WO2005048448A1

WO2005048448A1 - 高周波増幅器

Info

Publication number: WO2005048448A1
Application number: PCT/JP2004/016864
Authority: WO
Inventors: Kazuaki Kunihiro
Original assignee: Nec Corporation
Priority date: 2003-11-13
Filing date: 2004-11-12
Publication date: 2005-05-26
Also published as: US7362171B2; CN1902816A; JP4867346B2; JPWO2005048448A1; US20070063766A1; CN1902816B

Abstract

　簡易な構成で、効率的に複数の異なる周波数域の入力信号を増幅することができる高周波増幅器を提供することを目的とし、その構成は、増幅器に入力されたｎ個の周波数（ｆ１＞　ｆ２、、、＞　ｆｎ　）を含むＲＦ信号を、インピーダンス変換回路で増幅器の出力インピーダンスよりも高いインピーダンスに変換し、高域フィルタと低域フィルタで最も高い周波数ｆ１　とそれよりも低い周波数に分岐する。周波数ｆ１は高域フィルタ３１を通過することによって、５０オームに変換される。低域フィルタで分波された周波数ｆ１よりも低い周波数は、インピーダンス変換回路で高インピーダンスに変換し、高域フィルタ３２と低域フィルタ４２で２番目に高い周波数ｆ２とそれよりも低い周波数に分岐される。同じ要領で、ｆｎまで分岐しながら、インピーダンス変換回路を付加し、各周波数毎に５０オームにインピーダンス整合をとる。

Description

明細書

高周波増幅器

技術分野

[0001] 本発明は、高周波増幅器に関し、複数の異なる周波数帯域の入力信号を増幅することができる高周波増幅器に関する。

背景技術

[0002] 近年、携帯電話や無線ローカルエリアネットワーク (LAN)システムにおいて、一台の端末機で複数の周波数帯域の RF信号を扱、た、と、う要求がある。このような用途に用いる高周波 (RF)増幅器として、従来はたとえば図 1に示すようにそれぞれの R F信号の周波数帯域 fl, f2, · · · , fn毎に専用の増幅器 11, 12, · · · , Inとインピーダンス変換回路 21, 22, · · · , 2nとを並設するのが一般的であった。

[0003] 図 1に示した構成では、周波数帯域毎に専用の増幅器 11, 12, · · · , Inを並設して、るため、それぞれ異なる周波数帯域の RF信号の増加に伴、専用の増幅器 11 , 12, · · · , Inの部品数等が増えてしまい、増幅器全体の実装面積やコストが増加するという問題がある。

[0004] 上記のような問題を解消するものとして、たとえば特開平 11— 97946号公報に開示されるように、一つの増幅器で 2つの周波数帯域の RF信号を増幅する技術がある。該公報に開示される技術は、図 1と共通する部分に同一符号を付して説明すると、図 2に示すように、インピーダンス整合回路 2とインピーダンス変換回路 21, 22との間の増幅器 1の出力をスィッチ回路 5で切り分けて 2つの周波数帯域の RF信号の増幅を実現したり、図 3に示すように、第 1の帯域通過ファイル 61と第 2の帯域通過ファイル 6 2とで切り分けて 2つの周波数帯域の RF信号の増幅を実現したりするものである。発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0005] 特開平 11— 97946号公報に開示されるものは、インピーダンスの低い増幅器 1の出力端でそれぞれ異なる周波数帯域の RF信号を図 2に示すスィッチ回路 5や図 3に示す第 1の帯域通過ファイル 61及び第 2の帯域通過ファイル 62で分岐しているため、スィッチ回路 5や第 1の帯域通過ファイル 61及び第 2の帯域通過ファイル 62での損失による影響が大きくなつてしまうという問題がある。

[0006] ちなみに、スィッチ回路 5や第 1の帯域通過ファイル 61及び第 2の帯域通過フアイル 62でそれぞれの周波数帯域の RF信号を分岐させるものでは、特に 3つ以上の周波数帯域の RF信号を分岐させようとすると、分岐すべき RF信号の複数が増えるほど

、損失が増大してしまう傾向がある。

[0007] 本発明が解決しょうとする問題点は、一つの増幅器で複数の周波数帯域の RF信号を増幅し、それぞれの周波数帯域の RF信号を分岐させようとすると、損失が増大してしまい、その損失による増幅器の特性劣化が大きくなつてしまう点である。

課題を解決するための手段

[0008] 本発明の高周波増幅器は、入力された複数の異なる周波数帯域を含む信号を増幅する第 1の増幅手段と、

前記増幅された複数の周波数帯域の信号のうち最も高い周波数帯域の信号とそれ以外の周波数帯域を含む信号とを分岐する複数の第 1の分岐手段と、

前記分岐された最も高い周波数帯域の信号を出力端子の負荷インピーダンスに変換する複数の第 1のインピーダンス変換手段とを備え、

前記周波数帯域の高さに応じた分岐と前記負荷インピーダンスへの変換とが、最も高、周波数帯域力も最も低、周波数帯域に順に行われることを特徴とする。

[0009] この場合、入力された複数の異なる周波数帯域を含む信号を増幅する第 2の増幅手段と、

前記入力された複数の周波数帯域の信号のうち最も高い周波数帯域の信号とそれ以外の周波数帯域を含む信号とを分岐する複数の第 2の分岐手段と、

前記分岐された最も高い周波数帯域の信号を入力端子の信号源インピーダンスに変換する複数の第 2のインピーダンス変換手段とを備え、

前記周波数帯域の高さに応じた分岐と前記信号源インピーダンスへの変換とが、最も高、周波数帯域力も最も低、周波数帯域に順に行われることとしてもょ、。

[0010] 本発明の他の形態による高周波増幅器は、入力された複数の異なる周波数帯域を含む信号を増幅する第 2の増幅手段と、前記増幅された複数の周波数帯域の信号のうち最も高い周波数帯域の信号とそれ以外の周波数帯域を含む信号とを分岐する複数の第 2の分岐手段と、

前記周波数帯域の高さに応じた分岐と前記信号源インピーダンスへの変換とが、最も高、周波数帯域力も最も低、周波数帯域に順に行われることを特徴とする。

[0011] この場合、前記複数の異なる周波数帯域の数は、 3以上であるとしてもょ、。

[0012] また、前記第 1の増幅手段及び第 2の増幅手段はカスケード接続され、前記第 1の増幅手段と第 2の増幅手段との間に、前記第 1の分岐手段及び第 1のインピーダンス変換手段が設けられて、ることとしてもょ、。

[0013] また、前記第 1の増幅手段及び第 2の増幅手段はカスケード接続され、前記第 1の増幅手段と第 2の増幅手段との間に、前記第 2の分岐手段及び第 2のインピーダンス変換手段が設けられて、るとしてもょ、。

[0014] また、前記第 1の分岐手段と出力端子との間に、少なくとも一つの補助増幅器が設けられているとしてもよい。

[0015] また、前記第 2の分岐手段と入力端子との間に、少なくとも一つの補助増幅器が設けられているとしてもよい。

[0016] また、前記第 1のインピーダンス変換手段は、少なくとも 2つ以上の周波数帯域の信号に対して共通に高インピーダンスへの変換を行うとしてもよ、。

[0017] また、前記第 2のインピーダンス変換手段は、少なくとも 2つ以上の周波数帯域の信号に対して共通に高インピーダンスへの変換を行うとしてもよ、。

[0018] また、前記第 1の分岐手段と出力端子との間に、補助インピーダンス変換回路が設けられているとしてもよい。

[0019] また、前記第 2の分岐手段と入力端子との間に、補助インピーダンス変換回路が設けられているとしてもよい。

[0020] また、前記第 1の分岐手段は、高域フィルタと低域フィルタとからなるとしてもよい。

[0021] また、前記第 2の分岐手段は、高域フィルタと低域フィルタとからなるとしてもよい。

[0022] また、前記低域フィルタの少なくとも一つは、対となる高域フィルタで分岐した高!ヽ周波数帯域の信号に対して、選択的にインピーダンスを高くする構成とされているとしてちよい。

