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KR20140015583A - 전원 시스템 - Google Patents

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KR20140015583A
KR20140015583A KR1020137034351A KR20137034351A KR20140015583A KR 20140015583 A KR20140015583 A KR 20140015583A KR 1020137034351 A KR1020137034351 A KR 1020137034351A KR 20137034351 A KR20137034351 A KR 20137034351A KR 20140015583 A KR20140015583 A KR 20140015583A
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KR
South Korea
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power supply
power
control
current
signal
Prior art date
Application number
KR1020137034351A
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English (en)
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KR101514914B1 (ko
Inventor
마사노리 이시가키
슈지 도무라
나오키 야나기자와
다카지 우메노
마사키 오카무라
다이고 노베
Original Assignee
도요타지도샤가부시키가이샤
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Publication date
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Abstract

전원 시스템(5)은 직류 전원(10)과, 직류 전원(20)과, 복수의 스위칭 소자(S1 내지 S4) 및 리액터(L1, L2)를 갖는 전력 변환기(50)를 구비한다. 전력 변환기(50)는 복수의 스위칭 소자(S1 내지 S4)의 제어에 의해, 직류 전원(10, 20)과 전원 배선(PL) 사이에서 병렬로 직류 전압 변환을 실행한다. 스위칭 소자(S1 내지 S4)의 각각은, 직류 전원(10) 및 전원 배선(PL) 사이의 전력 변환 경로와, 직류 전원(20) 및 전원 배선(PL) 사이의 전력 변환 경로의 양쪽에 포함되도록 배치된다. 직류 전원(10)에 대한 직류 전압 변환을 위한 펄스 폭 변조 제어에서 사용하는 캐리어 신호와, 직류 전원(20)에 대한 직류 전압 변환을 위한 펄스 폭 변조 제어에서 사용하는 캐리어 신호 사이의 위상차는, 전력 변환기(50)의 동작 상태에 따라서 제어된다.

Description

전원 시스템{POWER SUPPLY SYSTEM}
본 발명은 전원 시스템에 관한 것으로, 보다 특정적으로는, 2개의 직류 전원과 부하 사이에서 직류 전력 변환을 실행하기 위한 전원 시스템에 관한 것이다.
일본 특허 공개 제2000-295715호 공보(특허 문헌 1)에는, 2개의 직류 전원으로부터 부하(차량 구동 전동기)로 전력을 공급하는 전기 자동차의 전원 시스템이 기재되어 있다. 특허 문헌 1에서는, 직류 전원으로서 2개의 전기 이중층 캐패시터가 사용된다. 그리고 2개의 전기 이중층 캐패시터를 병렬 접속하여 부하로 전력을 공급하는 동작 모드를 설치하는 것이 기재된다.
또한, 일본 특허 공개 제2008-54477호 공보(특허 문헌 2)에는, 복수의 직류 전압을 입력으로 하고, 복수의 직류 전압을 출력하는 전압 변환 장치가 기재되어 있다. 특허 문헌 2에 기재된 전력 변환 장치에서는, 에너지 축적 수단(코일)의 단자와, 복수의 입력 전위 및 복수의 출력 전위와의 접속을 전환함으로써, 동작 모드가 전환된다. 그리고 동작 모드에는, 2개의 직류 전원이 병렬로 접속되어 부하로 전력을 공급하는 모드가 포함된다.
일본 특허 공개 제2000-295715호 공보 일본 특허 공개 제2008-54477호 공보
일본 특허 공개 제2000-295715호 공보(특허 문헌 1)의 구성에서는, 제1 및 제2 전지 블록(직류 전원) 사이에 전류 쌍방향형 승강압 초퍼가 설치된다. 그리고 초퍼를 승압 동작시킴으로써, 2개의 전지 블록으로부터 동시에 전력을 공급할 수 있다. 그러나 특허 문헌 1의 전원 시스템에서는, 초퍼에 의해 제1 전지 블록의 출력 전압을 변환하지만, 제2 전압 블록의 출력 전압을 변환할 수는 없다.
일본 특허 공개 제2008-54477호 공보(특허 문헌 2)의 전력 변환 장치에서는, 2개의 전원의 출력 전압을 각각 강압하여, 공통인 부하로 전력을 공급하는 동작 모드를 갖는 것이 기재되어 있다. 그러나 2개의 전원으로부터의 직류 전력 변환은, 전류 경로를 공유하지 않는 2개의 반도체 스위치(도 9의 부호 17, 43)에 의해 각각 제어된다. 또한, 이들 2개의 반도체 스위치의 PWM(Pulse Width Modulation) 제어에 사용되는 캐리어 신호 간의 위상 관계는 고정되어 있다.
특허 문헌 1의 구성에서는, 2개의 직류 전원의 출력 전압의 양쪽에 대하여 전압 변환 기능을 갖게 할 수 없다. 이로 인해, 2개의 직류 전원을 유효하게 사용할 수 없을 가능성이 있다.
또한, 특허 문헌 2의 구성에서는, 2개의 직류 전원의 출력 전압을 각각 강압하기 위한 2개의 반도체 스위치가 전류 경로를 공유하지 않으므로, PWM 제어에 의한 반도체 스위치의 스위칭 손실의 억제를 도모하는 것이 곤란하다.
본 발명은 이러한 문제점을 해결하기 위해 이루어진 것으로서, 본 발명의 목적은, 2개의 직류 전원을 구비한 전원 시스템에 대해서, 각 직류 전원의 출력 전압을 변환하여 부하로 공급하는 동시에, 직류 전력 변환에서의 전력 손실을 저감하는 것이다.
본 발명의 어떤 국면에서는, 전원 시스템은 제1 직류 전원과, 제2 직류 전원과, 전력 변환기와, 제어 장치를 구비한다. 전력 변환기는, 부하와 전기적으로 접속되는 전원 배선과 제1 및 제2 직류 전원 사이에서 직류 전력 변환을 실행하도록 구성된다. 제어 장치는, 전원 배선 상의 출력 전압을 제어하도록, 펄스 폭 변조 제어에 따라서 복수의 스위칭 소자의 온/오프를 제어한다. 전력 변환기에 포함되는 복수의 스위칭 소자 중 적어도 일부는, 제1 직류 전원과 전원 배선 사이에 형성되는 제1 전력 변환 경로와, 제2 직류 전원과 전원 배선 사이에 형성되는 제2 전력 변환 경로의 양쪽에 포함되도록 배치된다. 전력 변환기는, 제1 및 제2 직류 전원과 전원 배선 사이에서 병렬로 직류 전력 변환을 실행하는 제1 동작 모드를 갖는다. 제어 장치는, 제1 동작 모드에서, 제1 전력 변환 경로에 의한 제1 전력 변환을 제어하기 위한 제1 펄스 폭 변조 제어에 사용하는 제1 캐리어 신호와, 제2 전력 변환 경로에 의한 제2 전력 변환을 제어하기 위한 제2 펄스 폭 변조 제어에 사용하는 제2 캐리어 신호의 위상차를 전력 변환기의 동작 상태에 따라서 변화시킨다. 또한, 제어 장치는 제1 펄스 폭 변조 제어에 의해 얻어진 제1 제어 펄스 신호 및 제2 펄스 폭 변조 제어에 의해 얻어진 제2 제어 펄스 신호에 의거하여, 복수의 스위칭 소자의 온/오프의 제어 신호를 생성한다. 예를 들어, 제1 및 제2 제어 펄스 신호의 논리 연산에 의거하여, 복수의 스위칭 소자의 온/오프 제어 신호가 생성된다.
바람직하게는, 제어 장치는 제1 제어 펄스 신호 및 제2 제어 펄스 신호의 듀티비에 의거하여, 제1 캐리어 신호와 제2 캐리어 신호의 위상차를 변경 가능하게 설정한다.
더욱 바람직하게는, 제어 장치는 제1 직류 전원이 역행 및 회생 중 어느 상태인지 및 제2 직류 전원이 역행 및 회생 중 어느 상태인지의 조합과, 제1 제어 펄스 신호 및 제2 제어 펄스 신호의 듀티비에 의거하여, 제1 캐리어 신호와 제2 캐리어 신호의 위상차를 변경 가능하게 설정한다.
바람직하게는, 제어 장치는 제1 제어 펄스 신호의 상승 에지 및 하강 에지 중 한쪽과, 제2 제어 펄스 신호의 상승 에지 및 하강 에지 중 다른 쪽이 겹치도록, 제1 캐리어 신호와 제2 캐리어 신호의 위상차를 변화시킨다.
또한 바람직하게는, 제어 장치는 제1 동작 모드에서, 제1 및 제2 직류 전원 중 한쪽 전압과 출력 전압과의 전압비를 제어하도록 제1 및 제2 전력 변환 중 한쪽을 제어하는 한편, 제1 및 제2 직류 전원의 다른 쪽 전류를 제어하도록 제1 및 제2 전력 변환의 다른 쪽을 제어한다.
더욱 바람직하게는, 제1 제어 펄스 신호는 제1 직류 전원의 전압 및 전류 중 한쪽에 의거하여 연산된 제1 제어량과 제1 캐리어 신호와의 비교에 의거하여 생성된다. 제2 제어 펄스 신호는, 제1 직류 전원의 전압 및 전류 중 다른 쪽에 의거하여 연산된 제2 제어량과 제2 캐리어 신호와의 비교에 의거하여 생성된다.
바람직하게는, 전력 변환기는 제1 및 제2 직류 전원이 전원 배선에 대하여 직렬로 전기적으로 접속된 상태에서 직류 전력 변환을 실행하는 제2 동작 모드를 더 갖는다. 제어 장치는, 제2 동작 모드에서는 제1 제어 펄스 신호의 상승 에지 및 하강 에지 중 한쪽과, 제2 제어 펄스 신호의 상승 에지 및 하강 에지 중 다른 쪽이 겹치도록, 제1 캐리어 신호와 제2 캐리어 신호와의 위상차를 변경 가능하게 설정한다. 또한, 제어 장치는 제1 제어 펄스 신호 및 제2 제어 펄스 신호의 논리 연산에 의거하여, 복수의 스위칭 소자의 제어 신호를 생성한다.
더욱 바람직하게는, 제어 장치는 복수의 스위칭 소자 중 일부의 각 스위칭 소자에서는, 제1 동작 모드 및 제2 동작 모드 사이에서 공통의 논리 연산에 따라, 제1 제어 펄스 신호 및 제2 제어 펄스 신호로부터 당해 스위칭 소자의 제어 신호를 생성한다. 또한, 제어 장치는 복수의 스위칭 소자 중 나머지 각 스위칭 소자에서는, 제1 동작 모드 및 제2 동작 모드 사이에서 다른 논리 연산에 따라, 제1 제어 펄스 신호 및 제2 제어 펄스 신호로부터 당해 스위칭 소자의 제어 신호를 생성한다.
바람직하게는, 복수의 스위칭 소자는 제1 내지 제4 스위칭 소자를 포함한다. 제1 스위칭 소자는, 전원 배선 및 제1 노드 사이에 전기적으로 접속된다. 제2 스위칭 소자는, 제2 노드 및 제1 노드 사이에 전기적으로 접속된다. 제3 스위칭 소자는, 제2 직류 전원의 부극 단자와 전기적으로 접속되는 제3 노드 및 제2 노드 사이에 전기적으로 접속된다. 제4 스위칭 소자는, 제1 직류 전원의 부극 단자와 제3 노드 사이에 전기적으로 접속된다. 전력 변환기는, 제1 및 제2 리액터를 더 포함한다. 제1 리액터는, 제1 직류 전원의 정극 단자와 제2 노드 사이에 전기적으로 접속된다. 제2 리액터는, 제2 직류 전원의 정극 단자와 제1 노드 사이에 전기적으로 접속된다.
본 발명의 다른 어떤 국면에서는, 전원 시스템은 제1 직류 전원과, 제2 직류 전원과, 전력 변환기와, 제어 장치를 구비한다. 전력 변환기는, 부하와 전기적으로 접속되는 전원 배선과 제1 및 제2 직류 전원 사이에서 직류 전력 변환을 실행하도록 구성된다. 제어 장치는, 전원 배선 상의 출력 전압을 제어하도록, 펄스 폭 변조 제어에 따라서 복수의 스위칭 소자의 온/오프를 제어한다. 전력 변환기에 포함되는 복수의 스위칭 소자 중 적어도 일부는, 제1 직류 전원과 전원 배선 사이에 형성되는 제1 전력 변환 경로와, 제2 직류 전원과 전원 배선 사이에 형성되는 제2 전력 변환 경로와의 양쪽에 포함되도록 배치된다. 전력 변환기는, 제1 및 제2 직류 전원과 전원 배선 사이에서 병렬로 직류 전력 변환을 실행하는 제1 동작 모드를 갖는다. 제어 장치는, 제1 동작 모드에서, 복수의 스위칭 소자의 온/오프 기간비를 변화시킴으로써 제1 및 제2 직류 전원의 출력을 제어하도록, 복수의 스위칭 소자의 온/오프의 제어 신호를 생성한다. 제어 신호는, 제1 직류 전원의 전류의 상승 타이밍 또는 하강 타이밍과, 제2 직류 전원의 전류의 상승 타이밍 또는 하강 타이밍이 겹치는 전류 위상이 되도록 조정된다.
바람직하게는, 복수의 스위칭 소자는 제1 내지 제4 스위칭 소자를 포함한다. 제1 스위칭 소자는, 전원 배선 및 제1 노드 사이에 전기적으로 접속된다. 제2 스위칭 소자는, 제2 노드 및 제1 노드 사이에 전기적으로 접속된다. 제3 스위칭 소자는, 제2 직류 전원의 부극 단자와 전기적으로 접속되는 제3 노드 및 제2 노드 사이에 전기적으로 접속된다. 제4 스위칭 소자는, 제1 직류 전원의 부극 단자와 제3 노드 사이에 전기적으로 접속된다. 전력 변환기는, 제1 및 제2 리액터를 더 포함한다. 제1 리액터는, 제1 직류 전원의 정극 단자와 제2 노드 사이에 전기적으로 접속된다. 제2 리액터는, 제2 직류 전원의 정극 단자와 제1 노드 사이에 전기적으로 접속된다.
더욱 바람직하게는, 제어 신호는, 제1 및 제2 직류 전원의 양쪽이 역행 상태인 경우에는, 제1 직류 전원의 전류의 하강 타이밍과, 제2 직류 전원의 전류의 상승 타이밍이 겹치는 전류 위상이 되도록 조정된다.
또한, 더욱 바람직하게는, 제어 신호는, 제1 및 제2 직류 전원의 양쪽이 회생 상태인 경우에는, 제1 직류 전원의 전류의 상승 타이밍과, 제2 직류 전원의 전류의 하강 타이밍이 겹치는 전류 위상이 되도록 조정된다.
또는, 더욱 바람직하게는, 제어 신호는, 제1 직류 전원이 회생 상태인 한편 제2 직류 전원이 역행 상태인 경우에는, 제1 직류 전원의 전류의 하강 타이밍과, 제2 직류 전원의 전류의 하강 타이밍이 겹치는 전류 위상이 되도록 조정된다.
또는, 더욱 바람직하게는, 제어 신호는, 제1 직류 전원이 역행 상태인 한편 제2 직류 전원이 회생 상태인 경우에는, 제1 직류 전원의 전류의 상승 타이밍과, 제2 직류 전원의 전류의 상승 타이밍이 겹치는 전류 위상이 되도록 조정된다.
또한, 더욱 바람직하게는, 전력 변환기는, 제1 및 제2 직류 전원이 전원 배선에 대하여 직렬로 전기적으로 접속된 상태에서 직류 전력 변환을 실행하는 제2 동작 모드를 더 갖는다. 제어 장치는, 제2 동작 모드에서는 제1 및 제2 직류 전원이 역행 상태인 경우에는, 제1 직류 전원의 전류의 상승 타이밍과 제2 직류 전원의 전류의 하강 타이밍이 겹치는 전류 위상이 되도록 제어 신호를 조정하는, 청구항 11 기재의 전원 시스템.
또는, 더욱 바람직하게는, 제어 장치는 제2 동작 모드에서는, 제1 및 제2 직류 전원이 회생 상태인 경우에는, 제1 직류 전원의 전류의 하강 타이밍과 제2 직류 전원의 전류의 상승 타이밍이 겹치는 전류 위상이 되도록 제어 신호를 조정한다.
바람직하게는, 제어 장치는 제1 직류 전원의 출력을 제어하기 위한 제1 펄스 폭 변조 제어에 사용하는 제1 캐리어 신호와, 제2 직류 전원의 출력을 제어하기 위한 제2 펄스 폭 변조 제어에 사용하는 제2 캐리어 신호의 위상차를 변화시킴으로써, 전류 위상을 조정한다.
