KR20110074432A

KR20110074432A - 물리적 파라미터 측정 방법 및 이를 구현하기 위한 용량성 센서를 위한 전자 인터페이스 회로

Info

Publication number: KR20110074432A
Application number: KR1020100121896A
Authority: KR
Inventors: 실베인 그로장; 마이클 윌레민; 알렉산더 데쉬칠드레; 비트 페펄리
Original assignee: 이엠. 마이크로일레크트로닉-마린 쏘시에떼 아노님
Priority date: 2009-12-24
Filing date: 2010-12-02
Publication date: 2011-06-30
Also published as: EP2343507B1; US8429981B2; TWI482947B; US20110154906A1; EP2343507A1; KR101157367B1; TW201140001A

Abstract

둘 이상의 커패시터(C1X, C2X)를 갖는 용량성 센서(2)를 위한 전자 인터페이스 회로(1)에 의해 물리적 파라미터를 측정하기 위한 측정 방법이 개시되며, 용량성 센서의 공통 전극(CM)이 고정 전극 사이에서 움직일 수 있다. 전자 회로는 스위칭 유닛(3)에 의해 공통 전극에 연결되는 증폭기(4), 제 1 디지털 측정 신호 및 제 2 디지털 측정 신호를 공급하기 위해 증폭기에 연결되는 로직 유닛(5), 그리고 상기 디지털 신호의 하나의 변환(conversion)에 기초하여 측정 전압(V_DAC)을 전극에 공급하기 위한 디지털-아날로그 컨버터(7)를 포함한다. 상기 방법은 먼저 제 1 디지털 신호에 기초하여 측정 전압(V_DAC)에 의해 커패시터의 전극을 편극시키는 단계, 그 후 제 1 커패시터(C1X)의 고정 전극을 조절된 전압(V_REG)으로 편극시키고 제 2 커패시터(C2X)의 고정 전극을 로우 전압(V_SS)으로 편극시키는 단계, 그 후 제 2 디지털 측정 신호에 기초하여 측정 전압(V_DAC)에 의해 커패시터(C1X, C2X, CM)의 전극을 편극시키는 단계, 그리고 마지막으로, 제 1 커패시터(C1X)의 고정 전극을 로우 전압(V_SS)으로 편극시키고 제 2 커패시터(C2X)의 고정 전극을 조절된 전압(V_REG)으로 편극시키는 단계로 구성된다. 측정 사이클의 마지막에서, 로직 유닛은 획득된 제 1 디지털 측정 신호 및 제 2 디지털 측정 신호에 기초하여, 전자적 컴포넌트에 연계된 임의의 전압 오프셋을 제거할 수 있다.

Description

물리적 파라미터 측정 방법 및 이를 구현하기 위한 용량성 센서를 위한 전자 인터페이스 회로{METHOD OF MEASURING A PHYSICAL PARAMETER AND ELECTRONIC INTERFACE CIRCUIT FOR A CAPACITIVE SENSOR FOR IMPLEMENTING THE SAME}

본 발명은 용량성 센서를 위한 전자 인터페이스 회로에 의하여 가속도, 각속도, 힘 또는 압력과 같은 물리적 파라미터를 측정하는 방법에 관한 것이다.

본 발명은 또한, 이러한 측정 방법을 구현하기 위한 용량성 센서를 위한 전자 인터페이스 회로에 관한 것이다. 용량성 센서는 둘 이상의 차동 연결 커패시터로 형성된다. 예를 들어 어떠한 힘의 영향 하에서 커패시터들의 공통 전극이 두 개의 고정 전극 사이를 움직여, 각각의 커패시터의 용량값이 변하도록 할 수 있다.

종래의 단순한 용량성 센서 설계에서, 이동성을 가진 공통 전극이 두 개의 고정 전극 사이에서 탄력 있게 고정된 전기자(armature)의 부분을 형성한다. 이 경우, 용량성 센서는 이동성 전극의 움직임의 한 방향을 따라 측정을 수행할 수 있다. 이동성 전극은 힘의 영향 하에서 고정 전극 중 어느 것의 방향으로 일정 거리를 이동할 수 있다.

단일 측정 축(measurement axis)을 갖는 위와 같은 유형의 센서에 있어서, 공통 전극은 두 고정 전극으로부터 대략 동일한 거리에서 아이들 상태(idle)가 되며, 이러한 아이들 상태에서 두 커패시터에 대하여 동일한 용량값이 정의된다. 그러나, 공통 전극이 예를 들어 힘의 영향 하에서 움직이는 경우, 각각의 커패시터의 용량값은 반비례하게(inversely) 달라진다. 따라서, 이러한 용량성 센서에 연결된 전자 인터페이스 회로는 아날로그 출력 신호가 공급되도록 할 수 있다. 상기 아날로그 출력 신호는 상기 두 커패시터의 정전용량 변화에 따라 달라지는 전압의 형태를 취한다.

용량성 센서를 위한 위와 같은 유형의 전자 인터페이스 회로가, "Sensors and actuators" 제목의 저널(A21-23(1990), 페이지 278 내지 281)에서 Messrs H. Leuthold 및 F. Rudolph에 의한 기고문에 예로서 개시되어 있다.

용량성 센서는 전자 인터페이스 회로와 함께 가속도 측정을 수행하기 위한 가속도계일 수 있다. 이러한 가속도계는 전술된 용량성 센서와 같은 단일축 가속도계일 수도 있고, 또는 세 방향(X, Y 및 Z)으로 측정을 수행하기 위한 다축(multi-axis) 또는 3개-축(tri-axis) 가속도도계일 수도 있다. 이러한 3개-축 MEMS 가속도계 유형은 단일 질량(mass)(즉, 세 쌍의 차동 커패시터에 대한 공통 관성 질량)을 포함할 수도 있고, 또는 세 쌍의 커패시터에 대한 세 개의 질량을 포함할 수도 있다. 첫 번째 경우에서, 단일 공통 전극과 여섯 개의 고정 전극이 제공되고, 두 번째 경우에서, 각각의 커패시터 쌍에 있어서 두 개의 고정 전극을 갖는 하나의 공통 전극이 제공된다.

단일축 MEMS 가속도계 또는 3개-축 MEMS 가속도계와 같은 용량성 센서를 위한 종래의 전자 인터페이스 회로에 있어서, 공통 이동 전극의 움직임에 대하여 출력 전압이 선형 방식으로 이상적으로 변화한다. 그러나, 전자 회로는 일반적으로 반도체 기판에 집적되기 때문에, 입력 단자에서의 표유 용량(stray capacitance)이 고려되어야 하며, 이러한 표유 용량이 센서 커패시터의 정전 용량에 더해진다. 이러한 표유 용량은 공통 전극의 움직임과는 사실상 독립적으로, 비-선형성을 형성한다. 따라서, 전자 회로 출력 전압은 공통 이동 전극의 움직임에 대하여 아주 선형적으로 변하지는 않는다. 또한 이러한 표유 용량은 전자 회로의 감도 또는 이득을 감소시키는 효과를 가진다.

또한, 가속도계의 역할을 하는 MEMS 센서도 실리콘 기판과 같은 반도체 기판에 집적된다. 이로 인해, 센서의 동작 동안 기판의 전위와 연계된 비-선형성의 문제가 초래된다. 기판은 절대로 전적으로 전도성이 아니기 때문에, 상기 센서의 전체 구조에 걸쳐서 기판 전위를 제어하는 것은 어렵다. 또한, 센서의 이동 전극이 아이들 모드에서 고정 전극에 대하여 편이된 위치에 있을 수 있고, 이로 인해 교정 범위를 넘는 측정 에러가 발생할 수 있다. 이러한 비-선형성으로 인하여, 센서 및 전자 회로 아이들 모드에서, 측정된 정전기력이 0이 아니다. 정전기력에 대한 기판 전위의 영향으로 인해, 공통 이동 전극 양단에 가해진, 측정된 진짜 힘(real force)의 변동이 초래되는데 이러한 점이 결점이 된다.