[0023] また、前記高域フィルタの少なくとも一つは、対となる低域フィルタで分岐した信号の中で最も高い周波数域の信号に対し選択的に接地する構成とされているとしてもよい。

[0024] また、前記第 1の分岐手段は、電界効果トランジスタを用いたスィッチで構成されているとしてちよい。

[0025] また、前記第 2の分岐手段は、電界効果トランジスタを用いたスィッチで構成されているとしてちよい。

[0026] また、前記第 1の分岐手段は、 PINダイオードを用いたスィッチで構成されて、るとしてちよい。

[0027] また、前記第 2の分岐手段は、 PINダイオードを用いたスィッチで構成されて、るとしてちよい。

[0028] また、前記周波数帯域に対応した出力端子とグランドの間にスィッチが設けられており、ある周波数帯域の信号が増幅され、出力端子力負荷側に伝達されているときは、それ以外の周波数帯域に対応する出力端子のうち少なくともひとつは、スィッチによって接地する接地手段を有するとしてもよ、。

[0029] また、前記接地手段は、電界効果トランジスタを用いたスィッチで構成されて、るとしてちよい。

[0030] また、前記接地手段は、 PINダイオードを用いたスィッチで構成されてヽるとしてもよい。

[0031] また、前記複数の異なる周波数帯域の信号が、第 1の周波数帯と第 1の周波数帯の 1.5乃至 2.5倍の範囲に含まれる第 2の周波数帯の信号を含んでいるとき、増幅された前記第 1の周波数帯の信号が出力端子力負荷側に伝達されているときは、前記第 2の周波数帯の出力端子を前記接地手段で接地するとしてもよい。

[0032] また、前記周波数帯域に対応した出力端子は、負荷インピーダンスと同じ特性インピーダンスを持つ伝送線路を介してグランドとの間にスィッチが設けられており、該伝送線路の長さは、スィッチがオンしてグランドに接続されているとき、第 1の増幅手段の出力端力も負荷側をみたインピーダンスが、該周波数帯域において短絡条件になるように決められるとしてもよ、。

発明の効果

[0033] 本発明の高周波増幅器は、周波数帯域の高さに応じた分岐と負荷インピーダンスへの変換とが、最も高、周波数帯域力も最も低、周波数帯域に順に行われるようにしたので、一つの増幅器で増幅された複数の周波数帯域を含む信号を分岐しても、それぞれの信号を目的のインピーダンスに変換することができ、さらに信号の損失による影響を/ Jヽさくすることができる。

図面の簡単な説明

[0034] [図 1]従来の高周波増幅器の一例を示す図である。

[図 2]従来の高周波増幅器の他の例を示す図である。

[図 3]従来の高周波増幅器の他の例を示す図である。

[図 4]本発明の高周波増幅器の実施形態 1を示す図である。

[図 5]本発明の高周波増幅器の実施形態 2を示す図である。

[図 6]図 5の A点、 B点、 C点におけるインピーダンスを説明するためのスミス図表である。

[図 7]図 5の A点、 B点、 D点、 E点におけるインピーダンスを説明するためのスミス図表である。

[図 8]図 5の A点、 B点、 D点、 F点におけるインピーダンスを説明するためのスミス図表である。

[図 9]図 5の高周波増幅器の構成を変えた場合の実施形態 3を示す図である。

[図 10]図 9の C点における反射特性と A点から C点への通過特性とを示す図である。

[図 11]図 9の E点における反射特性と A点から E点への通過特性とを示す図である。

[図 12]図 9の F点における反射特性と A点力も F点への通過特性とを示す図である。

[図 13]図 4の高周波増幅器の構成を変えた場合の実施形態 4を示す図である。

[図 14]図 9の高周波増幅器の構成を変えた場合の実施形態 5を示す図である。

[図 15]図 9の A点から負荷側を見たインピーダンスを説明するためのスミス図表である [図 16]図 14の A点から負荷側を見たインピーダンスを説明するためのスミス図表である。

[図 17]実施形態 5の副次的な効果を説明するための出力電力特性を示す図である。

[図 18]図 14の高周波増幅器の構成を変えた場合の実施形態 6を示す図である。

[図 19]図 5の構成を変えた場合の実施形態 7を示す図である。

[図 20]図 4の構成を変えた場合の実施形態 8を示す図である。

[図 21]図 4の構成を変えた場合の実施形態 9を示す図である。

[図 22]図 4の構成を変えた場合の実施形態 10を示す図である。

発明を実施するための最良の形態

[0035] 本発明は、一つの増幅器によって増幅された n個の異なる周波数 (fl >f2 > · · · > fm > · · · >fn)を含む RF信号に対し、増幅器の出力インピーダンスよりも高いインピ一ダンスに変換してカゝら最も高い周波数 flの RF信号とそれよりも低い周波数を含む RF信号とに分岐し、周波数 flよりも低い周波数を含む RF信号に対して増幅器の出力インピーダンスよりも高いインピーダンスに変換して力も最も高い周波数 f 2の RF信号とそれよりも低、周波数を含む RF信号とに分岐すると、つた高インピーダンスへの変換と周波数の高さに応じた分岐とを最も低い周波数 fnまで行うことにより、複数の周波数帯域の RF信号の増幅を行わせるようにしたものである。

[0036] 次に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。

[0037] (実施形態 1)

図 4は、本発明による高周波増幅器の第 1の実施形態を示す図である。

[0038] 図 4に示すように、本実施形態の高周波増幅器は、増幅器インピーダンス整合回路 2、インピーダンス変換回路 21 , 22, 23, · · ·、補助インピーダンス変換回路 7n 、高域フィルタ 31 , 32, 33,…、低域フィルタ 41 , 42, 43,…を備えている。

[0039] インピーダンス整合回路 2は、入力端子を介して入力された n個の異なる周波数 (fl

>Ϊ2 > · · · >fm > · · · >fn)を含む RF信号に対してのインピーダンス整合を行う。

[0040] 第 1の増幅手段としての増幅器 1は、インピーダンス整合回路 2でインピーダンス整合のとられた n個の異なる周波数 (fl >f2 > · · · >fm > · · · , >fn)を含む RF信号に対しての増幅を行う。 [0041] インピーダンス変換回路 21は、増幅器 1で増幅された n個の異なる周波数 (fl >f 2 > · · · >fm> · · · >fn)を含む RF信号を、増幅器 1の出力インピーダンスよりも高ぐ負荷インピーダンス (たとえば 50オーム)よりも低、インピーダンスに変換する。

[0042] インピーダンス変換回路 22は、低域フィルタ 41で分岐された周波数 flよりも低い周波数を含む RF信号を、高インピーダンス（≤負荷インピーダンス:たとえば 50オーム )に変換する。

[0043] インピーダンス変換回路 23は、低域フィルタ 42で分岐された周波数 f 2よりも低い周波数の RF信号を、高インピーダンス（≤負荷インピーダンス：たとえば 50オーム）に変換する。

[0044] インピーダンス変換回路および低域フィルタは組み合わされて使用されるもので、図 4にはインピーダンス変換回路 21— 23および低域フィルタ 41一 43による 3組までの構成が示されている力さらに多段に構成されていて、前段の低域フィルタにより分岐された周波数よりも低い周波数の RF信号をインピーダンス変換回路で高インピ一ダンスに変換することが行なわれて、る。

