JP5310184B2 - 双方向昇降圧チョッパ回路 - Google Patents

Description

本発明は、燃料電池電気自動車（以下、FCEVとも呼ぶ）、ハイブリッド自動車（以下、HEVとも呼ぶ）、電気自動車（以下、EVとも呼ぶ）に用いられる電力変換器の高効率・高電力密度化のための回路方式に関し，特に、共振によるサージ電圧の発生の防止とソフトスイッチング方式の回路システムに関する。

FCEV，HEV，EV等の電気自動車関連分野では、燃料電池やバッテリ等の電気エネルギー発生手段を用いてインバータ，モータを駆動する。この駆動では、加速走行時や定速走行時では発生した電力を消費する他、減速走行時にはモータの回生電力をバッテリ等の電気エネルギー蓄積手段に充電する。そのため、電源と負荷との間において双方向に直流電力フローを制御する必要がある。

また、これらの加速走行、定速走行、減速走行等の各運転領域では、入出力電圧がバッテリの状態やモータの回転数等の運転条件によって大きく変動する。そのため、昇圧動作と降圧動作を組み合わせる必要があるため、双方向昇降圧チョッパが使用されている。

従来、リアクトルを用いて電圧の昇圧や降圧を行なう昇降圧チョッパ回路が知られている。この昇降圧動作は，IGBT等のスイッチング素子を高速でオン・オフすることによってリアクトルに直流電力を蓄積し、この直流電力を出力することで昇降圧を行なう。

このスイッチング素子の動作として，ハードスイッチング方式とソフトスイッチング方式が知られている。ハードスイッチング方式では、スイッチング素子のターンオンあるいはターンオフにおいて電圧と電流が交差する時間が長いため、電力損失が大きいという問題がある。このスイッチング損失は，スイッチング周波数の高周波化に伴って増大する。ハードスイッチング方式を用いた燃料電池回路としては、例えば、特許文献１や特許文献２が知られている。

これに対して、ソフトスイッチング方式は共振現象等を利用して電圧または電流を零とした状態でスイッチング動作を行なうものであり、これによって電力損失を低減しようとするものである。電気自動車関連分野では高効率が求められるため、ソフトスイッチング方式によるチョッパ回路が求められている。

ソフトスイッチング方式のチョッパ回路は、従来より多くの方式が提案されている。図１０に示す回路は、従来提案されるソフトスイッチング方式のチョッパ回路の一例である（特許文献３）。図１０は昇圧チョッパ回路の一例であり、１０７は直流リアクトル、１０２は出力ダイオード、１０３は出力コンデンサであり、出力コンデンサ１０３に並列に主スイッチ１１１を接続している。

この主スイッチ１１１には、スナバコンデンサ１１２とスナバダイオード１１３の直列接続体が並列接続され、このスナバコンデンサ１１２とスナバダイオード１１３の中間点に補助スイッチ１０４と回生ダイオード１０５と補助共振リアクトル１０６の直列接続体の一端が接続される。直列接続体の他端は入力電源１０１の正電圧端子に接続される。また、回生ダイオード１０５と補助共振リアクトル１０６との接続点と入力電源１０１の負電圧端子との間には帰還ダイオード１０８が接続される。入力電源１０１は直流入力電源である。

このような回路において、主スイッチ１１１と同期して付勢される補助スイッチ１０４の動作によって、スナバコンデンサ１１２のエネルギーは回生ダイオード１０５を介して補助共振リアクトル１０６へ移る。その後、補助共振リアクトル１０６に移ったエネルギーは、補助共振リアクトル１０６、電源１０１および帰還ダイオード１０８で形成される閉回路によって電源１０１へ回生される。

しかしながら、この従来回路はスナバコンデンサ１１２の充電電荷を入力電源１０１へ共振現象を利用して回生させるため、入力電圧Ｖinに対する出力電圧Ｖoutの比である昇圧率α(＝Ｖout／Ｖin)が２．０未満の領域において、スナバコンデンサ１１２の充電電圧が零まで放電できずに、残留電圧が生じる非ソフトスイッチング領域がある。

図１１にソフトスイッチング領域および非ソフトスイッチング領域を示し、図１２はソフトスイッチング領域および非ソフトスイッチング領域での代表的な動作波形を示す。

図１１において、（ａ）で示す領域は昇圧率αが２．０以上の領域を示し、（ｂ），（ｃ）で示す領域は昇圧率αが２．０〜１．０の領域を示している。領域（ｂ）と領域（ｃ）の境界は負荷電力で定まる。

この境界領域は、スナバコンデンサ１１２に残留していた電圧が放電して完全に零となる完全放電条件により定まるものであり、残留電荷がこの間に通流する補助スイッチ電流の積分電荷よりも小さいという条件から、出力電圧Ｖoutは
Ｖout＞２Ｖin−1/2・（Ｌ/（Ｃ・Ｖin））・（Ｐout/（Ｖin・η））^２
の式で表される。（非特許文献１）

また、図１２は、スナバコンデンサ１１２の電圧Ｖ112、主スイッチの電流Ｉ111を示し、図１２（ａ）はソフトスイッチング領域での電圧，電流を示し、図１２（ｂ），（ｃ）は非ソフトスイッチング領域での電圧，電流を示している。

図１１の領域（ａ）は昇圧率αが２．０以上の領域であり、図１２（ａ）に示すソフトスイッチング領域の電圧，電流の関係に示すように、共振現象によってスナバコンデンサ１１２の電圧Ｖ112は完全放電する。この完全放電を行うことによって、主スイッチ１１１のターンオンおよびターンオフにおいて、スイッチング動作は零電圧，零電流で行われ、ソフトスイッチングが達成される。