본 발명에 의한 전원 시스템에 의하면, 2개의 직류 전원 각각의 출력 전압을 변환하여 부하로 공급하는 동시에, 전력용 반도체 스위칭 소자의 손실을 억제함으로써 고효율로 직류 전력 변환을 실행할 수 있다.
도 1은, 본 발명의 실시 형태에 의한 전원 시스템의 구성예를 나타내는 회로도이다.
도 2는, 패러렐 접속 모드에서의 제1 회로 동작을 설명하는 회로도이다.
도 3은, 패러렐 접속 모드에서의 제2 회로 동작을 설명하는 회로도이다.
도 4는, 도 2의 회로 동작 시에서의 리액터의 환류 경로를 설명하는 회로도이다.
도 5는, 도 3의 회로 동작 시에서의 리액터의 환류 경로를 설명하는 회로도이다.
도 6은, 패러렐 접속 모드에서의 제1 직류 전원에 대한 직류 전력 변환(승압 동작)을 설명하는 회로도이다.
도 7은, 패러렐 접속 모드에서의 제2 직류 전원에 대한 직류 전력 변환(승압 동작)을 설명하는 회로도이다.
도 8은, 패러렐 접속 모드에서의 부하측으로부터의 등가 회로를 도시하는 블록도이다.
도 9는, 제1 전원의 제어 동작예를 설명하기 위한 파형도이다.
도 10은, 제2 전원의 제어 동작예를 설명하기 위한 파형도이다.
도 11은, 전압원으로서 동작하는 전원의 제어 블록의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 12는, 전류원으로서 동작하는 전원의 제어 블록의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 13은, 패러렐 접속 모드에서의 각 제어 데이터의 설정을 설명하는 도표이다.
도 14는, 동일 위상의 캐리어 신호를 사용한 경우에서의 패러렐 접속 모드의 제어 동작예를 나타내는 파형도이다.
도 15는, 위상이 다른 캐리어 신호를 사용한 경우에서의 패러렐 접속 모드의 제어 동작예를 나타내는 파형도이다.
도 16은, 패러렐 접속 모드에서의 스위칭 손실을 저감하기 위한 본 발명의 제1 실시 형태에 따른 캐리어 위상 제어에 의한 전류 위상을 설명하는 파형도이다.
도 17은, 도 16의 소정 기간에서의 전류 경로를 설명하는 회로도이다.
도 18은, 도 16에 나타낸 전류 위상에서의 스위칭 소자의 전류 파형도이다.
도 19는, 캐리어 신호 간의 위상차=0일 때의 전류 위상을 나타내는 파형도이다.
도 20은, 도 19에 나타낸 전류 위상에서의 스위칭 소자의 전류 파형도이다.
도 21은, 직류 전원의 각 동작 상태에서의 본 발명의 제1 실시 형태에 따른 캐리어 위상 제어를 설명하기 위한 도표이다.
도 22는, 시리즈 접속 모드에서의 회로 동작을 설명하는 회로도이다.
도 23은, 도 22의 회로 동작 시에서의 리액터의 환류 경로를 설명하는 회로도이다.
도 24는, 시리즈 접속 모드에서의 직류 전력 변환(승압 동작)을 설명하는 회로도이다.
도 25는, 시리즈 접속 모드에서의 부하측으로부터의 등가 회로를 도시하는 블록도이다.
도 26은, 시리즈 접속 모드에서의 제어 동작예를 설명하기 위한 파형도이다.
도 27은, 시리즈 접속 모드에서의 전원의 제어 블록의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 28은, 시리즈 접속 모드에서의 각 제어 데이터의 설정을 설명하는 도표이다.
도 29는, 패러렐 접속 모드 및 시리즈 접속 모드에서의 제어 신호를 비교하기 위한 도표이다.
도 30은, 도 29를 따라서 패러렐 접속 모드로부터 시리즈 접속 모드로 전환될 때에서의 제1 동작 파형예이다.
도 31은, 도 29를 따라서 패러렐 접속 모드로부터 시리즈 접속 모드로 전환될 때에서의 제2 동작 파형예이다.
도 32는, 패러렐 접속 모드에서의 직류 전원의 상태를 설명하는 도면이다.
도 33은, 제1 실시 형태에 의한 캐리어 위상 제어를 적용했을 때의 제어 펄스 신호를 나타내는 파형도이다.
도 34는, 제1 실시 형태에 의한 캐리어 위상 제어를 시리즈 접속 모드에도 적용한 경우에서의 제어 신호를, 패러렐 접속 모드에서의 제어 신호와 비교하여 나타내는 도표이다.
도 35는, 제2 실시 형태에 따른 패러렐 접속 모드로부터 시리즈 접속 모드로의 전환 동작예를 나타내는 파형도이다.
도 36은, 본 발명의 실시 형태에 의한 전원 시스템이 적용된 차량 전원 시스템의 구성예를 나타내는 회로도이다.
이하에 본 발명의 실시 형태에 대하여 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 또한, 이하 도면 중 동일 또는 상당 부분에는 동일 부호를 붙여서 그 설명은 원칙적으로 반복하지 않는 것으로 한다.
[제1 실시 형태]
(회로 구성)
도 1은, 본 발명의 실시 형태에 의한 전원 시스템의 구성예를 나타내는 회로도이다.
도 1을 참조하여, 전원 시스템(5)은 직류 전원(10)과, 직류 전원(20)과, 부하(30)와, 제어 장치(40)와, 전력 변환기(50)를 구비한다.
본 실시 형태에 있어서, 직류 전원(10 및 20)은 이차 전지나 전기 이중층 캐패시터 등의 축전 장치에 의해 구성된다. 예를 들어, 직류 전원(10)은 리튬 이온 이차 전지나 니켈 수소 전지와 같은 이차 전지로 구성된다. 또한, 직류 전원(20)은, 예를 들어 전기 이중층 캐패시터나 리튬 이온 캐패시터 등의 출력 특성이 우수한 직류 전압원 요소에 의해 구성된다. 직류 전원(10) 및 직류 전원(20)은 「제1 직류 전원」 및 「제2 직류 전원」에 각각 대응한다. 단, 직류 전원(10 및 20)을 동일한 종류의 축전 장치에 의해 구성하는 것도 가능하다.
전력 변환기(50)는 직류 전원(10) 및 직류 전원(20)과, 부하(30) 사이에 접속된다. 전력 변환기(50)는 부하(30)와 접속된 전원 배선(PL) 상의 직류 전압[이하, 출력 전압(Vo)이라고도 칭함]을 전압 명령값에 따라서 제어하도록 구성된다.
부하(30)는 전력 변환기(50)의 출력 전압(Vo)을 받아서 동작한다. 출력 전압(Vo)의 전압 명령값은, 부하(30)의 동작에 적합한 전압으로 설정된다. 전압 명령값은, 부하(30)의 상태에 따라서 변경 가능하게 설정되어도 된다. 또한, 부하(30)는 회생 발전 등에 의해, 직류 전원(10, 20)의 충전 전력을 발생 가능하게 구성되어도 된다.
전력 변환기(50)는 전력용 반도체 스위칭 소자(S1 내지 S4)와, 리액터(L1, L2)를 포함한다. 본 실시 형태에 있어서, 전력용 반도체 스위칭 소자(이하, 간단히「스위칭 소자」라고도 칭함)로서는, IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor), 전력용 MOS(Metal Oxide Semiconductor) 트랜지스터 또는 전력용 바이폴라 트랜지스터 등을 사용할 수 있다. 스위칭 소자(S1 내지 S4)에 대해서는, 역(逆)병렬 다이오드(D1 내지 D4)가 배치되어 있다. 스위칭 소자(S1 내지 S4)는, 제어 장치(40)로부터의 제어 신호(SG1 내지 SG4)에 응답하여, 온/오프를 제어할 수 있다.
스위칭 소자(S1)는 전원 배선(PL) 및 노드(N1) 사이에 전기적으로 접속된다. 리액터(L2)는 노드(N1)와 직류 전원(20)의 정극 단자 사이에 접속된다. 스위칭 소자(S2)는 노드(N1 및 N2) 사이에 전기적으로 접속된다. 리액터(L1)는 노드(N2)와 직류 전원(10)의 정극 단자 사이에 접속된다. 스위칭 소자(S3)는, 노드(N2 및 N3) 사이에 전기적으로 접속된다. 스위칭 소자(S4)는, 노드(N3) 및 접지 배선(GL) 사이에 전기적으로 접속된다. 접지 배선(GL)은, 부하(30) 및 직류 전원(10)의 부극 단자와 전기적으로 접속된다.
제어 장치(40)는, 예를 들어 도시하지 않은 CPU(Central Processing Unit) 및 메모리를 갖는 전자 제어 유닛(ECU)에 의해 구성된다. 제어 장치(40)는 메모리에 기억된 맵 및 프로그램에 의거하여, 각 센서에 의한 검출값을 사용한 연산 처리를 행하도록 구성된다. 또는, 제어 장치(40)의 적어도 일부는, 전자 회로 등의 하드웨어에 의해 소정의 수치·논리 연산 처리를 실행하도록 구성되어도 된다.
제어 장치(40)는 출력 전압(Vo)을 제어하기 위해, 스위칭 소자(S1 내지 S4)의 온/오프를 제어하는 제어 신호(SG1 내지 SG4)를 생성한다.
또한, 도 1에서는 도시를 생략하고 있지만, 직류 전원(10)의 전압(V[1]이라 표기함) 및 전류(I[1]이라 표기함), 직류 전원(20)의 전압(V[2]라 표기함) 및 전류(I[2]라 표기함), 및 출력 전압(Vo)의 검출기(전압 센서, 전류 센서)가 설치되어 있다. 이들 검출기의 출력은, 제어 장치(40)에 부여된다.
도 1로부터 이해되는 바와 같이, 전력 변환기(50)는 직류 전원(10) 및 직류 전원(20)의 각각에 대응하여 승압 초퍼 회로를 구비한 구성으로 되어 있다. 즉, 직류 전원(10)에 대해서는, 스위칭 소자(S1, S2)를 상부 아암 소자로 하는 한편, 스위칭 소자(S3, S4)를 하부 아암 소자로 하는 전류 쌍방향의 제1 승압 초퍼 회로가 구성된다. 마찬가지로, 직류 전원(20)에 대해서는, 스위칭 소자(S1, S4)를 상부 아암 소자로 하는 한편, 스위칭 소자(S2, S3)를 하부 아암 소자로 하는 전류 쌍방향의 제2 승압 초퍼 회로가 구성된다. 그리고 제1 승압 초퍼 회로에 의해 직류 전원(10) 및 전원 배선(PL) 사이에 형성되는 전력 변환 경로와, 제2 승압 초퍼 회로에 의해 직류 전원(10) 및 전원 배선(PL) 사이에 형성되는 전력 변환 경로의 양쪽에, 스위칭 소자(S1 내지 S4)가 포함된다.
또한, 승압 초퍼 회로에서의 전압 변환비(승압비)는 저압측(직류 전원측)의 전압(Vi), 고압측(부하측)의 전압(VH) 및 하부 아암 소자의 듀티비(DT)를 사용하여, 하기 (1)식으로 나타나는 것이 알려져 있다. 또한, 듀티비(DT)는 하부 아암 소자의 온 기간 및 오프 기간의 합인 스위칭 주기에 대한, 하부 아암 소자의 온 기간비로 정의된다. 또한, 하부 아암 소자의 오프 기간에는 상부 아암 소자가 온된다.
VH=1/(1-DT)·Vi … (1)
또한, 본 실시 형태에 의한 전력 변환기(50)에서는, 전력 변환기(50)는 스위칭 소자(S1 내지 S4)의 제어에 의해, 직류 전원(10, 20)이 병렬로 부하(30)와의 사이에서 전력의 수수를 행하는 패러렐 접속 모드와, 직렬로 접속된 직류 전원(10, 20)이 부하(30)와의 사이에서 전력의 수수를 실행하는 시리즈 접속 모드를 전환하여 동작할 수 있다. 패러렐 접속 모드는 「제1 동작 모드」에 대응하고, 시리즈 접속 모드는 「제2 동작 모드」에 대응한다. 제1 실시 형태에서는, 패러렐 접속 모드에서의 제어 동작, 특히 스위칭 소자에 의한 전력 손실 저감을 위한 제어에 대하여 설명한다.
(패러렐 접속 모드에서의 회로 동작)
전력 변환기(50)의 패러렐 접속 모드에서의 회로 동작에 대하여 설명한다.
도 2 및 도 3에 도시된 바와 같이, 스위칭 소자(S4 또는 S2)를 온함으로써, 직류 전원(10 및 20)을 전원 배선(PL)에 대하여 병렬로 접속할 수 있다. 여기서, 병렬 접속 모드에서는 직류 전원(10)의 전압(V[1])과 직류 전원(20)의 전압(V[2])의 고저에 따라서 등가 회로가 달라지게 된다.
도 2의 (a)에 도시된 바와 같이, V[2]>V[1]일 때는, 스위칭 소자(S4)를 온 함으로써, 스위칭 소자(S2, S3)를 통하여, 직류 전원(10 및 20)이 병렬로 접속된다. 이때의 등가 회로를 도 2의 (b)에 나타낸다.
도 2의 (b)를 참조하여, 직류 전원(10) 및 전원 배선(PL) 사이에서는, 스위칭 소자(S3)의 온/오프 제어에 의해, 하부 아암 소자의 온 기간 및 오프 기간을 교대로 형성할 수 있다. 마찬가지로, 직류 전원(20) 및 전원 배선(PL) 사이에서는, 스위칭 소자(S2, S3)를 공통으로 온/오프 제어함으로써, 승압 초퍼 회로의 하부 아암 소자의 온 기간 및 오프 기간을 교대로 형성할 수 있다. 또한, 스위칭 소자(S1)는, 부하(30)로부터의 회생을 제어하는 스위치로서 동작한다.
한편, 도 3의 (a)에 도시된 바와 같이, V[1]>V[2]일 때에는, 스위칭 소자(S2)를 온함으로써, 스위칭 소자(S3, S4)를 통하여, 직류 전원(10 및 20)이 병렬로 접속된다. 이때의 등가 회로를 도 3의 (b)에 나타낸다.
도 3의 (b)를 참조하여, 직류 전원(20) 및 전원 배선(PL) 사이에서는, 스위칭 소자(S3)의 온/오프 제어에 의해, 하부 아암 소자의 온 기간 및 오프 기간을 교대로 형성할 수 있다. 마찬가지로, 직류 전원(10) 및 전원 배선(PL) 사이에서는, 스위칭 소자(S3, S4)를 공통으로 온/오프 제어함으로써, 승압 초퍼 회로의 하부 아암 소자의 온 기간 및 오프 기간을 교대로 형성할 수 있다. 또한, 스위칭 소자(S1)는, 부하(30)로부터의 회생을 제어하는 스위치로서 동작한다.
도 3 및 도 4에 도시한 회로 동작에서는, 어떠한 장면에 있어서도 리액터(L1, L2)에 축적된 에너지의 방출 경로가 필요하다. 다른 전류가 흐르고 있는 리액터끼리가 스위칭 소자를 통하여 직렬로 접속되면, 축적 에너지와 전류의 관계에 모순이 발생하므로, 스파크 등이 발생하여 회로 파괴로 이어질 우려가 있기 때문이다. 따라서, 리액터(L1, L2)의 축적 에너지를 방출하기 위한 환류 경로가, 회로 위에 반드시 설치될 필요가 있다.
도 4에는, 도 2에 도시한 회로 동작 시(V[2]>V[1]에서의 패러렐 접속 모드)에서의 리액터의 환류 경로를 나타낸다. 도 4의 (a)에는, 리액터(L1)에 대응하는 환류 경로를 나타내고, 도 4의 (b)에는 리액터(L2)에 대한 환류 경로를 나타낸다.
도 4의 (a)를 참조하여, 도 2의 (b)의 등가 회로에 있어서, 역행 상태에서의 리액터(L1)의 전류는, 다이오드(D2, D1), 전원 배선(PL), 부하(30) 및 접지 배선(GL)을 통한 전류 경로(102)에 의해 환류할 수 있다. 또한, 회생 상태에서의 리액터(L1)의 전류는, 다이오드(D3)를 통한 전류 경로(103)에 의해 환류할 수 있다. 전류 경로(102, 103)에 의해, 리액터(L1)에 축적된 에너지를 방출할 수 있다.
