Änderung des Rotorwinkels erzeugt (induziert) . Die Summanden obiger Gleichung sind Spannungen. Multipliziert man Gleichung 13 mit dem Wicklungsstrom I, erhält man für jeden Term eine momentane Leistung.
US -I = R-I2 +L- — -I+E-I s dt :i4;
US*I ist die von der Motorwicklung momentan aufgenommene elektrische Leistung; R*I2 sind die thermischen Verluste und
der Term L 1 ist die Blindleistung der dt
Wicklungsinduktivität L.
Der Term E*I ist die momentan umgewandelte elektromagnetische Leistung. Diese Leistung wird ganz oder teilweise in mechanische Leistung umgewandelt. Der verbleibende Rest sind Verluste oder Leistungen, die im magnetischen Feld zwischengespeichert werden.
PEMag = E-I = Pv +PMech = Py +M - ω {15)
M Drehmoment (Nm) P Verlustleistung/im Magnetfeld gespeicherte Leistung
Unter Vernachlässigung der Verluste P berechnet sich das Drehmoment des Motor M wie folgt:
E-I M -- ω (16) Beim Drehmoment M gemäss Gleichung 16 handelt es sich um das "innere" Drehmoment, d.h. mechanische Verluste sind nicht berücksichtigt.
Aus diesem vereinfachten Modell erkennt man, dass das momentane Drehmoment des Motors vom Produkt E*I (Back-EMF Spannung E mal Wicklungsstrom I) abhängt. Ist dieses Produkt positiv, so ist das momentane Drehmoment auch positiv d.h. „motorisches,, Drehmoment; ist dieses Produkt negativ, so ist das Drehmoment negativ, d.h. „generatorisches,, oder „bremsendes,, Drehmoment.
Figur 7 zeigt für einen allgemeinen Fall die Back-EMF, den Strom und das Produkt aus Back-EMF und Strom (E*I) . Man erkennt deutlich, dass das Produkt E*I zeitweise positiv und negativ ist. Der betreffende Motor ist in einem Betriebszustand, in dem beide (motorisches und generatorisches Drehmoment) Zustände vorkommen, d.h. der Rotor wird abwechselnd beschleunigt und gebremst. Dies führt zu starken Vibrationen des Motors und der mit dem Motor verbundenen Strukturen. Diese Vibrationen können auch zu einem Geräusch bzw. Lärm führen. Um diese Vibrationen zu vermeiden ist es notwendig, dass das Drehmoment M immer positiv, bzw. immer negativ ist. Dies kann erreicht werden indem das Produkt E*I immer positiv (immer negativ) gehalten wird.
Die Back-EMF Spannung E hängt von der Rotorposition α bzw. der Winkelgeschwindigkeit ω ab. Sie kann somit durch die Ansteuerung nicht direkt beeinflusst werden. Damit nun das Produkt E*I immer positiv (immer negativ) gehalten werden kann, kann die Ansteuerschaltung nur den Wicklungsstrom I direkt beeinflussen. Ideal geschieht dies indem die Richtung des Wicklungsstroms im Nulldurchgang der Back-EMF Spannung E geändert wird, womit auch das maximale Drehmoment erzeugt wird. Bei gewissen Betriebsarten sind die Wicklungen jedoch zeitweise stromlos und in solchen Fällen ist es mituntermöglich oder angebracht, die Kommutierung ein vorgegebenes Zeitintervall nach dem Nulldurchgang der Back-EMF Spannung vorzunehmen, ohne dabei gegenläufige DrehmomentImpulse zu erzeugen. Bei realen Motoren muss die elektrische Zeitkonstante der Motorwicklung berücksichtigt werden und die Ansteuerung bereits etwas früher, also in der Regel vor dem Nulldurchgang der Back-EMF Spannung, geändert werden.
Im Folgenden wird die sensorlose Kommutierung am Beispiel eines Permanent-Schrittmotors mit zwei Phasen näher erläutert.