図１１の領域（ｂ）は昇圧率αが２．０未満の領域であり、図１２（ｂ）に示すように、スナバコンデンサ１１２の電圧Ｖ112に残留電圧が生じる。この残留電圧の発生によって、主スイッチ１１１のターンオンは非零電圧および非零電流で、ターンオフは零電圧および零電流で行うスイッチング動作する非ソフトスイッチング領域（ｂ）となる。

また、図１１の領域（ｃ）は昇圧率αが２．０未満の領域において、出力が軽負荷時に生じる領域である。この領域（ｃ）では、図１２（ｃ）に示すように、主スイッチ１１１のターンオンおよびターンオフを非零電圧および非零電流でスイッチング動作する非ソフトスイッチング領域（ｃ）となる。

以上のように、従来回路は、スナバコンデンサ１１２の残留電圧の発生によって非ソフトスイッチング領域が生じ、電力損失が発生するという課題がある。

また、図１０に示す従来回路では、補助共振リアクトル１０６に移ったエネルギーが入力電源１０１へ回生した後、回生ダイオード１０５の蓄積電荷がダイオードリカバリする際にサージ過電圧が発生する。

図１３（ａ）は補助スイッチ１０４の電流を示し、図１３（ｂ）は補助スイッチ１０４の電圧を示している。

図１３（ｂ）の電圧に示すように、主スイッチ１１１のターンオフ時にも補助スイッチ１０４の漂遊容量と補助共振リアクトル１０６の共振現象によるサージ過電圧Ｖp1が補助スイッチ１０４の両端に発生する。

回生ダイオード１０５のダイオードリカバリによるサージ過電圧、共振現象によるサージ過電圧が、補助スイッチ１０４や回生ダイオード１０５の定格電圧を越えると、素子破損にいたる場合がある。また、サージ過電圧で素子が直接破損しない場合であっても、サージ過電圧により制御回路が誤動作したり、ゲート回路が誤動作して主スイッチ１１１や補助スイッチ１０４が破損してしまう恐れがあるという課題もある。

また、図１０に示す従来回路では、出力ダイオード１０２が主回路に直列に接続されているため、その順電圧による電力損失が大きくなるという課題がある。

特開２００２−６３９２３号公報 特開２００５−２９５６７１号公報 特開２００１−２２４１６５号公報

平成２０年電気学会全国大会講演論文集、4-071，pp.117-118，20083/19〜21，"SAZZコンバータにおけるソフトスイッチング領域外動作特性"

上記したように，従来提案されているチョッパ回路では、下記のような非ソフトスイッチング領域，熱損失および素子破損の課題を有している。

（１）入・出力電圧比と出力電力の条件によっては，非ソフトスイッチング領域が生じるという課題がある。

（２）回生ダイオードの蓄積電荷による逆回復（ダイオードリカバリ）によるサージ過電圧や、補助スイッチ１０４の漂遊容量によるサージ過電圧の発生によるノイズによって制御回路が誤動作し，素子破損にいたる恐れがあるという課題がある。

上記したスイッチングに係わる課題の他に、
（３）出力ダイオードの順電圧による電力損失が大きいという課題がある。

したがって、低損失でかつ高信頼性が得られる双方向昇降圧チョッパ回路では、上記したスイッチングに係わる課題の他、出力ダイオードに係わる課題は、双方向昇降圧チョッパ回路では低損失でかつ高信頼性を達成する上で支障となる。

そこで、本発明は，前記した課題点を解決するためになされたものであり、双方向昇降圧チョッパ回路のスイッチングに係わる課題、出力ダイオードに係わる課題を解決することを目的とする。

本発明は、双方向昇降圧チョッパ回路のスイッチングに係わる課題の解決において、入出力電圧の変動状態によってもスナバコンデンサ電圧残留による非ソフトスイッチング領域が生じることなく、運転領域において全域ソフトスイッチングの可能な回路方式を提供することを目的とする。

本発明は、双方向昇降圧チョッパ回路のスイッチングに係わる課題の解決において、回生ダイオードの逆回復による過電圧を防ぐことを目的とする。

本発明は、双方向昇降圧チョッパ回路のスイッチングに係わる課題の解決において、補助スイッチのターンオフ時の漂遊容量による過電圧を抑制することを目的とする。

また、本発明は、出力ダイオードの順電圧による電力損失を抑制することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明の双方向昇降圧チョッパ回路は、昇圧動作および降圧動作を双方向で行なう双方向昇降圧チョッパ回路において、昇圧動作を行なう昇圧チョッパ部および降圧動作を行なう降圧チョッパ部を備える。

本発明の昇圧チョッパ部および降圧チョッパ部は、主スイッチとこの主スイッチの両極間に接続したスナバコンデンサとスナバダイオードと、ダイオードと補助スイッチと可飽和リアクトルとを直列接続した直列接続体とを備え、直列接続体の一端を前記スナバコンデンサとスナバダイオードとの接続点に接続し、直列接続体の他端を直流電源に接続し、直流電源の電圧に対するチョッパ部の出力電圧の昇圧率を２以上とする。

本発明は、スナバコンデンサとスナバダイオードとの接続点と直流電源との間に、ダイオードと補助スイッチと可飽和リアクトルとを直列接続した直列接続体を接続し、スナバコンデンサに蓄積された電圧を直流電源に回生する際に、直流電源の電圧に対するチョッパ部の出力電圧の昇圧率を２以上とすることによってスナバコンデンサの電圧残留を零とし、入出力電圧の変動状態によってもスナバコンデンサ電圧残留による非ソフトスイッチング領域が生じることなく、運転領域において全域ソフトスイッチングの可能とすることができる。

