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TWI482947B - 量測物理參數的方法與用於實施該方法之電容性感應器的電子介面電路 - Google Patents

量測物理參數的方法與用於實施該方法之電容性感應器的電子介面電路 Download PDF

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TWI482947B
TWI482947B TW099140383A TW99140383A TWI482947B TW I482947 B TWI482947 B TW I482947B TW 099140383 A TW099140383 A TW 099140383A TW 99140383 A TW99140383 A TW 99140383A TW I482947 B TWI482947 B TW I482947B
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TW
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TW099140383A
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TW201140001A (en
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Sylvain Grosjean
Michel Willemin
Alexandre Deschildre
Beat Pfefferli
Original Assignee
Em Microelectronic Marin Sa
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Description

量測物理參數的方法與用於實施該方法之電容性感應器的電子介面電路
本發明關於藉由用於電容性感應器之電子介面電路，而對諸如加速度、角速度、力或壓力之物理參數的量測方法。
本發明亦關於用於實施量測方法之用於電容性感應器的電子介面電路。電容性感應器係以至少兩差動連接電容器予以形成。電容器之共同電極可於例如力之作用下在兩固定電極之間移動，以改變每一電容器之電容值。
在簡單的習知電容性感應器設計中，移動的共同電極形成電樞之一部分，具有彈力地保持在兩固定電極之間。在此狀況下，電容性感應器可沿移動電極之移動方向執行量測。移動電極e可在力之作用下以固定電極之一或另一方向移動一些距離。
基於此型具單一量測軸之感應器，共同電極閒置於與兩固定電極大約相等之距離，此定義兩電容器之相等電容值。然而，當共同電極在例如力的作用下移動時，每一電容器之電容值相反地改變。連接電容性感應器之電子介面電路因而使能供應類比輸出信號。類比輸出信號採取依賴兩電容器之電容變化的電壓形式。
此類型用於電容性感應器之電子介面電路於例如期刊中A21-23(1990)278至281頁Messrs H. Leuthold及F. Rudolph所著「感應器及促動器」("Sensors and actuators")中揭露。
電容性感應器可做為加速度計結合電子介面電路而執行加速度量測。其可為如上述電容性感應器之單軸加速度計，或多軸或三軸加速度計，用於執行三方向X、Y及Z之量測。此類型之三軸MEMS加速度計可包括用於三對差動電容器之單一質量即共同慣性質量，或用於三對電容器之三質量。在第一種狀況下，提供單一共同電極及六固定電極，反之，對第二種狀況而言，為每對電容器提供一共同電極及兩固定電極。
對用於電容性感應器之習知電子介面電路而言，諸如單一或三軸MEMS加速度計，輸出電壓理想地以線性方式有關共同移動電極之移動而改變。然而，由於電子電路一般整合於半導體基板中，報告必須於輸入採計分佈電容，其係附加至感應器電容器之電容。該些分佈電容實際上與共同電極之移動無關，其製造了非線性特性。因而，電子電路輸出電壓並未相對於共同移動電極之移動而線性改變。該些分佈電容亦具有降低電子電路敏感性或增益之效果。