[0045] 補助インピーダンス変換回路 7nは、前段の図示しな、低域フィルタで分岐された最も低い周波数 fnの RF信号を、負荷インピーダンス (たとえば 50オーム）に変換する。なお、これらインピーダンス変換回路 21, 22, 23, · · ·、補助インピーダンス変換回路 7nは、第 1のインピーダンス変換手段を構成している。

[0046] 高域フィルタ 31は、インピーダンス変換回路 21により増幅器 1の出力インピーダンスよりも高ヽインピーダンス（≤負荷インピーダンス：たとえば 50オーム）に変換された周波数 flを通す。この際、周波数 flに対するインピーダンスが、まだ負荷インピーダンスより低い場合は、高域フィルタ 31によって、さらにインピーダンス変換がなされ、負荷インピーダンスに整合する。高域フィルタ 32は、インピーダンス変換回路 22により高インピーダンス（≤負荷インピーダンス:たとえば 50オーム）に変換された周波数 f 2を通す。この際、 f 2に対するインピーダンスが、まだ負荷インピーダンスより低い場合は、高域フィルタ 32によって、さらにインピーダンス変換がなされ、負荷インピーダンスに整合する。

[0047] 高域フィルタ 33は、インピーダンス変換回路 23により高インピーダンス（≤負荷インピーダンス:たとえば 50オーム）に変換された周波数 f3を通す。この際、周波数 f 3に対するインピーダンスが、まだ負荷インピーダンスより低い場合は、高域フィルタ 33によって、さらにインピーダンス変換がなされ、負荷インピーダンスに整合する。

[0048] 低域フィルタ 41は、インピーダンス変換回路 21により増幅器 1の出力インピーダンスよりも高ヽインピーダンス（≤負荷インピーダンス：たとえば 50オーム）に変換された周波数 flより低い周波数を含む RF信号を通す。低域フィルタ 42は、インピーダンス変換回路 22により高インピーダンス（≤負荷インピーダンス:たとえば 50オーム）に変換された周波数 f 2より低い周波数を含む RF信号を通す。低域フィルタ 43は、インピ一ダンス変換回路 23により高インピーダンス（≤負荷インピーダンス:たとえば 50ォーム）に変換された周波数 f 3より低い周波数を含む RF信号を通す。なお、これら高域フィルタ 31, 32, 33, · · ·、低域フィルタ 41, 42, 43, · · ·は、第 1の分岐手段を構成している。

[0049] すなわち、実施形態 1では、一つの増幅器 1によって増幅された n個の異なる周波数（fl >f2> · · · >fm> · · · >fn)を含む RF信号を、増幅器 1の出力インピーダンスよりも高ヽインピーダンス（≤負荷インピーダンス：たとえば 50オーム）に変換してから、最も高い周波数 flの RF信号とそれよりも低い周波数を含む RF信号とに分岐し、周波数 flよりも低い周波数を含む RF信号に対して増幅器 1の出力インピーダンスよりも高いインピーダンス（≤負荷インピーダンス:たとえば 50オーム）に変換してから、最も高、周波数 f 2の RF信号とそれよりも低、周波数を含む RF信号とに分岐すると、つた高インピーダンスへの変換と周波数の高さに応じた分岐とを最も低い周波数 fnまで行うことにより、複数の周波数帯域の RF信号の増幅を行い、さらに分岐した各周波数毎に、たとえば 50オームにインピーダンスに整合を行なうこととしている。

[0050] ここで、整合を行なうインピーダンスを 50オームとして!/、るが、これはあくまでも一例であり、増幅器 1の出力インピーダンスよりも高い他の値としてもよいことは勿論である。また、フィルタ 31, 32, 33,…及び低域フィルタ 41, 42, 43,…の前段にインピ一ダンス変換回路 21, 22, 23, · · ·を設けている力これに限らず、インピーダンス変換回路 21, 22, 23, · · ·を高域フィルタ 31, 32, 33, …の出力側に設けてもよい [0051] また、高域フィルタ 31, 32, 33, · · ·の出力側に他の補助インピーダンス変換回路を追カロしてもよい。また、高域フイノレタ 31, 32, 33, · · ·及び低域フイノレタ 41, 42, 43 , …の前段にインピーダンス変換回路 21, 22, 23, · · ·、補助インピーダンス変換回路 7nを設けている力回路の条件によってはインピーダンス変換回路 21以外のィンピーダンス変換回路 22, 23, …、補助インピーダンス変換回路 7nを省いてもよい

[0052] 次に、上述した構成の高周波増幅器の作用について説明する。

[0053] まず、入力端子を介して n個の異なる周波数 (fl >f2> · · · >fm> · · · >fn)を含む RF信号が入力されると、その RF信号はインピーダンス整合回路 2で広帯域に亘ってインピーダンス整合がとられた後、増幅器 1によって増幅される。増幅器 1によって増幅された RF信号は、インピーダンス変換回路 21により、増幅器 1の出力インピーダンスよりも高ヽインピーダンス（≤負荷インピーダンス：たとえば 50オーム）に変換され、最も高い周波数 flの RF信号が高域フィルタ 31を通過して出力される。このとき、 flに対するインピーダンスが、まだ負荷インピーダンスより低い場合は、高域フィルタ 31によって、さらにインピーダンス変換がなされ、負荷インピーダンスに整合する。さらに、周波数 flより低い周波数を含む RF信号は、低域フィルタ 41を通過した後、ィンピーダンス変換回路 22によって高インピーダンス（≤負荷インピーダンス:たとえば 50オーム）に変換される。

[0054] インピーダンス変換回路 22によって高インピーダンス（≤負荷インピーダンス：たとえば 50オーム）に変換された最も高い周波数 f2は高域フィルタ 32を通過して出力される。このとき、 f 2に対するインピーダンスが、まだ負荷インピーダンスより低い場合は、高域フィルタ 32によって、さらにインピーダンス変換がなされ、負荷インピーダンスに整合する。さらに、周波数 f 2より低い周波数を含む RF信号は低域フィルタ 42を通過した後、インピーダンス変換回路 23によって高インピーダンス（≤負荷インピーダンス：たとえば 50オーム）に変換される。

[0055] インピーダンス変換回路 23によって高インピーダンス (≤負荷インピーダンス：たとえば 50オーム）に変換された最も高い周波数 f3は高域フィルタ 33を通過して出力される。このとき、 f 3に対するインピーダンスが、まだ負荷インピーダンスより低い場合は、高域フィルタ 33によって、さらにインピーダンス変換がなされ、負荷インピーダンスに整合する。さらに、周波数 f 3より低い周波数を含む RF信号が低域フィルタ 43を通過した後、後段の図示しないインピーダンス変換回路によって高インピーダンス（≤ 負荷インピーダンス：たとえば 50オーム）に変換される。

[0056] そして、このような高インピーダンス（≤負荷インピーダンス：たとえば 50オーム）への変換と、周波数の高さに応じた分岐とが最も低い周波数 fnまで順次行われることにより、各周波数毎に 50オームへのインピーダンス整合がとられる。

[0057] ここで、インピーダンス変換回路 21, 22, 23, · · ·2ηを、インダクタ（L)と容量（C) で構成されるフイノレタ回路とし、各周波数を低インピーダンスから高インピーダンスに変換する際、そのインピーダンスは周波数の関数になっており、同じ LC回路に対しては周波数が高いほどインピーダンスの変換比も高くなる。たとえば、図 4の Α点から増幅器 1側を見たインピーダンス ZAは周波数の関数になっており、周波数 fl, f2, ·· ·, fn(fl>f2>---, >ίπι>···>ίη)に対して、 ZA(fl) >ZA(f2) > · · · >ZA(fm )···>ΖΑ(ίη)となっている。