また、本発明は、ダイオードおよび補助スイッチに可飽和リアクトルを直列接続することによって、回生ダイオードの逆回復による過電圧を防ぐことができる。

また、本発明は、ダイオードおよび補助スイッチに可飽和リアクトルを直列接続することによって、補助スイッチのターンオフ時の漂遊容量による過電圧を抑制することができる。

本発明の双方向昇降圧チョッパ回路は、チョッパ回路をブリッジ接続してなる四象限チョッパ回路、あるいは二象限チョッパ回路で構成することができる。

本発明の四象限チョッパ回路は、昇圧動作および降圧動作を双方向で行なう双方向昇降圧チョッパ回路において、第１と第２の直流電源と、第１と第２の直流電源に対してそれぞれ並列接続した第１と第２の入力コンデンサと、主リアクトルと、負荷に対して並列接続した出力コンデンサと、昇圧動作を行う２つの昇圧チョッパ部と降圧動作を行なう２つの降圧チョッパ部とを備える。

本発明が備える昇圧チョッパ部は、第１の昇圧動作を行なう第１の昇圧チョッパ部と第２の昇圧動作を行なう第２の昇圧チョッパ部とを備える。

本発明の第１の昇圧チョッパ部は、一方の極を第２の直流電源の負の電圧端子に接続し、他方の極を主リアクトルの一端に接続した主スイッチと、主スイッチの両極間に接続したスナバコンデンサとスナバダイオードとの直列接続体と、スナバコンデンサとスナバダイオードの接続点と２分割した直流電源の中間点との間に接続したダイオードと補助スイッチと可飽和リアクトルとを直列接続した第１の直列接続体を備える。

本発明の第２の昇圧チョッパ部は、一方の極を第２の直流電源の負の電圧端子に接続し、他方の極を主リアクトルの他方の端子に接続した主スイッチと、主スイッチの両極間に接続したスナバコンデンサとスナバダイオードとの直列接続体と、スナバコンデンサとスナバダイオードの接続点と２分割した直流電源の中間点との間に接続したダイオードと補助スイッチと可飽和リアクトルとを直列接続した第２の直列接続体を備える。

本発明が備える降圧チョッパ部は、第１の降圧動作を行なう第１の降圧チョッパ部と第２の降圧動作を行なう第２の降圧チョッパ部とを備える。

本発明の第１の降圧チョッパ部は、一方の極を第１の直流電源の正の電圧端子に接続し、他方の極を主リアクトルの一端に接続した主スイッチと、主スイッチの両極間に接続したスナバコンデンサとスナバダイオードとの直列接続体と、スナバコンデンサとスナバダイオードの接続点と２分割した直流電源の中間点との間に接続したダイオードと補助スイッチと可飽和リアクトルとを直列接続した第３の直列接続体を備える。

本発明の第２の降圧チョッパ部は、一方の極を出力コンデンサの正の電圧端子に接続し、他方の極を主リアクトルの他方の端子に接続した主スイッチと、主スイッチの両極間に接続したスナバコンデンサとスナバダイオードの直列接続体と、スナバコンデンサとスナバダイオードの接続点と第１の直流電源の正の電圧端子との間に接続したダイオードと補助スイッチと可飽和リアクトルとを直列接続した第４の直列接続体とを備える。

本発明の各チョッパ部が備える各補助スイッチは、主スイッチよりも先にオンすることによって主スイッチのスイッチング動作を零電圧および零電流で行なう。

本発明の二象限チョッパ回路の一形態は、第１の昇圧チョッパ部と第１の降圧チョッパ部とからなり、昇圧動作および降圧動作を双方向で行なう双方向昇降圧チョッパ回路において、第１と第２の直流電源と、第１と第２の直流電源に対してそれぞれ並列接続した第１と第２の入力コンデンサと、主リアクトルと、負荷に対して並列接続した出力コンデンサと、昇圧動作を行う昇圧チョッパ部と降圧動作を行なう降圧チョッパ部とを備える。

この形態の昇圧チョッパ部は、一方の極を第２の直流電源の負の電圧端子に接続し、他方の極を主リアクトルの一端に接続した主スイッチと、主スイッチの両極間に接続したスナバコンデンサとスナバダイオードとの直列接続体と、スナバコンデンサとスナバダイオードの接続点と２分割した直流電源の中間点との間に接続したダイオードと補助スイッチと可飽和リアクトルとを直列接続した昇圧側直列接続体を備える。

この形態の降圧チョッパ部は、一方の極を第１の直流電源の正の電圧端子に接続し、他方の極を主リアクトルの一端に接続した主スイッチと、主スイッチの両極間に接続したスナバコンデンサとスナバダイオードとの直列接続体と、スナバコンデンサとスナバダイオードの接続点と２分割した直流電源の中間点との間に接続したダイオードと補助スイッチと可飽和リアクトルとを直列接続した降圧側直列接続体を備える。

この形態の各チョッパ部の各補助スイッチは、主スイッチよりも先にオンすることによって主スイッチのスイッチング動作を零電圧および零電流で行なう。

本発明の二象限チョッパ回路は、上記形態において、第１の昇圧チョッパ部の可飽和リアクトルと第１の降圧チョッパ部の可飽和リアクトルを共通化し、一つの可飽和リアクトルで構成することができる。この構成では、昇圧側直列接続体が備える可飽和リアクトルと前記降圧側直列接続体が備える可飽和リアクトルを共通の一つの可飽和リアクトルで構成し、この可飽和リアクトルの一端を２分割した直流電源の中間点に接続する。

