[go: up one dir, main page]
More Web Proxy on the site http://driver.im/

KR20090018255A - 광대역 무선통신 시스템에서 은닉 파일럿을 이용한 신호검출 장치 및 방법 - Google Patents

광대역 무선통신 시스템에서 은닉 파일럿을 이용한 신호검출 장치 및 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR20090018255A
KR20090018255A KR1020070082554A KR20070082554A KR20090018255A KR 20090018255 A KR20090018255 A KR 20090018255A KR 1020070082554 A KR1020070082554 A KR 1020070082554A KR 20070082554 A KR20070082554 A KR 20070082554A KR 20090018255 A KR20090018255 A KR 20090018255A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
user
matrix
iteration
symbol block
signal
Prior art date
Application number
KR1020070082554A
Other languages
English (en)
Inventor
정성윤
윤상보
이종호
Original Assignee
삼성전자주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 삼성전자주식회사 filed Critical 삼성전자주식회사
Priority to KR1020070082554A priority Critical patent/KR20090018255A/ko
Publication of KR20090018255A publication Critical patent/KR20090018255A/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0212—Channel estimation of impulse response
    • H04L25/0218—Channel estimation of impulse response with detection of nulls
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2689—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation
    • H04L27/2695—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation with channel estimation, e.g. determination of delay spread, derivative or peak tracking

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

본 발명은 광대역 무선통신 시스템에서 신호 검출에 관한 것으로, 수신단은, (n-1)번째 반복 단계에서 검출된 송신심벌 블록 및 은닉 파일럿(hidden pilot) 신호를 이용하여 (n)번째 반복 단계의 채널값을 추정하는 추정기와, 상기 (n)번째 반복 단계의 채널값을 이용하여 수신신호로부터 송신심벌 블록을 검출하고, (n+1)번째 반복 단계의 채널값 추정을 위해 검출된 송신심벌 블록을 상기 추정기로 제공하는 검출기를 포함하여, 은닉 파일럿 신호를 통한 채널 추정 결과를 신호 검출에 이용하고, 신호 검출 결과를 채널 추정에 이용하는 반복(iteration) 검출 기법을 사용함으로써, 은닉 파일럿 신호 방식에서 발생하는 간섭을 효과적으로 제거하고, 시스템 전송률을 향상시킬 수 있다.
Figure P1020070082554
은닉 파일럿(hidden pilot), 반복 검출(iterative detection), 선 간섭 제거

Description

광대역 무선통신 시스템에서 은닉 파일럿을 이용한 신호 검출 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR DETECTING SIGNAL WITH HIDDEN PILOTS IN BROADBAND WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}
본 발명은 광대역 무선통신 시스템에 관한 것으로, 특히 광대역 무선통신 시스템에서 은닉 파일럿(hidden pilot) 신호를 이용한 신호 검출 장치 및 방법에 관한 것이다.
차세대 통신 시스템인 4세대(4th Generation, 이하 '4G'라 칭함) 통신 시스템에서는 약 100Mbps의 전송 속도를 이용하여 다양한 서비스 품질(Quality of Service, 이하 'QoS' 칭함)을 가지는 서비스들을 사용자들에게 제공하기 위한 활발한 연구가 진행되고 있다. 특히, 현재 4G 통신 시스템에서는 무선 근거리 통신 네트워크 시스템 및 무선 도시 지역 네트워크 시스템과 같은 광대역 무선 접속(BWA : Broadband Wireless Access) 통신 시스템에 이동성과 QoS을 보장하는 형태로 고속 서비스를 지원하도록 하는 연구가 활발하게 진행되고 있다. 또한, 그 대표적인 통 신 시스템이 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.16 통신 시스템이다.
상기 IEEE 802.16 통신 시스템은 상기 무선통신 시스템의 물리 채널(Physical Channel)에 광대역(Broadband) 전송 네트워크를 지원하기 위해 상기 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'OFDM'이라 칭함)/직교 주파수 분할 다중 접속(Orthogonal Frequency Division Multiple Access, 이하 'OFDMA'이라 칭함) 방식을 적용한 통신 시스템이다.
상기 IEEE 802.16 시스템과 같이 OFDMA 방식을 적용한 시스템에서, 사용자의 채널추정을 위하여 프리앰블(preamble) 및 파일럿(pilot) 신호가 주기적으로 송신된다. 상기 프리앰블 및 상기 파일럿 신호는 데이터 송신을 위한 대역폭을 사용하여 전송된다. 따라서, 상기 프리앰블 및 상기 파일럿 신호의 사용으로 인한 무선자원의 손실은 불가피하다. 이를 해결하기 위해 은닉 파일럿(hidden pilot) 신호를 이용하는 대안이 제시된 바 있다. 상기 은닉 파일럿 신호는 데이터 신호와 동일한 무선자원을 통해 송신되는 파일럿 신호를 의미한다. 하지만, 상기 은닉 파일럿 신호 방식은 기본적으로 데이터 신호와 파일럿 신호가 섞여있기 때문에, 상호 간 간섭이 효과적으로 제거될 수 있어야 한다.
상기 은닉 파일럿 방식에서 상호 간 간섭을 효과적으로 제거하기 위한 대안이 제시된 바 있으나, 여전히 완벽한 간섭 제거는 불가능하다. 따라서, 상기 은닉 파일럿 방식에서 상호 간 간섭을 효과적으로 제거하고 신호를 검출하기 위한 대안이 필요하다.