[0058] したがって、図 4に示すように、高、周波数力も順次分岐し、 m番目の周波数 fm (m

=2, 3, ···, n)に対しては、インピーダンス変換回路 21, 22, ···, 2mと低域フィルタ 41, 42, · · -4(m-l)と高域フィルタ 3mとで、徐々に高いインピーダンスに変換しながら、最終的に各周波数を 50オームに整合させる構成を採用することで、 n個の異なる周波数 (f 1 >f2> · · · >fm> · · · >fn)を含む RF信号を分岐しても、それぞれの RF信号が小さ、損失で取り出される。

[0059] また、インピーダンス変換回路 21, 22, · · ·, 2nや高域フィルタ 31,32,· · ·3η、低域フィルタ 41, 42, ·'·4ηを通過することによって発生する損失が大きい高周波の R F信号ほどインピーダンス変換回路 21, 22, 23, ·'·2ηや高域フィルタ 31,32,···3 η、低域フィルタ 41, 42, ·'·4ηの通過段数が少ないため、 RF信号の損失低減に有利である。

[0060] また、 m番目の低域フィルタ 4mの中に、 m番目の周波数 fmに対して選択的にインピーダンスが大きくなるような共振回路を導入し、 m番目の高域フィルタ 3mの中に m + 1番目の周波数 fm+ 1に対して選択的に接地するような共振回路を導入する構成としてもよい。この場合には各周波数帯域の RF信号を確実に分離でき、他端子への別の周波数の信号漏れがなくなる。

[0061] このように、実施形態 1では、一つの増幅器 1によって増幅された n個の異なる周波数 (fl >f2> · · · >fm> · · · >fn)を含む RF信号に対し、増幅器 1の出力インピーダンスよりも高いインピーダンスに変換してから、最も高い周波数 flの RF信号とそれよりも低い周波数を含む RF信号とに分岐し、周波数 flよりも低い周波数を含む RF信号に対して増幅器 1の出力インピーダンスよりも高いインピーダンスに変換してから、最も高い周波数 f 2の RF信号とそれよりも低い周波数を含む RF信号とに分岐すると V、つた高インピーダンスへの変換と周波数の高さに応じた分岐とを最も低、周波数 f nまで行い、さらに分岐したそれぞれの周波数に対して個別にインピーダンス整合をとるようにしたので、一つの増幅器 1で増幅された複数の周波数帯域を含む信号を最小の損失で効率良く分岐、増幅することができる。

[0062] また、一つの増幅器 1で増幅された複数の周波数帯域を含む信号を最小の損失で取り出すことができるので、結果としてそれぞれの RF信号の周波数帯域毎に専用の増幅器を並設する必要がなぐ増幅器の部品数等が増えてしまうことによる増幅器の実装面積やコストが増加するといつた問題も解消される。

[0063] また、 RF信号がインピーダンス変換回路 21, 22, 23, · · ·や高域フィルタ 31, 32,3 3 · · ·、低域フィルタ 41, 42, 43 · · ·を通過することによって発生する損失が顕著な高周波の RF信号ほど通過段数が少なくなるため、インピーダンス変換回路 21, 22, 2 3, · · ·や高域フィルタ 31, 32,33 · · ·、低域フィルタ 41, 42, 43 · · ·によるロスの影響を小さくでき、結果として増幅器 1の性能を向上させることができる。

[0064] また、高インピーダンスへの変換と周波数の高さに応じた分岐とを最も低い周波数 f nまで行う構成であるため、増幅できる周波数帯域の数に制限がなぐ様々な応用に適用可能となる。

[0065] (実施形態 2)

図 5は、本発明の高周波増幅器の実施形態 2を示す図、図 6—図 8は、図 5の各点 A 一 Fにおけるインピーダンスを説明するためのスミス図表である。なお、以下に説明する図において、図 4と共通する部分には同一符号を付し重複する説明を省略する。 [0066] 図 5は、図 4の増幅器 1の出力側の構成の一例を示すものであって、たとえば 3つの周波数 fl, f2, £3 1 >£2>£3)を含む1^信号を、たとえば 50オームに整合するために、インピーダンス変換回路 21、高域フィルタ 31, 32、低域フィルタ 41, 42を備えた場合を示している。ここで、たとえば周波数 f 1 = 5. 2GHz、周波数 f2 = 2. 4GHz、周波数 f 3 = 1. 8GHzとする。

[0067] このような構成では、インピーダンス変換回路 21によって高インピーダンス（≤ 50ォーム）に変換された 3つの周波数 fl, f2, f3を含む RF信号のうち、周波数 flは高域フィルタ 31を通過して 50オームにインピーダンス整合されて出力される。周波数 f2, f3は、低域フィルタ 41を通過すると、周波数 f2が高域フィルタ 32を通過して 50ォームにインピーダンス整合されて出力される。また、周波数 f3が低域フィルタ 42を通過して 50オームにインピーダンス整合されて出力される。

[0068] ここで、周波数 fl, f2, f 3に対するインピーダンスの軌跡を、図 6—図 8のスミス図表上に示す。図 6は、図 5の A点、 B点、 C点の軌跡を示し、図 7は、図 5の A点、 B点、 D 点、 E点の軌跡を示し、図 8は、図 5の A点、 B点、 D点、 F点の軌跡を示している。

[0069] ちなみに、携帯電話や無線 LAN等に用いられる増幅器 1の出力インピーダンス（図 5の A点力増幅器 1側を見たインピーダンス）は、通常、数オーム以下になっている。これを、 3つの周波数 fl, f2, f3に共通なインピーダンス変換回路 21を通過させると、図 5の B点での周波数 flに対するインピーダンスは、数十オームまで変換される (図 6の B点)。さらに、周波数 flを高域フィルタ 31を通過させることにより、周波数 fl に対するインピーダンスは 50オームに変換される（図 6の C点）。

[0070] このとき、高域フィルタ 31は、周波数 flのみを通過させ、周波数 f2及び周波数 f3を通過させないように設計されている。また、低域フィルタ 41は、周波数 flを遮断し周波数 f 2及び周波数 f 3を通過させるように設計されている。したがって、図 5の B点での周波数 f2及び周波数 f3を含む RF信号は、高域フィルタ 32と低域フィルタ 42とでそれぞれ分岐される。ここで、図 7に示すように、 B点における周波数 f 2に対するインピ一ダンスは、周波数 flに対するインピーダンスより低ぐ数オームである。

[0071] したがって、周波数 f2及び周波数 f3を含む RF信号は、低域フィルタ 41を通して、数十オームに変換され（図 7の D点）、さらに周波数 f 2が高域フィルタ 32を通して 50 オームに変換される（図 7の E点）。

[0072] 高域フィルタ 32では、周波数 f 2のみを通過させ、周波数 f 3を通過させな、よう設計されており、周波数 f3の RF信号が D点で低域フィルタ 42に分岐される。 D点における周波数 f 3に対するインピーダンスは、十数オーム（図 8の D点）であり、低域フィルタ 42を通して 50オームに変換される（図 8の F点）。

[0073] このように、実施形態 2では、たとえば 3つの周波数 fl, f2, f3を含む RF信号を、たとえば 50オームに整合するために、インピーダンス変換回路 21、高域フィルタ 31, 3 2、低域フィルタ 41, 42を備えた構成としている。図 6—図 8のインピーダンスの軌跡を見ると分力るように、高い周波数から、順次、複数の周波数の RF信号を分岐し整合をとることにより、各点におけるインピーダンスはスミス図表の中心に向かって単調に増加し、各周波数帯域に対して最も効率的に 50オームへの整合をとることができる。

[0074] また、 RF信号力 Sインピーダンス変換回路 21等を通過する際に発生する損失の影響が大きい高周波ほど、インピーダンス変換回路 21等の通過段数が少なくされるため、上述したように、信号の損失による影響を解消することができる。

[0075] なお、実施形態 2では、図 4のインピーダンス変換回路 22, 23が省略されているが、これは条件によって使用しなくてもよ、ことを示して、る。

[0076] (実施形態 3)