Figur 8 zeigt schematisch eine Schaltung zur sensorlosen
Ansteuerung eines solchen Motors. Die Schaltung beinhaltet einen Schrittmotor mit einem Stator mit zwei Wicklungen Wl, W2 und einem Permanentmagnet-Rotor, zwei getaktete Treiber Dl, D2 zur Ansteuerung der Motorwicklungen Wl, W2, einen Regler 1 für die Kommutierung und einen Regler 2 für Soll- Position und -Drehzahl.
Dem Positions- und Drehzahlregler 2 wird eine Sollposition 3 des Rotors R und die beim Anfahren dieser Sollposition 3 maximal zulässige Drehzahl 4 vorgegeben und der Kommutierungsregler 1 informiert ihn über die aktuelle Rotorposition 5. Aufgrund dieser Daten gibt der Positionsund Drehzahlregler 2 dem Kommutierungsregler 1 die benötigte Drehrichtung 6 und den benötigten Wicklungsstrom 7 vor.
Aufgrund dieser Vorgabe und der aktuellen Rotorposition legt der Kommutierungsregler 1 die Richtungen Rl, R2 der Ströme in den Wicklungen Wl, W2 fest. Die Ansteuerung der Wicklungen Wl, W2 erfolgt im getakteten Betrieb, wie vorstehend zu den Figuren 1 - β beschrieben. Die Treiber Dl, D2 erhalten Signale, welche die Höhe und die Richtung des Wicklungsstromes IPWM festlegen. Die Treiber Dl und D2 liefern je ein Signal 8 (Treiber ON/OFF) , welches den Schaltzustand (Ein- oder Ausgeschaltet) des Treibers anzeigt.
Der Vollschrittmodus verfügt über vier mögliche Zustände. Figur 9 zeigt die Kommutierung zwischen den vier Zuständen ZI - Z4 für die positive Drehrichtung des Motors (CCW, Gegenuhrzeigersinn) . Bei negativer Drehrichtung (CW, Uhrzeigersinn) werden die Zustände in umgekehrter Reihenfolge abgerufen. Die Schritte ST1 - ST4, von einem Zustand zum nächsten, erfolgen, wie vorstehend erklärt, idealerweise im Nulldurchgang der Back-EMF Spannung E. Dieser Nulldurchgang wird wie vorstehend zu Gleichung 8 beschrieben erkannt.
In Figur 10 sind in Form eines Flussdiagramms die während eines Anlaufschritts 10, beim Starten des Motors, zur Vorbereitung der Kommutierungen vorgesehenen Abläufe dargestellt, in einem ersten Phase 11 werden die Treiber Dl und D2 eingeschaltet und die Amplitude des Stroms IPm und dessen Richtung (positive Richtung in den Spulen Wl und W2) festgelegt.
Danach wird in einer zweiten Phase 12 der stationäre Zustand abgewartet, d.h. es wird gewartet, bis die elektrischen und mechanischen transienten Vorgänge abgeklungen sind. Diese Wartezeit beträgt je nach Motortyp einige Millisekunden bis Zehntelsekunden. An Stelle einer fixen Wartezeit besteht auch die Möglichkeit, während der Wartezeit die Ein- und Ausschaltzeiten (TON und T0FF) der Treiber Dl und D2 periodisch zu messen. Solange transiente Vorgänge andauern, verändern sich diese Zeiten. Sobald die Ein- und Ausschaltzeiten T0N und T0FF konstante Werte einnehmen, ist der stationäre Zustand erreicht.
Schliesslich werden in einer dritten Phase 13 im stationären Zustand die Ein- und Ausschaltzeiten TON und T0FF der Treiber Dl und D2 gemessen und anhand der gemessenen Werte der Duty Cycle d0 berechnet (Gleichung 4) und gespeichert. Bei konstanter Ausschaltzeit T0FF kann darauf verzichtet werden, den Duty Cycle zu berechnen. Anstelle des Duty Cycle d wird dann die Einschaltzeit T0N als variable Grosse verwendet, wie bereits vorstehend zu Gleichung 9 erwähnt. .