따라서, 본 발명의 목적은 광대역 무선통신 시스템에서 신호 검출 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 광대역 무선통신 시스템에서 은닉 파일럿(hidden pilot) 신호를 이용한 채널 추정 및 신호 검출 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 광대역 무선통신 시스템에서 검출된 신호를 이용하여 채널 추정 정확도를 향상시키고, 향상된 정확도의 채널값을 이용하여 다시 신호를 검출하는 반복(iteration) 신호 검출 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제 1 견지에 따르면, 광대역 무선통신 시스템에서 사용자k의 송신신호를 검출하는 수신단 장치는, (n-1)번째 반복 단계에서 검출된 송신심벌 블록 및 은닉 파일럿(hidden pilot) 신호를 이용하여 (n)번째 반복 단계의 채널값을 추정하는 추정기와, 상기 (n)번째 반복 단계의 채널값을 이용하여 수신신호로부터 송신심벌 블록을 검출하고, (n+1)번째 반복 단계의 채널값 추정을 위해 검출된 송신심벌 블록을 상기 추정기로 제공하는 검출기를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제 2 견지에 따르면, 광대역 무선통신 시스템에서 사용자k의 송신신호 검출 방법은, (n-1)번째 반복 단계에서 검출된 송 신심벌 블록 및 은닉 파일럿 신호를 이용하여 (n)번째 반복 단계의 채널값을 추정하는 과정과, 상기 (n)번째 반복 단계의 채널값을 이용하여 수신신호로부터 송신심벌 블록을 검출하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
광대역 무선통신 시스템에서 은닉 파일럿(hidden pilot) 신호를 통한 채널 추정 결과를 신호 검출에 이용하고, 신호 검출 결과를 채널 추정에 이용하는 반복(iteration) 검출 기법을 사용함으로써, 은닉 파일럿 신호 방식에서 발생하는 간섭을 효과적으로 제거하고, 시스템 전송률을 향상시킬 수 있다.
이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 그리고, 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우, 그 상세한 설명은 생략한다.
이하 본 발명은 광대역 무선통신 시스템에서 은닉 파일럿(hidden pilot) 신호를 이용한 반복(iteration) 신호 검출 기술에 대해 설명한다. 본 발명은 직교 주파수 분할 다중화(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'OFDM'이라 칭함) 방식의 무선통신 시스템을 예로 들어 설명하며, 다른 방식의 무선통신 시스 템에도 동일하게 적용될 수 있다.
송신노드는 사용자k로의 송신비트들을 M-ary PSK(Phase Shift Keying)으로 변조하여 M개의 심벌들을 포함하는 M×1 크기의 i번째 심벌 블록
Figure 112007059345546-PAT00001
를 구성하고,
Figure 112007059345546-PAT00002
를 N×M 크기의 사전 부호화기
Figure 112007059345546-PAT00003
와 곱한다. 그리고, 송신노드는 사전 부호화기
Figure 112007059345546-PAT00004
와 곱해진 i번째 심벌 블록
Figure 112007059345546-PAT00005
에 N×1 크기의 은닉 파일럿 신호
Figure 112007059345546-PAT00006
를 합하고, 사용자k에게 할당된 부반송파에 최종 송신심벌 블록을 매핑(mapping)한다. 상기 매핑된 사용자k의 최종 송신심벌 블록은 다른 사용자들의 송신심벌 블록과 함께 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform) 연산되어 OFDM 심벌로 변환되고, CP(Cyclic Prefix) 추가된다. 여기서, 상기 송신노드가 단말이라면, 상기 다른 사용자들의 송신심벌은 널(null)이 된다. 이를 수식으로 표현하면 하기 <수학식 1>과 같다.
Figure 112007059345546-PAT00007
Figure 112007059345546-PAT00008
Figure 112007059345546-PAT00009
Figure 112007059345546-PAT00010
Figure 112007059345546-PAT00011
상기 <수학식 1>에서, 상기
Figure 112007059345546-PAT00012
는 모든 사용자들의 송신심벌을 포함하는 i번째 OFDM 심벌, 상기
Figure 112007059345546-PAT00013
는 사용자k의 i번째 OFDM 심벌, 상기
Figure 112007059345546-PAT00014
는 FFT 행렬, 상기
Figure 112007059345546-PAT00015
는 사용자k의 부반송파 할당 행렬, 상기
Figure 112007059345546-PAT00016
는 사용자k의 사전 부호화기, 상기
Figure 112007059345546-PAT00017
는 사용자k의 i번째 송신심벌 블록, 상기
Figure 112007059345546-PAT00018
는 사용자k의 은닉 파일럿 신호, 상기
Figure 112007059345546-PAT00019
는 사용자k'의 IFFT 행렬, 부반송파 할당 행렬, 사전 부호화 행렬의 곱, 상기
Figure 112007059345546-PAT00020
는 사용자k'의 IFFT 행렬, 부반송파 할당 행렬, 은닉 파일럿 신호의 곱, 상기
Figure 112007059345546-PAT00021
는 OFDM 심벌, 상기
Figure 112007059345546-PAT00022
는 CP 삽입 행렬, 상기
Figure 112007059345546-PAT00023
은 CP의 길이, 상기
Figure 112007059345546-PAT00024
은 CP 추가된 OFDM 심벌의 길이를 의미한다.
상기 CP 추가된 OFDM 심벌은 샘플링 주파수
Figure 112007059345546-PAT00025
로 디지털-아날로그 변환(digital-to-analog convert)되어 안테나를 통해 송신된다.
그리고, 상기 송신노드에서 송신된 신호가 채널을 통과하여 수신노드에 수신된 후, 샘플링 주파수
Figure 112007059345546-PAT00026
로 아날로그-디지털 변환(analog-to-digital convert)되고 CP 제거되면 하기 <수학식 2>와 같다.
Figure 112007059345546-PAT00027
상기 <수학식 2>에서, 상기
Figure 112007059345546-PAT00028
는 사용자k'의 CP 제거된 i번째 시간영역 OFDM 심벌, 상기
Figure 112007059345546-PAT00029
는 첫째 열(column)이
Figure 112007059345546-PAT00030
인 N×N 크기의 순환 행렬(circulant matrix), 상기
Figure 112007059345546-PAT00031
는 사용자k'의 채널벡터, 상기
Figure 112007059345546-PAT00032
는 모든 사용자들의 송신심벌을 포함하는 i번째 OFDM 심벌, 상기
Figure 112007059345546-PAT00033
는 사용자k의 i번째 OFDM 심벌, 상기
Figure 112007059345546-PAT00034
는 백색잡음을 의미한다.
상기 <수학식 2>를 상기 <수학식 1>을 이용하여 정리하면 하기 <수학식 3>과 같다.