做為加速度計之MEMS感應器亦整合於半導體基板中，諸如矽基板。此亦導致於感應器作業期間鏈接基板之電位的非線性特性問題。由於基板並非整個導電，基板電位難以跨越該感應器的整個結構而控制。感應器之移動電極亦可處於相對於閒置模式中固定電極之偏移位置，此可製造無校準之量測誤差。因為該些非線性特性，在感應器及電子電路閒置模式中所量測之靜電力並非零。因為基板電位對於靜電力之影響，此導致所量測之跨越共同移動電極而施加之真實力的變化，此係不利點。
通常，為使用電子電路實施力、加速度或壓力量測，兩電容器或電容器對之固定電極藉由相對於不作用之參考電壓之相反極性電壓而被偏壓或週期性激發。藉由以不同電壓位準偏壓或極化兩固定電極，可量測橫跨移動電極之電荷差，並轉換為至少一電子電路輸出電壓。當輸出電壓被穩定在其最終值時，橫跨移動電極的總電荷為零。依據感應器之結構，該些輸出電壓可取樣供應予可提供加速度、力、壓力或角速度資料之處理電路。
應注意的是習知以用於電容性感應器之整合電子介面電路，力、加速度或壓力之量測依賴上述非線性特性及鏈接非匹配電子組件之任何電壓偏移。克服該問題之解決方案已於歐洲(EP)專利申請案No. 1 835 263中提出。
在歐洲(EP)專利申請案No. 1 835 263中，電子電路藉由僅包括以差動模式操作之一對電容器的電容性感應器，執行諸如加速度之物理參數的量測。共同電極連接習知電荷轉移放大器，其輸出連接供應第一系列量測相位之第一類比輸出電壓的第一積分器，及供應第二連續系列量測相位之第二類比輸出電壓的第二積分器。電子電路因而由雙對稱結構形成，其具有兩積分器及完全對稱用於交替操作之固定電極的兩激發單元。
因而，在第一系列相位中，固定電極均藉由第一輸出電壓偏壓，及藉由供應電壓源之高及低電壓位準偏壓。在第二系列相位中，固定電極均藉由第二輸出電壓偏壓，及與第一系列相位相反地藉由供應電壓源之低及高電壓位準偏壓。因為這樣，因技術或供應電壓變化之電壓偏移可使用兩類比積分器輸出電壓予以最小化或排除。再者，只要電子電路晶設計而具完全對稱之理想雙結構操作，基板電位便不再有任何大的重要性。
然而，歐洲(EP)專利申請案No. 1 835 263之此類型電子電路之一不利點為其係以類比形式供應諸如輸出電壓之輸出信號。此需要使用兩積分器。在該些狀況下，若希望將電路整合於使用0.18 μm或更低之CMOS技術的矽基板中，其不可能可觀地減少整合元件之尺寸及電子電路之電力消耗。再者，電子電路僅配置連接具單一量測軸之電容性感應器的一對電容器。
此方面可引用專利合作條約(WO)專利申請案No. 2004/113930，其揭露連接用於量測加速度之單軸或多軸電容性感應器的電子電路。有關上述電子電路，用於每一量測軸之處理數位量測信號的具體邏輯單元係提供於電荷轉移放大器之後，連接共同移動電極。每一邏輯單元依據相對於每一軸之固定電極的移動電極之移動，而連續於輸出供應代表量測電壓位準之二進制量測信號。二進制量測信號係為每一軸而連續供應予數位-類比轉換器。在用於所選擇之軸之每一量測週期的一相位中，轉換器供應量測電壓予交替具以供應電壓源之高電壓及低電壓極化固定電極之相位的固定電極。於每一邏輯單元之輸出獲得之二進制信號藉由每一系列量測相位為一單位而增加或減少，直至橫跨移動電極之總電荷變成零。由於在放大器輸出使用數位信號處理邏輯單元，可減少電子組件之尺寸，因而亦減少電子電路輸出級之電力消耗。然而，因技術或供應電壓變化，並未提供用於移除上述非線性特性及電壓偏移，此為不利點。再者，準確穩定用於每一量測軸之數位輸出信號的時間極長，此為另一不利點。
亦可引用專利合作條約(WO)專利申請案No. 2008/107737，其揭露用於量測感應器之電子介面電路，及啓動電子電路之方法。量測感應器係由用於量測加速度之兩差動連接電容器形成。在電容器之固定電極被極化之後，儲存類比輸入信號用於量測週期之一相位中電荷轉移放大器之後量測。類比信號接著轉換為數位信號，儲存於電子電路之邏輯單元中。數位信號隨後藉由數位-類比轉換器轉換為電壓形式之類比返回信號，其施加於每一量測週期之連續相位中所有感應器電極。在量測週期中，固定電極藉由第一極化而被第一次極化，及藉由與第一極化相反之第二極化而被第二次極化。此使得洩漏電流可從電子電路移除。然而，該方法需要大量步驟以於輸出獲得物理參數量測信號，此為不利點。