本発明の二象限チョッパ回路の他の形態は、第２の昇圧チョッパ部と第２の降圧チョッパ部とからなり、昇圧動作および降圧動作を双方向で行なう双方向昇降圧チョッパ回路において、第１と第２の直流電源と、第１と第２の直流電源に対してそれぞれ並列接続した第１と第２の入力コンデンサと、主リアクトルと、負荷に対して並列接続した出力コンデンサと、昇圧動作を行う昇圧チョッパ部と降圧動作を行なう降圧チョッパ部とを備える。

この形態の昇圧チョッパ部は、一方の極を第２の直流電源の負の電圧端子に接続し、他方の極を主リアクトルの他方の端子に接続した主スイッチと、主スイッチの両極間に接続したスナバコンデンサとスナバダイオードとの直列接続体と、スナバコンデンサとスナバダイオードの接続点と２分割した直流電源の中間点との間に接続したダイオードと補助スイッチと可飽和リアクトルとを直列接続した昇圧側直列接続体を備える。

この形態の降圧チョッパ部は、一方の極を出力コンデンサの正の電圧端子に接続し、他方の極を主リアクトルの他方の端子に接続した主スイッチと、主スイッチの両極間に接続したスナバコンデンサとスナバダイオードの直列接続体と、スナバコンデンサとスナバダイオードの接続点と第１の直流電源の正の電圧端子との間に接続したダイオードと補助スイッチと可飽和リアクトルとを直列接続した降圧側直列接続体とを備える。

この形態の各チョッパ部の各補助スイッチは、主スイッチよりも先にオンすることによって主スイッチのスイッチング動作を零電圧および零電流で行なう。

また、本発明の双方向昇降圧チョッパ回路は、主スイッチを半導体スイッチで構成し、この半導体スイッチに逆並列接続されるボディダイオードを出力ダイオードとし、主電流がボディダイオードを通流中に半導体スイッチをオン制御する同期整流する。

この同期整流によって、出力ダイオードの順電圧による電力損失を抑制することができる。

本発明の双方向昇降圧チョッパ回路において、第１の直流電源と第２の直流電源は、一つの直流電源を２分割し、分割した２つの端子間に第１の入力コンデンサおよび第２の入力コンデンサをそれぞれ並列接続して構成することができる。

本発明の態様によれば、運転領域全域にわたって補助スイッチの作用によって主スイッチのスイッチング動作を零電圧および零電流で行なうことができる。

また、本発明の態様によれば、可飽和リアクトルによって、回生ダイオードの逆回復による過電圧を防ぎ、また、補助スイッチのターンオフ時の漂遊容量による過電圧を抑制することができる。

また、本発明の態様によれば、半導体スイッチを例えばパワーMOSFETで構成し、この半導体スイッチを同期整流によって逆並列ダイオードの順電圧を低減し、電力損失を低減することができる。

本発明によれば，双方向昇降圧チョッパ回路を全域でソフトスイッチングさせ、損失を低減し、過電圧を抑制することができ、低損失で高信頼性の電力変換装置を構成することができる。

本発明によれば、双方向昇降圧チョッパ回路のスイッチングに係わる課題の解決において、入出力電圧の変動状態によってもスナバコンデンサ電圧残留による非ソフトスイッチング領域が生じることなく、運転領域において全域ソフトスイッチングを可能とすることができる。

本発明によれば、双方向昇降圧チョッパ回路のスイッチングに係わる課題の解決において、回生ダイオードの逆回復による過電圧を防ぐことができる。

本発明によれば、双方向昇降圧チョッパ回路のスイッチングに係わる課題の解決において、補助スイッチのターンオフ時の漂遊容量による過電圧を抑制することができる。

また、本発明によれば、出力ダイオードの順電圧による電力損失を抑制することができる。

本発明の双方向昇降圧チョッパ回路が備える昇圧チョッパ回路と降圧チョッパ回路とを説明するための図である。 本発明の第１の形態を説明するための回路図である。 本発明の第１の形態の各動作モードにおける等価回路図である。 本発明の第１の形態の動作タイムチャートである。 本発明の補助スイッチのサージ過電圧の抑制を説明するための図である。 本発明の回生ダイオードのサージ過電圧を説明するための図である。 本発明の第２の形態を説明するための回路図である。 本発明の第３の形態を説明するための回路図である。 本発明の第４の形態を説明するための回路図である。 従来の回路例を説明するための回路図である。 従来回路のソフトスイッチング領域と非ソフトスイッチング領域を説明するための図である。 従来回路のソフトスイッチング領域と非ソフトスイッチング領域における回路動作の相違を説明するための図である。 従来の回路の補助スイッチのサージ過電圧を示す図である。 従来の回路の回生ダイオードのサージ過電圧を示す図である。

本発明の実施形態について図面を用いて説明する。

以下，本発明の実施例を図面によって説明する。

図１は本発明の双方向昇降圧チョッパ回路が備える昇圧チョッパ回路と降圧チョッパ回路とを説明するための図である。

図１（ａ）は、本発明の双方向昇降圧チョッパ回路が備える昇圧チョッパ回路の一回路例である。

昇圧チョッパ部は、主スイッチ１０の一方の極を第２の直流電源１ｂの負の電圧端子に接続し、他方の極を第１の直流電源１ａの正の電圧端子に接続し、主スイッチ１０の両極間にスナバコンデンサ２０とスナバダイオード３０との直列接続体を接続し、スナバコンデンサ２０とスナバダイオード３０の接続点と第１の直流電源１ａと第２の直流電源１ｂとの中間点との間に、補助スイッチ４０と回生ダイオード５０と可飽和リアクトル６０とを直列接続した第１の直列接続体７０を接続し、主スイッチ１０の一方の極を主リアクトル７と降圧チョッパ部の主スイッチのボディダイオードを介して出力端に接続する。