Figure 112007059345546-PAT00035
상기 <수학식 3>에서, 상기
Figure 112007059345546-PAT00036
는 사용자k'의 CP 제거된 i번째 시간영역 OFDM 심벌, 상기
Figure 112007059345546-PAT00037
는 첫째 열이
Figure 112007059345546-PAT00038
인 N×N 크기의 순환 행렬, 상기
Figure 112007059345546-PAT00039
는 사용자k의 i번째 OFDM 심벌, 상기
Figure 112007059345546-PAT00040
는 백색잡음, 상기
Figure 112007059345546-PAT00041
는 사용자 k'의 IFFT행렬, 부반송파 할당 행렬, 사전 부호화 행렬의 곱, 상기
Figure 112007059345546-PAT00042
는 사용자k의 i번째 송신심벌 블록, 상기
Figure 112007059345546-PAT00043
는 사용자k'의 IFFT 행렬, 부반송파 할당 행렬, 은닉 파일럿 신호의 곱, 상기
Figure 112007059345546-PAT00044
는 사용자 k'의 첫째 열이
Figure 112007059345546-PAT00045
인 크기 N×(L+1)의 순환 행렬, 상기
Figure 112007059345546-PAT00046
는 사용자k'의 채널벡터를 의미한다.
본 발명에 따른 채널 추정은 시간 영역에서 수행되며, 상기 은닉 파일럿 신호를 이용한다. 하지만, 상기 은닉 파일럿 신호는 데이터 신호와 섞여서 송신되기 때문에, 수신노드가 상기 은닉 학습 신호를 구분하는데 있어서, 검출 대상 사용자의 데이터 신호, 다른 사용자의 데이터 신호 및 은닉 학습 신호는 간섭으로 작용한다. 따라서, 본 발명에 따른 채널 추정은 검출된 신호를 이용하여 수신신호에서 간섭을 선 제거(pre elimination)하고 신호를 재검출하는 반복(iteration) 기법을 적용하고, 전처리를 통해 신호 간섭을 감소시킨다.
사용자k'의 수신 신호에 대한 n번째 반복 시점에서 선 간섭 제거는 하기 <수학식 4>와 같이 수행된다.
Figure 112007059345546-PAT00047
상기 <수학식 4>에서, 상기
Figure 112007059345546-PAT00048
는 사용자k'의 (n)번째 반복 단계에서 선 간섭 제거된 i번째 시간영역 OFDM 심벌, 상기
Figure 112007059345546-PAT00049
는 사용자k'의 (n-1)번째 반복 단계에서 첫째 열이
Figure 112007059345546-PAT00050
인 N×N 크기의 순환 행렬, 상기
Figure 112007059345546-PAT00051
은 (n)번째 반복단계에서 추정된 사용자k'의 채널 벡터, 상기
Figure 112007059345546-PAT00052
는 사용자k'의 IFFT행렬, 부반송파 할당 행렬, 사전 부호화 행렬의 곱,
Figure 112007059345546-PAT00053
는 사용자k의 i번째 송신심벌 블록, 상기
Figure 112007059345546-PAT00054
은 사용자k'의 (n)번째 반복 단계에서 검출된 i번째 송신심벌 블록, 상기
Figure 112007059345546-PAT00055
는 사용자 k'의 첫째 열이
Figure 112007059345546-PAT00056
인 크기 N×(L+1)의 순환 행렬, 상기
Figure 112007059345546-PAT00057
는 사용자k'의 채널벡터, 상기
Figure 112007059345546-PAT00058
는 백색잡음을 의미한다.
그리고, 사용자k'의 수신 신호에 대한 전처리는 하기 <수학식 5>와 같이 수행된다.
Figure 112007059345546-PAT00059
상기 <수학식 5>에서, 상기
Figure 112007059345546-PAT00060
는 사용자k'의 (n)번째 단계에서 전처리된 i번째 시간영역 OFDM 심벌, 상기
Figure 112007059345546-PAT00061
는 사용자k'의 첫째 열이
Figure 112007059345546-PAT00062
인 크기 N×(L+1)의 순환 행렬, 상기
Figure 112007059345546-PAT00063
는 사용자k'의 첫째 열이
Figure 112007059345546-PAT00064
인 N×N 크기 의 순환 행렬, 상기
Figure 112007059345546-PAT00065
는 사용자k'의 IFFT행렬, 부반송파 할당 행렬, 사전 부호화 행렬의 곱, 상기
Figure 112007059345546-PAT00066
는 사용자k'의 (n)번째 반복 단계에서 선 간섭 제거된 i번째 시간영역 OFDM 심벌,
Figure 112007059345546-PAT00067
는 사용자k의 i번째 송신심벌 블록, 상기
Figure 112007059345546-PAT00068
는 사용자k'의 (n)번째 반복 단계에서 첫째 열이
Figure 112007059345546-PAT00069
인 N×N 크기의 순환 행렬, 상기
Figure 112007059345546-PAT00070
은 사용자k'의 (n)번째 반복 단계에서 검출된 i번째 송신심벌 블록, 상기
Figure 112007059345546-PAT00071
는 백색잡음을 의미한다.
여기서, 효과적인 간섭 제거를 위해서, 사용자k'의 은닉 학습 신호를 이용하여 전처리된 다른 모든 사용자의 데이터 신호로 인한 간섭 성분
Figure 112007059345546-PAT00072
가 0에 가까워져야 한다. 이와 같은 조건을 충족시키기 위해, 사전 부호화기와 은닉 파일럿은 하기 <수학식 6>과 같은 성질을 만족해야 한다.
Figure 112007059345546-PAT00073
상기 <수학식 6>에서, 상기
Figure 112007059345546-PAT00074
는 사용자k'의 첫째 열이
Figure 112007059345546-PAT00075
인 크기 N×(L+1)의 순환 행렬, 상기
Figure 112007059345546-PAT00076
는 사용자k'의 IFFT 행렬, 부반송파 할당 행렬, 은닉 파일럿 신호의 곱, 상기
Figure 112007059345546-PAT00077
는 사용자k'의 IFFT행렬, 부반송파 할당 행렬, 사전 부호화 행렬의 곱의 i번째 열을 이용한 컬럼 와이즈(column-wise) 순환 행렬, 상기
Figure 112007059345546-PAT00078
는 사용자 인덱스를 의미한다.
또한, 다른 단말로의 은닉 파일럿 신호로 인한 간섭 성분도 제거되어야 한다. 이를 위해, 상기 은닉 파일럿 신호는 하기 <수학식 7>과 같은 성질을 만족해야 한다.