因而本發明之目標為藉由提供用於電容性感應器之電子介面電路而量測物理參數之方法，以克服習知技藝之上述不利點，其可快速供應準確輸出信號同時移除任何電壓偏移。當電子電路整合時，因而亦可減少元件之尺寸。
因此本發明關於藉由用於電容性感應器之電子介面電路而量測物理參數之方法，其包括申請專利範圍第1項中提及之特性。
量測方法之特定步驟係於相依之申請專利範圍第2至7項中定義。
量測方法之一優點在於可快速地於電子電路輸出供應用於物理參數量測之至少一數位輸出信號。數位輸出信號可表示依賴固定電極之正極化的第一數位量測信號與依賴固定電極之負極化(即該固定電極之反向極化)的第二數位量測信號相加總。每一數位量測信號於所有連續量測週期中於特定暫存器中儲存及刷新。
量測方法之另一優點在於某數量之週期中使用二分演算法，以便快速匯集於每一數位量測信號之最終值。藉由使用二分演算法，於連續週期期間從最高效位元至最低效位元使用每一數位量測信號之二進制字的最高效位元。可提供8個連續量測週期，使用具包括例如具8最高效位元之10位元的二進制字之二分演算法。隨後，藉由調整二進制字之最低效位元而使用過採樣週期。可在使用二分演算法之8週期之後提供8過採樣週期。
因此本發明亦關於上述引用之用於電容性感應器之電子介面電路，以實施量測方法，其包括申請專利範圍第8項中提及之特性。
電子電路之具體實施例係於相依之申請專利範圍第9至12項中定義。
用於物理感應器之電子介面電路之一優點在於因緊接電荷轉移放大器之後之數位處理，其可於輸出快速提供穩定的數位量測信號。該些數位量測信號係於邏輯單元中處理。藉由使用二分演算法該些數位信號適應地來自第一量測週期。取決於電容器對之固定電極的正極化及負極化之兩數位信號係提供於邏輯單元中。藉由組合數位信號，使得以從電子電路元件移除任何電壓偏移。
用於物理感應器之電子介面電路之另一優點在於其可提供用於三軸感應器之每一軸的兩數位信號。因而提供單一放大器、邏輯單元及單一數位-類比轉換器，用於量測三軸之物理參數。此限制了電子電路之冗餘。
由於用於具差動電容器之感應器的電子介面電路之各種元件於本技術領域中廣為人知，所以下列說明中將不詳細解說。重點主要置於藉由於輸出供應數位量測信號之電子電路而量測物理參數之方法。
圖1顯示依據本發明之用於電容性感應器2之電子介面電路1的各種元件簡化圖。在本實施例中，具單一質量之三軸電容性MEMS感應器2連接電子電路1，儘管其完全可設想連接具三移動質量之三軸感應器或單軸感應器。因而電容性感應器係由三對電容器形成，C1X、C2X、C1Y、C2Y、C1Z及C2Z。每一對之兩電容器為差動連接。電容器對之共同電極CM在力之作用下可於每一對電容器的兩固定電極之間移動，而形成考量三軸X、Y及Z之量測。電子電路1可為每一軸供應數位量測信號，其為相對於諸如加速度、角速度、壓力或力之物理參數，做為共同移動電極之移動的函數。若為加速度量測，電子電路可經組配而於最小與最大加速度值之間供應數位量測信號。可加以選擇，例如組配電子電路而供應介於-2g至+2g加速度範圍之數位量測信號。約3至20 mV之電壓變化可計入1g之加速度。
當每對電容器的兩固定電極C1X、C2X、C1Y、C2Y、C1Z及C2Z之間處於閒置或關閉模式時，移動電極CM可形成感應器之電樞之一部分，具有彈力地保持在中央位置。電子電路1可藉由連續電壓源(未顯示)供電，其供應調整高電壓VREG 予第一端子及低電壓VSS 予第二端子。低電壓可定義為0 V，反之，調整高電壓可設定為例如1.65 V。每一電容器之固定電極可於量測週期相位極化，於電子電路之操作模式處於高電壓VREG 或低電壓VSS 。因此，當感應器2處於閒置模式時，由於每對之兩電容器C1X、C2X、C1Y、C2Y、C1Z及C2Z具有相等電容值，橫跨共同電極CM之電壓較佳地等於閒置模式至調整電壓VREG 與0 V低電壓VSS 之間的中間電壓VREG /2。
藉由電子電路1供應之數位量測信號與兩電容器C1及C2成比例，為(C1-C2)/(C1+C2)。一旦數位量測信號穩定在最終物理參數量測，任何橫跨每對之兩電容器的電荷流動均抵消。因而電子電路之目標包括查找電壓而施加於橫跨電荷均衡相位中每一固定電極，其滿足(VREG -VDAC )‧C1=(VDAC -VSS )‧C2。此係於VDAC =(VREG /2)‧(1+(C1-C2)/(C1+C2))時達成。