スナバコンデンサ２０の電荷は第２の直流電源１ｂへ共振放電する。このとき、第２の直流電源１ｂの電圧は出力電圧Ｖoutの１／２電圧であるため、スナバコンデンサ２０は完全放電して残留電圧は存在しないため、常にソフトスイッチング動作を行うことができる。

また、第１の直列接続体７０が備える可飽和リアクトル６０は、回生ダイオード５０の蓄積電荷の逆回復によるサージ過電圧や補助スイッチ４０の浮遊容量によるサージ過電圧を負担し、補助スイッチ４０や回生ダイオード５０に加わる電圧を低減して、素子破損を防ぐことができる。

図１（ｂ）は、本発明の双方向昇降圧チョッパ回路が備える降圧チョッパ回路の一回路例である。

降圧チョッパ部は、主スイッチ１０の一方の極を第１の直流電源１ａの正の電圧端子に接続し、他方の極を昇圧チョッパ部の主スイッチのボディダイオードを介して直流電源１ｂの負の電圧端子に接続する。

主スイッチ１０の両極間にスナバコンデンサ２０とスナバダイオード３０との直列接続体を接続し、スナバコンデンサ２０とスナバダイオード３０の接続点と第１の直流電源１ａと第２の直流電源１ｂとの中間点との間に、補助スイッチ４０と回生ダイオード５０と可飽和リアクトル６０とを直列接続した第１の直列接続体７０を接続し、主スイッチ１０の他方の極を主リアクトル７を介して出力端に接続する。

スナバコンデンサ２０の電荷は第２の直流電源１ｂへ共振放電する。このとき、第２の直流電源１ｂの電圧は出力電圧Ｖoutの１／２電圧であるため、スナバコンデンサ２０は完全放電して残留電圧は存在しないため、常にソフトスイッチング動作を行うことができる。

また、第１の直列接続体７０が備える可飽和リアクトル６０は、回生ダイオード５０の蓄積電荷の逆回復によるサージ過電圧や補助スイッチ４０の浮遊容量によるサージ過電圧を負担し、補助スイッチ４０や回生ダイオード５０に加わる電圧を低減して、素子破損を防ぐことができる。

また、主スイッチ１０のボディダイオードを出力ダイオードとして構成し、この主スイッチ１０を同期整流することによって主スイッチ１０の順電圧による電力損失を低減させることができる。

次に、図２を用いて四象限チョッパ回路の回路例を説明する。図２において、３は出力コンデンサ、５は負荷、７は直流リアクトル、１１，１２，１３，１４は主スイッチ、２１，２２，２３，２４はスナバコンデンサ、３１，３２，３３，３４はスナバダイオード、４１，４２，４３，４４は補助スイッチ、５１，５２，５３，５４は回生ダイオード、６１，６２，６３，６４は可飽和リアクトルである。

主スイッチ１１〜１４は、例えばIGBTやMOSFET等の半導体デバイスからなっている。また、補助スイッチ４１〜４４，回生ダイオード５１〜５４，可飽和リアクトル６１〜６４は補助共振回路を構成している。

図２において、双方向昇降圧チョッパ回路は、２つの昇圧チョッパ部Ａ，Ｂと２つの降圧チョッパ部Ｃ，Ｄを備える。

第１の昇圧チョッパ部Ａは、主スイッチ１３，スナバコンデンサ２３，スナバダイオード３３、および補助スイッチ４３，回生ダイオード５３，可飽和リアクトル６３からなる第１の直列接続体７３を備える。

第２の昇圧チョッパ部Ｂは、主スイッチ１１，スナバコンデンサ２１，スナバダイオード３１、および補助スイッチ４１，回生ダイオード５１，可飽和リアクトル６１からなる第２の直列接続体７１を備える。

第１の降圧チョッパ部Ｃは、主スイッチ１４，スナバコンデンサ２４，スナバダイオード３４、および補助スイッチ４４，回生ダイオード５４，可飽和リアクトル６４からなる第３の直列接続体７４を構成する。

第２の降圧チョッパ部Ｄは、主スイッチ１２，スナバコンデンサ２２，スナバダイオード３２、および補助スイッチ４２，回生ダイオード５２，可飽和リアクトル６２からなる第４の直列接続体７２を備える。

双方向昇降圧チョッパ回路は、直流電源を２分割した第１の直流電源１ａと第２の直流電源１ｂを備え、第１の入力コンデンサ４ａを第１の直流電源１ａに並列接続し、第２の入力コンデンサ４ｂを第２の直流電源１ｂに並列接続する。

直流電源１ａ，１ｂの間に、第１の降圧チョッパ部Ｃと第１の昇圧チョッパ部Ａ、第２の降圧チョッパ部Ｄと第２の昇圧チョッパ部Ｂをそれぞれ直列接続してブリッジ回路を構成し、第１の降圧チョッパ部Ｃと第１の昇圧チョッパ部Ａの中間点と、第２の降圧チョッパ部Ｄと第２の昇圧チョッパ部Ｂの中間点との間に直流リアクトルである主リアクトル７を接続する。