일반적으로, 전자 회로를 이용하여 힘, 가속도 또는 압력 측정을 수행하기 위하여, 두 커패시터 또는 커패시터 쌍의 고정 전극이, 불작동성(inoperative) 기준 전압에 대하여 반대 극성을 갖는 전압만큼 바이어스되거나 주기적으로 자화된다. 서로 다른 전압 레벨로 두 고정 전극을 바이어스하거나 편극(polarization)시킴으로서, 이동 전극 양단의 전하 차이가 측정되어 하나 이상의 전자 회로 출력 전압으로 변환될 수 있다. 출력 전압 또는 전압이 자신의 최종 값으로 안정화된 경우, 이동 전극 양단의 총 전하는 0이 된다. 이러한 출력 전압은, 센서의 구조에 따라 달라지는 가속도, 힘, 압력 또는 각속도 데이터를 제공할 수 있는 처리 회로에 공급될 수 있다.

전통적으로 용량성 센서를 위한 집적 전자 인터페이스 회로에 있어서, 힘, 전술된 비-선형성, 그리고 정합되지 않은 전자적 컴포넌트와 연계된 임의의 전압 오프셋에 따라 가속도 또는 압력의 측정이 좌우된다는 것에 주의해야 한다. 이러한 문제를 극복하기 위한 해결책이 EP 특허 출원 제1 835 263호에 이미 제시되어 있다.

EP 특허 출원 제1 835 263호에서, 전자 회로는, 차동 모드에서 동작하는 한 쌍의 커패시터만을 포함하는 커패시터 센서에 의하여, 가속도와 같은 물리적 파라미터 측정을 수행한다. 공통 전극이 종래의 전하 이동(charge transfer) 증폭기에 연결되고, 상기 증폭기의 출력단이, 측정 과정의 제 1 시리즈에서 제 1 아날로그 출력 전압을 공급하는 제 1 적분기에 연결되며, 측정 과정의 그 다음 제 2 시리즈에서 제 2 아날로그 출력 전압을 공급하는 제 2 적분기에 연결된다. 따라서, 전자 회로는 전체 대칭성에서 교대로 동작하는 고정 전극을 위한 두 개의 적분기 및 두 개의 자화(excitation) 유닛을 갖춘 이중 대칭 구조로 형성된다.

따라서, 상기 측정 과정의 제 1 시리즈에서, 고정 전극이 제 1 출력 전압만큼 바이어스되고, 또한 전압 공급원의 하이 전압 레벨 및 로우 전압 레벨만큼 바이어스된다. 상기 측정 과정의 제 2 시리즈에서, 고정 전극은 제 2 출력 전압만큼 바이어스되고, 또한 전압 공급원의 로우 전압 레벨 및 하이 전압 레벨만큼 상기 측정 과정의 제 1 시리즈와 역으로 바이어스된다. 이 때문에, 기술 또는 공급 전압의 변동에 의한 전압 오프셋이 두 아날로그 적분기 출력 전압을 이용하여 최소화되거나 제거될 수 있다. 더욱이, 전자 회로가 전체 대칭으로 동작하는 동일한 이중 구조를 갖도록 설계된다는 조건 하에서 기판 전위는 더 이상 어떠한 큰 중요성도 갖지 않는다.

그러나, EP 특허 출원 제1 835 263호의 전자 회로 유형의 한 가지 결점은 상기 전자 회로가 출력 전압과 같은 출력 신호를 아날로그 형태로 공급한다는 것이다. 이는 두 적분기의 사용을 필요로 한다. 이러한 조건에서, 회로가 0.18μm 이하의 CMOS 기술을 이용하여 실리콘 기판에 집적되도록 의도된 경우 전자 회로의 통합 컴포넌트의 크기 및 전력 소비를 상당히 줄이는 것이 가능하지 않다. 더욱이, 이러한 전자 회로는 오직 단일 측정 축(measurement axis)을 갖는 용량성 센서의 한 쌍의 커패시터에 연결되도록 배열된다.

가속도를 측정하기 위한 단일축 또는 다축 용량성 센서에 연결된 전자 회로를 개시하는 국제 특허 출원 제2004/113930호가 이와 관련해 인용될 수 있다. 전술된 전자 회로와 관련하여, 디지털 측정 신호를 처리하는 각각의 측정 축에 대한 특정 로직 유닛이, 공통 이동 전극에 연결되는 전하 이동 증폭기 다음에 제공된다. 각각의 로직 유닛은 각각의 축에 있어서 고정 전극에 대한 이동 전극의 움직임에 따라 달라지는 측정 전압 레벨을 나타내는 2진 측정 신호를 출력단에서 연속으로 공급한다. 이러한 2진 측정 신호는 각각의 축에 대하여 디지털-아날로그 컨버터에 연속으로 공급된다. 선택된 축에 대한 각각의 측정 사이클(cycle) 중 하나의 과정에서, 상기 컨버터는 전압 공급원의 하이 전압 및 로우 전압으로 고정 전극을 편극시키는 과정과 교대로 고정 전극에 측정 전압을 공급한다. 각각의 로직 유닛의 출력단에서 획득된 2진 신호는, 이동 전극 양단의 총 전하가 0이 될 때까지 측정 과정의 각각의 시리즈에서 한 단위씩 증분 또는 감쇠된다. 증폭기 출력단에서 디지털 신호 처리 로직 유닛의 이용으로 인해, 전자적 컴포넌트의 크기가 감소될 수 있고, 그 결과 전자 회로 출력 스테이지의 전력 소비 또한 감소될 수 있다. 그러나, 기술 또는 공급 전압의 변화로 인한 전술된 비-선형성 및 전압 오프셋을 제거하기 위하여 아무것도 제공되지 않으며, 이러한 점이 결점이 된다. 더욱이, 각각의 측정 축에 대한 디지털 출력 신호를 정밀하게 안정화하기 위한 시간이 비교적 길며, 이것이 또 다른 결점이 된다.

측정 센서를 위한 전자 인터페이스 회로 및 전자 회로를 활성화하는 방법이 개시된 국제 출원 제2008/107737호가 또한 인용될 수 있다. 측정 센서는 가속도를 측정하기 위한 두 개의 차동 연결 커패시터로 구성된다. 커패시터의 고정 전극이 편극된 후 측정 사이클 중 하나의 과정에서 전하 이동 증폭기 이후의 측정을 위해 아날로그 입력 신호가 저장된다. 그 후, 아날로그 신호는 전자 회로의 로직 유닛에 저장되는 디지털 신호로 변환된다. 뒤이어, 디지털 신호가 디지털-아날로그 컨버터에 의해 전압의 형태로 아날로그 복귀 신호로 변환되고, 상기 전압은 각각의 측정 사이클 중 연속 과정에서 모든 센서 전극에 인가된다. 측정 사이클에서, 고정 전극이 제 1 편극에 의해 첫 번째로 편극되고, 상기 제 1 편극과 반대되는 제 2 편극에 의해 두 번째로 편극된다. 이로써, 전자 회로에서 누설 전류가 제거된다. 그러나, 출력에서의 신호를 측정하는 물리적 파라미터를 획득하기 위하여 위 방법은 수많은 단계를 필요로 하며, 이것이 결점이 된다.

따라서, 본 발명의 목적은 용량성 센서를 위한 전자 인터페이스 회로에 의하여 물리적 파라미터를 측정하는 방법을 제공함으로써 종래 기술에 대한 전술된 결점을 극복하기 위한 것이며, 이러한 전자 인터페이스 회로는 임의의 전압 오프셋을 제거하면서 정밀한 출력 신호를 빠르게 공급할 수 있다. 전자 회로가 집적될 때, 이로써 컴포넌트의 크기가 감소될 수 있다.

따라서, 본 발명은 청구항 1에 언급된 특징을 포함하는 용량성 센서를 위한 전자 인터페이스 회로에 의하여 물리적 파라미터를 측정하는 방법에 관한 것이다.

측정 방법의 구체적 단계가 종속 청구항 2 내지 7에 정의된다.