電子電路1包括比較器型電荷轉移放大器4，其經由開關單元3而直接連接電容器之移動電極CM。開關單元3接收依據量測週期相位而施加於感應器電極之電壓VREG ，VSS 及VDAC 。調整電壓VREG 及低電壓VSS 施加於固定電極，反之，反向回饋中來自數位-類比轉換器7之電壓VDAC 施加於所有電極。以下將參照圖2說明量測週期期間施加於電極之電壓。
比較器放大器4為1978年6月IEEE期刊「J. Solid-State Circuits」vol. SC-13，294-298頁之「1 mV MOS比較器」("A 1 mV MOS Comparator")中所揭露之極簡單設計之類型。比較器放大器4通常包括於輸入連接共同電極CM之電容器，其後為用於在輸出供應全部或沒有數位信號之放大器級。電荷轉移放大器具有極高增益。當電壓橫跨移動電極CM經由於量測週期累積正電荷而增加時，放大器輸出信號為「1」狀態，接近調整電壓VREG 。然而，當電壓橫跨移動電極CM經由於量測週期累積負電荷而減少時，放大器輸出信號通過「0」狀態，接近低電壓VSS 。
電子電路1亦包括邏輯單元5，其包括儲存設備，藉由習知時脈信號定時之處理器，至少一連接處理器之計數器，及數個暫存器用於儲存每一量測軸之二進制量測字。每一量測軸有兩暫存器(未顯示)，意即有六暫存器用於三量測軸。對於每一軸而言，第一暫存器接收來自相應電容器對之固定電極的定義正極化(極性「0」)之第一數位量測信號，反之，第二暫存器接收來自相應電容器對之固定電極的定義負極化(極性「1」)之第二數位量測信號。如同以下說明，負極化簡單地為正極化之反向極化。藉由每一量測軸組合或附加兩暫存器，使得邏輯單元5可供應任何電壓偏移移除之數位輸出信號OUTDX 、OUTDY 、OUTDZ 。
每一暫存器之數位量測信號可為例如10位元之二進制字。計數器結合處理器使得可基於比較器放大器4所供應之信號而將「1」狀態或「0」狀態置於一二進制字位置。依據以下所說明之量測方法，二分演算法係於獲得最終值之前用於第一量測週期。因而如以下說明，最高效位元於每一暫存器中改變以啓動儲存於儲存裝置中之二分演算法。在二分相位中，位元計數器必須依據位元=comp XNOR pol而改變，其中comp為比較器放大器4之輸出值，及pol定義正極化或負極化。每一暫存器之二進制字於每一連續量測週期適應及用於每一軸。
暫存器之每一二進制字DACbus於每一量測週期供應連續予DAC數位-類比轉換器7，以便將二進制字DACbus轉換為輸出電壓VDAC 。DAC輸出電壓允許所有電容器C1X、C2X、C1Y、C2Y、C1Z、C2Z及CM於量測週期相位之一中放電至取決於特定軸之二進制字DACbus的電壓值。二進制字DACbus於數位-類比轉換器7之第一乘法器中乘參考電壓VDACin ，其來自於具可程控增益6之參考電壓產生器。參考電壓可藉由連接調整電壓VREG 與接地VSS 之間電阻分壓器供應。
邏輯單元5亦於輸入供應有關MEMS感應器之電壓偏移的二進制調整字OFFSETbus(10位元)。二進制調整字OFFSETbus於數位-類比轉換器7之第二乘法器中乘調整電壓VOFFin ，其來自於可程控增益參考電壓產生器6。調整電壓VOFFin 亦可藉由連接調整電壓VREG 與接地VSS 之間電阻分壓器而予獲得。轉換器7之兩乘法器的輸出電壓接著相加，使得數位-類比轉換器於輸出供應電壓VDAC 。如將於以下所見，鏈接MEMS感應器之電壓偏移並未取決於施加於電容器對之固定電極的極化。在藉由電子電路1量測物理參數之前，可執行一次及用於全部之用於修正MEMS感應器電壓偏移的預備校準步驟。
由於二進制字DACbus及OFFSETbus均超過從0至1023之10位元，可表示來自固定電極之正極化(極性「0」)及固定電極之負極化(極性「1」)的輸出電壓VDAC 。兩電壓VDAC 之兩方程式eq(0)及eq(1)表示如下：
eq(0): VDAC (0)=VREG /2+VDACoffset +(DACbus(0)-512)‧KDAC ‧VREG +(OFFSETbus-512)‧KOFF ‧VREG
eq(1): VDAC (1)=VREG /2+VDACoffset -(DACbus(1)-512)‧KDAC ‧VREG -(OFFSETbus-512)‧KOFF ‧VREG