双方向昇降圧チョッパ回路の出力側には、負荷５に対して並列接続される出力コンデンサ３を備える。

第１の昇圧動作を行なう第１の昇圧チョッパ部Ａは、一方の極を第２の直流電源１ｂの負の電圧端子に接続し、他方の極を主リアクトル７の一端に接続した主スイッチ１３と、主スイッチ１３の両極間に接続したスナバコンデンサ２３とスナバダイオード３３との直列接続体と、スナバコンデンサ２３とスナバダイオード３３の接続点と２分割した直流電源１ａ，１ｂの中間点との間に接続した回生ダイオード５３と補助スイッチ４３と可飽和リアクトル６３とを直列接続した第１の直列接続体７３を備える。

第２の昇圧動作を行なう第２の昇圧チョッパ部Ｂは、一方の極を第２の直流電源１ｂの負の電圧端子に接続し、他方の極を主リアクトル７の他方の端子に接続した主スイッチ１１と、主スイッチ１１の両極間に接続したスナバコンデンサ２１とスナバダイオード３１との直列接続体と、スナバコンデンサ２１とスナバダイオード３１の接続点と２分割した直流電源１ａ，１ｂの中間点との間に接続した回生ダイオード５１と補助スイッチ４１と可飽和リアクトル６１とを直列接続した第２の直列接続体７１を備える。

第１の降圧動作を行なう第１の降圧チョッパ部Ｃは、一方の極を第１の直流電源１ａの正の電圧端子に接続し、他方の極を主リアクトル７の一端に接続した主スイッチ１４と、主スイッチ１４の両極間に接続したスナバコンデンサ２４とスナバダイオード３４との直列接続体と、スナバコンデンサ２４とスナバダイオード３４の接続点と２分割した直流電源１ａ，１ｂの中間点との間に接続した回生ダイオード５４と補助スイッチ４４と可飽和リアクトル６４とを直列接続した第３の直列接続体７４を備える。

第２の降圧動作を行なう第２の降圧チョッパ部Ｄは、一方の極を出力コンデンサ３の正の電圧端子に接続し、他方の極を主リアクトル７の他方の端子に接続した主スイッチ１２と、主スイッチ１２の両極間に接続したスナバコンデンサ２２とスナバダイオード３２の直列接続体と、スナバコンデンサ２２とスナバダイオード３２の接続点と第１の直流電源１ａの正の電圧端子との間に接続した回生ダイオード５２と補助スイッチ４２と可飽和リアクトル６２とを直列接続した第４の直列接続体７２とを備える。

各チョッパ部Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄが備える各補助スイッチ４３，４４，４１，４２は、主スイッチ１１，１２，１３，１４よりも先にオンすることによって主スイッチ１１，１２，１３，１４のスイッチング動作を零電圧および零電流で行なう。

以下、図３に示した各動作モードの等価回路と、図４の各部動作波形図を参照しながら双方向昇降圧チョッパ回路の動作例を説明する。ここでは、第２の昇圧チョッパ部Ｂについて説明する。

[動作モード１]
図３（ａ）は図４の時点-t3〜-t2における動作モード１を示す等価回路である。補助スイッチ４１のゲート信号Vg41を主スイッチ１１のゲート信号よりも所定のごく僅かな時間だけ前に供給する。これによって、補助スイッチ４１は主スイッチ１１よりも先にターンオンし、可飽和リアクトル６１には図示の極性に出力電圧Ｖｏと入力電圧1/2・Ｖinの差電圧が印加される。

この期間、可飽和リアクトル６１のインダクタンスは飽和前の大きなインダクタンスＬ0であるため、可飽和リアクトル６１にはほとんど電流が流れない。

[動作モード２]
時点-t2において可飽和リアクトル６１が飽和すると、図３（ｂ）に示す次の動作モード２となる。時点-t2〜-t1における動作モード２では、入出力電圧差(Ｖｏ−1/2 ・Ｖin)を可飽和リアクトル６１の飽和後のインダクタンスＬ1で除した値で、線形に可飽和リアクトル６１の電流Ｉ61が立ち上がり、主リアクトル７の電流Ｉ7に達し、主スイッチ１２の逆並列ダイオードが逆回復してオフすると動作モード２は時点-t1で終了し、図３（ｃ）の次の動作モード３となる。

[動作モード３]
時点-t1よりスナバコンデンサ２１は放電し、可飽和リアクトル６１の飽和後のインダクタンスＬ1とスナバコンデンサ２１の容量Ｃ21で決まる共振現象により、可飽和リアクトル６１には図４のＩ61のように正弦波状の電流が流れる。

スナバコンデンサ６１の電圧が時点t0で零になると、主スイッチ１１に図４に示すようにゲート信号Ｖg11が供給され次の動作モード４となる。

[動作モード４]
この動作モード４の時点t0〜t1間に、可飽和リアクトル６１に移ったエネルギーが電源１ｂへ回生されて零となる。

以上の動作モード１〜４の動作により，主スイッチ１１は零電圧，零電流でターンオンする。また，スナバコンデンサ２１の電荷は２分割された入力直流電源の１／２電圧の電源への共振放電となるため完全放電し、電圧が残留することはなく常にソフトスイッチングで動作することができる。

また、図１０に示す従来の回路例において、共振現象の終了する時点t1に生じていた回生ダイオード１０５の逆回復による過電圧Ｖr1を図１４に示す。

一方，本発明の図２に示す構成では、図１０に示す従来の補助リアクトル１０６に代えて可飽和リアクトル６１を用いているので、従来発生していた図１４の回生ダイオード１０５の逆回復電流-i105は、図６に示すように本発明の可飽和リアクトル６１によりブロックされるので、回生ダイオード５１の逆回復による過電圧は抑制される。この回生ダイオード５１の改善波形を図６（ｂ）のＶr2に示す。