본 발명 측정 방법의 한 가지 이점은, 물리적 파라미터 측정을 위한 하나 이상의 디지털 출력 신호가 전자 회로 출력단에서 신속하게 공급될 수 있다는 점이다. 이러한 디지털 출력 신호는 고정 전극의 양의 편극에 의해 좌우되는 제 1 디지털 측정 신호 및 고정 전극의 음의 편극(즉, 상기 고정 전극의 반대되는 편극)에 의해 좌우되는 제 2 디지털 측정 신호의 합을 나타낼 수 있다. 각각의 디지털 신호가 모든 연속적인 측정 사이클 동안 특정 레지스터에 저장되고 리프레시(refresh)된다.

본 발명 측정 방법의 또 다른 이점은, 각각의 디지털 측정 신호에 대한 최종 값으로 신속하게 수렴하기 위하여 특정 개수의 사이클에 대하여 이분법(dichotomy) 알고리즘을 이용한다는 것이다. 이분법 알고리즘을 이용함으로써 각각의 디지털 측정 신호의 2진 워드의 최상위 비트들이 연속적인 사이클 동안 최상위 비트에서부터 최하위 비트까지로 이용될 수 있다. 이분법 알고리즘을 이용하여 8 개의 연속적 측정 사이클이 제공될 수 있고, 2진 워드가 예를 들어 8 개의 최상위 비트를 갖는 10 비트를 포함한다. 그 이후에, 상기 2진 워드의 최하위 비트를 조정함으로써 오버샘플링 사이클이 이용된다. 이분법 알고리즘을 이용하는 8 개의 사이클을 뒤따라, 8 개의 오버샘플링 사이클이 제공될 수 있다.

따라서, 본 발명은 또한, 청구항 8에 언급된 특징을 포함하는 측정 방법을 구현하기 위한 용량성 센서를 위한 전자 인터페이스 회로에 관한 것이다.

전자 회로의 구체적 실시예가 종속 청구항 9 내지 12에 정의된다.

물리적 센서를 위한 전자 인터페이스 회로의 한 가지 이점은, 상기 전자 인터페이스 회로가, 전하 이동 증폭기 이후 즉시 디지털 처리로 인해, 안정화된 디지털 측정 신호를 출력단에서 신속하게 제공할 수 있는 것이다. 이러한 디지털 측정 신호는 로직 유닛에서 처리된다. 이러한 디지털 신호는 이분법 알고리즘을 이용하여 제 1 측정 사이클로부터 적응된다. 커패시터 쌍의 고정 전극의 양의 편극과 음의 편극에 따라 좌우되는 두 디지털 신호가 로직 유닛에 제공된다. 이러한 디지털 신호를 조합함으로써, 전자 회로 컴포넌트에서 임의의 전압 오프셋이 제거될 수 있다.

물리적 센서를 위한 전자 인터페이스 회로의 또 다른 이점은, 상기 전자 인터페이스 회로가 3개-축 센서의 각각의 축에 대하여 두 개의 디지털 신호를 제공할 수 있다는 점이다. 따라서 세 개의 축 상에서 물리적 파라미터를 측정하기 위하여 단일 증폭기, 로직 유닛 및 단일 디지털-아날로그 컨버터가 제공된다. 이로써 전자 회로에서 리던던시(redundancy)가 제한된다.

물리적 파라미터를 측정하는 방법 및 이를 구현하기 위한 용량성 센서를 위한 전자 인터페이스 회로의 목적, 이점 및 특징이 첨부 도면을 참조하여 이하에 명백하게 나타날 것이다.
- 도 1은 본 발명에 따라 물리적 파라미터를 측정하는 방법을 구현하기 위한 용량성 센서를 위한 전자 인터페이스를 간소화된 방식으로 도시한다.
- 도 2는 본 발명에 따른 용량성 센서를 위한 전자 인터페이스 회로 동작의 연속적인 최종 측정 사이클에서 다양한 전압 신호의 시간상 그림을 도시한다.

차동 커패시터를 갖는 센서를 위한 전자 인터페이스 회로의 다양한 컴포넌트가 당해 기술 분야에 잘 알려져 있기 때문에, 이하의 설명에서는 자세히 다루지 않을 것이다. 출력단에서 디지털 측정 신호를 공급하는 전자 회로에 의해 물리적 파라미터를 측정하는 방법에 주로 주안점을 둘 것이다.

도 1은 본 발명에 따른 용량성 센서(2)를 위한 전자 인터페이스 회로(1)의 다양한 컴포넌트의 간소화된 그림이다. 이번 실시예에서, 비록 전자 회로(1)가 세 개의 이동 질량(moving mass)을 갖는 3개-축 센서 또는 단일축 센서에 연결되는 것을 전적으로 예견할 수 있다 하더라도, 단일 질량 갖는 3개-축 용량성 MEMS 센서(2)가 전자 회로(1)에 연결된다. 따라서, 상기 용량성 센서는 세 쌍의 커패시터(C1X, C2X, C1Y, C2Y, C1Z 및 C2Z)로 형성된다. 각각의 쌍의 두 커패시터는 차동적으로 연결된다. 세 개의 축(X, Y 및 Z)을 고려한 측정을 수행하기 위하여, 커패시터 쌍의 공통 전극(CM)이 어떠한 힘의 영향 하에서 각각의 커패시터 쌍의 두 고정 전극 사이를 이동할 수 있다. 전자 회로(1)가 각각의 축에 있어서 디지털 측정 신호를 공급할 수 있고, 이러한 디지털 측정 신호는 공통 이동 전극의 움직임의 함수로서 가속도, 각속도, 압력 또는 힘과 같은 물리적 파라미터와 관련된다. 가속도 측정의 경우, 전자 회로는 최소 가속도 값과 최대 가속도 값 사이의 디지털 측정 신호를 공급하도록 구성될 수 있다. 예를 들어, 전자 회로가 -2g 내지 +2g 가속도 범위 내의 디지털 측정 신호를 공급하도록 구성할 수 있다. 3 내지 20mV 주변의 전압 변화가 1g의 가속도에 대해 고려될 수 있다.

이동 전극(CM)은, 아이들 모드(idle mode) 또는 오프 모드(off mode)일 때 커패시터 쌍(C1X, C2X, C1Y, C2Y, C1Z 및 C2Z) 각각의 두 고정 전극 사이의 중앙 위치에 탄력 있게 고정된 센서의 전기자(armatur)의 부분을 형성할 수 있다. 전자 회로(1)는 연속적인 전압원(도시되지 않음)에 의해 전원이 공급될 수 있고, 상기 전압원은 제 1 단자에 조절된 하이 전압(V_REG)을 공급하고, 제 2 단자에 로우 전압(V_SS)을 공급한다. 예를 들어 상기 로우 전압이 0V로 정의될 수 있고, 상기 조절된 하이 전압이 1.65V로 설정될 수 있다. 각각의 커패시터의 고정 전극은 전자 회로의 동작 모드일 때 측정 사이클 과정에서 하이 전압(V_REG) 또는 로우 전압(V_SS)으로 편극될 수 있다. 그 결과, 센서(2)가 아이들 모드에 있을 때 각각의 쌍의 두 커패시터(C1X, C2X, C1Y, C2Y, C1Z 및 C2Z)가 동일한 용량 값을 갖기 때문에, 공통 전극(CM) 양단의 전압은, 아이들 모드에서, 조절된 전압(V_REG)과 0V의 로우 전압(V_SS) 사이의 중간 전압(V_REG/2)과 동일한 것이 바람직하다.

전자 회로(1)에 의해 공급되는 디지털 측정 신호는 두 커패시터(C1 및 C2)에 있어서 (C1-C2)/(C1+C2)로 비례한다. 일단 디지털 신호가 최종 물리적 파라미터 측정에서 안정화되면, 각각의 쌍의 두 커패시터 양단에서의 임의의 전하 흐름이 상쇄된다. 따라서, 전자 회로의 목적은, (V_REG-V_DAC)·C1 = (V_DAC-V_SS)·C2를 만족하는 전하 등화 과정(charge equalising phase)에서 각각의 고정 전극 양단에 인가할 전압을 찾는 것에 있다. 이는 V_DAC = (V_REG/2)·(1+(C1-C2)/(C1+C2))일 때 성취된다.