図 9は、図 5の高周波増幅器の構成を変えた実施形態 3を示す図、図 10—図 12は、図 9の各点 A— Fにおける通過特性を説明するための図である。

[0077] 実施形態 3では、図 5の高域フィルタ 31, 32や低域フィルタ 41, 42に特定の周波数を減衰させるための回路を設けている。すなわち、図 9に示すように、低域フィルタ 41内に、 LC並列共振回路 41aを設け、その共振周波数（ 1Z2 π を周波数 flの近傍になるように設定している。同様に、低域フィルタ 42内に、 LC並列共振回路 42aを設け、その共振周波数 ( = 1/2 π ^LC)を周波数 f 2の近傍になるように設定している。

[0078] ここで、 B点力分岐された回路側を見たインピーダンス力周波数 f 1に対して極めて大きくなり、周波数 flの RF信号は図 6の C点に達するようになるため、周波数 flの RF信号を効率良く出力端子力も出力することができる。また、周波数 f2の出力端子に周波数 flが混入しないので、システムに悪影響を与えることもない。同様に、 D点以降に分岐された回路を見たときのインピーダンス力、周波数 f2に対して極めて大きくなり、周波数 f2の RF信号は図 7の E点に達するようになるため、周波数 f2の RF信号を効率良く出力端子力も出力することができる。

[0079] 一般に、 m番目の低域フィルタ 4mの中に、 m番目の周波数 fmに対してインピーダンスが大きくなるような共振回路を導入することにより、各周波数を確実に分離できる

[0080] また、図 9に示すように、高域フィルタ 31内に、 LC直列共振回路 31aを設け、その共振周波数 (^ 1/2 π LC)を周波数 f 2近傍になるように設定して、る。同様に、高域フィルタ 32内に、 LC直列共振回路 32aを設け、その共振周波数（ 1/2 π LC)を周波数 f 3近傍になるように設定して、る。

[0081] ここで、たとえば B点から C点方向に漏れた周波数 f 2, f3の RF信号のほとんどが接地されるので、 C点に周波数 f 2, f3の RF信号が混入しない。そのため、システムに悪影響を与えることがなぐ周波数 flの信号を効率良く取り出すことができる。同様に、たとえば D点から E点方向に漏れた周波数 f3の RF信号のほとんどが接地されるので、 E点に周波数 f 3の RF信号が混入しない。そのため、システムに悪影響を与えることがなぐ周波数 f 2の信号を効率良く取り出すことができる。

[0082] 一般に、 m番目の高域フィルタ 3mの中に、（m+ 1)番目以降の周波数 f (m+ 1)以降に対して接地させるような共振回路を導入することにより、各周波数を確実に分離できる。

[0083] このような構成は、たとえば携帯電話の 900MHz帯を使用する GSM (Global System for Mobile Communication)及び 1. 8GHz帯を使用する DCS (Digital Cellular System)や、無線 LANの 2. 4GHz帯を使用する IEEE802. l lbZg規格システム及び 5GHz帯を使用する IEEE802. 1 la規格システム等に有効である。

[0084] このような構成では、増幅器 1の出力インピーダンスであるたとえば（5. 0-j l. 8)ォームを 50オームに変換した場合、図 10に示すような特性が得られる。すなわち、図 10 は、図 9の C点における反射特性と A点力も C点への通過特性とを示している。図 10 ( a)に示すように、周波数 f 1 = 5. 2GHzでの反射量は最小になり、図 10 (b)に示すように、通過量は最大になっていることが分かる。また、図 10 (a)に示すように、周波数 f 2 = 2. 4GHzでの反射量は最大になり、図 10 (b)に示すように、通過量は最小になつていることが分かる。つまり、効率的に周波数 flの RF信号が選択され、図 9の C点に取り出されることが分かる。

[0085] また、図 11には、図 9の E点における反射特性と A点力 E点への通過特性とを示している。図 11 (a)に示すように、周波数 f2 = 2. 4GHzでの反射量は最小になり、図 11 (b)に示すように、通過量は最大になっていることが分かる。また、図 11 (a)に示すように、周波数 fl = 5. 2GHzと周波数 f3 = l. 8GHzとでの反射量は最大になり、図 11 ( b)に示すように、通過量は最小になっていることが分かる。つまり、効率的に周波数 f 2の RF信号が選択され、図 9の E点に取り出されることが分かる。

[0086] また、図 12には、図 9の F点における反射特性と A点力 F点への通過特性とを示している。図 12 (a)に示すように、周波数 f3 = l. 8GHzでの反射量は最小になり、図 12 (b)に示すように、通過量は最大になっていることが分かる。また、図 12 (a)に示すように、周波数 fl = 5. 2GHzと f2 = 2. 4GHzでの反射量は最大になり、図 12 (b)に示すように、通過量は極小になっていることが分かる。つまり、効率的に周波数 f3の RF 信号が選択され、図 9の F点に取り出されることが分かる。

[0087] (実施形態 4)

図 13は、図 4の高周波増幅器の構成を変えた実施形態 4を示す図である。実施形態 4では、図 4の各周波数に対応した出力端子に、接地スィッチ 81, 82, 83· ··を設けている。

[0088] 接地スィッチ 81は、周波数 fl以外の信号が増幅され、出力端子力も負荷側に伝達されているときオンになり、 flの出力端子とグランド間とを短絡することにより、周波数 f 1以外の信号やその高調波などの不要波力 flの出力端子力も負荷側に洩れるのを防ぐ。逆に、高周波増幅器が周波数 flの信号を増幅し、 flの出力端子から負荷側に信号を伝達するときは、接地スィッチ 81はオフになる。

[0089] 接地スィッチ 82は、周波数 f2以外の信号が増幅され、出力端子力も負荷側に伝達されているときオンになり、 f2の出力端子とグランド間とを短絡することにより、周波数 f 2以外の信号やその高調波などの不要波力 f2の出力端子力負荷側に洩れるのを防ぐ。逆に、高周波増幅器が周波数 f2の信号を増幅し、 f2の出力端子から負荷側に信号を伝達するときは、接地スィッチ 82はオフになる。

[0090] 接地スィッチ 83は、周波数 f3以外の信号が増幅され、出力端子力も負荷側に伝達されているときオンになり、 f3の出力端子とグランド間とを短絡することにより、周波数 f 3以外の信号やその高調波などの不要波力 f3の出力端子力負荷側に洩れるのを防ぐ。逆に、高周波増幅器が周波数 f3の信号を増幅し、 f3の出力端子から負荷側に信号を伝達するときは、接地スィッチ 83はオフになる。

[0091] すなわち、実施形態 4では、増幅していない周波数に対応する出力端子をスィッチで接地することにより、他の周波数帯域数号や、その高調波などの不要波が負荷側に洩れるのを抑制し、システムに悪影響を与えるのを防いでいる。このように、複数の周波数帯域を含む信号の分岐と負荷インピーダンスへの変換を、最も高、周波数から低い周波数に順に行い、さらに出力端子の接地スィッチを組み合わせることにより、図 2や図 3に示した従来の構成に比べ、使用していない出力端子に洩れる不要波を除去する効果が著しく改善し、システムの動作が安定する。

[0092] また、図 2に示した従来例では、増幅して出力すべき信号を減衰させないための低ロスと、不要波を他方の使用して、な、出力端子に洩らさな、ようにするための高ァイソレーシヨンの両方の特性がスィッチ 5に要求され、技術的に極めて困難であるのに対し、本発明の構成では、接地スィッチは、不要波を接地すればよいので、ロスはある程度大きくても問題なぐアイソレーションのみが重要となるので、スィッチに要求される性能が低く、技術的に実現しやす!、と、う利点もある。