また、同様に、図１０に示す従来の回路例において、補助スイッチ１０４のターンオフする時点t2に生じていた補助スイッチ１０４の漂遊容量による過電圧Ｖp1を図１３に示す。

一方、本発明の図２に示す構成では、図１０に示す従来の補助リアクトル１０６に代えて可飽和リアクトル６１を用いているので、従来発生していた図１３の補助スイッチ１０４の漂遊容量により発生していた補助スイッチ１０４の電流i104は、図５に示すように本発明の可飽和リアクトル６１によりブロックされるので、補助スイッチ４１の漂遊容量による過電圧はＶp2に抑制される。この補助スイッチ４１の改善波形を図５（ｂ）のＶp2に示す。

次に、図７〜図９を用いて、本発明の双方向昇降圧チョッパ回路の別形態について説明する。

図７は第１の昇圧チョッパ部Ａと第１の降圧チョッパ部Ｂの２つのチョッパ部で構成する例である。図７に示す構成では、順方向降圧動作を第１の降圧チョッパ部Ｃで行い、逆方向昇圧動作を第１の昇圧チョッパ部Ａを用いて行う。

図８に示す構成は、図７に示した構成において、２つのチョッパ部の補助回路の可飽和リアクトル６３と可飽和リアクトル６４とを共通化した可飽和リアクトル６５とする構成である。

図９は第２の昇圧チョッパ部Ｂと第４の降圧チョッパ部Ｄの２つのチョッパ部で構成する例である。図９に示す構成では、順方向降圧動作を第２の降圧チョッパ部Ｄで行い、逆方向昇圧動作を第２の昇圧チョッパ部Ｂを用いて行う。

また、可飽和リアクトルは、可飽和特性をもつ１個のリアクトルではなく、飽和前のインダクタンスＬ0を有する１個の可飽和リアクトルと、飽和後のインダクタンスＬ1を有するリアクトルの２個の直列接続体で構成しても良い。

さらに，半導体スイッチ素子をMOSFETで構成し、同期整流によって主電流がその逆並列ダイオードを通流中にゲートドレイン電圧を供給し、これによって、順電圧を低減して電力損失を低減するように制御してもよい。

１ａ，１ｂ 直流電源
３ 出力コンデンサ
４ａ，４ｂ 入力コンデンサ
５ 負荷
７ 主リアクトル
１０，１１，１２，１３，１４ 主スイッチ
２０、２１，２２，２３，２４ スナバコンデンサ
３０、３１，３２，３３，３４ スナバダイオード
４０，４１，４２，４３，４４ 補助スイッチ
５０，５１，５２，５３，５４ 回生ダイオード
６０，６１，６２，６３，６４，６５ 可飽和リアクトル
７０，７１，７２，７３，７４ 直列接続体
１０１ 入力電源
１０２ 出力ダイオード
１０３ 出力コンデンサ
１０４ 補助スイッチ
１０５ 回生ダイオード
１０６ 補助リアクトル
１０７ 直流リアクトル
１０８ 帰還ダイオード
１１１ 主スイッチ
１１２ スナバコンデンサ
１１３ スナバダイオード
Ａ，Ｂ 昇圧チョッパ部
Ｃ，Ｄ 降圧チョッパ部

Claims (7)