Figur 11 zeigt die bei laufendem Motor vorgesehenen Abläufe in Verbindung mit dem ersten Motorschritt ST1, d.h. dem Schritt von Zustand ZI zu Zustand Z2 (Figur 9) . Der Motorschritt ST1 folgt auf den soeben beschriebenen Anlaufschritt . Dabei wird in einer ersten Phase 14 die Stromrichtung in der Motorwicklung Wl bzw. im Treiber Dl umgekehrt und der Strom IPWM für die Spule Wl wird neu festgelegt. Danach werden in einer zweiten Phase 15 periodisch die Ein- und Ausschaltzeiten T0N und T0FF von Spule W2 gemessen und der zugehörige Duty Cycle berechnet. Zu Beginn eines Motorschritts steigt d an und fällt dann wieder ab. Sinkt d unter den gespeicherten Wert d0, so ist der
Schritt abgeschlossen. In einer dritten Phase 16 wird danach ein Schrittzähler 17 erhöht (oder bei negativer Drehrichtung erniedrigt) . Auch die Dauer des Schrittes kann gemessen werden. Diese Informationen werden von dem überlagerten Positions- und Drehzahlregler 2 (Figur 8) verwendet. Bei Erreichen eines Abbruchkriteriums wird dann gestoppt und andernfalls wird zum nächsten Motorschritt ST2 kommutiert.
Die Abläufe in Verbindung mit dem zweiten Motorschritt ST2 entsprechen den soeben für Schritt 1 präsentierten, mit zwei Unterschieden: Das Umkehren der Richtung und das Setzen der Amplitude des Wicklungsstroms wird nicht für Spule Wl sondern für Spule W2 vorgenommen (die Richtung des Stroms in Spule Wl bleibt gleich) und zur Detektion des Endes von Schritt ST2 werden die zur Berechnung des Duty Cycle benötigten Schaltzeiten T0N und T0FF nicht für Spule W2 sondern für Spule Wl gemessen.
Die darauf folgenden Abläufe für Motorschritt ST3 sind gleich wie jene von Schritt ST1 und die nach dem
Motorschritt ST3 folgenden Abläufe für Motorschritt ST4 sind gleich wie jene von Schritt ST2.
Der Kommmutierungsregler 1 (Figur 8) liefert dem überlagerten Positions- und Drehzahlregler 2 Informationen über die aktuelle Lage des Rotors (Zustände gemäss Figur 9) , den bereits zurückgelegten Weg (Anzahl Schritte im Schrittzähler) und die Drehzahl des Motors.
Der Positions- und Drehzahlregler 2 erhält vom überlagerten Regler die Vorgabe der gewünschten Position (Anzahl Motorschritte relativ zur aktuellen Position) . Wenn nötig wird die maximale Drehzahl 4 oder ein bestimmtes Drehzahlprofil vorgegeben. Der Positions- und Drehzahlregler 2 ist in bekannter Weise aufgebaut.
Dieser Regler verwendet den Strom IPWM als Stellgrösse. Damit ändert sich auch der Wert des Duty Cycle d0 in Funktion des Stromes IPWM gemäss Gleichung 8. Daher muss der Duty Cycle do für alle Werte des Stromes IPWM berechnet oder gemessen werden.
Die Verwendung des Stromes IPWM als variable Stellgrösse der Positions- und Drehzahlregelung steht im Widerspruch zur Bedingung, dass dieser Strom konstant gehalten werden muss (Gleichung 5) . Dieser Widerspruch kann aufgelöst werden, wenn der Wert von IPWM für die Dauer eines Schrittes konstant gehalten wird und nur bei der Umkehr der Stromrichtung auf einen neuen Wert eingestellt wird.
Die Versorgungsspannung Us und der Wicklungswiderstand R beeinflussen die Erkennung des Nulldurchgangs der Back-EMF Spannung E gemäss Gleichung 8 direkt. Falls sich die Versorgungsspannung Us und der Wicklungswiderstand R während des Betriebes verändern, so bewirkt dies einen Fehler in der Bestimmung des Nulldurchgangs der Back-EMF Spannung E. Dies bewirkt einen Fehler im Zeitpunkt der Kommutierung. Dadurch erzeugt der Motor, wie vorstehend zu Figur 7 erläutert, negative Drehmomentanteile. Dies führt zu einer graduellen Reduktion des Drehmoments und zu einer Abnahme der Drehzahl . Die Abnahme der Drehzahl wird durch den Positions- und Drehzahlregler erkannt und durch einen höheren Motorstrom kompensiert. Beim nächsten Stillstand des Motors wird die Messung der Ein- und Ausschaltzeiten dann wiederholt und die veränderte Versorgungsspannung und Wicklungswiderstand berücksichtigt .