도 4의 (b)를 참조하여, 도 2의 (b)의 등가 회로에 있어서, 역행 상태에서의 리액터(L2)의 전류는, 다이오드(D1), 전원 배선(PL), 부하(30) 및 접지 배선(GL)을 통한 전류 경로(104)에 의해 환류할 수 있다. 또한, 회생 상태에서의 리액터(L2)의 전류는, 다이오드(D3, D2)를 통한 전류 경로(105)에 의해 환류할 수 있다. 전류 경로(104, 105)에 의해, 리액터(L2)에 축적된 에너지를 방출할 수 있다.
도 5에는, 도 3에 도시한 회로 동작 시(V[1]>V[2]에서의 패러렐 접속 모드)에서의 리액터의 환류 경로를 나타낸다. 도 5의 (a)에는, 리액터(L1)에 대응하는 환류 경로를 나타내고, 도 5의 (b)에는, 리액터(L2)에 대한 환류 경로를 나타낸다.
도 5의 (a)를 참조하여, 도 3의 (b)의 등가 회로에 있어서, 역행 상태에서의 리액터(L1)의 전류는, 다이오드(D1), 전원 배선(PL), 부하(30) 및 접지 배선(GL)을 통한 전류 경로(106)에 의해 환류할 수 있다. 또한, 회생 상태에서의 리액터(L1)의 전류는, 다이오드(D4, D3)를 통한 전류 경로(107)에 의해 환류할 수 있다. 전류 경로(106, 107)에 의해, 리액터(L1)에 축적된 에너지를 방출할 수 있다.
도 5의 (b)를 참조하여, 도 3의 (b)의 등가 회로에 있어서, 역행 상태에서의 리액터(L2)의 전류는, 다이오드(D1), 전원 배선(PL), 부하(30), 접지 배선(GL) 및 다이오드(D4)를 통한 전류 경로(108)에 의해 환류할 수 있다. 또한, 회생 상태에서의 리액터(L2)의 전류는, 다이오드(D3)를 통한 전류 경로(109)에 의해 환류할 수 있다. 전류 경로(108, 109)에 의해, 리액터(L2)에 축적된 에너지를 방출할 수 있다.
이상과 같이, 전력 변환기(50)에서는, 패러렐 접속 모드에서의 동작 시에 있어서, 어떠한 동작 상태에 있어서도, 리액터(L1, L2)에 축적된 에너지를 방출하는 환류 경로가 확보되어 있다.
이어서, 도 6 및 도 7을 이용하여, 전력 변환기(50)의 패러렐 접속 모드에서의 승압 동작에 대하여 상세하게 설명한다.
도 6에는, 패러렐 접속 모드에서의 직류 전원(10)에 대한 직류 전력 변환(승압 동작)을 나타낸다.
도 6의 (a)를 참조하여, 스위칭 소자(S3, S4)의 페어를 온하고, 스위칭 소자(S1, S2)의 페어를 오프함으로써, 리액터(L1)에 에너지를 축적하기 위한 전류 경로(120)가 형성된다. 이에 의해, 승압 초퍼 회로의 하부 아암 소자를 온한 상태가 형성된다.
이에 반해, 도 6의 (b)를 참조하여, 스위칭 소자(S3, S4)의 페어를 오프하는 동시에, 스위칭 소자(S1, S2)의 페어를 온함으로써, 리액터(L1)의 축적 에너지를 직류 전원(10)의 에너지와 함께 출력하기 위한 전류 경로(121)가 형성된다. 이에 의해, 승압 초퍼 회로의 상부 아암 소자를 온한 상태가 형성된다.
스위칭 소자(S3, S4)의 페어가 온되는 한편, 스위칭 소자(S1, S2) 중 적어도 한쪽이 오프되어 있는 제1 기간과, 스위칭 소자(S1, S2)의 페어가 온되는 한편, 스위칭 소자(S3, S4) 중 적어도 한쪽이 오프되어 있는 제2 기간을 교대로 반복함으로써, 도 6의 (a)의 전류 경로(120) 및 도 6의 (b)의 전류 경로(121)가 교대로 형성된다.
이 결과, 스위칭 소자(S1, S2)의 페어를 등가적으로 상부 아암 소자로 하고, 스위칭 소자(S3, S4)의 페어를 등가적으로 하부 아암 소자로 하는 승압 초퍼 회로가, 직류 전원(10)에 대하여 구성된다. 도 6에 나타내는 직류 전력 변환 동작에서는, 직류 전원(20)으로의 전류 유통 경로가 없으므로, 직류 전원(10 및 20)은 서로 비간섭이다. 즉, 직류 전원(10 및 20)에 대한 전력의 입출력을 독립적으로 제어할 수 있다.
이러한 직류 전력 변환에 있어서, 직류 전원(10)의 전압(V[1])과, 전원 배선(PL)의 출력 전압(Vo) 사이에는, 하기 (2)식으로 나타내는 관계가 성립된다. (2) 식에서는, 스위칭 소자(S3, S4)의 페어가 온되는 제1 기간의 듀티비를 Da로 한다.
Vo=1/(1-Da)·V[1] … (2)
도 7에는, 패러렐 접속 모드에서의 직류 전원(20)에 대한 직류 전력 변환(승압 동작)을 나타낸다.
도 7의 (a)를 참조하여, 스위칭 소자(S2, S3)의 페어를 온하고, 스위칭 소자(S1, S4)의 페어를 오프함으로써, 리액터(L2)에 에너지를 축적하기 위한 전류 경로(130)가 형성된다. 이에 의해, 승압 초퍼 회로의 하부 아암 소자를 온한 상태가 형성된다.
이에 반해, 도 7의 (b)를 참조하여, 스위칭 소자(S2, S3)의 페어를 오프하는 동시에, 스위칭 소자(S1, S4)의 페어를 온함으로써, 리액터(L2)의 축적 에너지를 직류 전원(20)의 에너지와 함께 출력하기 위한 전류 경로(131)가 형성된다. 이에 의해, 승압 초퍼 회로의 상부 아암 소자를 온한 상태가 형성된다.
스위칭 소자(S2, S3)의 페어가 온되는 한편, 스위칭 소자(S1, S4) 중 적어도 한쪽이 오프되어 있는 제1 기간과, 스위칭 소자(S1, S4)의 페어가 온되는 한편, 스위칭 소자(S2, S3) 중 적어도 한쪽이 오프되어 있는 제2 기간을 교대로 반복함으로써, 도 7의 (a)의 전류 경로(130) 및 도 7의 (b)의 전류 경로(131)가 교대로 형성된다.
이 결과, 스위칭 소자(S1, S4)의 페어를 등가적으로 상부 아암 소자로 하고, 스위칭 소자(S2, S3)의 페어를 등가적으로 하부 아암 소자로 하는 승압 초퍼 회로가, 직류 전원(20)에 대하여 구성된다. 도 7에 나타내는 직류 전력 변환 동작에서는, 직류 전원(10)으로의 전류 유통 경로가 없으므로, 직류 전원(10 및 20)은 서로 비간섭이다. 즉, 직류 전원(10 및 20)에 대한 전력의 입출력을 독립적으로 제어할 수 있다.
이러한 직류 전력 변환에 있어서, 직류 전원(20)의 전압(V[2])과, 전원 배선(PL)의 출력 전압(Vo) 사이에는, 하기 (3)식으로 나타내는 관계가 성립된다. (3)식에서는, 스위칭 소자(S2, S3)의 페어가 온되는 제1 기간의 듀티비를 Db로 한다.
Vo=1/(1-Db)·V[2] … (3)
(패러렐 접속 모드에서의 기본적인 제어 동작)
전력 변환기(50)의 패러렐 접속 모드에서의 제어 동작에 대하여 설명한다. 이하에 설명하는 제어 동작은, 제어 장치(40)에 의한 하드웨어 처리 및/또는 소프트웨어 처리에 의해 실현된다.
도 8에는, 패러렐 접속 모드에서의 부하측에서 본 등가 회로를 나타낸다.
도 8을 참조하여, 패러렐 접속 모드에서는 직류 전원(10)과 부하(30) 사이에서 직류 전력 변환을 실행하는 전원(PS1)과, 직류 전원(20)과 부하(30) 사이에서 직류 전력 변환을 실행하는 전원(PS2)은, 부하(30)에 대하여 병렬로 전력을 수수한다. 전원(PS1)은, 도 6에 나타낸 직류 전력 변환 동작을 실행하는 승압 초퍼 회로에 상당한다. 마찬가지로, 전원(PS2)은, 도 7에 나타낸 직류 전력 변환 동작을 실행하는 승압 초퍼 회로에 상당한다.
즉, 전원(PS1)은, 직류 전원(10)의 전압(V[1]) 및 출력 전압(Vo) 사이에서, 식 (2)에 나타낸 전압 변환비에 의한 직류 전력 변환 기능을 갖는다. 마찬가지로, 전원(PS2)은, 직류 전원(20)의 전압(V[2]) 및 출력 전압(Vo) 사이에서, 식 (3)에 나타낸 전압 변환비에 의한 직류 전력 변환 기능을 갖는다.
패러렐 접속 모드에서는, 양쪽의 전원에서 공통인 제어[출력 전압(Vo)의 전압 제어]를 동시에 실행하면, 부하측에서, 전원(PS1 및 PS2)이 병렬 접속되는 형태가 되므로, 회로가 파탄될 가능성이 있다. 따라서, 전원(PS1) 및 전원(PS2) 중 한쪽 전원이, 출력 전압(Vo)을 제어하는 전압원으로서 동작한다. 그리고 전원(PS1) 및 전원(PS2) 중 다른 쪽 전원은, 당해 전원의 전류를 전류 명령값으로 제어하는 전류원으로서 동작한다. 각 전원(PS1, PS2)에서의 전압 변환비는, 전압원 또는 전류원으로서 동작하도록 제어된다.
전원(PS1)을 전류원으로 하고 전원(PS2)을 전압원으로 하여 제어한 경우에는, 직류 전원(10)의 전력(P[1]), 직류 전원(20)의 전력(P[2]), 부하(30)의 전력(Po) 및 전류원에서의 전류 명령값(Ii*) 사이에는, 하기 (4)식의 관계가 성립된다.
P[2]=Po-P[1]=Po-V[1]·Ii* … (4)
직류 전원(10)의 전압(V[1])의 검출값에 따라, P*=V[1]·Ii*가 일정해지도록 전류 명령값(Ii*)를 설정하면, 전류원을 구성하는 직류 전원(10)의 전력(P[1])을 전력 명령값 Pi*로 제어할 수 있다.
이에 반해, 전원(PS2)을 전류원으로 하고 전원(PS1)을 전압원으로 하여 제어한 경우에는, 하기 (5)식의 관계가 성립된다.
P[1]=Po-P[2]=Po-V[2]·Ii* … (5)
마찬가지로, 전류원을 구성하는 직류 전원(20)의 전력(P[2])에 대해서도, P*=V[2]·Ii*가 일정해지도록 전류 명령값(Ii*)를 설정하면, 전력 명령값 Pi*로 제어할 수 있다.
도 9에는 직류 전원(10)에 대응하는 전원(PS1)의 구체적인 제어 동작예를 설명하기 위한 파형도를 나타낸다.
도 9를 참조하여, 전원(PS1)에서의 듀티비(Da)[식 (2) 참조]는 전압원으로서 동작하기 위한 전압 피드백 제어(도 11) 또는 전류원으로서 동작하기 위한 전류 피드백 제어(도 12)에 의해 산출된다. 또한, 도 9 중에서는, 듀티비(Da)를 나타내는 전압 신호를, 동일한 부호 Da로 나타내고 있다.
전원(PS1)의 제어 펄스 신호(SDa)는, 듀티비(Da)와, 주기적인 캐리어 신호(25)의 비교에 의거하는 펄스 폭 변조(PWM) 제어에 의해 생성된다. 일반적으로, 캐리어 신호(25)에는 삼각파 또는 톱니파가 사용된다. 캐리어 신호(25)의 주기는, 각 스위칭 소자의 스위칭 주파수에 상당하고, 캐리어 신호(25)의 진폭은, Da=1.0에 대응하는 전압으로 설정된다.
제어 펄스 신호(SDa)는, 듀티비(Da)를 나타내는 전압이, 캐리어 신호(25)의 전압보다도 높을 때에 논리 하이 레벨(이하, H 레벨)로 설정되는 한편, 캐리어 신호(25)의 전압보다도 낮을 때에 논리 로우 레벨(이하, L 레벨)로 설정된다. 제어 펄스 신호(SDa)의 주기(H 레벨 기간＋L 레벨 기간)에 대한 H 레벨 기간의 비, 즉 제어 펄스 신호(SDa)의 듀티비는, Da와 동등하다.
제어 펄스 신호(/SDa)는, 제어 펄스 신호(SDa)의 반전 신호이다. 듀티비(Da)가 높아지면, 제어 펄스 신호(SDa)의 H 레벨 기간이 길어진다. 반대로, 듀티비(Da)가 낮아지면, 제어 펄스 신호(SDa)의 L 레벨 기간이 길어진다.
제어 펄스 신호(SDa)는, 도 6에 나타낸 승압 초퍼 회로의 하부 아암 소자의 온/오프를 제어하는 신호에 대응한다. 즉, 제어 펄스 신호(SDa)의 H 레벨 기간에서 하부 아암 소자가 온되는 한편, L 레벨 기간에서 하부 아암 소자가 오프된다. 한편, 제어 펄스 신호(/SDa)는, 도 6에 나타낸 승압 초퍼 회로의 상부 아암 소자의 온/오프를 제어하는 신호에 대응한다.
도 10에는, 직류 전원(20)에 대응하는 전원(PS2)의 구체적인 제어 동작예를 설명하기 위한 파형도를 나타낸다.
도 10을 참조하여, 전원(PS2)에 있어서도, 전원(PS1)과 마찬가지의 PWM 제어에 의해, 듀티비(Db)[식 (3) 참조]에 의거하여, 제어 펄스 신호(SDb) 및 그 반전 신호(/SDb)가 생성된다. 제어 펄스 신호(SDb)의 듀티비는 Db와 동등하며, 제어 펄스 신호(/SDb)의 듀티는 (1.0-Db)와 동등하다. 즉, 듀티비(Db)가 높아지면, 제어 펄스 신호(SDb)의 H 레벨 기간이 길어진다. 반대로, 듀티비(Db)가 낮아지면, 제어 펄스 신호(SDb)의 L 레벨 기간이 길어진다.
제어 펄스 신호(SDb)는, 도 7에 나타낸 승압 초퍼 회로의 하부 아암 소자의 온/오프를 제어하는 신호에 대응한다. 제어 펄스 신호(/SDb)는, 도 7에 나타낸 승압 초퍼 회로의 상부 아암 소자의 온/오프를 제어하는 신호에 대응한다.
또한, 듀티비(Db)는, 전원(PS1)이 전압원으로서 동작할 때에는, 전원(PS2)이 전류원으로서 동작하기 위한 전류 피드백 제어(도 12)에 의해 산출된다. 반대로, 듀티비(Db)는, 전원(PS1)이 전류원으로서 동작할 때에는, 전원(PS2)이 전압원으로서 동작하기 위한 전압 피드백 제어(도 11)에 의해 산출된다.
도 11에는, 전압원으로서 동작하는 전원의 제어 블록(201)의 구성예를 나타낸다.
도 11을 참조하여, 제어 블록(201)은 출력 전압(Vo)의 전압 명령값(Vo*)과, 출력 전압(Vo)(검출값)의 편차를 PI(비례 적분) 연산한 피드백 제어량과, 피드 포워드 제어량(DvFF)의 합에 따라, 전압 제어를 위한 듀티비 명령값(Dv)을 생성한다. 전달 함수(Hv)는, 전압원으로서 동작하는 전원(PS1 또는 PS2)의 전달 함수에 상당한다.
도 12에는, 전류원으로서 동작하는 전원의 제어 블록(202)의 구성예를 나타낸다.
도 12를 참조하여, 제어 블록(202)은 전류 명령값(Ii*)과, 전류 제어되는 직류 전원(10 또는 20)의 전류[Ii(검출값)]의 편차를 PI(비례 적분) 연산한 피드백 제어량과, 피드 포워드 제어량(DiFF)과의 합에 따라, 전류 제어를 위한 듀티비 명령값(Di)을 생성한다. 전달 함수(Hi)는, 전류원으로서 동작하는 전원(PS2 또는 PS1)의 전달 함수에 상당한다.