[0093] ここで、接地スィッチをオン 'オフする制御信号は、例えばベースバンド力受けることができる。尚、このスィッチは、電界効果トランジスタを用いても、 PINダイオードを用いてもよい。

[0094] (実施形態 5)

図 14は、図 9の高周波増幅器の実施の形態を変えた実施形態 5を示す図であり、図 15と図 16は、図 14の接地スィッチ 81, 82, 83のオン'オフの組み合わせにより増幅端 A力負荷側をみたインピーダンス ZAがどのように変化するかを説明するための図であり、図 17はその副次的な効果を説明するための図である。

[0095] 実施形態 5では、図 9の周波数 flに対応した出力端子に、接地スィッチ 81を周波数 f2に対応した出力端子に、接地スィッチ 82を、周波数 f3に対応した出力端子に、接地スィッチ 83を設けて!/、る。

[0096] 周波数 flを増幅し、出力端子力も負荷側に信号を伝達しているときは、スィッチ 81 をオフにし、スィッチ 82と 83をオンにし接地する。

[0097] 同様に、周波数 f 2を増幅し、出力端子力負荷側に信号を伝達しているときは、スイッチ 82をオフにし、スィッチ 81と 83をオンにし接地する。

[0098] 同様に、周波数 f 3を増幅し、出力端子力負荷側に信号を伝達しているときは、スイッチ 83をオフにし、スィッチ 81と 82をオンにし接地する。

[0099] このようにすることにより、信号を負荷側に伝達していない出力端子力不要な信号が負荷側に洩れるのを抑制し、システムに悪影響を及ぼすことが無、。

[0100] このような構成は、携帯電話の 900MHz帯を使用する GSM及び 1. 8GHz帯を使用する DCSや、無線 LANの 2. 4GHz帯を使用する IEEE802. l lbZg規格システム及び 5GHz帯を使用する IEEE802. 1 la規格システム等に有効である。

[0101] 図 15に示したのは、周波数 f2 = 2. 4GHzの信号を増幅しているとき、スィッチ 81、

82、 83をすベてオフにした場合 (すなわち図 9と同じ状態）の図 14の A点力も負荷側をみたインピーダンスを示すスミス図表である。

[0102] 図 16に示したのは、周波数 f 2 = 2. 4GHzの信号を増幅しているとき、スィッチ 82のみをオフ、スィッチ 81と 83をオンにして、 fl = 5. 2GHzと f3 = l. 8GHzの出力端子を接地した場合の図 14の A点カゝら負荷側をみたインピーダンス ZLを示すスミス図表である。

[0103] 両者を比べると、 f2 = 2. 4GHzに対するインピーダンスは（9. 3+j8. 8) Ωと変わらないが、 f2 = 2. 4GHzの 2倍に相当する 4. 8GHzのインピーダンスを比較すると、図 15では、 (7. 8+j l. 4) Ωなのに対し、図 16では、 (0. 0056+j2. 0) Ωと短絡に近い条件になっている。これは、 fl = 5. 2GHzをスィッチ 81で接地することによって、 5 . 2GHz近傍の周波数に対するインピーダンスが短絡条件に近くなるためである。一般に、高周波増幅器では、増幅する信号の周波数の 2倍高調波のインピーダンスが短絡の条件になると、出力電圧振幅波形が、理想的なサイン波に近づき、増幅器 1 での余分な電力消費が抑えられるので効率が向上する。

[0104] 図 17に示したのは、図 15のスィッチ 81, 82, 83すべてをオフにした場合（塗りつぶし）と図 16のスィッチ 81と 83をオンにして接地した場合（白抜き）に対応した f2 = 2. 4 GHzの出力電力特性である。スィッチ 81と 83をオンにした場合は、最大効率が 41. 7%力も 47. 2%へと 5%以上向上している。これは、スィッチ 81をオンにして、 fl = 5 . 2GHzの出力端子を接地することによって、図 14の A点からみた f 2 = 2. 4GHzの 2 倍に相当する 4. 8GHzのインピーダンス ZLが短絡条件に近くなつたためである。

[0105] すなわち、図 14に示した構成は、不要波を未使用の出力端子に洩らさないという効果に加え、増幅器の効率を向上させるという副次的な効果も期待できる。一般に、図 13の形態において、複数の周波数帯域を含む信号の中に、 m番目の周波数 fmの（1 . 5-2. 5)倍に相当する周波数 fkが含まれているときは、周波数 fmを増幅しているとき、周波数 fkの出力端子を接地することによって、周波数 fmの 2倍の高調波に対するインピーダンスが短絡条件に近くなるので、 fmを増幅しているときの高周波増幅器の効率が向上するという副次的な効果をもたらす。

[0106] このような効果が期待できるアプリケーションの組み合わせには、無線 LANの IEE E802. l lb/g (2. 4GHz)に対する IEEE802. 11a (4. 9—5. 8GHz)や、 GSM ( 880— 915MHz)に対する DCS (1. 71—1. 78GHz) , PCS (1. 85—1. 91GHz) 、 WCDMA (Wideband Code Division Multiple Access : 1. 92— 1. 98GHz)などの組み合わせが考えられる。

[0107] (実施形態 6)

図 18は、図 14の高周波増幅器の実施の形態を変えた実施形態 6を示す図である。

[0108] 実施形態 6では、周波数帯域 flの出力端子 Cは、システムの負荷インピーダンス ( 例えば 50オーム）と同じ特性インピーダンス Z0、位相回転 θ 1相当の長さを持つ伝送線路 91を介して、接地スィッチ 81が設けられている。このとき、位相回転量 θ 1は、接地スィッチ 81をオンにしたときに、増幅器の出力 Aから負荷側をみたインピーダンス ZLが、周波数帯域 f 1におヽて短絡条件になるように調整される。

[0109] 同様に、周波数帯域 f 2の出力端子 Eは、システムの負荷インピーダンス（例えば 50 オーム）と同じ特性インピーダンス ZOと位相回転 Θ 2相当の長さを持つ伝送線路 92 を介して、接地スィッチ 82が設けられている。このとき、位相回転量 Θ 2は、接地スィツチ 82をオンにしたときに、増幅器の出力 Aから負荷側をみたインピーダンス ZLが、周波数帯域 f2において短絡条件になるように調整される。

[0110] 同様に、周波数帯域 f3の出力端子 Fは、システムの負荷インピーダンス (例えば 50 オーム）と同じ特性インピーダンス ZOと位相回転 Θ 3相当の長さの伝送線路 92を介して、接地スィッチ 83が設けられている。このとき、位相回転量 Θ 3は、接地スィッチ 8 3をオンにしたときに、増幅器の出力 Aから負荷側をみたインピーダンス ZLが、周波数帯域 f3において短絡条件になるように調整される。

[0111] このような構成をとることにより、図 15— 14で示した図 14の副次的な効果である 2倍高調波短絡条件が、より正確に満たされるので、効果が一層顕著になる。

[0112] (実施形態 7)

図 19は、図 5の構成を変えた実施形態 7を示す図である。

[0113] 図 5では、周波数 fl一 f3の分離を低域フィルタ 41, 42と高域フィルタ 31, 32の組み合わせで行って、るが、実施形態 7ではこれを能動スィッチで構成して、る。

[0114] すなわち、図 19に示すように、補助インピーダンス変換回路 71, 72, 73の前段に電界効果トランジスタ 51, 52, 53を能動スィッチとして用いている。

[0115] このような構成では、周波数 flを増幅する場合、電界効果トランジスタ 51の Vglをオンにし、電界効果トランジスタ 52の Vg2と電界効果トランジスタ 53の Vg3とをオフにする。周波数 f2を増幅するときは、電界効果トランジスタ 52の Vg2をオンにし、電界効果トランジスタ 51の Vglと電界効果トランジスタ 53の Vg3とをオフにする。周波数 f 3を増幅するときは、電界効果トランジスタ 53の Vg3をオンにし、電界効果トランジスタ 51の Vg 1と電界効果トランジスタ 52の Vg2とをオフにする。