Die Wicklungsinduktivität hat, wie mit Gleichung 7 gezeigt, keinen Einfluss auf das beschriebene Verfahren. Die
Induktivität wirkt im eingeschwungenen Zustand, wenn der Strom konstant gehalten wird (Gleichung 5) , gleichermassen auf die Ein- und Ausschaltzeiten der getakteten Treiber.
Die Information der Nulldurchgangs kann dazu verwendet werden, zu erkennen, ob der Motor zu langsam dreht oder blockiert. Wenn der Motor zu langsam dreht, wird dies durch die Drehzahlmessung / Messung der Schrittdauer erkannt. Zusätzlich kann dies aus dem Verlauf der gemessenen Back-EMF Spannung erkannt werden. Wenn der Motor im Betrieb plötzlich blockiert wird, dann ist die Back-EMF Spannung beider (aller) Motorwicklungen gleichzeitig Null. Dies kann durch die Messung der Ein- und Äusschaltzeiten der getakteten Treiber erkannt werden.
Zwei besondere Problemstellungen und geeignete Ansätze für deren Lösung werden im Folgenden noch gesondert dargestellt. Die erste betrifft die Wahl der Taktfrequenz des getakteten Treibers, die sich wie folgt darstellen lässt:
R - I + E 1- F - (17) T, OFF
Diese Frequenz soll ein Minimium nicht unterschreiten (z.B. wegen Geräuschproblemen) , sie soll aber auch ein Maximum nicht übersteigen (z.B. um Schaltverluste zu begrenzen). In den Fällen, wo mit konstanter Ausschaltzeit T0FF gearbeitet wird, kann zur Einstellung der Taktfrequenz F einzig T0FF beeinflusst werden und die Wahl eines optimalen T0FF schwierig sein. Bevorzugt wird daher ein iteratives Verfahren verwendet, um die Taktfrequenz F in den gewünschten Bereich zu bringen: Im Stillstand des Motors wird der getaktete Treiber mit einem konstanten Strom angesteuert und der stationäre Zustand wird abgewartet. Die Ausschaltzeit T0FF wird dann leicht variert und die Frequenz F wird damit iterativ angenähert. Aus Stabilitätsgründen darf TOFF nicht schlagartig verändert werden. Da der Vorgang mit der Schaltfrequenz (> 20 kHz) des getakteten Treibers abläuft, dürfte dies nur kurze Zeit dauern. Die so erhaltenen Werte von T0N und T0FF werden gespeichert und d0 berechnet .
Die zweite Problemstellung betrifft die Tatsache, dass sich der Duty Cycle beim Nulldurchgang der Back-EMF Spannung d0 (Gleichung 8) in Funktion von IPWM und Us verändert: Bei tiefem Last-Drehmoment ist ein kleiner Strom IPWM nötig und umgekehrt. Die Versorgungsspannung Us kann sich durch externe Faktoren verändern. Wenn z.B. durch eine Messung festgestellt wird, dass sich Us geändert hat, müsste der Motor gestoppt werden und d0 im Stillstand neu gemessen werden.
Der Duty Cycle do wird nicht direkt gemessen, sondern wird aus den gemessenen Ein- und Ausschaltzeiten T0N aus T0FF berechnet. Diese Messung gilt dann jeweils für die gewählten Werte von IPWM und Us. Um von einer Messung rechnerisch auf andere Duty Cycle d0 bzw. Einschaltzelten T0N für andere Werte von IPWM und Us zu folgen, sind komplizierte Rechnungen nötig (Gleichungen 8 und 9) , welche die Rechenkapazitäten eines einfachen Mikroprozessors überschreiten können.