전자 회로(1)는 비교기 유형 전하 이동(charge transfer) 증폭기(4)를 포함하고, 상기 전하 이동 증폭기는 스위칭 유닛(3)에 의해 커패시터의 이동 전극(CM)에 바로 연결된다. 스위칭 유닛(3)은 측정 사이클 과정에 따라 센서 전극에 인가될 전압(V_REG, V_SS 및 V_DAC)을 수신한다. 조절된 전압(V_REG)과 로우 전압(V_SS)이 고정 전극에 인가되고, 음의 피드백에서 디지털-아날로그 컨버터(7)로부터의 전압(V_DAC)이 모든 전극에 인가된다. 측정 사이클 동안 전극에 인가되는 전압이 도 2를 참조하여 아래에서 설명된다.

비교기 증폭기(4)는 1978년 6월 IEEE, J. Solid-State Circuits 저널(vol. SC-13. pp. 294-298)에 "A 1 mV MOS Comparator" 제목의 기고문에 개시된 유형에 대한 아주 간단한 설계 형태이다. 상기 비교기 증폭기(4)는 공통 전극(CM)에 연결된 입력단에서 커패시터를 포함하고, 출력단에서 모든 디지털 신호를 공급하거나 어떠한 디지털 신호도 공급하지 않는 증폭기 스테이지가 뒤따른다. 이러한 전하 이동 증폭기는 매우 높은 이득을 가진다. 이동 전극(CM) 양단의 전압이 측정 사이클에서 양의 전하의 축적에 의해 증가할 때, 증폭기 출력 신호는 조절된 전압(V_REG)에 가까운 "1" 상태에 있다. 그러나, 이동 전극(CM) 양단의 전압이 측정 사이클에서 음의 전하의 축적에 의해 감소할 때, 증폭기 출력 신호는 로우 전압(V_SS)에 가까운 "0" 상태로 바뀐다.

전자 회로(1)는 또한 로직 유닛(5)을 포함하며, 상기 로직 유닛은 저장 수단, 종래의 클록 신호에 의해 클로킹되는 프로세서, 상기 프로세서에 연결된 하나 이상의 계수기(counter), 각각의 측정 축에 있어서 2진 측정 워드를 저장하기 위한 몇몇 레지스터를 포함한다. 측정 축 당 두 개의 레지스터(도시되지 않음)가 존재하므로, 세 개의 측정 축에 대하여 6 개의 레지스터가 존재한다. 각각의 축에 있어서, 제 1 레지스터가, 대응하는 커패시터 쌍의 고정 전극의 정의된 양의 편극("0"으로 편극)으로부터 제 1 디지털 측정 신호를 수신하고, 제 2 레지스터가, 대응하는 커패시터 쌍의 고정 전극의 정의된 음의 편극("1"로 편극)으로부터 제 2 디지털 측정 신호를 수신한다. 아래에서 설명되는 바와 같이, 음의 편극은 단순히 양의 편극에 반대되는 편극이다. 측정 축 당 두 개의 레지스터를 조합하거나 더함으로써 로직 유닛(5)이 디지털 출력 신호(OUT_DX, OUT_DY, OUT_DZ)를 공급할 수 있고, 상기 디지털 출력 신호로부터 임의의 전압 오프셋은 제거되었다.

각각의 레지스터의 디지털 측정 신호가 예를 들어 10 비트의 2진 워드일 수 있다. 프로세스와 함께 계수기는, 비교기 증폭기(4)에 의해 공급되는 신호에 기초하여 "1" 상태 또는 "0" 상태가 하나의 2진 워드 위치에 놓일 수 있도록 한다. 아래에 설명되는 측정 방법에 따라서, 최종 값이 획득되기 전에 제 1 측정 사이클에 대하여 이분법 알고리즘(dichotomy algorithm)이 이용된다. 따라서, 아래에 설명되는 것과 같은 저장 수단에 저장된 이분법 알고리즘을 시작하기 위하여 각각의 레지스터에서 최상위 비트가 바뀐다. 이분법 과정에서, 비트 계수기가 bit=comp XNOR pol에 따라 변화해야 하는데, 여기서 comp는 비교기 증폭기(4)의 출력 값이고, pol은 양의 편극 또는 음의 편극을 정의한다. 각각의 레지스터의 2진 워드가 연속적인 각각의 측정 사이클에서 그리고 각각의 축에 대하여 적응된다.

레지스터들의 각각의 2진 워드(DACbus)가 각각의 측정 사이클에서 DAC 디지털-아날로그 컨버터(7)에 연속으로 공급되어, 상기 2진 워드(DACbus)가 출력 전압(V_DAC)으로 변환될 수 있도록 한다. 이러한 DAC 출력 전압은, 측정 사이클 과정들 중 하나에서, 커패시터(C1X, C2X, C1Y, C2Y, C1Z, C2Z 및 CM) 모두가 특정 축의 2진 워드(DACbus)에 의해 좌우되는 전압 값까지 방전되도록 한다. 디지털-아날로그 컨버터(7) 내의 제 1 체배기(multiplier)에서 2진 워드(DACbus)에 기준 전압(V_DACin)이 곱해지고, 이러한 기준 전압은 프로그래밍-가능 이득(6)을 갖는 기준 전압 발생기로부터 유래된다. 상기 기준 전압은 조절된 전압(V_REG)과 접지(V_SS) 사이에 연결된 저항 분배기(resistive divider)에 의해 공급될 수 있다.

로직 유닛(5)은 또한, 입력단에서 MEMS 센서에 관한 전압 오프셋의 2진 조정 워드(binary adjusting ward)(OFFSETbus)(10 비트)를 제공한다. 이러한 2진 조정 워드(OFFSETbus)는 디지털-아날로그 컨버터(7) 내의 제 2 체베기에서 조정 전압(adjusting voltage)(V_OFFin)과 곱해지며, 상기 조정 전압은 프로그래밍-가능 이득 기준 전압 발생기(6)로부터 유래된다. 이러한 조정 전압(V_OFFin)은 또한, 조절된 전압(V_REG)과 접지(V_SS) 사이에 연결된 저항 분배기에 의해 획득될 수 있다. 그 후, 컨버터(7)의 두 체배기의 출력 전압이 더해져서, 디지털-아날로그 컨버터가 출력단에서 전압(V_DAC)을 공급한다. 아래에서 볼 수 있는 바와 같이, MEMS 센서와 연계된 전압 오프셋은, 커패시터 쌍의 고정 전극에 가해지는 편극에 따라 달라지지 않는다. 이러한 MEMS 센서 전압 오프셋을 보정하는 예비 교정 단계가, 전자 회로(1)에 의해 물리적 파라미터가 측정되기 전에 한 번만 수행될 수 있다.