[0116] ここでは、能動スィッチである電界効果トランジスタ 51, 52, 53にインピーダンスを変換する機能がないため、各電界効果トランジスタ 51, 52, 53と出力端子との間に補助インピーダンス変換回路 71, 72, 73を設けている。

[0117] このように、実施形態 7では、補助インピーダンス変換回路 71, 72, 73の前段に電界効果トランジスタ 51, 52, 53を能動スィッチとして用いる構成としたので、上述したように、高インピーダンスへの変換と周波数の高さに応じた分岐とを行うことができる。

[0118] なお、実施形態 7では、補助インピーダンス変換回路 71, 72, 73の前段に電界効果トランジスタ 51, 52, 53を能動スィッチとして用いる構成とした場合について説明した力電界効果トランジスタ 51, 52, 53を PINダイオードとしてもよい。

[0119] (実施形態 8)

図 20は、図 4の構成を変えた実施形態 8を示す図である。

[0120] 図 4においては、増幅器 1の出力側に、インピーダンス変換回路 21, 22, 23, · · ·、補助インピーダンス変換回路 7n、高域フィルタ 31, 32, 33, · · ·、低域フィルタ 41, 4 2, 43,…を設けているが、実施形態 8ではこれらを増幅器 1の入力側にも設けた場合を示している。なお、増幅器 1の入力側に設けられたインピーダンス変換回路 21, 22, 23, · · ·は、第 2のインピーダンス変換手段を構成し、増幅器 1の入力側に設けられた高域フィルタ 31, 32, 33,…、低域フィルタ 41, 42, 43,…は第 2の分岐手段を構成している。

[0121] このような構成では、 n個の異なる周波数 fl, f2, · · · , fn (fl >f2> . " >fn)が、それぞれの入力端子力入力されると、増幅器 1の入力側に設けられた各インピーダンス変換回路 21, 22, 23, …、補助インピーダンス変換回路 7nによってインピーダンス変換された周波数 fl, f2, · · · , fnを含む RF信号が上記同様に、増幅器 1によつて増幅され、その後、上述したように、高インピーダンスへの変換と周波数の高さに応じた分岐とが最も低、周波数 fnまで行われる。

[0122] このように、実施形態 8では、増幅器 1の入力側に、インピーダンス変換回路 21, 2 2, 23, · · ·、補助インピーダンス変換回路 7n、高域フィルタ 31, 32, 33, · · ·、低域フィルタ 41, 42, 43, · · ·を設けた構成としたので、上記と同様に、高インピーダンスへの変換と周波数の高さに応じた分岐とインピーダンス整合とを行うことができる。

[0123] (実施形態 9)

図 21は、図 4の構成を変えた実施形態 9を示す図である。

[0124] 図 21に示すように、実施形態 9では、異なる 3つの周波数 fl, f2, f3 (fl >f2>f3) が入力される場合を示しており、インピーダンス整合回路 2の入力側に、増幅器 1, 1 1、インピーダンス整合回路 2、インピーダンス変換回路 21, 22、高域フィルタ 31, 32 、低域フィルタ 41, 42、補助インピーダンス変換回路 73を設けている。ここで、増幅器 1は、第 2の増幅器を構成している。

[0125] このような構成では、周波数 flのみ力インピーダンス整合回路 2によって整合がとられ、さらに増幅器 11によって増幅された後、インピーダンス変換回路 21にて他の周波数 f2, f 3と合成されるようになっている。つまり、カスケードに接続された多段の増幅器 1, 11の段間に高インピーダンスへの変換と周波数の高さに応じた分岐とを行う上述した回路が組み込まれて、る。

[0126] ここで、このような構成が有効になる例としては、無線 LANと携帯電話との組み合わせが挙げられる。ここでは、たとえば周波数 fl, f2, f3を無線 LANIEEE802. 11 a規格で使用する周波数 fl = 5GHz帯、 IEEE802. l lbZgで使用する周波数 f2 = 2. 4GHz帯、携帯電話 DCSで使用する周波数 f3 = l. 8GHz帯とする。

[0127] 一般に、高い周波数ほど増幅器 1段あたりの利得が低いので、増幅段を増やす必要があるが、この例では、周波数 fl = 5GHz帯の無線 LANのみ 3段増幅構成とし、周波数 f2, f 3に対しては 2段増幅構成となる。

[0128] このように、実施形態 9では、インピーダンス整合回路 2の入力側に、点線で囲んで示すように、増幅器 1, 11、インピーダンス整合回路 2、インピーダンス変換回路 21, 22、高域フィルタ 31, 32、低域フィルタ 41, 42、補助インピーダンス変換回路 73を設けた構成としたので、たとえば 5GHzでは、所望の利得が得られるとともに、低い周波数で不必要に高い利得になることがなぐ安定した増幅動作が得られる。なお、増幅器 1, 11を設置する位置や数は、この例に限らず、アプリケーションによって最適な利得が得られるようすることで、適宜変更可能である。

[0129] (実施形態 10)

図 22は、図 4の構成を変えた実施形態 10を示す図である。

[0130] 実施形態 10では、出力パワーに合わせて増幅器の大きさと段数を変えるようにしており、図 22に示すように、インピーダンス変換回路 21の出力側に増幅器 11、補助増幅器 13、補助インピーダンス変換回路 71, 72, 73が組み込まれている。

[0131] このような構成では、異なる 3つの周波数 fl, f2, £3 1 >£2>£3)を含む1^信号が増幅器 11によって増幅された後、上述したように、高インピーダンスへの変換と周波数の高さに応じた分岐とが行われる。

[0132] ここで、それぞれの周波数 fl, f2, f3は、補助インピーダンス変換回路 71, 72, 73 を通して 50オームに変換され、それぞれの出力端子力出力される。ただし、周波数 f 3のみについては補助増幅器 13でさらに増幅している。

[0133] このような、構成が有効になる例としては、無線 LANと携帯電話との組み合わせが挙げられる。ここでは、周波数 fl, f2を IEEE802. llaZbZg規格の無線 LAN信号とし、周波数 f3を GSM規格の携帯電話信号とする。

[0134] 前者では、増幅器 11に必要とされる出力パワーは、 0. 3ワット程度であるのに対し、 GSM規格の携帯電話での増幅器 11に必要とされる出力パワーは、その約 10倍の 2— 3ワットである。両者を同じ増幅器 11で増幅しょうとすると、小さいパワーを出力する際の増幅器 11の効率が悪くなる。

[0135] そこで、実施形態 10のように、高インピーダンスへの変換と周波数の高さに応じた分岐とが行われる構成をとることにより、各アプリケーションにおいては最適な補助増幅器 13の大きさが選択されることになり、それぞれの周波数 fl, f2, f3に対して高い効率を得ることができる。

[0136] このように、実施形態 10では、出力パワーに合わせて増幅器の大きさと段数を変えるようにしたので、各アプリケーションにおいては最適な補助増幅器 13の大きさが選択されることになり、それぞれの周波数 fl, f2, f 3に対して高い効率を得ることができる。なお、補助増幅器 13を設置する位置や数は、この例に限らず、アプリケーションによって最適な出力パワーが得られるように適宜変更可能である。

[0137] なお、実施形態 8, 6では、増幅器 1の出力側に加え、その入力側にも、インピーダンス変換回路 21, 22, 23, · · ·、補助インピーダンス変換回路 73, 7n、高域フィルタ 31, 32, 33, · · ·、低域フィルタ 41, 42, 43, · · ·等を設けた構成とした場合について説明したが、これらの例に限らず、増幅器 1の入力側にのみ、インピーダンス変換回路 21, 22, 23,…、補助インピーダンス変換回路 73, 7n、高域フィルタ 31, 32, 33, · · ·、低域フィルタ 41, 42, 43, · · ·等を設け、複数の周波数 (fl >f2> · · · >f m> · · · >fn)を含む RF信号を増幅器 1で増幅した後、単一の出力端子から取り出すような構成としてもよい。