Für die Darstellung der bevorzugten Lösung für dieses Problem nehmen wir zunächst an, dass der Wert von F, bzw. von TON + 0FF/ der Folge konstant gehalten werden kann. Unter dieser Voraussetzung gilt für den Duty Cycle:
Figure imgf000024_0001
Das bedeutet, dass der Duty Cycle d und T0N proportional sind. Das gilt auch für den Duty Cycle d0 bei E=0:
T L ONO -F (19)
Für andere Werte von IPWM oder Us ergeben sich andere Werte von d0. Für einen um Faktor k grösseren oder kleineren Strom IPM verändert sich der Duty Cycle im Nulldurchgang der Back- EMF Spannung proportional. k - d0 = R ' (-k ' Ip'm ) und daraus k -d = k ' ToN0 -F (20) U u s
D.h. wenn T0N + T0FF konstant gehalten wird, dann verändert sich TONO auch proportional und kann einfach mit einer einzelnen Multiplikation aus dem gespeicherten Wert berechnet werden.
Um die Bedingung T0N+T0FF = K = konstant zu erfüllen, muss T0FF mit dem oben berechneten TOO berechnet werden:
Figure imgf000025_0001
Die Bedingung T0N+T0FF = konstant ist dann nur im Bereich des
Nulldurchgangs der Back-EMF Spannung gültig. Dies genügt jedoch um diesen Nulldurchgang zu erkennen.
Um die Berechnung von T0NO weiter zu vereinfachen, kann beim
Einstellen der Frequenz F des Getakteten Treibers darauf geachtet werden, dass sich ein "Einfacher Wert" für ON ergibt. Ein „einfacher Wert,, von TON bei 100% IPWM und Us wäre z.B. $FF oder ein Vielfaches davon. Die Berechnung von
Bruchteilen (oder Vielfachen) von T0N kann ein
Mikroprozessor dann einfach durchführen. Alternativ kann T0N bei 100% IPWM und Us auch so eingestellt werden, dass er einem im voraus tabellierten Wert entspricht. Bruchteile von T0N können dann aus der gleichen Tabelle gelesen werden.
Besonders vorteilhaft ist die Erfindung für Aktuatoren, d. h. Elektromotoren, mit relativ kleiner Leistung (1 - 10 W) . Sie ist auch vorteilhaft einsetzbar für Aktuatoren mit ein oder zwei Wicklungen, da eine stromlose Windung bei solchen Motoren nur unter starken Einbussen beim Drehmoment, wenn überhaupt, erhältlich ist. Derartige Aktuatoren finden sich z. B. in Fahrzeugen zum Stellen von Lüftungs- und Klimaanlagenklappen, aber auch an vielen anderen Stellen moderner Fahrzeuge.
Ausgehend von dieser Beschreibung sind dem Fachmann weitere Ausführungsformen der Erfindung zugänglich, ohne den durch die Ansprüche definierten Schutzbereich der Erfindung zu verlassen. Beispielsweise könnte zur Ansteuerung des Motors an Stelle der getakteten Treiber eine geregelte Stromquelle verwendet werden, die einen kontinuierlichen Konstantstrom liefert. Anstelle des Duty Cycle wird in diesem Fall die Spannung an den Wicklungen des Aktuators verwendet.

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zur Kommutierung elektromechanischer, kommutatorloser Aktuatoren, insbesondere von Permanentmagnetmotoren und Reluktanzmotoren, mit einem Rotor und einem Stator mit mindestens einer Statorwicklung (Wl, W2) , die mit Konstantstrom (I) betrieben werden, dadurch gekennzeichnet, dass
♦ mindestens eine Wicklung (Wl, W2) des Aktuators mit einem Referenzkonstantstrom beaufschlagt wird,
♦ das Erreichen eines stationären Zustands mit stillstehendem Rotor abgewartet wird,
♦ ein Wert, der die Spannung repräsentiert, mit der die Wicklung des Aktuators in dem stationären Zustand beaufschlagt ist, als Referenzwert xoref ^ur die Kommutierungsspannung bestimmt wird,
♦ und während laufendem Motor der Zeitpunkt TQ bestimmt wird, bei dem • im Fall des Betriebs mit dem Referenzkonstantstrom der Referenzwert auftritt oder durchlaufen wird oder • im Falle eines Betriebsstroms, der vom Referenzstrom abweicht, ein aus dem Referenzwert für den aktuellen Betriebstrom berechneter Kommutierungswert auftritt oder durchlaufen wird, ♦ und die Kommutierung eine vorbestimmte Zeitdi ferenz, die grösser oder gleich Null ist, nach dem Zeitpunkt TQ ausgelöst wird, wobei die Zeitdifferenz so gewählt ist, dass ein Polaritätswechsel des Dehmoments des Aktuators im wesentlichen nicht auftritt.