2진 워드(DACbus 및 OFFSETbus)가 0에서 1023까지 10 비트 이상이기 때문에, 고정 전극의 양의 편극(극성 "0") 및 고정 전극의 음의 편극(극성 "1")으로부터의 출력 전압(V_DAC)이 표현될 수 있다. 이러한 두 전압(V_DAC)의 두 식 eq(0) 및 eq(1)이 다음과 같이 표현된다.

eq(0)　: V_DAC(0) = V_REG/2 + V_DACoffset + (DACbus(0)-512)·K_DAC·V_REG + (OFFSETbus-512)·K_OFF·V_REG

eq(1)　: V_DAC(1) = V_REG/2 + V_DACoffset - (DACbus(1)-512)·K_DAC·V_REG - (OFFSETbus-512)·K_OFF·V_REG

K_DAC는 시스템 이득을 정의하는 인자이다. 이러한 이득은, 예를 들어 기준 전압 발생기(6)의 저항 분배기로부터 유래되는 전압(V_DACin)을 발생시킴으로써 프로그래밍될 수 있다. K_OFF는 MEMS 센서 전압 오프셋의 조정 회로의 이득을 정의하는 인자이다. 이러한 이득은, 예를 들어 기준 전압 발생기(6)의 또 다른 저항 분배기로부터 유래되는 전압(V_OFFin)을 발생시킴으로써, 원하는 조정 범위에 따라 적응될 수 있다. DACbus(0)는 로직 유닛(5)의 제 1 레지스터로부터 유래된 10 비트 2진 워드를 정의하고, 이러한 2진 워드는 양의 편극 과정 동안 DAC 컨버터(7)에 제공된다. 상기 2진 워드는 0에서 1023까지로 정의된다. DACbus(1)는 로직 유닛(5)의 제 2 레지스터로부터 유래된 10 비트 2진 워드를 정의하고, 이러한 2진 워드는 음의 편극 과정 동안 DAC 컨버터(7)에 제공된다. 상기 2진 워드는 0에서 1023까지로 정의된다. OFFSETbus는 10 비트 2진 조정 워드(adjusting word)를 정의하고, 이러한 2진 조정 워드는 MEMS 센서와 연계된 전압 오프셋을 보정하기 위하여 DAC 컨버터(7)에 제공된다. V_DACoffset는 DAC 컨버터(7)의 (제거하고자 하는) 허전압(stray voltage) 오프셋을 나타낸다. 이러한 허전압 오프셋은 전자 회로(증폭기, 컨버터, ...)와 연계된 임의의 전압 오프셋을 포함하며, 플리커 노이즈(flicker noise) 주파수를 나타낼 수도 있다.

가속도가 측정되고 있는 경우 DACbus(0)는 DACbus(1)와 다를 수 있는데, 이러한 2진 워드가, 고정 전극에 가해지는 편극의 상태에 따라 달라지기 때문이다. 그러나, OFFSETbus는 고정 전극에 가해지는 편극에 따라 어떠한 방식으로도 달라지지 않는다. 따라서, 위에서 언급된 바와 같이, 전자 회로에 연계된 MEMS 센서를 교정하는 예비 단계 후에 OFFSETbus가 영구적으로 선택된다. 이러한 2진 조정 워드는 로직 유닛(5)의 저장 수단에 저장될 수 있다. 전하의 균형을 유지(balancing)하기 위하여 MEMS 센서가 대략 V_REG /2의 전압 변화(V_MEMS)를 필요로 하는 경우, 식 eq(0) 및 eq(1)이 아래의 형태를 취한다.

eq(0)　: V_REG/2 + V_MEMS = V_REG/2 + V_DACoffset + (DACbus(0)-512)·K_DAC·V_REG + (OFFSETbus-512)·K_OFF·V_REG

eq(1)　: V_REG/2 - V_MEMS = V_REG/2 + V_DACoffset - (DACbus(1)-512)·K_DAC·V_REG - (OFFSETbus-512)·K_OFF·V_REG

예를 들어 커패시턴스(C1X)가 커패시턴스(C2X)보다 큰 경우, 양의 편극에 대하여 V_REG/2보다 높은 전압에서, 그리고 음의 편극에 대하여 V_REG/2보다 낮은 전압에서 전하 밸런싱(charge balancing)이 발생한다. 위 두 식 eq(0) 및 eq(1) 중 하나에서 다른 하나를 빼는 경우, 아래의 식 eq(2)이 주어진다:

eq(2)　: 2·V_MEMS = (DACbus(0)+DACbus(1)-1024)·K_DAC·V_REG +

2·(OFFSETbus-512)·K_OFF·V_REG

DACbus(0)+DACbus(1)-1024는 가속도에 비례하는 V_MEMS에 비례한다. 궁극적 목표인 식 eq(2)에서 V_DACoffset항이 사라졌다. 따라서, 시스템 이득은 K_DAC의 선택에 의해 좌우된다. 따라서 MEMS 센서 전압 오프셋은 2진 워드(OFFSETbus)의 적절한 선택에 의해 제거될 수 있다.

3개-축 용량성 센서를 위한 전자 인터페이스 회로의 동작에 대한 이해를 향상시키기 위하여, 도 2에 대한 참조가 먼저 이루어질 수 있으며, 도 2는 커패시터 전극 양단의 다양한 전압 신호의 시간상 그림을 도시한다. 간소화를 위하여, 도 2의 시간상 그림은 MEMS 센서의 이동 질량(moving mass)에 가해진 가속도에 따른 각각의 측정 축에 대한 디지털 출력 신호의 안정화 단계와 관련된다. 이러한 경우, 이동 전극은 상보적 고정 전극(C2X, C2Y, C2Z)보다는 고정 전극(C1X, C1Y, C1Z)에 더 가깝다. 따라서, 커패시턴스(C1X)가 커패시턴스(C2X)보다 크고, 커패시턴스(C1Y)가 커패시턴스(C2Y)보다 크며, 커패시턴스(C1Z)가 커패시턴스(C2Z)보다 크다. 또한, 상기 가속도는 Y 축 방향보다는 Z 축 방향으로 더 크며, 이는 X 축 상의 가속도보다도 더 크다.

도 2에서, 고정 전극(C1X, C2X, C1Y, C2Y, C1Z, C2Z)과 공통 전극(CM) 양단에 가해지는 전압(V_DAC)은 레지스터들의 각각의 연속적인 2진 워드에 따라 달라진다. 로직 유닛 레지스터는 각각의 축에 대하여 양으로 편극된, 및 음으로 편극된 디지털 측정 신호들을 저장한다. 그 결과, 전압(V_DAC)이, 커패시터(C1X 및 C2X)의 고정 전극의 양의 편극 또는 음의 편극에 대한 Vpx 또는 Vnx에 대응하고, 커패시터(C1Y 및 C2Y)의 고정 전극의 양의 편극 또는 음의 편극에 대한 Vpy 또한 Vny에 대응하며, 커패시터(C1Z 및 C2Z)의 고정 전극의 양의 편극 또는 음의 편극에 대한 Vpz 또한 Vnz에 대응한다.

측정 사이클이 일반적으로 12 개의 연속적인 과정으로 나누어지며, 한 번은 세 쌍의 커패시터의 고정 전극의 양의 편극을 이용하고, 한 번은 세 쌍의 커패시터의 고정 전극의 음의 편극을 이용한다. 한 과정의 지속 시간은 약 2μs일 수 있다. 제 1 과정(P0_X)에서, 커패시터의 전극 모두가 전압(V_DAC)을 이용하여 값(Vpx)으로 편극된다. 이러한 전압(Vpx)은 로직 유닛(5)의 제 1 레지스터를 기초로 하여 도 1의 디지털-아날로그 컨버터(7)에 의해 획득된다. 제 1 레지스터는 이전 사이클의 커패시터(C1X 및 C2X)의 고정 전극의 양의 편극에 대한 X 축과 관련된다. 제 2 과정(P1_X)에서, 제 1 커패시터(C1X)의 고정 전극이 조절된 전압(V_REG)으로 편극되고, 제 2 커패시터(C2X)의 고정 전극이 로우 전압(V_SS)으로 편극된다. 그 밖의 다른 전극은 전압(Vpx)으로 유지된다.

제 3 과정(P0_Y)에서, 커패시터 전극 모두가 전압(V_DAC)을 이용하여 값(Vpy)으로 편극된다. 이러한 전압(Vpy)은 로직 유닛(5)의 제 1 레지스터를 기초로 하여 도 1의 디지털-아날로그 컨버터(7)에 의해 획득된다. 제 1 레지스터는 이전 사이클의 커패시터(C1Y 및 C2Y)의 고정 전극의 양의 편극에 대한 Y 축과 관련된다. 제 4 과정(P1_Y)에서, 제 1 커패시터(C1Y)의 고정 전극이 조절된 전압(V_REG)으로 편극되고, 제 2 커패시터(C2Y)의 고정 전극이 로우 전압(V_SS)으로 편극된다. 그 밖의 다른 전극은 전압(Vpy)으로 유지된다.