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Claims

請求の範囲

[1] 入力された複数の異なる周波数帯域を含む信号を増幅する第 1の増幅手段と、前記増幅された複数の周波数帯域の信号のうち最も高い周波数帯域の信号とそれ以外の周波数帯域を含む信号とを分岐する複数の第 1の分岐手段と、

前記周波数帯域の高さに応じた分岐と前記負荷インピーダンスへの変換とが、最も高、周波数帯域力最も低、周波数帯域に順に行われることを特徴とする高周波増幅器。

[2] 入力された複数の異なる周波数帯域を含む信号を増幅する第 2の増幅手段と、前記入力された複数の周波数帯域の信号のうち最も高い周波数帯域の信号とそれ以外の周波数帯域を含む信号とを分岐する複数の第 2の分岐手段と、

前記周波数帯域の高さに応じた分岐と前記信号源インピーダンスへの変換とが、最も高、周波数帯域力も最も低、周波数帯域に順に行われることを特徴とする請求項 1に記載の高周波増幅器。

[3] 入力された複数の異なる周波数帯域を含む信号を増幅する第 2の増幅手段と、前記入力された複数の周波数帯域の信号のうち最も高い周波数帯域の信号とそれ以外の周波数帯域を含む信号とを分岐する複数の第 2の分岐手段と、

前記周波数帯域の高さに応じた分岐と前記信号源インピーダンスへの変換とが、最も高、周波数帯域力も最も低、周波数帯域に順に行われることを特徴とする高周波増幅器。

[4] 前記複数の異なる周波数帯域の数は、 3以上であることを特徴とする請求項 1乃至請求項 3の、ずれか一項に記載の高周波増幅器。

[5] 前記第 1の増幅手段及び第 2の増幅手段はカスケード接続され、前記第 1の増幅手段と第 2の増幅手段との間に、前記第 1の分岐手段及び第 1のインピーダンス変換手段が設けられていることを特徴とする請求項 2に記載の高周波増幅器。

[6] 前記第 1の増幅手段及び第 2の増幅手段はカスケード接続され、前記第 1の増幅手段と第 2の増幅手段との間に、前記第 2の分岐手段及び第 2のインピーダンス変換手段が設けられていることを特徴とする請求項 2に記載の高周波増幅器。

[7] 前記第 1の分岐手段と出力端子との間に、少なくとも一つの補助増幅器が設けられていることを特徴とする請求項 1、請求項 2、請求項 5、請求項 6のいずれか一項に記載の高周波増幅器。

[8] 前記第 2の分岐手段と入力端子との間に、少なくとも一つの補助増幅器が設けられていることを特徴とする請求項 2、請求項 3、請求項 5、請求項 6のいずれか一項に記載の高周波増幅器。

[9] 前記第 1のインピーダンス変換手段は、少なくとも 2つ以上の周波数帯域の信号に対して共通に高インピーダンスへの変換を行うことを特徴とする請求項 1、請求項 2、請求項 5乃至請求項 7のいずれか一項に記載の高周波増幅器。

[10] 前記第 2のインピーダンス変換手段は、少なくとも 2つ以上の周波数帯域の信号に対して共通に高インピーダンスへの変換を行うことを特徴とする請求項 2、請求項 3、請求項 5乃至請求項 8のいずれか一項に記載の高周波増幅器。

[11] 前記第 1の分岐手段と出力端子との間に、補助インピーダンス変換回路が設けられていることを特徴とする請求項 1、請求項 2、請求項 5乃至請求項 7、請求項 9のいずれか一項に記載の高周波増幅器。

[12] 前記第 2の分岐手段と入力端子との間に、補助インピーダンス変換回路が設けられていることを特徴とする請求項 2、請求項 3、請求項 5乃至請求項 8、請求項 10のいずれか一項に記載の高周波増幅器。

[13] 前記第 1の分岐手段は、高域フィルタと低域フィルタとからなることを特徴とする請求項 1、請求項 2、請求項 5乃至請求項 7、請求項 9、請求項 11のいずれか一項に記載の高周波増幅器。

[14] 前記第 2の分岐手段は、高域フィルタと低域フィルタとからなることを特徴とする請求項 2、請求項 3、請求項 5乃至請求項 8、請求項 10、請求項 12のいずれか一項に記載の高周波増幅器。

[15] 前記低域フィルタの少なくとも一つは、対となる高域フィルタで分岐した高い周波数帯域の信号に対して、選択的にインピーダンスを高くする構成とされていることを特徴とする請求項 13又は請求項 14に記載の高周波増幅器。

[16] 前記高域フィルタの少なくとも一つは、対となる低域フィルタで分岐した信号の中で最も高い周波数域の信号に対し選択的に接地する構成とされていることを特徴とする請求項 13又は請求項 14に記載の高周波増幅器。

[17] 前記第 1の分岐手段は、電界効果トランジスタを用いたスィッチで構成されていることを特徴とする請求項 1、請求項 2、請求項 5乃至請求項 7、請求項 9、請求項 11のいずれか一項に記載の高周波増幅器。

[18] 前記第 2の分岐手段は、電界効果トランジスタを用いたスィッチで構成されていることを特徴とする請求項 2、請求項 3、請求項 5乃至請求項 8、請求項 10、請求項 12の

V、ずれか一項に記載の高周波増幅器。

[19] 前記第 1の分岐手段は、 PINダイオードを用いたスィッチで構成されて、ることを特徴とする請求項 1、請求項 2、請求項 5乃至請求項 7、請求項 9、請求項 11のいずれかに記載の高周波増幅器。

[20] 前記第 2の分岐手段は、 PINダイオードを用いたスィッチで構成されて、ることを特徴とする請求項 2、請求項 3、請求項 5乃至請求項 8、請求項 10、請求項 12のいずれか一項に記載の高周波増幅器。

[21] 前記周波数帯域に対応した出力端子とグランドの間にスィッチが設けられており、ある周波数帯域の信号が増幅され、出力端子力負荷側に伝達されているときは、それ以外の周波数帯域に対応する出力端子のうち少なくともひとつは、スィッチによつて接地する接地手段を有することを特徴とする請求項 1、請求項 2、請求項 4乃至請求項 20の、ずれか一項に記載の高周波増幅器。

[22] 前記接地手段は、電界効果トランジスタを用いたスィッチで構成されてヽることを特徴とする請求項 21に記載の高周波増幅器。

[23] 前記接地手段は、 PINダイオードを用いたスィッチで構成されてヽることを特徴とする請求項 21に記載の高周波増幅器。

[24] 前記複数の異なる周波数帯域の信号が、第 1の周波数帯と第 1の周波数帯の 1.5 乃至 2.5倍の範囲に含まれる第 2の周波数帯の信号を含んでいるとき、増幅された前記第 1の周波数帯の信号が出力端子力負荷側に伝達されているときは、前記第 2 の周波数帯の出力端子を前記接地手段で接地することを特徴とする請求項 21に記載の高周波増幅器。

[25] 前記周波数帯域に対応した出力端子は、負荷インピーダンスと同じ特性インピーダンスを持つ伝送線路を介してグランドとの間にスィッチが設けられており、該伝送線路の長さは、スィッチがオンしてグランドに接続されているとき、第 1の増幅手段の出力端力負荷側をみたインピーダンスが、該周波数帯域において短絡条件になるように決められることを特徴とする請求項 21乃至請求項 24のいずれか一項に記載の高周波増幅器。