Figure 112007059345546-PAT00079
상기 <수학식 7>에서, 상기
Figure 112007059345546-PAT00080
는 사용자k'의 첫째 열이
Figure 112007059345546-PAT00081
인 크기 N×(L+1)의 순환 행렬, 상기
Figure 112007059345546-PAT00082
는 사용자k'의 IFFT 행렬, 부반송파 할당 행렬, 은닉 파일럿 신호의 곱, 상기
Figure 112007059345546-PAT00083
는 사용자 인덱스를 의미한다.
사전 부호화기와 은닉 파일럿이 상기 <수학식 6> 및 상기 <수학식 7>과 같은 성질을 만족하고, 선 간섭 제거가 수행된 후, 상기 <수학식 5>를 통해 얻어진 신호로부터의 채널 추정은 하기 <수학식 8>과 같이 수행된다.
Figure 112007059345546-PAT00084
상기 <수학식 8>에서, 상기
Figure 112007059345546-PAT00085
는 사용자k'의 채널벡터, 상기
Figure 112007059345546-PAT00086
는 사용자k'의 (n)번째 단계에서 전처리된 i번째 시간영역 OFDM 심벌, 상기
Figure 112007059345546-PAT00087
는 사용자 k'의 첫째 열이
Figure 112007059345546-PAT00088
인 크기 N×(L+1)의 순환 행렬을 의미한다.
사전 부호화기 및 은닉 파일럿 신호가 상술한 성질을 만족하도록 하기 위한 설계는 다음과 같다. 먼저, 길이
Figure 112007059345546-PAT00089
(=)인
Figure 112007059345546-PAT00091
-nary m-시퀀스(sequence)
Figure 112007059345546-PAT00092
을 생성한다. 여기서, 상기
Figure 112007059345546-PAT00093
는 소수(prime number)이며, 상기
Figure 112007059345546-PAT00094
은 1보다 큰 정수이다. 그리고,
Figure 112007059345546-PAT00095
개의 다상 수열(poly-phase sequence) 집합(set)
Figure 112007059345546-PAT00096
를 하기 <수학식 9>와 같이 생성한다.
Figure 112007059345546-PAT00097
상기 <수학식 9>에서, 상기
Figure 112007059345546-PAT00098
는 다상 수열 집합, 상기
Figure 112007059345546-PAT00099
은 설정되는
Figure 112007059345546-PAT00100
의 길이, 상기
Figure 112007059345546-PAT00101
는 설정되는 소수(prime number)를 의미한다.
성가 <수학식 9>를 통해 생성된 다상 수열 집합
Figure 112007059345546-PAT00102
를 이용하여 하기 <수학식 10>과 같이 사전 부호화기 및 은닉 파일럿 신호를 설계한다.
Figure 112007059345546-PAT00103
상기 <수학식 10>에서, 상기
Figure 112007059345546-PAT00104
는 사용자k의 사전 부호화 행렬, 상기
Figure 112007059345546-PAT00105
사용자k의 은닉 파일럿 신호, 상기
Figure 112007059345546-PAT00106
는 사용자k의 부반송파 할당 행렬을 의미한다.
본 발명에 따른 채널 추정을 이용한 송신신호 검출은 다음과 같이 수행된다.
먼저, 수신노드에 수신된 사용자k의 신호는 FFT(Fast Fourier Transform) 연산 및 부반송파 디매핑(demapping)을 통해 하기 <수학식 11>과 같이 처리된다.
Figure 112007059345546-PAT00107
상기 <수학식 11>에서, 상기
Figure 112007059345546-PAT00108
는 사용자k'의 i번째 수신신호, 상기
Figure 112007059345546-PAT00109
는 FFT 행렬, 상기
Figure 112007059345546-PAT00110
는 사용자k의 부반송파 할당 행렬, 상기
Figure 112007059345546-PAT00111
는 사용자k'의 CP 제거된 i번째 시간영역 OFDM 심벌, 상기
Figure 112007059345546-PAT00112
는 첫째 열이
Figure 112007059345546-PAT00113
인 N× N 크기의 순환 행렬, 상기
Figure 112007059345546-PAT00114
는 사용자k의 사전 부호화기, 상기
Figure 112007059345546-PAT00115
는 사용자k의 i번째 송신심벌 블록, 상기
Figure 112007059345546-PAT00116
는 사용자k의 은닉 파일럿 신호, 상기
Figure 112007059345546-PAT00117
는 백색잡음, 상기
Figure 112007059345546-PAT00118
는 사용자k의 채널 주파수 응답을 대각화한 행렬, 상기
Figure 112007059345546-PAT00119
는 부반송파 할당 행렬의 허미션(hermitian), FFT 행렬, 백색잡음의 곱을 의미한다. 여기서, 상기
Figure 112007059345546-PAT00120
는 하기 <수학식 12>와 같은 성질을 이용하여 생성된다.
Figure 112007059345546-PAT00121
상기 <수학식 12>에서,상기
Figure 112007059345546-PAT00122
는 사용자k의 부반송파 할당 행렬, 상기
Figure 112007059345546-PAT00123
는 사용자 인덱스를 의미한다.
상기 <수학식 11>과 같이 처리된 사용자k의 신호에서 은닉 파일럿 신호는 송신신호 검출 시 사용되지 않으므로, 하기 <수학식 13>과 같이 n번째 반복을 통해 추정된 채널 정보를 이용하여 제거된다.
Figure 112007059345546-PAT00124
상기 <수학식 13>에서, 상기
Figure 112007059345546-PAT00125
는 사용자k의 (n)번째 반복 단계에서 은닉 파일럿 신호 성분이 제거된 i번째 수신신호, 상기
Figure 112007059345546-PAT00126
는 사용자k의 채널 주파 수 응답을 대각화한 행렬, 상기
Figure 112007059345546-PAT00127
는 사용자k의 n번째 반복에서 추정된 채널 주파수 응답을 대각화한 행렬, 상기
Figure 112007059345546-PAT00128
는 사용자k의 사전 부호화기, 상기
Figure 112007059345546-PAT00129
는 사용자k의 i번째 송신심벌 블록, 상기
Figure 112007059345546-PAT00130
는 사용자k의 은닉 파일럿 신호, 상기
Figure 112007059345546-PAT00131
는 부반송파 할당 행렬의 허미션, FFT 행렬, 백색잡음의 곱을 의미한다.