KDAC 為定義系統增益之因數。增益例如藉由產生來自參考電壓產生器6之電阻分壓器的電壓VDACin 而可程控。KOFF 為定義MEMS感應器電壓偏移之調整電路增益之因數。增益可依據所需調整範圍而予適應，例如藉由產生來自參考電壓產生器6之另一電阻分壓器的電壓VOFFin 。DACbus(0)定義來自邏輯單元5之第一暫存器的10位元二進制字，其於正極化相位期間施加於DAC轉換器7。此二進制字係定義從0至1023。DACbus(1)定義來自邏輯單元5之第二暫存器的10位元二進制字，其於負極化相位期間施加於DAC轉換器7。此二進制字係定義從0至1023。OFFSETbus定義10位元二進制調整字，其施加於DAC轉換器7以修正鏈接MEMS感應器之電壓偏移。VDACoffset 代表希望移除之DAC轉換器7的分佈電壓偏移。此分佈電壓偏移覆蓋鏈接電子電路(放大器、轉換器、...)的任何電壓偏移，亦可代表閃爍雜訊頻率。
亦請注意的是，由於該些二進制字取決於施加於固定電極之極化狀態，若量測加速度，DACbus(0)可與DACbus(1)不同。然而，OFFSETbus完全不依賴施加於固定電極之極化。因而在如上述校準鏈接電子電路之MEMS感應器的預備步驟之後，永久地選擇OFFSETbus。二進制調整字可儲存於邏輯單元5之儲存裝置中。若MEMS感應器需要約VREG /2之電壓變化VMEMS 以平衡電荷，便採用下列方程式形式之eq(0)及eq(1)：
eq(0): VREG /2+VMEMS =VREG /2+VDACoffset +(DACbus(0)-512)‧KDAC ‧VREG +(OFFSETbus-512)‧KOFF ‧VREG
eq(1): VREG /2-VMEMS =VREG /2+VDACoffset -(DACbus(1)-512)‧KDAC ‧VREG -(OFFSETbus-512)‧KOFF ‧VREG
若例如電容C1X大於電容C2X，電荷平衡發生於對正極化而言之高於VREG /2之電壓，及對負極化而言之低於VREG /2之電壓。若兩方程式eq(0)及eq(1)彼此相減，便提供下列方程式eq(2)：
eq(2): 2‧VMEMS =(DACbus(0)+DACbus(1)-1024)‧KDAC ‧VREG +2‧(OFFSETbus-512)‧KOFF ‧VREG
DACbus(0)+DACbus(1)-1024與VMEMS 成比例，其亦與加速度成比例。VDACoffset 項已從方程式eq(2)消失，此為最終目標。系統增益因而取決於KDAC 之選擇。MEMS感應器電壓偏移因而可藉由二進制字OFFSETbus之適當選擇而仍予排除。
為改進對用於三軸電容性感應器之電子介面電路作業之理解，首先可參照圖2，其顯示橫跨電容器電極之各種電壓信號的時態圖。為求簡化，圖2之時態圖關於依據施加於MEMS感應器之移動質量的加速度而用於每一量測軸之數位輸出信號的穩定階段。在此狀況下，移動電極較接近固定電極C1X、C1Y、C1Z而非互補固定電極C2X、C2Y、C2Z。因而，電容C1X大於電容C2X，電容C1Y大於電容C2Y，及電容C1Z大於電容C2Z。再者，在Z軸方向之加速度大於Y軸，其亦大於X軸之加速度。
在圖2中，橫跨固定電極C1X、C2X、C1Y、C2Y、C1Z、C2Z及共同電極CM而施加之電壓VDAC 取決於暫存器之每一連續二進制字。邏輯單元暫存器儲存用於每一軸之具正極化及負極化的數位量測信號。因此，電壓VDAC 相應於用於電容器C1X及C2X之固定電極之正或負極化的Vpx或Vnx，相應於用於電容器電容器C1Y及C2Y之固定電極之正或負極化的Vpy或Vny，及相應於用於電容器C1Z及C2Z之固定電極之正或負極化的Vpz或Vnz。
量測週期通常劃分為12個連續相位，三對電容器之固定電極的正極化一次，及三對電容器之固定電極的負極化一次。相位期間約2 μs。在第一相位P0x中，所有電容器的電極係以值Vpx之電壓VDAC 極化。電壓Vpx係經由基於邏輯單元5之第一暫存器的圖1之數位-類比轉換器7而予獲得。第一暫存器有關用於前一週期之電容器C1X及C2X的固定電極之正極化的X軸。在第二相位P1x中，第一電容器C1X之固定電極係以調整電壓VREG 極化，同時第二電容器C2X之固定電極係以低電壓VSS 極化。另一電極保持在電壓Vpx。