도 13에는, 패러렐 접속 모드에서의 각 제어 데이터의 설정을 나타낸다. 도 13의 좌측란에는, 전원(PS1)[직류 전원(10)]을 전류원으로 하고 전원(PS2)[직류 전원(20)]을 전압원으로 하여 제어한 경우의 각 제어 데이터의 설정을 나타낸다.
도 13의 좌측란을 참조하여, 전압 제어를 위한 듀티비 명령값(Dv)이, 전원(PS2)[직류 전원(20)]의 듀티비(Db)에 사용되는 동시에, 전류 제어를 위한 듀티비 명령값(Di)이, 전원(PS1)[직류 전원(10)]의 듀티비(Da)에 사용된다. 전류 제어에 의해 제어되는 전류(Ii)는, 직류 전원(10)의 전류 I[1]이 된다. 또한, 전압 제어에 의해 제어되는 전압은, 전원(PS1, PS2) 중 어느 하나를 전압원으로 해도 출력 전압(Vo)이다.
도 11 중의 전달 함수(Hv)는, 도 7에 나타낸 직류 전원(20)에 대응하는 승압 초퍼 회로의 전달 함수에 상당한다. 또한, 도 12 중의 전달 함수(Hi)는, 도 6에 나타낸 직류 전원(10)에 대응하는 승압 초퍼 회로의 전달 함수에 상당한다.
전압 제어에서의 피드 포워드 제어량(DvFF)은, 하기 (6)식에 나타낸 바와 같이, 출력 전압(Vo)과 직류 전원(20)의 전압(V[2])과의 전압차에 따라서 설정된다. 또한, 전류 제어에서의 피드 포워드 제어량(DiFF)은, 하기 (7)식에 나타낸 바와 같이, 출력 전압(Vo)과 직류 전원(10)의 전압(V[1])과의 전압차에 따라서 설정된다.
DvFF=(Vo-V[2])/Vo … (6)
DiFF=(Vo-V[1])/Vo … (7)
듀티비(Da)(Da=Di)에 따라, 도 9에 나타낸 제어 펄스 신호(SDa 및 /SDa)가 생성된다. 마찬가지로, 듀티비(Db)(Db=Dv)에 따라, 도 10에 도시한 제어 펄스 신호(SDb 및 /SDb)가 생성된다.
스위칭 소자(S1 내지 S4)의 온/오프를 각각 제어하기 위한 제어 신호(SG1 내지 SG4)는, 전원(PS1)의 전류 제어를 위한 제어 펄스 신호와, 전원(PS2)의 전압 제어를 위한 제어 신호 펄스에 의거하여 설정된다. 구체적으로는, 제어 신호(SG1 내지 SG4)는, 제어 펄스 신호 간의 논리 연산에 의거하여(보다 특정적으로는, 논리합을 취하는 형태로) 설정된다.
스위칭 소자(S1)는, 도 6 및 도 7의 승압 초퍼 회로의 각각에서 상부 아암 소자를 형성한다. 따라서, 스위칭 소자(S1)의 온/오프를 제어하는 제어 신호(SG1)는, 제어 펄스 신호(/SDa 및 /SDb)의 논리합에 의해 생성된다. 즉, 제어 신호(SG1)는, 제어 펄스 신호(/SDa 및 /SDb) 중 적어도 한쪽이 H 레벨의 기간에서 H 레벨로 설정된다. 그리고 제어 신호(SG1)는, 제어 펄스 신호(/SDa 및 /SDb)의 양쪽이 L 레벨의 기간에서 L 레벨로 설정된다.
이 결과, 스위칭 소자(S1)는, 도 6의 승압 초퍼 회로[직류 전원(10)]의 상부 아암 소자 및 도 7의 승압 초퍼 회로[직류 전원(20)]의 상부 아암 소자의 양쪽의 기능을 실현하도록, 온/오프 제어된다.
스위칭 소자(S2)는, 도 6의 승압 초퍼 회로에서는 상부 아암 소자를 형성하고, 도 7의 승압 초퍼 회로에서는 하부 아암 소자를 형성한다. 따라서, 스위칭 소자(S2)의 온/오프를 제어하는 제어 신호(SG2)는, 제어 펄스 신호(/SDa 및 SDb)의 논리합에 의해 생성된다. 즉, 제어 신호(SG2)는, 제어 펄스 신호(/SDa 및 SDb) 중 적어도 한쪽이 H 레벨의 기간에서 H 레벨로 설정된다. 그리고 제어 신호(SG2)는, 제어 펄스 신호(/SDa 및 SDb)의 양쪽이 L 레벨의 기간에서 L 레벨로 설정된다. 이에 의해, 스위칭 소자(S2)는, 도 6의 승압 초퍼 회로[직류 전원(10)]의 상부 아암 소자 및 도 7의 승압 초퍼 회로[직류 전원(20)]의 하부 아암 소자의 양쪽 기능을 실현하도록, 온/오프 제어된다.
마찬가지로 하여, 스위칭 소자(S3)의 제어 신호(SG3)는, 제어 펄스 신호(SDa 및 SDb)의 논리합에 의해 생성된다. 이에 의해, 스위칭 소자(S3)는, 도 6의 승압 초퍼 회로[직류 전원(10)]의 하부 아암 소자 및 도 7의 승압 초퍼 회로[직류 전원(20)]의 하부 아암 소자의 양쪽 기능을 실현하도록, 온/오프 제어된다.
또한, 스위칭 소자(S4)의 제어 신호(SG4)는, 제어 펄스 신호(SDa 및 /SDb)의 논리합에 의해 생성된다. 이에 의해, 스위칭 소자(S4)는, 도 6의 승압 초퍼 회로[직류 전원(10)]의 하부 아암 소자 및 도 7의 승압 초퍼 회로[직류 전원(20)]의 상부 아암 소자의 양쪽 기능을 실현하도록, 온/오프 제어된다.
도 13의 우측란에는, 전원(PS1)[직류 전원(10)]을 전압원으로 하고 전원(PS2)[직류 전원(20)]을 전류원으로 하여 제어한 경우의 각 제어 데이터의 설정을 나타낸다.
도 13의 우측란을 참조하여, 전압 제어를 위한 듀티비 명령값(Dv)이, 전원(PS1)[직류 전원(10)]의 듀티비(Da)에 사용되는 동시에, 전류 제어를 위한 듀티비 명령값(Di)이, 전원(PS2)[직류 전원(20)]의 듀티비(Db)에 사용된다. 전류 제어에 의해 제어되는 전류(Ii)는, 직류 전원(20)의 전류 I[2]가 된다. 전압 제어에 의해 제어되는 전압은, 출력 전압(Vo)이다.
도 11 중의 전달 함수(Hv)는, 도 6에 나타낸 직류 전원(10)에 대응하는 승압 초퍼 회로의 전달 함수에 상당한다. 또한, 도 12 중의 전달 함수(Hi)는, 도 7에 나타낸 직류 전원(20)에 대응하는 승압 초퍼 회로의 전달 함수에 상당한다.
전압 제어에서의 피드 포워드 제어량(DvFF)은, 하기 (8)식에 나타낸 바와 같이, 출력 전압(Vo)과 직류 전원(20)의 전압(V[1])과의 전압차에 따라서 설정된다. 또한, 전류 제어에서의 피드 포워드 제어량(DiFF)은, 하기 (9)식에 나타낸 바와 같이, 출력 전압(Vo)과 직류 전원(10)의 전압(V[2])과의 전압차에 따라서 설정된다.
DvFF=(Vo-V[1])/Vo … (8)
DiFF=(Vo-V[2])/Vo … (9)
듀티비(Da)(Da=Dv)에 따라, 도 9에 나타낸 제어 펄스 신호(SDa 및 /SDa)가 생성된다. 마찬가지로, 듀티비(Db)(Db=Di)에 따라, 도 10에 도시한 제어 펄스 신호(SDb 및 /SDb)가 생성된다.
스위칭 소자(S1 내지 S4)의 온/오프를 각각 제어하기 위한 제어 신호(SG1 내지 SG4)는, 전원(PS1)의 전압 제어를 위한 제어 펄스 신호와, 전원(PS2)의 전류 제어를 위한 제어 신호 펄스의 논리합을 취하는 형태로 설정된다. 즉, 직류 전원(10) 및 직류 전원(20)에서의 전압 제어 및 전류 제어의 조합에 관계없이, 스위칭 소자(S1 내지 S4)의 제어 신호(SG1 내지 SG4)는 마찬가지로 생성된다.
패러렐 접속 모드에서는, 제어 신호(SG2 및 SG4)가 상보(相補)의 레벨로 설정되어 있으므로, 스위칭 소자(S2 및 S4)는 상보적으로 온 오프된다. 이에 의해, 도 2에 도시한 V[2]>V[1]일 때의 동작과, 도 3에 도시한 V[1]>V[2]의 동작이, 자연스럽게 전환된다. 또한, 각 동작에 있어서, 스위칭 소자(S1, S3)가 상보적으로 온/오프됨으로써, 전원(PS1, PS2)의 각각에 있어서, 듀티비(Da, Db)에 따른 직류 전력 변환을 실행할 수 있다.
(패러렐 접속 모드에서의 스위칭 손실 저감을 위한 제어 동작)
상술한 바와 같이, 본 발명의 실시 형태에 의한 전력 변환기(50)를 패러렐 접속 모드에서 동작시킬 경우에는, 직류 전원(10) 및 직류 전원(20)의 각각에 대하여 PWM 제어가 병렬로 실행된다. 여기서, 직류 전원(10) 및 직류 전원(20)의 PWM 제어에 사용되는 캐리어 신호의 위상에 대하여 설명한다.
도 14에는, 동일 위상의 캐리어 신호를 사용한 경우에서의 패러렐 접속 모드의 제어 동작예를 나타낸다. 한편, 도 15에는, 위상이 다른 캐리어 신호를 사용한 경우에서의 패러렐 접속 모드의 제어 동작예를 나타내는 파형도이다.
도 14를 참조하여, 직류 전원(10)의 PWM 제어에 사용되는 캐리어 신호(25a)와, 직류 전원(20)의 PWM 제어에 사용되는 캐리어 신호(25b)는, 동일 주파수 또한 동일 위상이다.
직류 전원(10)의 전압 또는 전류에 의거하여 산출된 듀티비(Da)와, 캐리어 신호(25a)와의 전압 비교에 의거하여, 제어 펄스 신호(SDa)가 생성된다. 마찬가지로, 직류 전원(20)의 전류 또는 전압에 의거하여 산출된 듀티비(Db)와, 캐리어 신호(25b)의 비교에 의거하여 제어 펄스 신호(SDb)가 구해진다. 제어 펄스 신호(/SDa, /SDb)는, 제어 펄스 신호(SDa, SDb)의 반전 신호이다.
제어 신호(SG1 내지 SG4)는, 도 13에 나타낸 논리 연산에 따라, 제어 펄스 신호[SDa(/SDa) 및 SDb(/SDb)]의 논리 연산에 의거하여 설정된다. 제어 신호(SG1 내지 SG4)에 의거하여 스위칭 소자(S1 내지 S4)를 온/오프함으로써, 리액터(L1)를 흐르는 전류 I(L1) 및 리액터(L2)를 흐르는 전류 I(L2)가 도 14에 도시한 바와 같이 제어된다. 전류 I(L1)는 직류 전원(10)의 전류 I[1]에 상당하고, 전류 I(L2)는 직류 전원(20)의 전류 I[2]에 상당한다.
이에 반해, 도 15에서는, 캐리어 신호(25a) 및 캐리어 신호(25b)는 동일 주파수이지만, 위상이 다르다. 도 15의 예에서는, 캐리어 신호(25a) 및 캐리어 신호(25b)의 위상차ø=180도이다.
그리고 도 14와 마찬가지로, 캐리어 신호(25a) 및 듀티비(Da)의 비교에 의거하여 제어 펄스 신호(SDa)가 생성되는 동시에, 캐리어 신호(25b) 및 듀티비(Db)의 비교에 의거하여, 제어 펄스 신호(SDb)가 생성된다.
도 15에 있어서, 듀티비(Da, Db)는 도 14와 동일값이다. 따라서, 도 15의 제어 펄스 신호(SDa)는, 도 14의 제어 펄스 신호(SDa)와 비교하여, 위상은 다르지만 H 레벨 기간의 길이는 동일하다. 마찬가지로, 도 15의 제어 펄스 신호(SDb)는, 도 14의 제어 펄스 신호(SDb)와 비교하여, 위상은 다르지만 H 레벨 기간의 길이는 동일하다.
따라서, 캐리어 신호 간에 위상차ø를 마련함으로써, 도 15의 제어 신호(SG1 내지 SG4)는, 도 14의 제어 신호(SG1 내지 SG4)와는 다른 파형이 된다. 도 14 및 도 15의 비교로부터, 캐리어 신호(25a, 25b) 사이의 위상차ø를 변화시킴으로써, 전류 I(L1) 및 전류 I(L2)의 위상 관계(전류 위상)가 변화되는 것이 이해된다.
한편, 동일한 듀티비(Da, Db)에 대하여, 전류 I(L1), I(L2)의 평균값은, 도 14 및 도 15 사이에서 동등해지는 것이 이해된다. 즉, 직류 전원(10, 20)의 출력은, 듀티비(Da, Db)에 의해 제어되는 것이며, 캐리어 신호(25a, 25b)의 위상차ø를 변화시켜도 영향이 발생하지 않는다.
따라서, 본 발명의 실시 형태에 의한 전력 변환기(50)에서는, 패러렐 접속 모드에서, 캐리어 신호(25a 및 25b) 사이의 위상차ø를 적절하게 조정하는 캐리어 위상 제어에 의해, 스위칭 소자(S1 내지 S4)의 스위칭 손실의 저감을 도모한다.
이하에서는, 대표적인 예로서, 직류 전원(10 및 20)의 양쪽이 역행 상태, 즉 전류 I(L1)>0 또한 전류 I(L2)>0인 상태에서의 제어에 대하여 설명한다.
도 16은, 전력 변환기(50)에 있어서 패러렐 접속 모드에서의 스위칭 손실을 저감하기 위한, 제1 실시 형태에 의한 위상 제어에 의한 전류 위상을 설명하는 파형도이다.
도 16을 참조하여, 시각 Ta까지는, 스위칭 소자(S2 내지 S4)가 온되므로, 직류 전원(10, 20)의 양쪽에 대하여, 승압 초퍼 회로의 하부 아암 소자가 온된 상태가 된다. 이로 인해, 전류 I(L1) 및 I(L2)의 양쪽은 상승한다.
시각 Ta에 있어서, 스위칭 소자(S2)가 턴 오프 됨으로써, 직류 전원(20)에 대하여 승압 초퍼 회로의 하부 아암 소자가 오프된 상태가 되므로, 전류 I(L2)가 하강을 개시한다. 스위칭 소자(S2)의 턴 오프 대신에, 스위칭 소자(S1)가 턴 온된다.
시각 Ta 이후에서는, 직류 전원(10)에 대하여 승압 초퍼 회로의 하부 아암 소자가 온되고, 직류 전원(20)에 대하여 승압 초퍼 회로의 하부 아암 소자가 오프된 상태가 된다. 즉, 전류 I(L2)가 하강하는 한편, 전류 I(L1)가 상승한다. 이때, 전력 변환기(50)에서의 전류 경로는, 도 17의 (a)와 같아진다.
도 17의 (a)로부터 이해되는 바와 같이, 시각 Ta 이후에서는, 스위칭 소자(S4)에는, 전류 I(L1) 및 I(L2)의 차 전류가 통과하게 된다. 즉, 스위칭 소자(S4)의 통과 전류가 작아진다.
다시 도 16을 참조하여, 시각 Ta 이후의 상태로부터, 스위칭 소자(S4)가 턴 오프하면, 직류 전원(10)에 대하여 승압 초퍼 회로의 하부 아암 소자가 오프된 상태가 되므로, 전류 I(L1)가 하강을 개시한다. 또한, 스위칭 소자(S2)가 턴 온하면, 직류 전원(20)에 대하여 승압 초퍼 회로의 하부 아암 소자가 온된 상태가 되므로, 전류 I(L2)가 다시 상승을 개시한다. 즉, 전력 변환기(50)에서의 전류 경로가, 도 17의 (a)의 상태로부터 도 17의 (b)의 상태로 변화된다. 도 17의 (b)의 상태에서는, 스위칭 소자(S2)에는 전류 I(L1) 및 I(L2)의 차 전류가 통과하게 되므로, 스위칭 소자(S2)의 통과 전류가 작아진다.