이후, 수신노드는 해당 검출 방식에 따라 신호를 검출한다. 예를 들어, MMSE(Minimum Mean Square Error) 기법을 사용하는 경우, 검출된 송신신호는 하기 <수학식 14>와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007059345546-PAT00132
Figure 112007059345546-PAT00133
Figure 112007059345546-PAT00134
Figure 112007059345546-PAT00135
상기 <수학식 14>에서, 상기
Figure 112007059345546-PAT00136
은 사용자k의 (n)번째 반복 단계에서 검출된 i번째 송신심벌 블록, 상기
Figure 112007059345546-PAT00137
은 사용자k의 (n)번째 반복 단계에서 MMSE 검출 및 역 사전 부호화 행렬, 상기
Figure 112007059345546-PAT00138
는 사용자k의 (n)번째 반복 단계에서 은닉 파일럿 신호 성분이 제거된 i번째 수신신호, 상기
Figure 112007059345546-PAT00139
는 사용자k의 사전 부호화기, 상기
Figure 112007059345546-PAT00140
는 사용자 당 송신전력, 상기
Figure 112007059345546-PAT00141
은 심벌 블록에 포함된 심벌들의 개수, 상기
Figure 112007059345546-PAT00142
는 사용자k의 (n)번째 반복 단계에서 추정된 채널 주파수 응답을 대각화한 행렬, 상기
Figure 112007059345546-PAT00143
는 사용자k의 i번째 송신심벌 블록, 상기
Figure 112007059345546-PAT00144
는 사용자k의 은닉 파일럿 신호, 상기
Figure 112007059345546-PAT00145
는 부반송파 할당 행렬의 허미션, FFT 행렬, 백색잡음의 곱을 의미한다.
상기 <수학식 14>와 같이 MMSE 기법을 통해 검출된 사용자k의 송신신호와 실제 송신신호 간의 에러의 상호 상관 행렬은 하기 <수학식 15>와 같다.
Figure 112007059345546-PAT00146
상기 <수학식 15>에서, 상기
Figure 112007059345546-PAT00147
는 사용자k의 (n)번째 반복 단계에서 i번째 검출신호의 에러 상호 상관 행렬, 상기
Figure 112007059345546-PAT00148
은 사용자k의 (n)번째 반복 단계에서 실제 송신심벌 블록과 검출된 i번째 송신심벌 블록과의 차, 상기
Figure 112007059345546-PAT00149
는 사용자k의 사전 부호화기, 상기
Figure 112007059345546-PAT00150
는 사용자 당 송신전력, 상기
Figure 112007059345546-PAT00151
은 심벌 블록에 포함된 심벌들의 개수, 상기
Figure 112007059345546-PAT00152
는 사용자k의 (n)번째 반복 단계에서 추정된 채널 주파수 응답을 대각화한 행렬을 의미한다.
상기 <수학식 15>를 통해 알 수 있는 사실은
Figure 112007059345546-PAT00153
가
Figure 112007059345546-PAT00154
이고,
Figure 112007059345546-PAT00155
가
Figure 112007059345546-PAT00156
이면,
Figure 112007059345546-PAT00157
는 대각화되고, 사용자k의 m번째 전송 신호의 에러분산 값들이 일정하게 유지된다는 것이다. 즉, 각 사용자의 전송 신호들이 주파수영역에서 고르게 확산되고, 이로 인해, 에러 값들이 주파수영역에서 평균화된다. 또한,
Figure 112007059345546-PAT00158
가
Figure 112007059345546-PAT00159
이면, 주파수영역으로 확산된 신호들이 다시 모이므로 주파수 다이버시티(diversity) 이득이 발생한다.
이하 본 발명은 상술한 방식에 따라 채널 추정 및 송신신호 검출을 수행하는 수신단의 구성 및 동작 절차를 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 여기서, 상기 수신단이 기지국인 경우, 수신단의 신호 검출은 다수의 단말들로부터 수신된 신호들 중 하나의 단말의 송신신호를 검출하는 것이다. 반면, 상기 수신단이 단말인 경우, 수신단의 신호 검출은 기지국으로부터 수신된 신호들 중 자신에게 송신된 신호를 검출하는 것이다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 광대역 무선통신 시스템에서 수신단의 블록 구성을 도시하고 있다.
상기 도 1에 도시된 바와 같이, 상기 수신단은 RF(Radio Frequency)수신기(102), CP제거기(104), FFT연산기(106), 부반송파디매핑기(108), 신호검출기(110), 채널추정기(112), 역부호화기(114), 복조기(116)를 포함하여 구성된다.
상기 RF수신기(102)는 안테나를 통해 수신된 RF대역 신호를 기저대역 신호로 하향변환하고, 샘플링 주파수
Figure 112007059345546-PAT00160
인 디지털 신호로 변환한다. 상기 CP제거기(104)는 수신신호를 OFDM 심벌 단위로 분할하고, 상기 OFDM 심벌에서 CP를 제거한다. 예를 들어, 상기 CP 제거된 후의 수신신호는 상기 <수학식 2>와 같다.
상기 FFT연산기(106)는 FFT연산을 통해 상기 시간영역 OFDM 심벌을 주파수영역 신호들로 변환한다. 즉, 상기 FFT연산기(106)는 상기 시간영역 OFDM 심벌로부터 부반송파별 심벌들을 복원한다. 상기 부반송파디매핑기(108)는 상기 부반송파별 심벌들을 각 사용자별 심벌들로 분류한다. 만일, 상기 수신단이 단말인 경우, 상기 부반송파디매핑기(108)는 자신에게 할당된 부반송파에 매핑된 심벌들만을 추출한다.
상기 신호검출기(110)는 해당 검출 기법을 이용하여 수신신호로부터 송신심벌 블록을 검출한다. 예를 들어, 상기 신호검출기(110)는 상기 <수학식 14>와 같이 MMSE 기법을 이용하여 송신심벌을 검출한다. 이때, 상기 신호검출기(110)는 송신심벌 검출에 앞서, 상기 채널추정기(112)에서 추정된 채널값을 이용하여 상기 <수학식 13>과 같이 수신신호에서 은닉 파일럿 신호를 제거한다. 그리고, 상기 신호검출기(110)는 검출된 송신심벌을 상기 채널추정기(112)로 제공한다.