1. 昇圧動作および降圧動作を双方向で行なう双方向昇降圧チョッパ回路において、
   昇圧動作を行なう昇圧チョッパ部および降圧動作を行なう降圧チョッパ部を備え、
   前記昇圧チョッパ部および降圧チョッパ部は、
   前記主スイッチと当該主スイッチの両極間に接続したスナバコンデンサとスナバダイオードと、
   ダイオードと補助スイッチと可飽和リアクトルとを直列接続した直列接続体とを備え、
   前記直列接続体の一端を前記スナバコンデンサとスナバダイオードとの接続点に接続し、前記直列接続体の他端を直流電源に接続し、
   前記直流電源の電圧に対するチョッパ部の出力電圧の昇圧率を２以上とすることを特徴とする双方向昇降圧チョッパ回路。
2. 昇圧動作および降圧動作を双方向で行なう双方向昇降圧チョッパ回路において、
   第１と第２の直流電源と、
   前記第１と第２の直流電源に対してそれぞれ並列接続した第１と第２の入力コンデンサと、
   主リアクトルと、
   負荷に対して並列接続した出力コンデンサと、
   昇圧動作を行う２つの昇圧チョッパ部と降圧動作を行なう２つの降圧チョッパ部とを備え、
   第１の昇圧動作を行なう第１の昇圧チョッパ部は、
   一方の極を前記第２の直流電源の負の電圧端子に接続し、他方の極を前記主リアクトルの一端に接続した主スイッチと、
   前記主スイッチの両極間に接続したスナバコンデンサとスナバダイオードとの直列接続体と、
   前記スナバコンデンサとスナバダイオードの接続点と前記２分割した直流電源の中間点との間に接続したダイオードと補助スイッチと可飽和リアクトルとを直列接続した第１の直列接続体を備え、
   第２の昇圧動作を行なう第２の昇圧チョッパ部は、
   一方の極を前記第２の直流電源の負の電圧端子に接続し、他方の極を前記主リアクトルの他方の端子に接続した主スイッチと、
   前記主スイッチの両極間に接続したスナバコンデンサとスナバダイオードとの直列接続体と、
   前記スナバコンデンサとスナバダイオードの接続点と前記２分割した直流電源の中間点との間に接続したダイオードと補助スイッチと可飽和リアクトルとを直列接続した第２の直列接続体を備え、
   第１の降圧動作を行なう第１の降圧チョッパ部は、
   一方の極を前記第１の直流電源の正の電圧端子に接続し、他方の極を前記主リアクトルの一端に接続した主スイッチと、
   前記主スイッチの両極間に接続したスナバコンデンサとスナバダイオードとの直列接続体と、
   前記スナバコンデンサとスナバダイオードの接続点と前記２分割した直流電源の中間点との間に接続したダイオードと補助スイッチと可飽和リアクトルとを直列接続した第３の直列接続体を備え、
   第２の降圧動作を行なう第２の降圧チョッパ部は、
   一方の極を前記出力コンデンサの正の電圧端子に接続し、他方の極を前記主リアクトルの他方の端子に接続した主スイッチと、
   前記主スイッチの両極間に接続したスナバコンデンサとスナバダイオードの直列接続体と、
   前記スナバコンデンサとスナバダイオードの接続点と前記第１の直流電源の正の電圧端子との間に接続したダイオードと補助スイッチと可飽和リアクトルとを直列接続した第４の直列接続体とを備え、
   前記各チョッパ部が備える前記各補助スイッチは、前記主スイッチよりも先にオンすることによって主スイッチのスイッチング動作を零電圧および零電流で行なうことを特徴とする双方向昇降圧チョッパ回路。
3. 昇圧動作および降圧動作を双方向で行なう双方向昇降圧チョッパ回路において、
   第１と第２の直流電源と、
   前記第１と第２の直流電源に対してそれぞれ並列接続した第１と第２の入力コンデンサと、
   主リアクトルと、
   負荷に対して並列接続した出力コンデンサと、
   昇圧動作を行う昇圧チョッパ部と降圧動作を行なう降圧チョッパ部とを備え、
   前記昇圧チョッパ部は、
   一方の極を前記第２の直流電源の負の電圧端子に接続し、他方の極を前記主リアクトルの一端に接続した主スイッチと、
   前記主スイッチの両極間に接続したスナバコンデンサとスナバダイオードとの直列接続体と、
   前記スナバコンデンサとスナバダイオードの接続点と前記２分割した直流電源の中間点との間に接続したダイオードと補助スイッチと可飽和リアクトルとを直列接続した昇圧側直列接続体を備え、
   前記降圧チョッパ部は、
   一方の極を前記第１の直流電源の正の電圧端子に接続し、他方の極を前記主リアクトルの一端に接続した主スイッチと、
   前記主スイッチの両極間に接続したスナバコンデンサとスナバダイオードとの直列接続体と、
   前記スナバコンデンサとスナバダイオードの接続点と前記２分割した直流電源の中間点との間に接続したダイオードと補助スイッチと可飽和リアクトルとを直列接続した降圧側直列接続体を備え、
   前記各チョッパ部が備える前記各補助スイッチは、前記主スイッチよりも先にオンすることによって主スイッチのスイッチング動作を零電圧および零電流で行なうことを特徴とする双方向昇降圧チョッパ回路。
4. 前記昇圧側直列接続体が備える可飽和リアクトルと前記降圧側直列接続体が備える可飽和リアクトルを共通の一つの可飽和リアクトルで構成し、
   当該可飽和リアクトルの一端を２分割した直流電源の中間点に接続することを特徴とする、請求項３に記載の双方向昇降圧チョッパ回路。
5. 昇圧動作および降圧動作を双方向で行なう双方向昇降圧チョッパ回路において、
   第１と第２の直流電源と、
   前記第１と第２の直流電源に対してそれぞれ並列接続した第１と第２の入力コンデンサと、
   主リアクトルと、
   負荷に対して並列接続した出力コンデンサと、
   昇圧動作を行う昇圧チョッパ部と降圧動作を行なう降圧チョッパ部とを備え、
   昇圧チョッパ部は、
   一方の極を前記第２の直流電源の負の電圧端子に接続し、他方の極を前記主リアクトルの他方の端子に接続した主スイッチと、
   前記主スイッチの両極間に接続したスナバコンデンサとスナバダイオードとの直列接続体と、
   前記スナバコンデンサとスナバダイオードの接続点と前記２分割した直流電源の中間点との間に接続したダイオードと補助スイッチと可飽和リアクトルとを直列接続した昇圧側直列接続体を備え、
   降圧チョッパ部は、
   一方の極を前記出力コンデンサの正の電圧端子に接続し、他方の極を前記主リアクトルの他方の端子に接続した主スイッチと、
   前記主スイッチの両極間に接続したスナバコンデンサとスナバダイオードの直列接続体と、
   前記スナバコンデンサとスナバダイオードの接続点と前記第１の直流電源の正の電圧端子との間に接続したダイオードと補助スイッチと可飽和リアクトルとを直列接続した降圧側直列接続体とを備え、
   前記各チョッパ部が備える前記各補助スイッチは、前記主スイッチよりも先にオンすることによって主スイッチのスイッチング動作を零電圧および零電流で行なうことを特徴とする双方向昇降圧チョッパ回路。
6. 前記主スイッチは半導体スイッチで構成し、当該半導体スイッチに逆並列接続されるボディダイオードを出力ダイオードとし、
   主電流がボディダイオードを通流中に前記半導体スイッチをオン制御する同期整流することを特徴とする、請求項１から５の何れか一つに記載の双方向昇降圧チョッパ回路。
7. 前記第１の直流電源と前記第２の直流電源は、一つの直流電源を２分割し、当該分割した２つの端子間に第１の入力コンデンサおよび第２の入力コンデンサをそれぞれ並列接続したことを特徴とする、請求項２から６の何れか一つに記載の双方向昇降圧チョッパ回路。