도 17의 (a)의 상태에서 스위칭 소자(S4)를 턴 오프시킴으로써, 스위칭 소자(S4)의 턴 오프 시의 전류, 즉 스위칭 손실을 저감할 수 있다. 또한, 도 17의 (b)의 상태에서 스위칭 소자(S2)를 턴 온시킴으로써, 스위칭 소자(S2)의 턴 온 시의 전류, 즉 스위칭 손실을 저감할 수 있다.
따라서, 제1 실시 형태에서는, 전류 I(L1)의 하강 개시 타이밍(즉, 극대점. 이하에서는, 간단히 하강 타이밍이라고도 칭함)과, 전류 I(L2)의 상승 개시 타이밍(즉, 극소점. 이하에서는, 간단히 상승 타이밍이라고도 칭함)이 겹치도록, 전류 위상, 즉 캐리어 신호(25a, 25b)의 위상차ø를 조정한다. 이에 의해, 도 16의 시각 Tb에 있어서, 스위칭 소자(S2)가 턴 온되는 동시에, 스위칭 소자(S4)가 턴 오프된다.
다시 도 16을 참조하여, 시각 Tc에서는, 스위칭 소자(S1)가 턴 오프되는 동시에, 스위칭 소자(S4)가 턴 온된다. 이에 의해, 직류 전원(10, 20)의 각각에 대하여 승압 초퍼 회로의 하부 아암 소자가 온된 상태가 된다. 이에 의해, 상술한 시각 Ta 이전의 상태가 재현되어, 전류 I(L1) 및 I(L2)의 양쪽이 상승한다.
도 18에는, 도 16에 나타낸 전류 위상에서의 스위칭 소자(S2, S4)의 전류 파형을 나타낸다. 도 18의 (a)에는, 스위칭 소자(S2)의 전류 I(S2)의 파형을 나타내고, 도 18의 (b)에는, 스위칭 소자(S4)의 전류 I(S4)의 파형을 나타낸다.
도 18의 (a)를 참조하여, 전류 I(S2)는 시각 Ta까지의 기간 및 시각 Tc 이후의 기간에서는, I(S2)=I(L2)가 된다. 시각 Ta 내지 Tb의 기간에서는, 스위칭 소자(S2)가 오프되므로, I(S2)=0이다. 그리고 시각 Tb 내지 Tc의 기간에서는, 도 17의 (b)에 도시한 바와 같이, I(S2)=-[I(L1)-I(L2)]가 된다.
도 18의 (b)를 참조하여, 전류 I(S4)는 시각 Ta까지의 기간 및 시각 Tc 이후의 기간에서는, I(S4)=I(L1)가 된다. 시각 Ta 내지 Tb의 기간에서는, 도 17의 (a)에 도시한 바와 같이, I(S4)=-[I(L2)-I(L1)]가 된다. 그리고 시각 Tb 내지 Tc의 기간에서는, 스위칭 소자(S4)가 오프되므로, I(S4)=0이다.
도 19에는, 도 16과 비교하기 위한, 도 16과 동등한 듀티비 하에서 캐리어 신호 간의 위상차ø=0으로 했을 때의 전류 위상을 나타낸다.
도 19를 참조하여, 캐리어 신호(25a, 25b)의 위상차ø=0일 때에는, 전류 I(L1), I(L2)가 상승/하강하는 타이밍(Tx, Ty, Tz, Tw)은 각각 별개의 것이 된다.
구체적으로는, 시각 Tx 이전에서의, 스위칭 소자(S1)가 오프하고 스위칭 소자(S2 내지 S4)가 온하고 있는 상태에서는, 전류 I(L1) 및 I(L2)의 양쪽이 상승한다. 그리고 시각 Tx에서 스위칭 소자(S4)가 턴 오프함으로써, 전류 I(L1)가 하강을 개시한다. 스위칭 소자(S1)는, 스위칭 소자(S4)의 턴 오프 대신에 턴 온한다.
그리고 시각 Ty에서는, 시각 Tx에서 스위칭 소자(S3)가 턴 오프함으로써, 전류 I(L2)가 하강을 개시한다. 스위칭 소자(S4)는, 스위칭 소자(S3)의 턴 오프 대신에 턴 온한다. 이에 의해, 전류 I(L1) 및 I(L2)의 양쪽이 하강한다.
시각 Tz에서는, 스위칭 소자(S2)가 턴 오프하는 동시에, 스위칭 소자(S3)가 턴 온한다. 이에 의해, 직류 전원(10)에 대하여 승압 초퍼 회로의 하부 아암 소자가 온한 상태가 되므로, 전류 I(L1)가 다시 상승한다. 또한, 시각 Tw에서는, 스위칭 소자(S1)가 턴 오프하는 동시에, 스위칭 소자(S2)가 턴 온한다. 이에 의해, 시각 Tx 이전의 상태가 재현되므로, 전류 I(L1) 및 I(L2)의 양쪽이 상승한다.
도 20에는, 도 19에 나타낸 전류 위상에서의 스위칭 소자(S2, S4)의 전류 파형을 나타낸다. 도 20의 (a)에는 스위칭 소자(S2)의 전류 I(S2)의 파형을 나타내고, 도 20의 (b)에는 스위칭 소자(S4)의 전류 I(S4)의 파형을 나타낸다.
도 20의 (a)를 참조하여, 전류 I(S2)는 시각 Tx까지의 기간 및 시각 Tw 이후의 기간에서는, I(S2)=I(L2)가 된다. 시각 Tx 내지 Ty 기간에서는, 도 17의 (b)와 마찬가지인 전류 경로가 형성되므로, I(S2)=-[I(L1)-I(L2)]가 된다. 그리고 시각 Ty 내지 Tz의 기간에서는, 직류 전원(10)에 대한 상부 아암 소자로서 동작하므로, I(S2)=-I(L1)가 된다. 전류 I(L1), I(L2)의 양쪽이 하강하는 시각 Ty 내지 Tz의 기간에서는, 스위칭 소자(S2)는 직류 전원(10)에 대하여 상부 아암 소자로서 동작하므로, I(S2)=-I(L1)가 된다. 시각 Tz 내지 Tw의 기간에서는, 스위칭 소자(S2)가 오프되므로, I(S2)=0이다.
도 20의 (b)를 참조하여, 전류 I(S4)는 시각 Tx까지의 기간 및 시각 Tw 이후의 기간에서는, I(S4)=I(L1)가 된다. 시각 Tx 내지 Ty의 기간에서는, 스위칭 소자(S4)가 오프되므로, I(S4)=0이다. 전류 I(L1), I(L2)의 양쪽이 하강하는 시각 Ty 내지 Tz의 기간에서는, 스위칭 소자(S4)는 직류 전원(20)에 대한 상부 아암 소자로서 동작하므로, I(S4)=-I(L2)가 된다. 시각 Tz 내지 Tw 사이에서는, 도 17의 (a)와 마찬가지인 전류 경로가 형성되므로, I(S2)=-[I(L2)-I(L1)]가 된다.
도 18의 (a)의 시각 Tb에서 발생하는 전류 I(S2)와, 도 20의 (a)의 시각 Tw에서 발생하는 전류 I(S2)의 비교로부터, 도 16의 전류 위상이 되도록 위상차ø를 조정함으로써, 스위칭 소자(S2)의 턴 온 전류, 즉 턴 온 시의 스위칭 손실이 저감되는 것이 이해된다. 또한, 도 18의 (a)의 시각 Tb 내지 Tc에서의 전류 I(S2)와, 도 20의 (a)의 시각 Ty 내지 Tz에서의 전류 I(S2)의 비교로부터, 스위칭 소자(S2)의 도통 손실에 대해서도 저감되는 것이 이해된다.
마찬가지로, 도 18의 (b)의 시각 Tb에서의 전류 I(S4)와, 도 20의 (b)의 시각 Tx에서의 전류 I(S4)의 비교로부터, 도 16의 전류 위상이 되도록 위상차ø를 조정함으로써, 스위칭 소자(S4)의 턴 오프 전류, 즉 턴 오프 시의 스위칭 손실이 저감되는 것이 이해된다. 또한, 도 18의 (b)의 시각 Ta 내지 Tb에서의 전류 I(S4)와, 도 20의 (a)의 시각 Ty 내지 Tz에서의 전류 I(S4)의 비교로부터, 스위칭 소자(S4)의 도통 손실에 대해서도 저감되는 것이 이해된다.
이와 같이, 캐리어 신호(25a, 25b) 사이에 위상차ø를 마련함으로써, 스위칭 소자(S1 내지 S4)에서의 손실을 저감할 수 있다. 도 16에 도시한 바와 같이, 직류 전원(10 및 20)의 양쪽이 역행이 되는 상태에서는, 전류 I(L1)의 하강 개시 타이밍과, 전류 I(L2)의 상승 타이밍이 겹치도록, 즉 스위칭 소자(S2)의 턴 온 타이밍과, 스위칭 소자(S4)의 턴 오프 타이밍이 일치하도록, 위상차ø를 설정함으로써, 스위칭 소자(S1 내지 S4)에서의 손실이 억제된다. 이 결과, 직류 전원(10 및 20)과 전원 배선(PL)[부하(30)] 사이의 직류 전력 변환을 고효율로 실행할 수 있다. 이러한 위상차ø에서는, 제어 펄스 신호(SDa)의 하강 타이밍(또는 상승 타이밍)과, 제어 펄스 신호(SDb)의 상승 타이밍(또는 하강 타이밍)이 겹치게 된다.
도 14, 도 15로부터도 이해되는 바와 같이, 제어 펄스 신호(SDa, SDb)는, 듀티비(Da, Db)에 의해 변화된다. 따라서, 도 16과 같은 전류 위상을 실현할 수 있는 위상차ø에 대해서도, 듀티비(Da, Db)에 따라서 바뀌는 것을 이해할 수 있다. 이로 인해, 듀티비(Da, Db)와, 스위칭 손실을 저감하기 위한 위상차ø의 관계를 미리 구하는 동시에, 그 대응 관계를 미리 맵(이하,「위상차 맵」이라고도 칭함) 또는 함수식(이하,「위상차 산출식」이라고도 칭함)으로서 제어 장치(40)에 기억할 수 있다.
그리고 도 8 내지 도 13에서 설명한, 패러렐 접속 모드에서의, 직류 전원(10, 20)에서의 전압/전류 제어를 위한 PWM 제어에 있어서, 산출된 듀티비(Da, Db)에 의거하여, 위상차 맵 또는 위상차 산출식에 따라, 캐리어 위상 제어를 위한 위상차ø를 산출할 수 있다. 그리고 산출된 위상차ø를 갖도록 캐리어 신호(25a, 25b)를 발생시켜서 PWM 제어를 실행함으로써, 상술한, 스위칭 소자(S1 내지 S4)에서의 손실을 억제한 고효율의 직류 전력 변환을 실현할 수 있다.
도 16 내지 도 20에서는, 직류 전원(10 및 20) 양쪽이 역행인 상태를 설명했지만, 그 밖의 상태에 있어서도, 마찬가지인 캐리어 위상 제어를 실행할 수 있다.
도 21은, 직류 전원의 각 동작 상태에서의 본 발명의 제1 실시 형태에 따른 캐리어 위상 제어를 설명하기 위한 도표이다.
도 21을 참조하여, 상태 A에서는, 상술한 직류 전원(10 및 20)의 양쪽이 역행 상태이다. 도 16에 도시한 바와 같이, 전류 I(L1)의 하강 타이밍과, 전류 I(L2)의 상승 타이밍이 도면 중의 Tb에서 겹치는 전류 위상이 되도록, 캐리어 신호의 위상차ø를 조정한다. 이에 의해, Tb에서의 스위칭 소자(S2)의 턴 온 손실 및 스위칭 소자(S4)의 턴 오프 손실을 저감할 수 있다. 또한, 상술한 바와 같이, Ta 내지 Tb의 기간에서의 스위칭 소자(S4)의 도통 손실 및 Tb 내지 Tc의 기간에서의 스위칭 소자(S2)의 도통 손실을 저감할 수 있다.
상태 B에서는, 직류 전원(10 및 20)의 양쪽이 회생 상태이다. 이 상태에서는, 전류 I(L1)의 상승 타이밍과, 전류 I(L2)의 하강 타이밍이 도면 중의 Tb에서 겹치는 전류 위상이 되도록, 캐리어 신호의 위상차ø를 조정한다. 이에 의해, Tb에서의 스위칭 소자(S4)의 턴 온 손실 및 스위칭 소자(S2)의 턴 오프 손실을 저감할 수 있다. 또한, 상술한 바와 같이, Ta 내지 Tb의 기간에서의 스위칭 소자(S2)의 도통 손실 및 Tb 내지 Tc의 기간에서의 스위칭 소자(S4)의 도통 손실을 저감할 수 있다.
상태 C에서는, 직류 전원(10)이 회생 상태인 한편, 직류 전원(20)은 역행 상태이다. 이 상태에서는, 전류 I(L1)의 하강 타이밍과, 전류 I(L2)의 하강 타이밍이 도면 중의 Ta에서 겹치는 전류 위상이 되도록, 캐리어 신호의 위상차ø를 조정한다. 이에 의해, Ta에서의 스위칭 소자(S3)의 턴 온 손실 및 스위칭 소자(S1)의 턴 오프 손실을 저감할 수 있다. 또한, 상술한 바와 같이, Ta 내지 Tb 기간에서의 스위칭 소자(S1)의 도통 손실 및 Tc 내지 Ta 기간에서의 스위칭 소자(S3)의 도통 손실을 저감할 수 있다.
또한, 상태 D에서는, 직류 전원(10)이 역행 상태인 한편, 직류 전원(20)은 회생 상태이다. 이 상태에서는, 전류 I(L1)의 상승 타이밍과, 전류 I(L2)의 상승 타이밍이 도면 중의 Tc에서 겹치는 전류 위상이 되도록, 캐리어 신호의 위상차ø를 조정한다. 이에 의해, Tc에서의 스위칭 소자(S1)의 턴 온 손실 및 스위칭 소자(S3)의 턴 오프 손실을 저감할 수 있다. 또한, 상술한 바와 같이, Tb 내지 Tc 기간에서의 스위칭 소자(S1)의 도통 손실 및 Tc 내지 Ta 기간에서의 스위칭 소자(S3)의 도통 손실을 저감할 수 있다.
이와 같이, 직류 전원(10 및 20)의 역행/회생 상태의 조합에 의해, 스위칭 소자(S1 내지 S4)에서의 손실을 저감하기 위한 위상차ø가 다르다. 따라서, 역행/회생 상태의 조합(도 21에서의 상태 A 내지 D)마다, 상술한, 위상차 맵 또는 위상차 산출식을 설정하는 것이 바람직하다.
이와 같이, 본 실시 형태에 의한 전력 변환기(50)에서의 제1 실시 형태에 따른 캐리어 위상 제어에서는, 전력 변환기(50)의 동작 상태, 구체적으로는, 직류 전원(10, 20)의 전류/전압 제어를 위한 듀티비, 또는 당해 듀티비와 직류 전원(10, 20)의 역행/회생 상태에 따라, 캐리어 신호(25a, 25b) 사이의 위상차ø를 조정한다. 특히, 상술한, 위상차 맵 또는 위상차 산출식에 따라, 도 21에 나타낸 전류 위상이 실현되도록 위상차ø를 설정함으로써, 전력 변환기(50)의 동작 상태의 변화에 대응시켜, 스위칭 소자(S1 내지 S4)의 손실이 저감된 고효율의 직류 전력 변환을 실행할 수 있다.
[제2 실시 형태]
상술한 바와 같이, 본 실시 형태에 의한 전력 변환기(50)는 스위칭 소자(S1 내지 S4)의 제어에 의해, 패러렐 접속 모드 및 시리즈 접속 모드를 전환하여 동작할 수 있다. 제2 실시 형태에서는, 전력 변환기(50)의 시리즈 접속 모드에서의 제어 동작, 특히 제어 연산을 간이하게 하기 위한 제어에 대하여 설명한다.
(시리즈 접속 모드에서의 회로 동작)
우선, 도 22 및 도 23을 이용하여, 전력 변환기(50)의 시리즈 접속 모드에서의 회로 동작에 대하여 설명한다.
도 22의 (a)에 도시된 바와 같이, 스위칭 소자(S3)를 온 고정함으로써, 직류 전원(10 및 20)을 전원 배선(PL)에 대하여 직렬로 접속할 수 있다. 이때의 등가 회로를 도 22의 (b)에 나타낸다.