상기 채널추정기(112)는 채널을 추정하여 상기 신호검출기(110)로 채널 추정값을 제공한다. 이때, 상기 채널추정기(112)는 상기 신호검출기(110)에 의해 검출된 송신심벌 블록을 이용하여 채널을 추정하며, 상기 채널추정기(112)의 상세한 기능은 이하 도 2를 참조하여 설명한다.
상기 역부호화기(114)는 검출 완료된 송신심벌 블록을 역 사전 부호화한다. 즉, 상기 역부호화기(114)는 송신단에서 수행된 사전 부호화와 대응되는 역 사전 부호화를 수행하여 사전 부호화 전의 심벌들을 복원한다. 상기 복조기(116)는 상기 역 사전 부호화된 심벌들을 해당 방식에 따라 복조하여 비트열로 변환한다.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 광대역 무선통신 시스템에서 채널추정기의 블록 구성을 도시하고 있다.
싱기 도 2에 도시된 바와 같이, 상기 채널추정기(112)는 간섭 제거기(202), 전처리기(204), 채널값연산기(206), 도메인변환기(208)를 포함하여 구성된다.
상기 간섭 제거기(202)는 검출된 송신신호를 이용하여 수신된 시간영역 OFDM 심벌에서의 간섭을 제거한다. 여기서, 상기 간섭은 채널을 추정하고자 하는 사용자의 데이터 신호 성분을 의미한다. 예를 들어, 상기 간섭 제거기(202)의 간섭 제거는, 상기 <수학식 4>와 같이, 수신된 시간영역 OFDM 심벌에서 이전 반복단계의 채널값과 이전 반복단계의 검출된 송신심벌의 곱을 감산함으로써 수행된다.
상기 전처리기(204)는 은닉 파일럿 신호를 이용하여 상기 간섭 제거기(202)의 출력에서 간섭을 제거한다. 여기서, 상기 간섭은 채널을 추정하고자 하는 사용 자의 데이터 신호 성분, 채널을 추정하고자 하는 사용자 외 사용자의 데이터 신호 성분 및 은닉 파일럿 신호 성분을 의미한다. 예를 들어, 상기 전처리기(204)의 간섭 제거는, 상기 <수학식 5>와 같이, 상기 간섭 제거기(202)에서 간섭 제거된 신호에 은닉 파일럿 신호 관련 항을 곱함으로써 수행된다. 여기서, 상기 은닉 파일럿 신호 관련 항은 송신단의 IFFT행렬, 송신단의 부반송파 할당 행렬, 은닉 파일럿 신호의 곱을 원소로 하는 순환 행렬이다.
상기 채널값연산기(206)는 상기 전처리기(204)에서 간섭 제거된 신호를 이용하여 해당 사용자의 채널값을 추정한다. 예를 들어, 상기 채널값연산기(206)의 채널 추정은, 상기 <수학식 8>과 같이, 상기 전처리기(204)로부터의 신호를 은닉 파일럿 신호 관련항의 제곱으로 나눔으로써 수행된다. 상기 도메인변환기(208)는 상기 채널값연산기(206)에서 추정된 채널값을 주파수영역으로 변환하여 상기 신호검출기(110)로 제공한다.
상기 도 1 및 상기 도 2에 도시된 구성을 이용하여 본 발명의 송신신호 검출을 설명하면 다음과 같다. 먼저, 안테나를 통해 수신된 신호는 상기 RF수신기(102), CP제어기(104)를 거쳐 CP가 제거된 시간영역 OFDM 심벌로 변환된다. 상기 시간영역 OFDM 심벌은 상기 채널추정기(112)로 제공된다.
이전 반복 단계가 없는 시작 단계인 경우에는 이전 단계의 추정된 송신심벌 블록이 없으므로, 이 경우 상기 간섭제거기(202)는 이전 단계의 추정된 송신심벌 블록 값을 0으로, 즉, 제공되는 시간영역 OFDM 심벌을 바이패스(bypass)한다. 그리 고, 상기 전처리기(204)에서는 상기 <수학식 5>와 같이 시간영역 OFDM 심벌을 상기 은닉 파일럿 신호 관련항과 곱하고, 상기 채널값연산기(206)는 상기 <수학식 8>과 같이 상기 전처리기(204)로부터의 값에 은닉 파일럿 신호 관련항의 제곱으로 나눔으로써 채널값이 추정된다. 그리고, 상기 도메인변환기(208)는 상기 추정된 채널값을 주파수영역으로 변환하여 상기 신호검출기(110)로 제공한다.
그리고, 상기 CP제거기(104)에서 출력된 시간영역 OFDM 심벌은 상기 FFT연산기(106)를 거쳐 주파수영역 신호들로 변환되고, 상기 부반송파디매핑기(108)는 사용자k의 부반송파별 심벌들을 추출한다. 상기 신호검출기(110)는 상기 <수학식 13>과 같이 상기 추정된 채널값을 이용하여 상기 사용자k의 부반송파별 심벌들에서 은닉 파일럿 신호 성분을 제거하고, 해당 기법에 따라 송신심벌을 검출한다. 이때, 상기 신호검출기(110)는 반복 단계를 진행할 것인지 판단한다. 즉, 상기 신호검출기(110)는 검출된 송신심벌 블록을 이용하여 다시 채널을 재추정하고, 재추정된 채널을 이용하여 송신심벌 블록을 재검출할지 판단한다. 예를 들어, 상기 신호검출기(110)는 최대 반복 횟수를 만족할 때까지 반복 단계를 진행하거나, 또는, 에러율을 측정하여 임계값 이하로 낮아질 때까지 반복 단계를 진행한다. 만일, 반복 단계를 진행하도록 판단되면, 상기 신호검출기(110)는 검출된 송신심벌 블록을 상기 채널추정기(112)로 제공하고, 반복 단계를 진행하지 않도록 판단되면, 상기 신호검출기(110)는 검출된 송신심벌 블록을 상기 역부호화기(114)로 제공한다. 상기 역부호화기(114)는 검출된 송신심벌 블록을 역 사전 부호화하고, 상기 복조기(116)는 해당 변조방식에 따라 심벌들을 복조하여 비트열을 복원한다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 광대역 무선통신 시스템에서 수신단의 송신신호 검출 절차를 도시하고 있다. 이하 설명에서, 송신심벌 검출 대상을 사용자k로 가정한다.