在第三相位P0Y 中，所有電容器的電極係以值Vpy之電壓VDAC 極化。電壓Vpy係經由基於邏輯單元5之第一暫存器的圖1之數位-類比轉換器7而予獲得。第一暫存器有關用於前一週期之電容器C1Y及C2Y的固定電極之正極化的Y軸。在第四相位P1Y 中，第一電容器C1Y之固定電極係以調整電壓VREG 極化，同時第二電容器C2Y之固定電極係以低電壓VSS 極化。另一電極保持在電壓Vpy。
在第五相位P0z中，所有電容器的電極係以值Vpz之電壓VDAC 極化。電壓Vpz係經由基於邏輯單元5之第一暫存器的圖1之數位-類比轉換器7而予獲得。第一暫存器有關用於前一週期之電容器C1Z及C2Z的固定電極之正極化的Z軸。第六相位P1z中，第一電容器C1Z之固定電極係以調整電壓VREG 極化，同時第二電容器C2Z之固定電極係以低電壓VSS 極化。另一電極保持在電壓Vpz。
在第七相位P0'x中，所有電容器的電極係以值Vnx之電壓VDAC 極化。電壓Vnx係經由基於邏輯單元5之第二暫存器的圖1之數位-類比轉換器7而予獲得。第二暫存器有關用於前一週期之電容器C1X及C2X的固定電極之負極化的X軸。在第八相位P1'x中，第一電容器C1X之固定電極以低電壓VSS 極化，同時第二電容器C2X之固定電極係以調整電壓VREG 極化。另一電極保持在電壓Vnx。
在第九相位P0'Y 中，所有電容器的電極係以值Vny之電壓VDAC 極化。電壓Vny係經由基於邏輯單元5之第二暫存器的圖1之數位-類比轉換器7而予獲得。第二暫存器有關用於前一週期之電容器C1Y及C2Y的固定電極之負極化的Y軸。在第十相位P1'Y 中，第一電容器C1Y之固定電極以低電壓VSS 極化，同時第二電容器C2Y之固定電極係以調整電壓VREG 極化。另一電極保持在電壓Vny。
在第十一相位P0'z中，所有電容器的電極係以值Vnz之電壓VDAC 極化。電壓Vnz係經由基於邏輯單元5之第二暫存器的圖1之數位-類比轉換器7而予獲得。第二暫存器有關用於前一週期之電容器C1Z及C2Z的固定電極之負極化的Z軸。最後，在第十二相位P1'z中，第一電容器C1Z之固定電極以低電壓VSS 極化，同時第二電容器C2Z之固定電極係以調整電壓VREG 極化。另一電極保持在電壓Vnz。
十二相位之許多週期連續重複而藉由三軸感應器實施諸如加速度之物理參數量測。量測軸之一轉換相應於16電荷轉移。若每一相位之期間約2 μs或更低，用於三量測軸之轉換期間可為低於500 μs。二分演算法用於前8量測週期，反之，過採樣則用於下一8量測週期。從物理參數量測開始，通常在第一週期相位0、2、4、6、8及10之所有電壓VDAC 具有VREG /2之值。在相位1、3及5中，固定電極C1X、C1Y及C1Z以VREG 連續極化，同時固定電極C2X、C2Y及C2Z以VSS 連續極化。在相位7、9及11中，固定電極C1X、C1Y及C1Z以VSS 連續極化，同時固定電極C2X、C2Y及C2Z以VREG 連續極化。量測週期之各種相位亦標示於下表。
如上述，物理參數量測由使用儲存於圖1之邏輯單元5之儲存裝置中二分演算法之8週期開始。前8週期通常參照從0至7，並允許數位-類比轉換器DAC 7匯集於用於每一量測軸之均衡電壓VDAC 。供應予轉換器之碼DACbus為10位元二進制字，其係以2最低效位元LSB及參照從最小至最大之MSB-0至MSB-7的8最高效位元予以形成。在第一週期0中，供應予轉換器7之碼DACbus係以為1之最高效位元MSB-7定義，其為值512之「1000000000」，必須定義中間電壓VREG /2而無任何電壓偏移。在週期0末端，評估碼DACbus及藉由比較器放大器4供應之值。若(comp XNOR pol)等於「1」，最高效位元MSB-7保持至下一週期，否則將改變為0。然而，最高效位元MSB-6改變為1用於下一週期。連續地，從最大MSB-7至最小MSB-0之最高效位元適應用於使用二分演算法之前8量測週期。
在前8週期末端，僅兩最低效位元LSB留下，以適應用於邏輯單元5之每一暫存器。在下一8量測週期使用過採樣，即參照8至15之週期。用於正極化及負極化數位信號之計數器的值，若comp=「1」則需增加，若comp=「0」則需減少。通常三量測週期將足以組建兩最低效位元，但其較佳地實施八量測週期以降低雜訊。