도 22의 (b)를 참조하여, 시리즈 접속 모드에서는 직렬 접속된 직류 전원(10 및 20)과 전원 배선(PL) 사이에서는, 스위칭 소자(S2, S4)를 공통으로 온/오프 제어함으로써, 승압 초퍼 회로의 하부 아암 소자의 온 기간 및 오프 기간을 교대로 형성할 수 있다. 또한, 스위칭 소자(S1)는, 스위칭 소자(S2, S4)의 오프 기간에 온됨으로써, 부하(30)로부터의 회생을 제어하는 스위치로서 동작한다. 또한, 온 고정된 스위칭 소자(S3)에 의해, 리액터(L1)를 스위칭 소자(S4)와 접속하는 배선(15)이 등가적으로 형성된다.
도 22에 나타낸 회로 동작에 있어서도, 도 4, 도 5에서 설명한 것과 마찬가지로, 리액터(L1, L2)의 축적 에너지를 방출하기 위한 환류 경로가 필요하다.
도 23에는, 도 22에 나타낸 회로 동작 시(시리즈 접속 모드)에서의 리액터의 환류 경로를 나타낸다. 도 23의 (a)에는, 역행 상태에서의 환류 경로를 나타내고, 도 23의 (b)에는, 회생 상태에서의 환류 경로를 나타낸다.
도 23의 (a)를 참조하여, 도 22의 (b)의 등가 회로에 있어서, 역행 상태에서의 리액터(L1)의 전류는, 배선(15), 다이오드(D2, D1), 전원 배선(PL), 부하(30) 및 접지 배선(GL)을 통한 전류 경로(111)에 의해 환류할 수 있다. 또한, 역행 상태에서의 리액터(L2)의 전류는, 다이오드(D1), 전원 배선(PL), 부하(30), 다이오드(D4) 및 배선(15)을 통한 전류 경로(112)에 의해 환류할 수 있다. 또한, 스위칭 소자(S2, S4)를 동시에 온 오프하고 있으면, 리액터(L1, L2)의 전류는 동등하기 때문에, 배선(15)에는 전류가 흐르지 않는다. 이 결과, 다이오드(D2, D4)에도 전류는 흐르지 않는다.
도 23의 (b)를 참조하여, 도 22의 (b)의 등가 회로에 있어서, 회생 상태에서의 리액터(L1)의 전류는, 다이오드(D4) 및 배선(15)을 통한 전류 경로(113)에 의해 환류할 수 있다. 마찬가지로, 회생 상태에서의 리액터(L2)의 전류는, 다이오드(D2) 및 배선(15)을 통한 전류 경로(114)에 의해 환류할 수 있다. 또한, 스위칭 소자(S2, S4)를 동시에 온 오프하고 있으면, 리액터(L1, L2)의 전류는 동등하기 때문에, 다이오드(D2, D4)의 전류도 동등해진다. 이 결과, 배선(15)에는 전류가 흐르지 않는다.
이와 같이, 전력 변환기(50)에서는, 시리즈 접속 모드에서의 동작 시에 있어서, 역행 상태 및 회생 상태 중 어느 하나에 있어서도, 리액터(L1, L2)에 축적된 에너지를 방출하는 환류 경로가 확보되어 있다.
이어서, 도 24를 사용하여, 시리즈 접속 모드에서의 직류 전력 변환(승압 동작)을 설명한다.
도 24의 (a)를 참조하여, 직류 전원(10, 20)을 직렬 접속하기 위해 스위칭 소자(S3)가 온 고정되는 한편, 스위칭 소자(S2, S4)의 페어가 온하고, 스위칭 소자(S1)가 오프된다. 이에 의해, 리액터(L1, L2)에 에너지를 축적하기 위한 전류 경로(140, 141)가 형성된다. 이 결과, 직렬 접속된 직류 전원(10, 20)에 대하여, 승압 초퍼 회로의 하부 아암 소자를 온한 상태가 형성된다.
이에 반해, 도 24의 (b)를 참조하여, 스위칭 소자(S3)를 온 고정한 상태에서, 도 24의 (a)와는 반대로, 스위칭 소자(S2, S4)의 페어가 오프하고, 스위칭 소자(S1)가 온된다. 이에 의해, 전류 경로(142)가 형성된다. 전류 경로(142)에 의해, 직렬 접속된 직류 전원(10, 20)으로부터의 에너지와, 리액터(L1, L2)에 축적된 에너지의 합이 전원 배선(PL)으로 출력된다. 이 결과, 직렬 접속된 직류 전원(10, 20)에 대하여 승압 초퍼 회로의 상부 아암 소자를 온한 상태가 형성된다.
스위칭 소자(S3)가 온 고정된 하에서, 스위칭 소자(S2, S4)의 페어가 온되는 한편 스위칭 소자(S1)가 오프되어 있는 제1 기간과, 스위칭 소자(S1)가 온되는 한편 스위칭 소자(S2, S4)가 오프되어 있는 제2 기간을 교대로 반복함으로써, 도 24의 (a)의 전류 경로(140, 141) 및 도 24의 (b)의 전류 경로(142)가 교대로 형성된다.
시리즈 접속 모드의 직류 전력 변환에서는, 직류 전원(10)의 전압(V[1]), 직류 전원(20)의 전압(V[2]) 및 전원 배선(PL)의 출력 전압(Vo) 사이에는, 하기 (10) 식에 나타내는 관계가 성립된다. (10)식에서는, 스위칭 소자(S2, S4)의 페어가 온되는 제1 기간의 듀티비를 Dc로 한다.
Vo=1/(1-Dc)·(V[1]＋V[2]) … (10)
단, V[1] 및 V[2]가 다를 때나, 리액터(L1, L2)의 인덕턴스가 다를 때에는, 도 24의 (a)의 동작 종료 시에서의 리액터(L1, L2)의 전류값이 각각 다르다. 따라서, 도 24의 (b)의 동작으로의 이행 직후에는, 리액터(L1)의 전류 쪽이 클 때에는 전류 경로(143)를 통해 차분의 전류가 흐른다. 한편, 리액터(L2)의 전류 쪽이 클 때에는 전류 경로(144)를 통해 차분의 전류가 흐른다.
(시리즈 접속 모드에서의 기본적인 제어 동작)
이어서, 전력 변환기(50)의 시리즈 접속 모드에서의 제어 동작에 대하여 설명한다. 이하에 설명하는 제어 동작은, 제어 장치(40)에 의한 하드웨어 처리 및/또는 소프트웨어 처리에 의해 실현된다.
도 25에는, 시리즈 접속 모드에서의 부하측에서 본 등가 회로를 나타낸다.
도 25를 참조하여, 시리즈 접속 모드에서는, 부하(30)에 대하여 전원(PS1) 및 전원(PS2)이 직렬로 접속된다. 이로 인해, 전원(PS1 및 PS2)를 흐르는 전류는 공통이 된다. 따라서, 출력 전압(Vo)을 제어하기 위해서는, 전원(PS1 및 PS2)은 공통으로 전압 제어되는 것이 필요하다.
직렬 접속된 전원(PS1 및 PS2)은, 도 24에 나타낸 직류 전력 변환 동작을 실행하는 승압 초퍼 회로에 상당한다. 즉, 전원(PS1, PS2)은 직류 전원(10, 20)의 전압(V[1] 및 V[2])의 합과, 출력 전압(Vo)과의 사이에서, 식 (10)에 나타낸 전압 변환비에 의한 직류 전력 변환 기능을 갖는다.
시리즈 접속 모드에서는, 직류 전원(10)의 전력(P[1]) 및 직류 전원(20)의 전력(P[2])을 직접 제어할 수는 없다. 직류 전원(10)의 전력(P[1]) 및 전압(V[1])과, 직류 전원(20)의 전력(P[2]) 및 전압(V[2]) 사이에는, 하기 (11)식의 관계가 성립된다. 또한, 전력(P[1]) 및 전력(P[2])의 합이, 부하(30)의 전력(Po)이 되는 점(Po=P[1]＋P[2])은 패러렐 접속 모드와 마찬가지이다.
P[1] : P[2]=V[1] : V[2] … (11)
도 26을 참조하여, 전원(PS1, PS2)에 공통인 듀티비(Dc)[식 (10) 참조]는 전압원으로서 동작하기 위한 전압 피드백 제어(도 27)에 의해 산출된다. 또한, 도 26 중에서는, 듀티비(Dc)를 나타내는 전압 신호를, 동일한 부호 Dc로 나타내고 있다.
제어 펄스 신호(SDc)는, 도 9 및 도 10과 마찬가지인 PWM 제어에 의해, 듀티비(Dc)[식 (10) 참조]에 의거하여 생성된다. 제어 펄스 신호(/SDc)는 제어 펄스 신호(SDc)의 반전 신호이다. 제어 펄스 신호(SDc)의 듀티는 듀티비(Dc)와 동등하며, 제어 펄스 신호(/SDc)의 듀티는 (1-Dc)와 동등하다.
제어 펄스 신호(SDc)는, 도 24에 나타낸 승압 초퍼 회로의 하부 아암 소자의 온/오프를 제어하는 신호에 대응한다. 한편, 제어 펄스 신호(/SDc)는, 도 24에 나타낸 승압 초퍼 회로의 상부 아암 소자의 온/오프를 제어하는 신호에 대응한다.
도 27에는, 시리즈 접속 모드에서의 제어 블록(203)의 구성예를 나타낸다.
도 27을 참조하여, 제어 블록(203)은 출력 전압(Vo)의 전압 명령값(Vo*)과, 출력 전압(Vo)의 편차를 PI(비례 적분) 연산한 피드백 제어량과, 피드 포워드 제어량(DvFF)의 합에 따라, 전압 제어를 위한 듀티비 명령값(Dv)을 생성한다. 전달 함수(Hv)는, 직렬 접속된 전원(PS1, PS2)의 전달 함수에 상당한다.
도 28에는, 시리즈 접속 모드에서의 각 제어 데이터의 설정을 나타낸다.
도 28을 참조하여, 도 27에 나타낸 전압 제어를 위한 듀티비 명령값(Dv)이, 듀티비(Dc)에 사용된다. 전압 제어에 의해 제어되는 전압은, 출력 전압(Vo)이다. 도 27 중의 전달 함수(Hv)는, 도 24에 나타낸 승압 초퍼 회로의 전달 함수에 상당한다. 또한, 피드 포워드 제어량(DvFF)은, 하기 식 (12)에 나타낸 바와 같이, 직렬 접속된 전원 전압(V[1]＋V[2])과, 출력 전압(Vo)과의 전압차에 따라서 설정된다.
DvFF=(Vo-(V[2]＋V[1]))/Vo … (12)
듀티비(Dc)(Dc=Dv)에 따라, 도 26에 나타낸 제어 펄스 신호(SDc 및 /SDc)가 생성된다.
스위칭 소자(S1 내지 S4)의 온/오프를 각각 제어하기 위한 제어 신호(SG1 내지 SG4)는, 제어 펄스 신호(SDc 및 /SDc)에 따라, 도 24에 나타낸 승압 초퍼 회로를 제어하도록 설정된다.
시리즈 접속 모드에서는, 스위칭 소자(S3)를 온 고정함으로써, 직류 전원(10 및 20)이 직렬로 접속된다. 따라서, 제어 신호(SG3)는 H 레벨로 고정된다.
스위칭 소자(S1)는, 도 24의 승압 초퍼 회로에서는 상부 아암 소자를 형성한다. 따라서, 제어 펄스 신호(/SDc)가 제어 신호(SG1)로서 사용된다. 또한, 스위칭 소자(S2, S4)는, 도 24의 승압 초퍼 회로에서는 하부 아암 소자를 형성한다. 따라서, 제어 펄스 신호(SDc)가 제어 신호(SG2, SG4)로서 사용된다.
(시리즈 접속 모드에서의 효율적인 제어 동작)
상술한 바와 같이, 전력 변환기(50)에서는 시리즈 접속 모드와 패러렐 접속 모드를 선택할 수 있다. 제1 실시 형태에서 설명한 바와 같이, 패러렐 접속 모드에서는 직류 전원(10, 20)의 전력을 독립적으로 제어할 수 있다. 한편, 시리즈 접속 모드에서는 승압비(전압 변환비)가 패러렐 접속 모드보다도 낮아지므로, 효율이 상승하는 것이 기대된다. 따라서, Vo*>(V[1]＋V[2])일 때에는, 패러렐 접속 모드로부터 시리즈 접속 모드로의 전환을 지향하는 것이 바람직하다.
도 29에는, 상술한 패러렐 접속 모드에서의 제어 신호(SG1 내지 SG4)와, 시리즈 접속 모드에서의 제어 신호(SG1 내지 SG4)가 비교된다. 상술한 바와 같이, 패러렐 접속 모드에서는 전압(V[1] 또는 V[2])과 출력 전압(Vo)과의 전압 변환비를 제어하기 위한 듀티비(Da, Db)에 의거하는 논리 연산에 의해 제어 신호(SG1 내지 SG4)가 생성된다. 한편, 시리즈 접속 모드에서는 전압(V[1]＋V[2])과 출력 전압(Vo)과의 전압 변환비를 제어하기 위한 듀티비(Dc)에 의거하는 논리 연산에 의해 제어 신호(SG1 내지 SG4)가 생성된다.
이와 같이, 도 29에 따르면, 패러렐 접속 모드 및 시리즈 접속 모드의 각각에 있어서, 다른 제어 연산이 필요하다.
도 30에는, 도 29에 따라서 패러렐 접속 모드로부터 시리즈 접속 모드로 전환할 때에서의 제1 동작 파형예를 나타낸다. 도 30에서는, 직류 전원(10 및 20)의 PWM 제어가 동일 위상의 캐리어 신호(25)에 의해 실행될 때의 동작을 나타낸다.
도 30을 참조하여, 패러렐 접속 모드에서, 듀티비(Da, Db) 외에, 듀티비(Dc)가 연산되어 있다. 이 결과, 패러렐 접속 모드로부터 시리즈 접속 모드로의 전환 명령이 캐리어 신호(25)의 피크에서 발생되면, 즉시 시리즈 접속 모드에서의 제어에 따라, 제어 신호(SG1 내지 SG4)를 생성할 수 있다. 그러나 패러렐 접속 모드에서도, 제어에는 원래 불필요한 듀티비(Dc)를 백그라운드에서 연산하게 되므로, 제어 장치(40)의 연산 부하가 높아진다. 이로 인해, 제어 장치(40)의 고비용화나, 제어 장치(40)의 스펙상 제어 주기를 길게 해야만 하는 것에 따른 제어 정밀도의 저하가 염려된다.
도 31에는, 도 30과 같은 백그라운드 연산을 행하는 일 없이, 패러렐 접속 모드로부터 시리즈 접속 모드로 전환하기 위한 제어 동작을 나타낸다.
도 31을 참조하여, 듀티비(Dc)는 패러렐 접속 모드에서는 연산되고 있지 않고, 패러렐 접속 모드로부터 시리즈 접속 모드로의 전환 명령이 캐리어 신호(25)의 피크에서 발생된 후, 듀티비(Dc)의 연산이 개시된다. 따라서, 도 30의 동작 파형예와 같이, 제어 장치(40)의 연산 부하가 높아지는 일은 없다.
그러나 도 31의 예에서는, 듀티비(Dc) 및 이에 의거하는 PWM 제어에 의해 제어 펄스 신호(SDc)가 구해질 때까지의 동안, 시리즈 접속 모드를 개시할 수 없다. 예를 들어, 도 31에 도시한 바와 같이, 전환 명령이 발생된 후, 실제로 시리즈 접속 모드가 개시될 때까지 캐리어 신호(25)의 반주기분의 지연이 발생해 버린다. 이에 의해, 제어 정밀도가 저하되는 것이 염려된다.
본 발명의 제2 실시 형태에서는, 제1 실시 형태에서 설명한 패러렐 접속 모드에서의 캐리어 위상 제어를 시리즈 접속 모드에도 적용함으로써, 모드 전환 시의 제어 동작을 효율화한다.
도 32에 도시한 바와 같이, 시리즈 접속 모드에서는 직류 전원(10 및 20)이 직렬로 접속되므로, 직류 전원(10 및 20)의 양쪽이 역행이 되는 상태(도 21에서의 상태 A) 및 직류 전원(10 및 20)의 양쪽이 회생이 되는 상태(도 21의 상태 B) 중 어느 한쪽의 상태밖에 존재하지 않는다.
따라서, 제2 실시 형태에 의한 제어 동작에서는, 캐리어 신호 간의 위상차ø는, 도 21의 상태 A, B에 나타낸 바와 같이, 스위칭 소자(S2)의 턴 온과 스위칭 소자(S4)의 턴 오프가 겹치도록, 또는 스위칭 소자(S4)의 턴 온과 스위칭 소자(S2)의 턴 오프가 겹치도록 설정된다.