상기 도 3을 참조하면, 상기 수신단은 301단계에서 송신단으로부터 신호가 수신되는지 확인한다.
신호가 수신되면, 상기 수신단은 303단계로 진행하여 수신신호를 기저대역 신호로 하향변환하고, 샘플링 주파수
Figure 112007059345546-PAT00161
인 디지털 신호로 변환한다. 그리고, 상기 수신단은 수신신호를 OFDM 심벌 단위로 분류하고, CP를 제거한다.
이어, 상기 수신단은 305단계로 진행하여 은닉 파일럿 신호를 이용하여 시간영역 OFDM 심벌에서의 간섭을 제거한다. 여기서, 상기 간섭은 사용자k의 데이터 신호 성분, 사용자k 외 사용자의 데이터 신호 및 은닉 파일럿 신호 성분을 의미한다. 예를 들어, 상기 305단계의 간섭 제거는, 상기 <수학식 5>와 같이, 수신 신호에 은닉 파일럿 신호 관련 항을 곱함으로써 수행된다. 여기서, 상기 은닉 파일럿 신호 관련 항은 송신단의 IFFT행렬, 송신단의 부반송파 할당 행렬, 사용자k의 은닉 파일럿 신호의 곱을 원소로 하는 순환 행렬이다.
상기 간섭 제거 후, 상기 수신단은 307단계로 진행하여 사용자k의 채널값을 연산, 즉, 채널값을 추정한다.한다. 예를 들어, 상기 수신단은 상기 <수학식 8>과 같이, 상기 305단계에서 간섭 제거된 신호를 은닉 파일럿 신호 관련항의 제곱으로 나눔으로써 수행된다.
상기 채널값을 추정한 후, 상기 수신단은 309단계로 진행하여 추정된 채널값을 주파수영역 값으로 변환한다.
이후, 상기 수신단은 311단계로 진행하여 FFT 연산을 통해 시간영역 OFDM 심벌을 주파수영역 신호들로 변환하고, 주파수영역 신호들을 디매핑한다. 다시 말해, 상기 수신단은 시간영역 OFDM 심벌로부터 부반송파별 심벌들을 복원하고, 사용자k의 신호들을 분류한다.
상기 사용자k의 신호들을 분류한 후, 상기 수신단은 313단계로 진행하여 추정된 채널값을 이용하여 수신신호에서 은닉 파일럿 신호를 제거한다. 예를 들어, 상기 수신단은 상기 <수학식 13>과 같이 수신신호에서 은닉 파일럿 신호 성분을 제거한다.
상기 은닉 파일럿 신호 성분을 제거한 후, 상기 수신단은 315단계로 진행하여 해당 검출 기법을 이용하여 수신신호로부터 송신심벌 블록을 검출한다. 예를 들어, 상기 수신단은 상기 <수학식 14>와 같이 MMSE 기법을 이용하여 송신심벌을 검출한다.
상기 송신심벌 블록을 검출한 후, 상기 수신단은 317단계로 진행하여 반복 단계를 진행할 것인지 판단한다. 즉, 상기 수신단은 검출된 송신심벌 블록을 이용하여 다시 채널을 재추정하고, 재추정된 채널을 이용하여 송신심벌 블록을 재검출할지 판단한다. 예를 들어, 상기 수신단은 최대 반복 횟수를 만족할 때까지 반복 단계를 진행하거나, 또는, 에러율을 측정하여 임계값 이하로 낮아질 때까지 반복 단계를 진행한다.
만일, 상기 반복 단계를 진행하도록 판단되면, 상기 수신단은 319단계로 진행하여 검출된 송신심벌을 이용하여 시간영역 OFDM 심벌에서의 간섭을 제거한 후, 상기 305단계로 되돌아간다. 여기서, 상기 간섭은 사용자k의 데이터 신호 성분을 의미한다. 예를 들어, 상기 319단계의 간섭 제거는, 상기 <수학식 4>와 같이, 수신된 시간영역 OFDM 심벌에서 이전 반복단계의 채널값과 이전 반복단계의 검출된 송신심벌의 곱을 감산함으로써 수행된다.
반면, 상기 반복 단계를 진행하지 않도록 판단되면, 상기 수신단은 321단계로 진행하여 역 사전 부호화 및 복조를 수행하여 비트열을 복원한다.
도 4는 본 발명에 따른 검출 기법의 성능을 도시하고 있다. 상기 도 4는 본 발명에 따른 신호 검출을 수행하는 시스템과 본 발명에 따르지 않는 시스템의 비트 에러율(BER : Bit Error Rate)을 측정한 모의실험의 결과 그래프를 도시하고 있다. 상기 모의실험에서 본 발명에 따른 시스템과 본 발명에 따르지 않는 종래 시스템의 시스템 변수는 하기 <표 1>과 같다.
본 발명의 시스템 종래의 시스템
변조방식 QPSK QPSK
사용자 당 데이터 심벌 개수 126 127
사용자 당 데이터 부반송파 개수 127 115
사용자 당 파일럿 부반송파 개수 128 12
사용자 당 널(null) 부반송파 개수 1 1
사용자 당 사용되는 부반송파 개수 128 128
사용자 수 2 2
채널 특성 i.i.d. 12-tap Exp. i.i.d. 12-tap Exp.
CP 길이 12 12
채널 추정 방식 제안된 방식 LS(Least Square)
검출 방식 MMSE ML(Maximum Likelihood)
상기 도 4에서, 가로축은 비트에너지 대 잡음전력(Eb/No), 세로축은 평준화 전송률(NTE : Normalized Transmission Efficiency)을 나타낸다. 그리고, 상기 도 4에서, (a)와 (c)는 반복 단계를 수행하지 않은 경우, (b)와 (d)는 2회 반복 수행한 경우이며, (a)와 (b)는 파일럿 신호와 데이터 신호의 전력 비율이 3:7인 경우, (c)와 (d)는 파일럿 신호와 데이터 신호의 전력 비율이 7:3인 경우이다. 그리고, 각 그래프의 범례(legend)에서, '본 발명/채널정보' 및 '종래/채널정보'는 채널 상태 정보(CSI : Channel State Information)을 정확하게 알고 있다고 가정한 경우이다.