在上述說明中，對每一量測週期而言，執行用於具正極化之三軸的六相位，其後為用於具負極化之三軸的六相位。然而，亦可設想提供前四相位用於X軸之電容器的正極化及負極化，其後為用於Y軸之電容器的正極化及負極化的四相位，其後為用於Z軸之電容器的正極化及負極化的四相位。
若為具單對電容器之單軸電容性感應器，每一量測週期僅具有具電容器之固定電極的正極化及負極化之四相位。基於單軸感應器，使用用於前8量測週期之二分演算法而更快速地供應數位量測信號，其後為8過採樣週期。
由已提供之說明，在不偏離藉由申請專利範圍所定義之本發明的範圍下，熟悉本技藝之人士可設計量測物理參數之方法及用於實施該方法之用於電容性感應器的電子介面電路之各種變化。較佳的是設想改變每一相位有關其他項位之期間，及物理參數量測作業中每一週期之期間。每一量測週期中正及負極化之順序可改變。電子電路作業測試之至少兩額外相位亦可置於每一量測週期中。
1．．．電子介面電路
2．．．電容性感應器
3．．．開關單元
4．．．比較器型電荷轉移放大器
5．．．邏輯單元
6．．．可程控增益參考電壓產生器
7．．．數位-類比轉換器
於參照圖式之下列說明中，量測物理參數之方法及實施該方法之用於電容性感應器的電子介面電路之目標、優點及特性將更清晰呈現。
-　圖1以簡化方式顯示依據本發明之實施物理參數量測方法的用於電容性感應器之電子介面電路，及
-　圖2顯示依據本發明之於電容性感應器之電子介面電路之作業的最後連續量測週期中，各種電壓信號之時態圖。
1．．．電子介面電路
2．．．電容性感應器
3．．．開關單元
4．．．比較器型電荷轉移放大器
5．．．邏輯單元
6．．．可程控增益參考電壓產生器
7．．．數位-類比轉換器
VREG ．．．高電壓
VSS ．．．低電壓
VDAC ．．．電壓
C1X、C1Y、C1Z、．．．第一電容器
C2X、C2Y、C2Z．．．第二電容器
CM．．．共同電極
OUTDX 、OUTDY 、OUTDZ ．．．數位輸出信號
DACbus．．．二進制字
OFFSETbus．．．二進制調整字
VDACin 、VOFFin ．．．電壓

Claims (12)

  1. 一種藉由用於電容性感應器之電子介面電路量測物理參數之方法，該電容性感應器包括至少兩種差動連接電容器，其共同電極可相對於該兩電容器的每一固定電極而移動，以於量測該物理參數時改變每一電容器之電容值，該電子電路包括：經由開關單元而連接至該共同電極之電荷轉移放大器；連接至該放大器輸出之邏輯單元，用於數位處理由該放大器所供應資料及用於供應數位量測信號；及可經由該開關單元而供應量測電壓予該些電極之數位-類比轉換器，該量測電壓係基於定義該數位量測信號之至少之一的二進制字轉換而予定義，該方法於每一連續量測週期中包括以下步驟：a)基於前一週期之第一數位量測信號或該邏輯單元所供應之第一初始二進制字以該數位-類比轉換器所供應之量測電壓，經由該開關單元而極化該電容器之該電極，該第一數位信號取決於該電容器之該固定電極的第一極化，b)以用於該電子電路之供應電壓源的調整高電壓極化該第一電容器之該固定電極，及以該供應電壓源的低電壓極化該第二電容器之該固定電極，以適應該邏輯單元中該第一數位量測信號，c)基於前一週期之第二數位量測信號或該邏輯單元所供應之第二初始二進制字以該數位-類比轉換器所供應之量測電壓，經由該開關單元而極化該電容器之該電極，該第二數位信號取決於該電容器之該固定電極的該第一極化之第二反向極化，及d)以該電子電路供應電壓源之低電壓極化該第一電容器之該固定電極，及以該供應電壓源之調整高電壓極化該第二電容器之該固定電極，以適應該邏輯單元中之該第二數位量測信號，該邏輯單元可基於所獲得之該第一及第二數位量測信號而移除鏈接該電子組件之任何電壓偏移，其中從物理參數量測開始，經過包括步驟a)至d)之若干個連續量測週期，藉由實施儲存於該邏輯單元中之二分演算法及基於該電荷轉移放大器之該輸出值，每一週期中該第一及第二數位信號於該邏輯單元中適應，以供應第一及第二適應之數位信號予該數位-類比轉換器，而產生將經由該開關單元施加於該電極之該量測電壓。