이와 같이 위상차ø가 설정되면, 도 33에 도시된 바와 같이, 제어 펄스 신호(SDa)의 하강 타이밍과, 제어 펄스 신호(SDb)의 상승 타이밍이 겹치게 된다. 또는, 제어 펄스 신호(SDa)의 상승 타이밍과, 제어 펄스 신호(SDb)의 하강 타이밍이 겹친다. 이에 의해, 도 21의 상태 A, B에 나타낸 전류 위상이 실현되게 된다.
이때의 듀티비(Da, Db)를 고려한다. 식 (2)를 변형함으로써, Da에 대하여 하기 (13)식이 얻어진다.
Da=(Vo-V[1])/Vo … (13)
마찬가지로, 식 (3)을 변형함으로써, Db에 대하여 하기 (14)식이 얻어진다.
Db=(Vo-V[2])/Vo … (14)
도 29에 도시된 바와 같이, 패러렐 접속 모드에서의 제어 신호(SG3)는, 제어 펄스 신호(SDa 및 SDb)의 논리합에 의거하여 생성된다. 따라서, 제어 펄스 신호(SDa)의 하강(또는 상승) 타이밍과, 제어 펄스 신호(SDb)의 상승(또는 하강) 타이밍이 겹치도록 위상차ø를 설정하면, Vo>(V[1]＋V[2])가 성립될 때, 패러렐 접속 모드에서의 제어 신호(SG3)의 H 레벨 기간의 비율이 1.0을 초과하는 것이 이해된다. 즉, Vo>(V[1]＋V[2])일 때에는, 듀티비(Da, Db)에 의한 패러렐 접속 모드와 공통인 PWM 제어에 의해서도, 제어 신호(SG3)가 H 레벨로 고정된다.
도 29에 도시된 바와 같이, 패러렐 접속 모드에서의 제어 신호(SG1)는, 제어 펄스 신호(/SDa 및 /SDb)의 논리합에 의거하여 생성된다. 도 33을 참조하여, 제1 실시 형태에 따라서 위상차ø를 설정하면, 제어 펄스 신호(/SDa)의 상승 타이밍과, 제어 펄스 신호(/SDb)의 상승 타이밍이 겹친다. 이로 인해, 제어 신호(SG1)의 듀티비(HD1)는, DSG1=(1-Da)＋(1-Db)로 나타낸다. 즉, DSG1은 하기 (15)식으로 나타낸다.
DSG1=(V[1]＋V[2])/Vo … (15)
한편, 듀티비(Dc)는, 식 (2)를 변형함으로써, 하기 (16)식으로 나타낸다.
Dc=1-(V[1]＋V[2])/Vo … (16)
따라서, 도 29의 시리즈 접속 모드에서의 논리 연산을 따라, SG1=/SGc로 하면, 제어 신호(SG1)의 듀티(DSG1)는, 하기 (17)식으로 나타낸다.
DSG1=1-Dc=(V[1]＋V[2])/Vo … (17)
이와 같이, 제1 실시 형태에 의한 캐리어 위상 제어에 따라서 위상차ø를 설정한 경우에는, 듀티비(Da, Db)에 의한 제어 펄스 신호(SDa, SDb)에 의거하는 논리 연산, 구체적으로는 /SDa 및 /SDb의 논리합에 의해, 듀티비(Dc)에 의거하는 제어 펄스 신호(/SDc)와 듀티비가 동등한 신호를 생성할 수 있다. 즉, 제어 펄스 신호(SDa, SDb)에 의거하여, 시리즈 접속 모드에서의 제어 신호(SG1)를 생성할 수 있다.
또한, 도 29에 도시된 바와 같이, 시리즈 접속 모드에서의 제어 신호(SG2, SG4)는, 제어 신호(SG1)의 반전 신호이다. not(/SDb or /SDa)의 논리 연산 결과는, SDa 및 SDb의 논리곱(SDb and SDa)이 된다. 따라서, 제어 펄스 신호(SDc)에 따라서 설정되어야 할 제어 신호(SG2, SG4)에 대해서도, 제어 펄스 신호(SDa 및 SDb)의 논리 연산에 의거하여 생성할 수 있다.
이와 같이, 제어 펄스 신호[SDa(/SDa)] 및 제어 펄스 신호[SDb(/SDb)]의 에지가 겹치도록, 캐리어 신호 간의 위상차ø를 설정하면, 도 34에 도시한 바와 같이, 시리즈 접속 모드에서의 듀티비(Dc)에 의거하여 설정되어야 할 제어 신호(SG1 내지 SG4)를, 듀티비(Da, Db)에 의거하는 제어 펄스 신호(SDa, SDb)로부터 생성할 수 있다.
구체적으로는, 상술한 바와 같이, 제어 신호(SG3)는 제어 펄스 신호(SDa 및 SDb)의 논리합에 의해, H 레벨로 고정된 신호가 된다. 또한, 제어 신호(SG1)는, 제어 펄스 신호(/SDa 및 /SDb)의 논리합에 의해, 듀티비(Dc)에 의거하는 PWM 제어와 동등한 듀티를 갖도록 생성할 수 있다. 또한, 시리즈 접속 모드에서, 제어 신호(SG1)와 상보적으로 설정되는 제어 신호(SG2, SG4)에 대해서도, 제어 펄스 신호(SDa 및 SDb)의 논리곱에 의해 생성할 수 있다.
도 35에는, 제2 실시 형태에 따른 패러렐 접속 모드로부터 시리즈 접속 모드로의 전환 시의 동작 파형예를 나타낸다.
도 35를 참조하여, 도 34에 따른 논리 연산에 의해, 듀티비(Dc)를 산출하지 않고, 듀티비(Da, Db)에 의거하여, 시리즈 접속 모드에서의 제어 신호(SG1 내지 SG4)를 생성할 수 있다.
따라서, 예를 들어 캐리어 신호(25a)의 피크에서 패러렐 접속 모드로부터 시리즈 접속 모드로의 전환 명령이 캐리어 신호(25)의 피크에서 발생되어도, 패러렐 접속 모드에서 연산되고 있던, 그 시점에서의 듀티비(Da, Db)에 의거하여, 시리즈 접속 모드에서의 제어 신호(SG1 내지 SG4)를 바로 생성할 수 있다.
이로 인해, 도 30에서 설명한 바와 같은 패러렐 접속 모드에서의 제어 장치(40)의 연산 부하 증대나, 도 31에서 설명한 바와 같은 제어 지연을 발생시키지 않고, 패러렐 접속 모드로부터 시리즈 접속 모드로의 전환 처리를 실행할 수 있다.
이와 같이, 본 발명의 제2 실시 형태에 의하면, 제1 실시 형태와 마찬가지인 캐리어 위상 제어에 의해 캐리어 신호 간의 위상차ø를 설정함으로써, 제어 펄스 신호[SDa(/SDa), SDb(/SDb)]로부터, 듀티비(Dc)에 의거하는 제어 신호(SG1 내지 SG4)를 생성할 수 있다. 즉, 공통인 제어 펄스 신호[SDa(/SDa), SDb(/SDb)]에 의거하는 논리 연산을 도 34에 도시한 바와 같이 전환하는 것만으로, 패러렐 접속 모드 및 시리즈 접속 모드 사이의 전환 처리를 실행할 수 있다.
[제3 실시 형태]
제3 실시 형태에서는, 제1 및 제2 실시 형태에 따른 전원 시스템(5)을 구체적으로 적용한 전동 차량의 전원 시스템의 구성예 및 동작에 대하여 설명한다.
도 36은, 본 발명의 실시 형태에 의한 전원 시스템이 적용된 차량 전원 시스템의 구성예를 나타내는 회로도이다.
도 36을 참조하여, 직류 전원(10)으로서는, 복수의 이차 전지 셀이 직렬 접속된 조전지가 사용된다. 또한, 직류 전원(20)으로서는, 직렬 접속된 복수의 전기 이중층 캐패시터가 사용된다. 또한, 전력 변환기(50)로부터의 직류 전압이 출력되는 전원 배선(PL) 및 접지 배선(GL) 사이에는 평활 콘덴서(35)가 설치된다.
부하(30)는 전원 배선(PL) 위의 직류 전압(Vo)을 3상 교류 전압으로 변환하기 위한 3상 인버터(31)와, 3상 인버터(31)로부터의 3상 교류 전력을 받아서 동작하는 모터 제너레이터(32)를 포함한다. 예를 들어, 모터 제너레이터(32)는 전기 자동차나 하이브리드 자동차 등에 탑재되는 주행용 전동기로 구성된다. 즉, 모터 제너레이터(32)는 전기 자동차나 하이브리드 자동차 등의 감속 시에는, 회생 발전을 행한다. 모터 제너레이터(32)의 발전 동작 시에는, 3상 인버터(31)는 모터 제너레이터(32)가 발전한 3상 교류 전력을 직류 전력으로 변환하여 전원 배선(PL)에 출력한다. 이 직류 전력에 의해, 직류 전원(10) 및/또는 직류 전원(20)을 충전할 수 있다.
도 36의 시스템 구성예에서는, 이차 전지로 구성되는 직류 전원(10)을 정상적인 전력 공급원으로서 사용하고, 전기 이중층 캐패시터로 구성되는 직류 전원(10)을 보조적인 전력 공급원으로서 사용하는 것이 바람직하다. 이로 인해, 패러렐 접속 모드에서는, 직류 전원(10)의 전력을 제어하여, 이차 전지의 과충전 또는 과방전을 방지하기 위해, 직류 전원(10)을 전류 제어한다. 한편, 직류 전원(20)은 전압 제어된다.
패러렐 접속 모드에서는, 출력 전압(Vo)을 전압 명령값(Vo*)에 따라서 제어하는 동시에, 부하(30)에 대하여 직류 전원(10 및 20)으로부터 병렬로 전력을 수수할 수 있다. 이로 인해, 한쪽 직류 전원으로부터의 출력 확보가 곤란한 상태(예를 들어 극저온 시)에서도, 부하(30)에 필요한 에너지를 공급할 수 있다. 또한, 직류 전원(10, 20)의 전력을 독립적으로 제어할 수 있으므로, 직류 전원(10, 20)의 각 전력을 정밀하게 관리할 수 있다. 즉, 직류 전원(10, 20)의 각각을, 보다 안전하게 사용할 수 있다. 또한, 직류 전원(10 및 20)을 독립하여 제어할 수 있으므로, 직류 전원(10, 20) 사이에서 전력의 수수를 행하는 것도 가능하게 된다. 이 결과, 예를 들어 부하(30)의 작동 전에, 전원 배선(PL)을 통해, 직류 전원(10, 20)의 한쪽 전원에 의해, 다른 쪽 전원을 미리 충전하는 것도 가능하다.
또한, 도시는 생략하지만, 부하(30)[모터 제너레이터(32)]가 발전한 회생 상태 시에도, 직류 전원(10)에 충전되는 전력(P[1])을 전류 제어에 의해 일정값으로 유지하는 동시에, 나머지 전력을 직류 전원(20)에 수용하는 전력 배분 제어를, 출력 전압(Vo)의 제어와 동시에 실현할 수 있다.
한편, 시리즈 접속 모드에서는 부하(30)의 전력(Po)이 동일하면, 전력 변환기(50) 내의 스위칭 소자(S1 내지 S4)를 흐르는 전류가, 패러렐 접속 모드보다도 저하된다. 시리즈 접속 모드에서는, 직렬 접속에 의해 전압(V[1]＋V[2])에 대한 직류 전력 변환이 실행되는 한편, 패러렐 접속 모드에서는 전압(V[1])에 대한 직류 전력 변환에 의한 전류와, 전압(V[2])에 대한 직류 전력 변환에 의한 전류의 합이 각 스위칭 소자를 흐르기 때문이다. 따라서, 시리즈 접속 모드에서는 스위칭 소자에서의 전력 손실을 저하함으로써, 효율을 향상할 수 있다. 또한, 시리즈 접속 모드에서는, 부하(30)와 직류 전원(10, 20) 사이에서의 전력 수수에 수반하는 전압(V[1], V[2])의 변동의 영향을 받는 일 없이, 출력 전압(Vo)을 제어할 수 있다.
또한, 패러렐 접속 모드에서는, 듀티비(Da, Db)는 전압(V[1], V[2])에 대한 출력 전압(Vo)의 비에 따라 설정되므로, 한쪽 직류 전원의 전압이 저하되면, 1.0에 가까운 값이 되어 버린다. 따라서, 제어 신호(SG1 내지 SG4) 중 어느 하나의 H 레벨 기간비가 1.0에 가까워질 가능성이 있다. 실제 승압 초퍼 회로의 제어에서는, 상부 아암 소자 및 하부 아암 소자가 동시에 온하는 것을 확실하게 방지하기 위한 데드 타임을 마련할 필요가 있으므로, 실현 가능한 듀티비(Da, Db)에는 상한값이 존재한다. 따라서, 패러렐 접속 모드만으로는, 한쪽 직류 전원의 전압이 어느 정도 저하되면 전압 제어가 불가능하게 되어 버린다. 즉, 직류 전원(10, 20)의 축적 에너지를 다 사용하는 점에서, 패러렐 접속 모드에는 일정한 한계가 존재한다.
이에 반해, 시리즈 접속 모드에서의 듀티비(Dc)는, 전압(V[1]＋V[2])에 대한 출력 전압(Vo)의 비에 따라 설정되므로, 한쪽 직류 전원의 전압이 저하되어도, 그다지 큰 값으로는 되지 않는다. 따라서, 패러렐 접속 모드의 경우와는 달리, 한쪽 직류 전원의 전압이 어느 정도 저하된 경우에도 전압 제어를 계속할 수 있다. 이 결과, 시리즈 접속 모드에서는 직류 전원(10, 20)을 직렬 접속함으로써, 직류 전원(10, 20)의 축적 에너지를 다 사용하는 점에서, 패러렐 접속 모드보다도 유리하다.
또한, 제2 실시 형태를 적용한 시리즈 접속 모드에서도, 듀티비(Dc)는 연산되지 않지만, 제어 펄스 신호(SDa, SDb)에 의거하여, 실제로는 듀티비(Dc)에 따라, 스위칭 소자(S1 내지 S4)의 온/오프가 제어되므로, 상기의 특징점은 공통으로 적용된다.
이렇게 제3 실시 형태에 의한 전원 시스템(차량 전원 시스템)에서는, 복수의 스위칭 소자(S1 내지 S4)의 제어에 의해, 2개의 직류 전원(10, 20)을 병렬 접속하는 모드와 직렬 접속하는 모드를 나누어 사용할 수 있다. 이 결과, 전동 차량의 전원 시스템에 있어서, 부하 전력에의 대응성(소비 전력의 공급 및 발전 전력의 수입) 및 전력 관리성이 향상되는 패러렐 접속 모드와, 효율 및 축적 에너지의 활용성이 우수한 시리즈 접속 모드를 나누어 사용할 수 있다. 이에 의해, 2개의 직류 전원(10, 20)을 유효하게 사용하여, 동일한 축적 전력에 대한 전동 차량의 주행 거리를 늘릴 수 있다.
특히, 제1, 제2 실시 형태에 따른 캐리어 위상 제어를 적용한 경우에는, 출력 전압(Vo)과, 전압(V[1], V[2])의 관계에 따라, 패러렐 접속 모드와 시리즈 접속 모드가 자동으로 전환되게 된다. 구체적으로는, Vo>V[1], V[2]일 때에는, 시리즈 접속 모드가 자동으로 적용된다.
또한, 본 실시 형태에서는, 직류 전원(10) 및 직류 전원(20)에 대해서, 이차 전지 및 전기 이중층 캐패시터로 대표되는, 다른 종류의 직류 전원을 적용하는 예를 설명하였다. 다른 종류, 특히 에너지 밀도 및 파워 밀도(라곤 플롯)가 다른 직류 전원을 조합하여 부하로 전력을 공급하는 형태로 하면, 특히 패러렐 접속 모드에서, 서로 서투른 동작 영역에서의 출력을 보완하는 형태로, 넓은 동작 영역에 대하여 부하 전력의 확보가 용이하게 된다.
또한, 출력 전압이 다른 2개의 직류 전원을 조합하는 경우에도, 시리즈 접속 모드 및 패러렐 접속 모드의 전환에 의해, 직류 전원을 유효하게 사용할 수 있는 것이 기대된다. 단, 직류 전원(10 및 20)이 동일 정격 전압의 전원 및/또는 동일 종류의 전원이라도, 본 발명의 적용은 지장을 주게 되는 일은 없는 점에 대하여 확인적으로 기재한다. 예를 들어, 동일 타입의 직류 전원을 주전원 및 부전원으로서 사용하는 경우에, 본 발명에 의한 전원 시스템을 구성하는 것이 적합하다.