제 5 과정(P0_Z)에서, 커패시터 전극 모두가 전압(V_DAC)을 이용하여 값(Vpz)으로 편극된다. 이러한 전압(Vpz)은 로직 유닛(5)의 제 1 레지스터를 기초로 하여 도 1의 디지털-아날로그 컨버터(7)에 의해 획득된다. 제 1 레지스터는 이전 사이클의 커패시터(C1Z 및 C2Z)의 고정 전극의 양의 편극에 대한 Z 축과 관련된다. 제 6 과정(P1_Z)에서, 제 1 커패시터(C1Z)의 고정 전극이 조절된 전압(V_REG)으로 편극되고, 제 2 커패시터(C2Z)의 고정 전극이 로우 전압(V_SS)으로 편극된다. 그 밖의 다른 전극은 전압(Vpz)으로 유지된다.

제 7 과정(P0'_X)에서, 커패시터의 모든 전극이 전압(V_DAC)을 이용하여 값(Vnx)으로 편극된다. 이러한 전압(Vnx)은 로직 유닛(5)의 제 2 레지스터를 기초로 하여 도 1의 디지털-아날로그 컨버터(7)에 의해 획득된다. 제 2 레지스터는 이전 사이클의 커패시터(C1X 및 C2X)의 고정 전극의 음의 편극에 대한 X축과 관련된다. 제 8 과정(P1'_X)에서, 제 1 커패시터(C1X)의 고정 전극이 로우 전압(V_SS)으로 편극되고, 제 2 커패시터(C2X)의 고정 전극이 조절된 전압(V_REG)으로 편극된다. 그 밖의 다른 전극은 전압(Vnx)으로 유지된다.

제 9 과정(P0'_Y)에서, 커패시터의 전극 모두가 전압(V_DAC)을 이용하여 값(Vny)으로 편극된다. 이러한 전압(Vny)은 로직 유닛(5)의 제 2 레지스터를 기초로 하여 도 1의 디지털-아날로그 컨버터(7)에 의해 획득된다. 제 2 레지스터는 이전 사이클의 커패시터(C1Y 및 C2Y)의 고정 전극의 음의 편극에 대한 Y 축과 관련된다. 제 10 과정(P1'_Y)에서, 제 1 커패시터(C1Y)의 고정 전극이 로우 전압(V_SS)으로 편극되고, 제 2 커패시터(C2Y)의 고정 전극이 조절된 전압(V_REG)으로 편극된다. 그 밖의 다른 전극은 전압(Vny)으로 유지된다.

제 11 과정(P0'_Z)에서, 커패시터 전극 모두가 전압(V_DAC)을 이용하여 값(Vnz)으로 편극된다. 이러한 전압(Vnz)은 로직 유닛(5)의 제 2 레지스터를 기초로 하여 도 1의 디지털-아날로그 컨버터(7)에 의해 획득된다. 상기 제 2 레지스터는 이전 사이클의 커패시터(C1Z 및 C2Z)의 고정 전극의 음의 편극에 대한 Z 축과 관련된다. 마지막으로, 제 12 과정(P1'_Z)에서, 제 1 커패시터(C1Z)의 고정 전극이 로우 전압(V_SS)으로 편극되고, 제 2 커패시터(C2Z)의 고정 전극이 조절된 전압(V_REG)으로 편극된다. 그 밖의 다른 전극은 전압(Vnz)으로 유지된다.

12 개의 과정 중 몇몇 사이클을 연속으로 반복하여, 3개-축 센서에 의해 가속도와 같은 물리적 파라미터 측정을 수행할 수 있다. 측정 축에 대한 한 번의 변환(conversion)이 16 번의 전하 이동(charge transfer)에 대응한다. 각각의 과정의 지속 시간이 2μs 이하인 경우, 세 개의 측정 축에 대한 변환의 지속 시간이 500μs 이하일 수 있다. 처음 8 개의 측정 사이클에서 이분법 알고리즘이 이용되고, 그 다음 8 개의 측정 사이클에 대하여 오버샘플링이 이용된다. 물리적 파라미터 측정의 시작으로부터, 일반적으로 제 1 사이클에서, 과정(0, 2, 4, 6, 8 및 10)의 전압(V_DAC) 모두가 V_REG /2의 값을 가진다. 과정(1, 3 및 5)에서, C1X, C1Y 및 C1Z의 고정 전극이 V_REG로 연속으로 편극되고, C2X, C2Y 및 C2Z의 고정 전극이 V_SS로 연속으로 편극된다. 과정(7, 9 및 11)에서, C1X, C1Y 및 C1Z의 고정 전극이 V_SS로 연속으로 편극되고, C2X, C2Y 및 C2Z의 고정 전극이 V_REG로 연속으로 편극된다. 또한, 측정 사이클의 다양한 과정이 아래의 표에 나타난다.

극성

0

1

선택된 축

X

Y

Z

X

Y

Z

과정

0

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

11

C1X

Vreg

Vpy

Vpz

Vss

Vny

Vnz

C2X

Vss

Vpy

Vpz

Vreg

Vny

Vnz

C1Y

Vpx

Vpy

Vreg

Vpz

Vnx

Vny

Vss

Vnz

C2Y

Vpx

Vss

Vpz

Vnx

Vreg

Vnz

C1Z

Vpx

Vpy

Vreg

Vnx

Vny

Vss

C2Z

Vpx

Vpy

Vss

Vnx

Vny

Vreg

CM

Vpx

Vpy

Vpz

Vnx

Vny

Vnz

위에서 나타난 바와 같이, 도 1의 로직 유닛(5)의 저장 수단에 저장된 이분법 알고리즘을 이용하여 물리적 파라미터 측정이 8 개의 사이클로 시작된다. 이러한 처음 8 개의 사이클이, 일반적으로 0에서 7까지로 표시되고, 디지털-아날로그 컨버터 DAC(7)가 각각의 측정 축에 대한 밸런싱 전압(balancing voltage)(V_DAC)에서 수렴할 수 있도록 한다. 컨버터에 공급되는 코드(DACbus)는 10 비트 2진 워드이며, 상기 2진 워드는 2 개의 최하위 비트(LSB)와, 가장 아래에 있는 것에서부터 가장 위에 있는 것까지 MSB-0 내지 MSB-7로 표시되는 8 개의 최상위 비트로 구성된다. 제 1 사이클(0)에서, 컨버터(7)에 공급되는 코드(DACbus)가 최상위 비트(MSB-7) 1을 갖도록 정의되며, 상기 코드는 임의의 전압 오프셋이 없이 중간 전압(V_REG/2)을 정의해야 하는 값(512)에 있어서 "1000000000"이다. 사이클(0)의 마지막에서, 비교기 증폭기(4)에 의해 공급되는 상기 코드(DACbus) 및 상기 값이 평가된다. (comp XNOR pol)이 "1"과 동일한 경우, 최상위 비트(MSB-7)가 그 다음 사이클에 대하여 유지되고, 그렇지 않으면 0으로 바뀐다. 그러나, 최상위 비트(MSB-6)는 그 다음 사이클에서 1로 바뀐다. 연속으로, 가장 위에 있는 MSB-7에서 가장 아래에 있는 MSB-0까지의 최상위 비트가 이분법 알고리즘을 이용하여 처음 8 개의 측정 사이클에 대하여 적응된다.

처음 8 개 사이클의 마지막에서, 오직 두 개의 최하위 비트(LSB)만이 남겨져 로직 유닛(5)의 각각의 레지스터에 대하여 적응할 수 있다. 그 다음 8 개의 측정 사이클에서, 즉 8 내지 15라고 표시되는 사이클에 대하여 오버샘플링이 이용된다. 양의 편극 및 음의 편극 디지털 신호에 대한 계수기의 값이, comp = "1"인 경우에는 증분되어야 하고, comp = "0"인 경우에는 감쇠되어야 한다. 일반적으로 두 개의 최하위 비트를 확립하기 위하여 세 개의 측정 사이클이면 충분하지만, 노이즈를 줄이기 위하여는 8 개의 측정 사이클을 수행하는 것이 바람직하다.