2. Verfahren gemäss Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Aktuator eine oder zwei Wicklungen (Wl, W2) aufweist.
3. Verfahren gemäss einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Zeitdifferenz Null ist.
4. Verfahren gemäss einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Konstantstrom (IPMW) durch wiederholtes Einschalten während einer Zeit Ton und Ausschalten während einer Zeit T0f eingestellt wird, wobei der Referenzwert das Referenzschaltverhältnis doref =τ0on / (τ0on+τ0off) oder ein dieses repräsentierender Wert ist.
5. Verfahren gemäss Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass der Referenzwert die Einschaltzeit Ton ist, wobei die Ausschaltzeit 0ff konstant ist.
6. Verfahren gemäss einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass während der Messung des Referenzwerts alle Wicklungen (Wl, W2) des Aktuators mit dem Konstantstrom beaufschlagt werden und die Referenzwerte für die Wicklungen individuell gemessen werden, um die Kommutierung bei der für die jeweilige Wicklung bestimmten Kommutierungspannung durchführen zu können.
7. Verfahren gemäss einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass nach Beaufschlagen mit dem Referenzkonstantstrom eine vorgegebene Zeit Twaj_^ gewartet wird, nach der sich der stationäre Zustand eingestellt.
8. Verfahren gemäss einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass nach Beaufschlagen mit dem Referenzkonstantstrom unter Messung des Referenzwerts gewartet wird, bis sich der Referenzwert eine vorgegebene Zeit lang nicht mehr ändern, um das Eintreten des stationären Zustands zu bestimmen.
9. Verfahren gemäss einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass bei einem vom Referenzstrom Iref abweichenden Betriebskonstantstrom Is der aktuelle Kommutierungswert XQ aus dem Referenzwert Xfjref m^ der Formel : x0 = x0ref * xs / Iref berechnet wird.
10. Verfahren gemäss einem der Ansprüche 5 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Summe T der Ausschaltzeit Tgoff und der Einschaltzeit ToQ ' die für die Kommutierung gelten, konstant gehalten wird, so dass Tgon proportional zu dem Schaltverhältnis dg ist und TQOΠ einfacher auf andere Betriebsbedingungen, insbesondere Betriebsstrom und/oder -Spannung, umrechnen zu können.
11. Verfahren gemäss Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass der Wert für Tgon durch Variieren der Summe T während Messung des Referenzwertes bei stillstehendem Motor auf einen für eine binäre Recheneinheit günstigen Wert eingestellt wird, insbesondere einen Wert nahe des Maximalwerts des Zahlenbereichs der Recheneinheit, und/oder einen Wert nahe einer ganzzahligen Potenz von 2.
12. Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens gemäss einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass Treiber (Dl, D2) zur Versorgung der Wicklungen (Wl, W2) eines kommutatorlosen, elektromechanischen Aktuators mit Konstantstrom und eine Steuereinheit (1) mit einem digitalen Prozessor und einem Speicher vorhanden sind, die Treiber (Dl, D2) von der Steuereinheit (1) eine Steuersignal erhalten, das den Strom in der zugeordneten Wicklung festlegt, und die Steuereinheit von den Treibern je ein Signal (8) erhält, das ein Mass für an die Wicklung angelegte Spannung ist, wobei im Speicher ein Programm zur Steuerung des Prozessors abgelegt ist, bei dessen Ausführung durch den Prozessor die Steuereinheit (2) das Verfahren ausführt.
13. Anwendung des Verfahrens gemäss einem der Ansprüche 1 bis 11 für die vibrationsarme Ansteuerung von Servomotoren, insbesondere von Servomotoren mit kleiner Leistung, in Fahrzeugen wie Aktuatoren für Lüftungsklappen, Hydraulik, Pneumatik und Scheinwerfer.
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