또한, 부하(30)는 제어된 직류 전압(Vo)에 의해 동작하는 기기이면, 임의의 기기에 의해 구성할 수 있는 점에 대하여 확인적으로 기재한다. 즉, 본 실시 형태에서는, 전기 자동차나 하이브리드 자동차 등에 탑재되는 주행용 전동기 및 인버터에 의해 부하(30)가 구성되는 예를 설명했지만, 본 발명의 적용은 이러한 경우에 한정되는 것은 아니다.
또한, 전력 변환기(50)의 구성에 대해서도, 도 1의 예시에 한정되는 것은 아니다. 즉, 전력 변환기에 포함되는 복수의 스위칭 소자 중 적어도 일부가, 제1 직류 전원에 대한 전력 변환 경로와, 제2 직류 전원에 대한 전력 변환 경로의 양쪽에 포함되도록 배치되는 구성이면, 제1 실시 형태에 의한 위상 제어 및 제2 실시 형태에 의한 시리즈 접속 모드에서의 제어 처리를 적용할 수 있다.
금회 개시된 실시 형태는 모든 점에서 예시이며 제한적인 것은 아니라고 생각되어야 한다. 본 발명의 범위는 상기한 설명에서가 아닌 청구 범위에 의해 나타내고, 청구 범위와 균등한 의미 및 범위 내에서의 모든 변경이 포함되는 것이 의도된다.
<산업상 이용 가능성>
본 발명은 2개의 직류 전원과 부하 사이에서 직류 전력 변환을 실행하기 위해 전원 시스템에 적용할 수 있다.
5 : 전원 시스템
10, 20 : 직류 전원
15 : 배선
25, 25a, 25b : 캐리어 신호
30 : 부하
31 : 인버터
32 : 모터 제너레이터
35 : 평활 콘덴서
40 : 제어 장치
50 : 전력 변환기
102 내지 109, 111 내지 114, 120, 121, 130, 131, 140 내지 144 : 전류 경로
201, 202, 203 : 제어 블록
D1 내지 D4 : 역병렬 다이오드
DT, Da, Db, Dc : 듀티비
Di, Dv : 듀티비 명령값
DiFF, DvFF : 피드 포워드 제어량
GL : 접지 배선
Hi, Hv : 전달 함수
Ii* : 전류 명령값
Ii : 전류
L1, L2 : 리액터
N1, N2, N3 : 노드
PL : 전원 배선
PS1, PS2 : 전원
S1 내지 S4 : 전력용 반도체 스위칭 소자
SDa(/SDa), SDb(/SDb), SDc(/SDc) : 제어 펄스 신호
SG1 내지 SG4 : 제어 신호
V[1], V[2] : 전압
Vo : 출력 전압
Vo* : 전압 명령값

Claims (18)

  1. 제1 직류 전원(10)과,
    제2 직류 전원(20)과,
    부하(30)와 전기적으로 접속되는 전원 배선(PL)과 상기 제1 및 제2 직류 전원 사이에서 직류 전력 변환을 실행하기 위한, 복수의 스위칭 소자(S1-S4)를 포함하여 구성된 전력 변환기(50)와,
    상기 전원 배선 상의 출력 전압(Vo)을 제어하도록, 펄스 폭 변조 제어에 따라서 상기 복수의 스위칭 소자의 온/오프를 제어하기 위한 제어 장치(40)를 구비하고,
    상기 복수의 스위칭 소자 중 적어도 일부는, 상기 제1 직류 전원과 상기 전원 배선 사이에 형성되는 제1 전력 변환 경로와, 상기 제2 직류 전원과 상기 전원 배선 사이에 형성되는 제2 전력 변환 경로의 양쪽에 포함되도록 배치되고,
    상기 전력 변환기는, 상기 제1 및 제2 직류 전원과 상기 전원 배선 사이에서 병렬로 상기 직류 전력 변환을 실행하는 제1 동작 모드를 갖고,
    상기 제어 장치는,
    상기 제1 동작 모드에서, 상기 제1 전력 변환 경로에 의한 제1 전력 변환을 제어하기 위한 제1 펄스 폭 변조 제어에 사용하는 제1 캐리어 신호(25a)와, 상기 제2 전력 변환 경로에 의한 제2 전력 변환을 제어하기 위한 제2 펄스 폭 변조 제어에 사용하는 제2 캐리어 신호(25b)와의 위상차(ø)를 상기 전력 변환기의 동작 상태에 따라서 변화시키는 동시에, 상기 제1 펄스 폭 변조 제어에 의해 얻어진 제1 제어 펄스 신호(SDa) 및 상기 제2 펄스 폭 변조 제어(SDb)에 의해 얻어진 제2 제어 펄스 신호에 의거하여, 상기 복수의 스위칭 소자의 온/오프의 제어 신호(SG1-SG4)를 생성하는, 전원 시스템.
  2. 제1항에 있어서, 상기 제어 장치(40)는 상기 제1 제어 펄스 신호 및 상기 제2 제어 펄스 신호의 듀티비(Da, Db)에 의거하여, 상기 제1 캐리어 신호(25a)와 상기 제2 캐리어 신호(25b)와의 위상차(ø)를 변경 가능하게 설정하는, 전원 시스템.
  3. 제2항에 있어서, 상기 제어 장치(40)는 상기 제1 직류 전원(10)이 역행 및 회생 중 어느 상태인지 및 상기 제2 직류 전원(20)이 역행 및 회생 중 어느 상태인지의 조합과, 상기 제1 제어 펄스 신호 및 상기 제2 제어 펄스 신호의 듀티비(Da, Db)에 의거하여, 상기 제1 캐리어 신호(25a)와 상기 제2 캐리어 신호(25b)와의 위상차(ø)를 변경 가능하게 설정하는, 전원 시스템.
  4. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제어 장치(40)는 상기 제1 제어 펄스 신호(SDa)의 상승 에지 및 하강 에지 중 한쪽과, 상기 제2 제어 펄스 신호(SDb)의 상승 에지 및 하강 에지 중 다른 쪽이 겹치도록, 상기 제1 캐리어 신호(25a)와 상기 제2 캐리어 신호(25b)와의 위상차(ø)를 변화시키는, 전원 시스템.
  5. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제어 장치(40)는 상기 제1 동작 모드에서, 상기 제1 및 상기 제2 직류 전원(10, 20) 중 한쪽 전압과 상기 출력 전압(Vo)과의 전압비를 제어하도록 상기 제1 및 상기 제2 전력 변환 중 한쪽을 제어하는 한편, 상기 제1 및 상기 제2 직류 전원 중 다른 쪽 전류를 제어하도록 상기 제1 및 상기 제2 전력 변환 중 다른 쪽을 제어하는, 전원 시스템.
  6. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제1 제어 펄스 신호(SDa)는 상기 제1 직류 전원의 전압(V[1]) 및 전류(I[1]) 중 한쪽에 의거하여 연산된 제1 제어량(Da)과 상기 제1 캐리어 신호(25a)와의 비교에 의거하여 생성되고,
    상기 제2 제어 펄스 신호(SDb)는 상기 제2 직류 전원의 전압(V[2]) 및 전류(I[2]) 중 다른 쪽에 의거하여 연산된 제2 제어량(Db)과 상기 제2 캐리어 신호(25b)와의 비교에 의거하여 생성되는, 전원 시스템.
  7. 제1항에 있어서, 상기 전력 변환기(50)는 상기 제1 및 제2 직류 전원(10, 20)이 상기 전원 배선에 대하여 직렬로 전기적으로 접속된 상태에서 직류 전력 변환을 실행하는 제2 동작 모드를 더 갖고,
    상기 제어 장치(40)는 상기 제2 동작 모드에서는, 상기 제1 제어 펄스 신호(SDa)의 상승 에지 및 하강 에지 중 한쪽과, 상기 제2 제어 펄스 신호(SDb)의 상승 에지 및 하강 에지 중 다른 쪽이 겹치도록, 상기 제1 캐리어 신호(25a)와 상기 제2 캐리어 신호(25b)와의 위상차(ø)를 변경 가능하게 설정하는 동시에, 상기 제1 제어 펄스 신호 및 상기 제2 제어 펄스 신호의 논리 연산에 의거하여, 상기 복수의 스위칭 소자(S1-S4)의 상기 제어 신호(SG1-SG4)를 생성하는, 전원 시스템.
  8. 제7항에 있어서, 상기 제어 장치(40)는 상기 복수의 스위칭 소자(S1-S4) 중 일부의 각 스위칭 소자에서는, 상기 제1 동작 모드 및 상기 제2 동작 모드 사이에서 공통의 논리 연산에 따라, 상기 제1 제어 펄스 신호(SDa) 및 상기 제2 제어 펄스 신호(SDb)로부터 당해 스위칭 소자의 상기 제어 신호를 생성하는 한편, 상기 복수의 스위칭 소자 중 나머지 각 스위칭 소자에서는, 상기 제1 동작 모드 및 상기 제2 동작 모드 사이에서 다른 논리 연산에 따라, 상기 제1 제어 펄스 신호 및 상기 제2 제어 펄스 신호로부터 당해 스위칭 소자의 상기 제어 신호를 생성하는, 전원 시스템.
  9. 제1항 내지 제3항, 제7항 및 제8항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 복수의 스위칭 소자(S1-S4)는
    상기 전원 배선(PL) 및 제1 노드(N1) 사이에 전기적으로 접속된 제1 스위칭 소자(S1)와,
    제2 노드(N2) 및 상기 제1 노드(N1) 사이에 전기적으로 접속된 제2 스위칭 소자(S2)와,
    상기 제2 직류 전원의 부극 단자와 전기적으로 접속된 제3 노드(N3) 및 상기 제2 노드 사이에 전기적으로 접속된 제3 스위칭 소자(S3)와,
    상기 제1 직류 전원의 부극 단자와 상기 제3 노드 사이에 전기적으로 접속된 제4 스위칭 소자(S4)를 포함하고,
    상기 전력 변환기(50)는
    상기 제1 직류 전원의 정극 단자와 상기 제2 노드 사이에 전기적으로 접속된 제1 리액터(L1)와,
    상기 제2 직류 전원의 정극 단자와 상기 제1 노드 사이에 전기적으로 접속된 제2 리액터(L2)를 더 포함하는, 전원 시스템.
  10. 제1 직류 전원(10)과,
    제2 직류 전원(20)과,
    부하(30)와 전기적으로 접속되는 전원 배선(PL)과 상기 제1 및 제2 직류 전원 사이에서 직류 전력 변환을 실행하기 위한, 복수의 스위칭 소자(S1-S4)를 포함하여 구성된 전력 변환기(50)와,
    상기 복수의 스위칭 소자의 온/오프를 제어하기 위한 제어 장치(40)를 구비하고,
    상기 복수의 스위칭 소자 중 적어도 일부는, 상기 제1 직류 전원과 상기 전원 배선 사이에 형성되는 제1 전력 변환 경로와, 상기 제2 직류 전원과 상기 전원 배선 사이에 형성되는 제2 전력 변환 경로의 양쪽에 포함되도록 배치되고,
    상기 전력 변환기는, 상기 제1 및 제2 직류 전원과 상기 전원 배선 사이에서 병렬로 상기 직류 전력 변환을 실행하는 제1 동작 모드를 갖고,
    상기 제어 장치는, 상기 제1 동작 모드에서, 상기 복수의 스위칭 소자의 온/오프 기간비를 변화시킴으로써 상기 제1 및 제2 직류 전원의 출력을 제어하도록, 상기 복수의 스위칭 소자의 온/오프의 제어 신호(SG1-SG4)를 생성하고,
    상기 제어 신호는, 상기 제1 직류 전원의 전류[I(L1)]의 상승 타이밍 또는 하강 타이밍과, 상기 제2 직류 전원의 전류[I(L2)]의 상승 타이밍 또는 하강 타이밍이 겹치는 전류 위상이 되도록 조정되는, 전원 시스템.
  11. 제10항에 있어서, 상기 복수의 스위칭 소자(S1-S4)는
    상기 전원 배선(PL) 및 제1 노드(N1) 사이에 전기적으로 접속된 제1 스위칭 소자(S1)와,
    제2 노드(N2) 및 상기 제1 노드(N1) 사이에 전기적으로 접속된 제2 스위칭 소자(S2)와,
    상기 제2 직류 전원의 부극 단자와 전기적으로 접속된 제3 노드(N3) 및 상기 제2 노드 사이에 전기적으로 접속된 제3 스위칭 소자(S3)와,
    상기 제1 직류 전원의 부극 단자와 상기 제3 노드 사이에 전기적으로 접속된 제4 스위칭 소자(S4)를 포함하고,
    상기 전력 변환기(50)는
    상기 제1 직류 전원의 정극 단자와 상기 제2 노드 사이에 전기적으로 접속된 제1 리액터(L1)와,
    상기 제2 직류 전원의 정극 단자와 상기 제1 노드 사이에 전기적으로 접속된 제2 리액터(L2)를 더 포함하는, 전원 시스템.
  12. 제11항에 있어서, 상기 제어 신호(SG1-SG4)는 상기 제1 및 제2 직류 전원(10, 20)의 양쪽이 역행 상태인 경우에는, 상기 제1 직류 전원의 전류[I(L1)]의 하강 타이밍과, 상기 제2 직류 전원의 전류[I(L2)]의 상승 타이밍이 겹치는 전류 위상이 되도록 조정되는, 전원 시스템.
  13. 제11항에 있어서, 상기 제어 신호(SG1-SG4)는 상기 제1 및 제2 직류 전원(10, 20)의 양쪽이 회생 상태인 경우에는, 상기 제1 직류 전원의 전류[I(L1)]의 상승 타이밍과, 상기 제2 직류 전원의 전류[I(L2)]의 하강 타이밍이 겹치는 전류 위상이 되도록 조정되는, 전원 시스템.
  14. 제11항에 있어서, 상기 제어 신호(SG1-SG4)는 상기 제1 직류 전원(10)이 회생 상태인 한편 제2 직류 전원(20)이 역행 상태인 경우에는, 상기 제1 직류 전원의 전류[I(L1)]의 하강 타이밍과, 상기 제2 직류 전원의 전류[I(L2)]의 하강 타이밍이 겹치는 전류 위상이 되도록 조정되는, 전원 시스템.
  15. 제11항에 있어서, 상기 제어 신호(SG1-SG4)는 상기 제1 직류 전원(10)이 역행 상태인 한편 제2 직류 전원(20)이 회생 상태인 경우에는, 상기 제1 직류 전원의 전류[I(L1)]의 상승 타이밍과, 상기 제2 직류 전원의 전류[I(L2)]의 상승 타이밍이 겹치는 전류 위상이 되도록 조정되는, 전원 시스템.
  16. 제11항에 있어서, 상기 전력 변환기(50)는 상기 제1 및 제2 직류 전원(10, 20)이 상기 전원 배선에 대하여 직렬로 전기적으로 접속된 상태에서 직류 전력 변환을 실행하는 제2 동작 모드를 더 갖고,
    상기 제어 장치(40)는 상기 제2 동작 모드에서는, 상기 제1 및 제2 직류 전원(10, 20)이 역행 상태인 경우에는, 상기 제1 직류 전원의 전류[I(L1)]의 상승 타이밍과 상기 제2 직류 전원의 전류[I(L2)]의 하강 타이밍이 겹치는 전류 위상이 되도록 상기 제어 신호를 조정하는, 전원 시스템.
  17. 제16항에 있어서, 상기 제어 장치(40)는 상기 제2 동작 모드에서는, 상기 제1 및 제2 직류 전원(10, 20)이 회생 상태인 경우에는, 상기 제1 직류 전원의 전류[I(L1)]의 하강 타이밍과 상기 제2 직류 전원의 전류[I(L2)]의 상승 타이밍이 겹치는 전류 위상이 되도록 상기 제어 신호를 조정하는, 전원 시스템.
  18. 제10항 내지 제17항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제어 장치(40)는 상기 제1 직류 전원(10)의 출력을 제어하기 위한 제1 펄스 폭 변조 제어에 사용하는 제1 캐리어 신호(25a)와, 상기 제2 직류 전원(20)의 출력을 제어하기 위한 제2 펄스 폭 변조 제어에 사용하는 제2 캐리어 신호(25b)와의 위상차(ø)를 변화시킴으로써, 상기 전류 위상을 조정하는, 전원 시스템.
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