  2. 如申請專利範圍第1項之方法，其中該邏輯單元包括用於以10位元為單位儲存該第一數位量測信號之第一暫存器，及用於以10位元為單位儲存該第二數位量測信號之第二暫存器，其中該二分演算法係從物理參數量測開始使用，諸如加速度、力、角速度或壓力，8連續週期，且其中於前8量測週期期間，邏輯單元以8個最高效位元從最高效位元至最低效位元而連續適應每一數位量測信號的二進制字。
  3. 如申請專利範圍第1項之方法，其中於量測週期中執行過採樣步驟，其於量測週期後使用該二分演算法，以於每一週期之邏輯單元中適應及穩定該第一及第二數位量測信號，其係供應予該數位-類比轉換器而產生將經由該開關單元施加於該電極之該量測電壓。
  4. 如申請專利範圍第3項之方法，其中該過採樣步驟於每一量測週期中實施，以於至少8連續週期期間適應每一10位元二進制字之二最低效位元，以便移除雜訊。
  5. 如申請專利範圍第1項之方法，其中該電容性感應器為三軸型具三對差動連接電容器，每對或所有對具一共同電極，及每對具兩固定電極，且該電子電路之該邏輯單元可為每一量測軸X、Y及Z供應第一及第二數位量測信號，其中該方法每量測週期包括12個連續相位，其包括於前六相位期間以相應於所選擇軸之該第一數位信號為每一軸X、Y及Z連續重複步驟a)及b)，及於後六相位期間以相應於所選擇軸之該第二數位信號為每一軸X、Y及Z連續重複步驟c)及d)。
  6. 如申請專利範圍第1項之方法，其中該電容性感應器為三軸型具三對差動連接電容器，每對或所有對具一共同電極，及每對具兩固定電極，且該電子電路之該邏輯單元可為每一量測軸X、Y及Z供應第一及第二數位量測信號，其中該方法每量測週期包括12個連續相位，其包括以該X軸之第一及第二數位量測信號為該X軸執行步驟a)至d)，在該X軸之後，以該Y軸之第一及第二數位量測信號為該Y軸執行步驟a)至d)，及最後於該Y軸之後，以該Z軸之第一及第二數位量測信號為該Z軸執行步驟a)至d)。
  7. 如申請專利範圍第1項之方法，其中在該物理參數量測之前的預備步驟中，執行依據MEMS電容性感應器之校準作業，以便將二進制適應字儲存於該邏輯單元中，並供應該二進制字予該數位-類比轉換器用於適應該量測電壓。
  8. 一種用於電容性感應器之電子介面電路，其包括一對差動連接電容器用於實施如申請專利範圍第1項之量測方法，該電子電路包括：經由開關單元而連接至該共同電極之電荷轉移放大器；連接該放大器輸出之邏輯單元，用於該放大器所供應資料之數位處理及用於分別依據該電容器之該固定電極的第一極化及該第一極化的第二反向極化而供應第一及第二數位量測信號；及可經由該開關單元而供應量測電壓予該電極之數位-類比轉換器，該量測電壓係基於有關該第一數位量測信號或該第二數位量測信號之二進制字轉換而予定義，其中該邏輯單元包括儲存裝置其中至少儲存一個二分演算法，該邏輯單元可藉由處理器而於第一物理參數量測週期展開二分演算法，以基於該電荷轉移放大器之該輸出值而適應該第一及第二數位量測信號，以便供應適應之第一及第二數位信號予該數位-類比轉換器，而產生將經由該開關單元施加於該電極之該量測電壓。
  9. 如申請專利範圍第8項之電子介面電路，用於包括三對差動連接電容器之三軸電容性感應器之介面，及包括用於量測該感應器之三量測軸X、Y及Z的單一電荷轉移放大器，該放大器可供應數位型資料予該邏輯單元，其中該邏輯單元為每一量測軸X、Y及Z供應第一及第二數位量測信號。
  10. 如申請專利範圍第8項之電子介面電路，其中該邏輯單元包括六暫存器，用於儲存每一軸之第一及第二數位量測信號，每一暫存器係以10位元定義。
  11. 如申請專利範圍第8項之電子介面電路，其中其包括具可程控增益之參考電壓產生器，該產生器基於該物理參數所想要之量測範圍而供應程控參考電壓予該數位-類比轉換器，第一乘法器中該參考電壓乘該第一數位量測信號或該第二數位置測信號之該二進制字，以於該轉換器輸出供應該量測電壓。
  12. 如申請專利範圍第11項之電子介面電路，其中鏈接該電容性感應器之二進制適應字供應予該數位-類比轉換器，以於第二乘法器中乘該參考電壓產生器之第二程控參考電壓，該兩乘法器之輸出電壓相加，以於該轉換器輸出供應該量測電壓。
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