위의 설명에서, 각각의 측정 사이클에 있어서, 세 개 축에 대하여 양의 편극을 이용하는 6 개의 과정이 수행되었고, 세 개 축에 대하여 음의 편극을 이용하는 6 개의 과정이 뒤따른다. 그러나, 처음 네 개 과정에 X 축의 커패시터의 양의 편극 및 음의 편극을 제공하고, 뒤이어 Y 축의 커패시터의 양의 편극 및 음의 편극을 제공하고, 뒤이어 마지막으로 Z 축의 커패시터의 양의 편극 및 음의 편극을 제공되는 것 또한 예상할 수 있다.

단일 커패시터 쌍을 갖는 단일 축 용량성 센서의 경우에, 각각의 측정 사이클은 커패시터의 고정 전극의 양의 편극 및 음의 편극을 이용하는 오직 네 개의 과정만을 가진다. 단일 축 센서에 있어서, 처음 8 개의 측정 사이클, 그리고 뒤이은 8 개의 오버샘플링 사이클에 대한 이분법 알고리즘을 이용하여 디지털 측정 신호가 좀 더 신속하게 제공된다.

지금 막 제공된 설명으로부터, 물리적 파라미터를 측정하는 방법 및 이를 구현하기 위한 용량성 센서를 위한 전자 인터페이스 회로의 다수의 변형 형태가, 청구항에 의해 정의되는 본 발명의 범위를 벗어나지 않는 한 해당업계 종사자에 의해 계획될 수 있다. 물리적 파라미터 측정 동작 동안 과정 각각의 지속시간 또는 사이클 각각의 지속시간을 그 밖의 다른 것에 대하여 변경하는 것을 예상할 수 있다. 양의 편극 및 임의 편극의 순서가 각각의 측정 사이클에서 바뀔 수 있다. 전자 회로 동작 테스트의 둘 이상의 부가적 단계가 각각의 측정 사이클에 추가될 수도 있다.

Claims

용량성 센서(2)를 위한 전자 인터페이스 회로(1)에 의해 물리적 파라미터를 측정하는 방법에 있어서, 상기 용량성 센서는 둘 이상의 차동 연결 커패시터(C1X, C2X)를 포함하고, 물리적 파라미터가 측정되고 있을 때 상기 차동 연결 커패시터들의 공통 전극(CM)이 두 커패시터의 각각의 고정 전극에 대하여 움직여서 각각의 커패시터의 용량 값을 변화시키며, 상기 전자 인터페이스 회로는,
스위칭 유닛(3)에 의해 공통 전극(CM)에 연결된 전하 이동 증폭기(4)와,
증폭기에 의해 공급되는 데이터의 디지털 처리를 위하여 그리고 디지털 측정 신호를 공급하기 위하여 증폭기 출력단에 연결된 로직 유닛(5)과,
스위칭 유닛(3)에 의해 측정 전압(V_DAC)을 전극에 공급할 수 있는 디지털-아날로그 컨버터(7)
를 포함하고, 상기 측정 전압은 디지털 측정 신호들 중 하나 이상을 정의하는 2진 워드(DACbus) 변환에 기초하여 정의되고,
상기 방법은, 연속적인 각각의 측정 사이클에서,
a) 이전 사이클의 제 1 디지털 측정 신호 또는 로직 유닛(5)에 의해 제공된 제1의 초기 2진 워드에 기초하여 디지털-아날로그 컨버터(7)에 의해 공급되는 측정 전압(V_DAC)을 이용하여 스위칭 유닛(3)에 의해 커패시터(C1X, C2X, CM)의 전극을 편극시키는 단계, 여기서 제 1 디지털 신호는 커패시터의 고정 전극의 제 1 편극(polarization)에 의해 좌우됨;
b) 로직 유닛(5)에서 제 1 디지털 측정 신호를 적응시키기 위하여, 전자 회로를 위한 전압 공급원의 조절된 하이 전압(V_REG)으로 제 1 커패시터(C1X)의 고정 전극을 편극시키고, 상기 전압 공급원의 로우 전압(V_SS)으로 제 2 커패시터(C2X)의 고정 전극을 편극시키는 단계;
c) 이전 사이클의 제 2 디지털 측정 신호 또는 로직 유닛(5)에 의해 공급된 제2의 초기 2진 워드에 기초하여 디지털-아날로그 컨버터(7)에 의해 공급된 측정 전압(V_DAC)을 이용하여 스위칭 유닛(3)에 의해 커패시터(C1X, C2X, CM)의 전극을 편극시키는 단계, 여기서 제 2 디지털 신호는 커패시터의 고정 전극의 제 1 편극과 반대되는 제 2 편극에 의해 좌우됨; 그리고
d) 로직 유닛(5)에서 제 2 디지털 측정 신호를 적응시키기 위하여, 전자 회로 전압 공급원의 로우 전압(V_SS)으로 제 1 커패시터(C1X)의 고정 전극을 편극시키고, 상기 전압 공급원의 조절된 하이 전압(V_REG)으로 제 2 커패시터(C2X)의 고정 전극을 편극시키는 단계
를 포함하며, 여기서 상기 로직 유닛은 획득된 제 1 디지털 측정 신호 및 획득된 제 2 디지털 측정 신호에 기초하여 전자적 컴포넌트와 연계된 임의의 전압 오프셋을 제거할 수 있고,
물리적 파라미터 측정의 시작으로부터, 그리고 a) 내지 d) 단계를 포함하는 특정 개수의 연속적인 측정 사이클 동안, 로직 유닛에 저장된 이분법(dichotomy) 알고리즘을 구현함으로써 그리고 전하 이동 증폭기(4)의 출력값에 기초하여, 제 1 디지털 신호 및 제 2 디지털 신호가 각각의 사이클에서의 로직 유닛에서 적응되고, 이로써 적응된 제 1 디지털 신호와 적응된 제 2 디지털 신호를 디지털-아날로그 컨버터에 공급하여, 스위칭 유닛(3)에 의해 전극에 인가될 측정 전압(V_DAC)을 발생시키는 것을 특징으로 하는, 용량성 센서(2)를 위한 전자 인터페이스 회로(1)에 의해 물리적 파라미터를 측정하는 방법.
제 1 항에 있어서,
로직 유닛(5)은 10 비트의 제 1 디지털 측정 신호를 저장하기 위한 제 1 레지스터, 10 비트의 제 2 디지털 측정 신호를 저장하기 위한 제 2 레지스터를 포함하고, 여기서 상기 이분법 알고리즘은 8 번의 연속적인 사이클 동안 가속도, 힘, 각속도, 또는 압력과 같은 물리적 파라미터의 측정의 시작에서부터 이용되며, 처음 8 번의 측정 사이클 동안, 로직 유닛(5)은, 8 개의 최상위 비트를 갖는, 각각의 디지털 측정 신호의 2진 워드를 최상위 비트에서부터 최하위 비트까지 연속적으로 적응시키는 것을 특징으로 하는, 용량성 센서(2)를 위한 전자 인터페이스 회로(1)에 의해 물리적 파라미터를 측정하는 방법.
제 1 항에 있어서,
이분법 알고리즘을 이용하는 측정 사이클을 뒤따라, 오버샘플링 단계들이 측정 사이클에서 수행되어, 각각의 사이클에서 로직 유닛에서 제 1 디지털 측정 신호와 제 2 디지털 측정 신호를 적응 및 안정화시키며, 상기 제 1 디지털 측정 신호와 제 2 디지털 측정 신호는 디지털-아날로그 컨버터에 공급되어, 스위칭 유닛(3)에 의해 전극에 인가될 측정 전압(V_DAC)을 발생시키는 것을 특징으로 하는, 용량성 센서(2)를 위한 전자 인터페이스 회로(1)에 의해 물리적 파라미터를 측정하는 방법.
제 3 항에 있어서,
상기 오버샘플링 단계들을 각각의 측정 사이클에서 수행하여 8 번 이상의 연속적인 사이클 동안 각각 10 비트인 2진 워드의 두 개의 최하위 비트를 적응시켜 노이즈를 제거하도록 하는 것을 특징으로 하는, 용량성 센서(2)를 위한 전자 인터페이스 회로(1)에 의해 물리적 파라미터를 측정하는 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 용량성 센서는 세 쌍의 차동 연결 커패시터(C1X, C2X, C1Y, C2Y, C1Z, C2Z)를 갖는 3개-축 유형이고, 쌍 마다 또는 모든 쌍들에 대하여 하나의 공통 전극(CM)을 갖고 각각의 쌍에 대하여 두 개의 고정 전극을 가지며, 전자 회로의 로직 유닛은 각각의 측정 축(X, Y, 및 Z)에 대하여 제 1 디지털 측정 신호와 제 2 디지털 측정 신호를 공급할 수 있고, 여기서 상기 방법은, 측정 사이클 마다 12 개의 연속적인 과정들을 포함하고, 상기 과정들은, 처음 6 개의 과정 동안, 선택된 축에 대응하는 제 1 디지털 신호를 이용하여 각각의 축(X, Y, Z)에 대하여 a) 단계와 b) 단계를 연속으로 반복하는 단계와, 마지막 6 개의 과정 동안, 선택된 축에 대응하는 제 2 디지털 신호를 이용하여 각각의 축(X, Y, Z)에 대하여 c 단계와 d) 단계를 연속으로 반복하는 단계로 구성되는 것을 특징으로 하는, 용량성 센서(2)를 위한 전자 인터페이스 회로(1)에 의해 물리적 파라미터를 측정하는 방법.
제 1 항에 있어서,
용량성 센서는 세 쌍의 차동 연결 커패시터(C1X, C2X, C1Y, C2Y, C1Z, C2Z)를 갖는 3개-축 유형이고, 쌍 마다 또는 모든 쌍들에 대하여 하나의 공통 전극(CM)을 갖고 각각의 쌍에 대하여 두 개의 고정 전극을 가지며, 전자 회로(1)의 로직 유닛은 각각의 측정 축(X, Y, 및 Z)에 대하여 제 1 디지털 측정 신호와 제 2 디지털 측정 신호를 공급할 수 있고, 여기서 상기 방법은 측정 사이클 당 12 개의 연속적인 과정들을 포함하고, 상기 과정들은, X 축의 제 1 디지털 측정 신호와 제 2 디지털 측정 신호를 이용하여 X 축에 대하여 a) 내지 d) 단계를 수행하는 단계와, Y 축의 제 1 디지털 측정 신호와 제 2 디지털 측정 신호를 이용하여 X 축 이후에 Y 축에 대하여 a) 내지 d) 단계를 수행하는 단계와, 마지막으로, Z 축의 제 1 디지털 측정 신호와 제 2 디지털 측정 신호를 이용하여 Y 축 이후에 Z 축에 대하여 a) 내지 d) 단계를 수행하는 단계로 구성되는 것을 특징으로 하는, 용량성 센서(2)를 위한 전자 인터페이스 회로(1)에 의해 물리적 파라미터를 측정하는 방법.
제 1 항에 있어서,
물리적 파라미터 측정 전의 예비 단계에서, MEMS 용량성 센서에 따라 교정 동작을 수행하여, 2진 적응 워드(binary adapting ward)를 로직 유닛(5)에 저장하고, 그리고 상기 2진 워드를 디지털-아날로그 컨버터에 공급하여 측정 전압(V_DAC)을 적응시키는 것을 특징으로 하는, 용량성 센서(2)를 위한 전자 인터페이스 회로(1)에 의해 물리적 파라미터를 측정하는 방법.
제 1 항을 따르는 측정 방법을 구현하기 위하여 한 쌍의 차동 연결 커패시터(C1X, C2X)를 포함하는 용량성 센서를 위한 전자 인터페이스 회로(1)에 있어서, 상기 전자 인터페이스 회로는,
스위칭 유닛(3)에 의해 공통 전극(CM)에 연결된 전하 이동 증폭기(4),
커패시터의 고정 전극의 제 1 편극 및 상기 제 1 편극과 반대되는 제 2 편극 각각에 따라, 증폭기에 의해 공급되는 데이터의 디지털 처리를 위하여 그리고 제 1 디지털 측정 신호와 제 2 디지털 측정 신호를 공급하기 위하여 증폭기 출력단에 연결된 로직 유닛(5), 그리고
스위칭 유닛(3)에 의해 측정 전압(V_DAC)을 전극에 공급할 수 있는 디지털-아날로그 컨버터(7)
를 포함하고, 여기서 상기 측정 전압은 제 1 디지털 측정 신호 또는 제 2 디지털 측정 신호에 관한 2진 워드(DACbus) 변환에 기초하여 정의되며,
여기서, 로직 유닛(5)은 하나 이상의 이분법 알고리즘이 저장되는 저장 수단을 포함하고, 상기 로직 유닛은, 프로세서에 의해, 전하 이동 증폭기(4)의 출력 값에 기초하여 제 1 디지털 측정 신호와 제 2 디지털 측정 신호를 적응시키도록 제 1 물리적 파라미터 측정 사이클에서 이분법 알고리즘을 시작하여, 적응된 제 1 디지털 신호와 적응된 제 2 디지털 신호를 디지털-아날로그 컨버터에 공급하고, 이로써, 스위칭 유닛(3)에 의해 전극에 인가될 측정 전압(V_DAC)을 발생시키는 것을 특징으로 하는, 용량성 센서를 위한 전자 인터페이스 회로.
제 8 항에 있어서,
세 쌍의 차동 연결 커패시터(C1X, C2X, C1Y, C2Y, C1Z, C2Z)를 포함하는 3개-축 용량성 센서를 위한 인터페이스로서, 상기 전자 인터페이스 회로는 센서의 세 개의 측정 축(X, Y, 및 Z) 상에서의 측정을 위한 단일 전하 이동 증폭기(4)를 포함하고, 상기 증폭기는 디지털 유형 데이터를 로직 유닛(5)에 공급할 수 있으며, 상기 로직 유닛은 각각의 측정 축(X, Y, Z)에 대하여 제 1 디지털 측정 신호와 제 2 디지털 측정 신호를 공급하는 것을 특징으로 하는, 용량성 센서를 위한 전자 인터페이스 회로.
제 8 항에 있어서,
로직 유닛(5)은 각각의 축의 제 1 디지털 측정 신호와 제 2 디지털 측정 신호를 저장하기 위한 여섯 개의 레지스터를 포함하고, 각각의 레지스터는 10 비트로 정의되는 것을 특징으로 하는, 용량성 센서를 위한 전자 인터페이스 회로.
제 8 항에 있어서,
상기 전자 인터페이스 회로는 프로그래밍-가능 이득을 갖는 기준 전압 발생기(6)를 포함하고, 상기 발생기는 원하는 물리적 파라미터의 측정 범위에 기초하여 디지털-아날로그 컨버터(7)에 프로그래밍된 기준 전압(V_DACin)을 공급하며, 제 1 체배기(multiplier)에서 상기 기준 전압에 제 1 디지털 측정 신호 또는 제 2 디지털 측정 신호의 2진 워드(DACbus)가 곱해져서, 컨버터 출력단에서 측정 전압(V_DAC)을 공급하는 것을 특징으로 하는, 용량성 센서를 위한 전자 인터페이스 회로.
제 11 항에 있어서,
용량성 센서와 연계된 2진 적응 워드(binary dadpting word)(OFFSETbus)가 디지털-아날로그 컨버터에 공급되어, 제 2 체배기에서 상기 2진 적응 워드에 기준 전압 발생기(6)의 프로그래밍된 제 2 기준 전압(V_OFFin)이 곱해지며, 두 개의 체배기의 출력 전압이 함께 더해져서, 컨버터 출력단에서 측정 전압(V_DAC)을 공급하는 것을 특징으로 하는, 용량성 센서를 위한 전자 인터페이스 회로.