상기 도 4에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 검출 기법을 적용한 시스템이 종래의 시스템에 비하여 높은 전송률을 나타낸다. 또한, 반복 단계를 수행함에 따라 전송률의 증가 폭이 더 커지는 것이 확인된다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 광대역 무선통신 시스템에서 수신단의 블록 구성을 도시하는 도면,
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 광대역 무선통신 시스템에서 채널 추정기의 블록 구성을 도시하는 도면,
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 광대역 무선통신 시스템에서 수신단의 송신신호 검출 절차를 도시하는 도면,
도 4는 본 발명에 따른 검출 기법의 성능을 도시하는 도면.

Claims (27)

  1. 광대역 무선통신 시스템에서 사용자k의 송신신호를 검출하는 수신단 장치에 있어서,
    (n-1)번째 반복 단계에서 검출된 송신심벌 블록 및 은닉 파일럿(hidden pilot) 신호를 이용하여 (n)번째 반복 단계의 채널값을 추정하는 추정기와,
    상기 (n)번째 반복 단계의 채널값을 이용하여 수신신호로부터 송신심벌 블록을 검출하고, (n+1)번째 반복 단계의 채널값 추정을 위해 검출된 송신심벌 블록을 상기 추정기로 제공하는 검출기를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 검출기는, 상기 채널값을 이용하여 수신신호에서 은닉 파일럿 신호 성분을 제거하는 것을 특징으로 하는 장치.
  3. 제 2항에 있어서,
    상기 검출기는, 하기 수식과 같이 수신신호에서 은닉 파일럿 신호를 제거하는 것을 특징으로 하는 장치,
    Figure 112007059345546-PAT00162
    여기서, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00163
    는 사용자k의 (n)번째 반복 단계에서 은닉 파일럿 신호 성분이 제거된 i번째 수신신호, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00164
    는 사용자k의 채널 주파수 응답을 대각화한 행렬, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00165
    는 사용자k의 n번째 반복에서 추정된 채널 주파수 응답을 대각화한 행렬, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00166
    는 사용자k의 사전 부호화기, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00167
    는 사용자k의 i번째 송신심벌 블록, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00168
    는 사용자k의 은닉 파일럿 신호, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00169
    는 부반송파 할당 행렬의 허미션(hermitian), FFT(Fast Fourier Transform) 행렬, 백색잡음의 곱을 의미함.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 추정기는,
    상기 (n-1)번째 반복 단계에서 검출된 송신심벌 블록을 이용하여 상기 수신신호에서 사용자k의 데이터 신호 성분을 제거하는 제거기와,
    상기 은닉 파일럿 신호를 이용하여 상기 제거기로부터의 출력에서 상기 사용자k 외 다른 사용자의 데이터 신호 성분 및 은닉 파일럿 신호 성분을 제거하는 처리기와,
    상기 처리기로부터의 출력을 이용하여 채널값을 추정하는 연산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  5. 제 4항에 있어서,
    상기 제거기는, 하기 수식과 같이 상기 사용자k의 데이터 신호 성분을 제거하는 것을 특징으로 하는 장치,
    Figure 112007059345546-PAT00170
    여기서, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00171
    는 사용자k'의 (n)번째 반복 단계에서 선 간섭 제거된 i번째 시간영역 OFDM 심벌, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00172
    는 사용자k'의 (n)번째 반복 단계에서 첫째 열이
    Figure 112007059345546-PAT00173
    인 N×N 크기의 순환 행렬, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00174
    는 사용자k'의 IFFT행렬, 부반송파 할당 행렬, 사전 부호화 행렬의 곱,
    Figure 112007059345546-PAT00175
    는 사용자k의 i번째 송신심벌 블록, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00176
    은 사용자k'의 (n)번째 반복 단계에서 검출된 i번째 송신심벌 블록, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00177
    는 사용자 k'의 첫째 열이
    Figure 112007059345546-PAT00178
    인 크기 N×(L+1)의 순환 행렬, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00179
    는 사용자k'의 채널벡터, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00180
    는 백색잡음을 의미함.
  6. 제 4항에 있어서,
    상기 처리기는, 하기 수식과 같이 상기 사용자k 외 다른 사용자의 데이터 신호 성분 및 은닉 파일럿 신호 성분을 제거하는 것을 특징으로 하는 장치,
    Figure 112007059345546-PAT00181
    여기서, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00182
    는 사용자k'의 (n)번째 단계에서 전처리된 i번째 시간영역 OFDM 심벌, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00183
    는 사용자k'의 첫째 열이
    Figure 112007059345546-PAT00184
    인 크기 N×(L+1)의 순환 행렬, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00185
    는 사용자k'의 첫째 열이
    Figure 112007059345546-PAT00186
    인 N×N 크기의 순환 행렬, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00187
    는 사용자k'의 IFFT행렬, 부반송파 할당 행렬, 사전 부호화 행렬의 곱, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00188
    는 사용자k'의 (n)번째 반복 단계에서 선 간섭 제거된 i번째 시간영역 OFDM 심벌, 즉, 상기 제거기의 출력,
    Figure 112007059345546-PAT00189
    는 사용자k의 i번째 송신심벌 블록, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00190
    는 사용자k'의 (n)번째 반복 단계에서 첫째 열이
    Figure 112007059345546-PAT00191
    인 N×N 크기의 순환 행렬, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00192
    은 사용자k'의 (n)번째 반복 단계에서 검출된 i번째 송신심벌 블록, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00193
    는 백색잡음을 의미함.
  7. 제 6항에 있어서,
    상기
    Figure 112007059345546-PAT00194
    는, 하기 수식과 같은 조건을 만족하는 것을 특징으로 하는 장치,
    Figure 112007059345546-PAT00195
    Figure 112007059345546-PAT00196
    여기서, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00197
    는 사용자k'의 첫째 열이
    Figure 112007059345546-PAT00198
    인 크기 N×(L+1)의 순환 행렬, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00199
    는 사용자k'의 IFFT 행렬, 부반송파 할당 행렬, 은닉 파일럿 신호의 곱, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00200
    는 사용자k'의 IFFT행렬, 부반송파 할당 행렬, 사전 부호화 행렬의 곱의 i번째 열을 이용한 컬럼 와이즈(column-wise) 순환 행렬, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00201
    는 사용자 인덱스를 의미함.
  8. 제 4항에 있어서,
    상기 연산기는, 하기 수식과 같이 채널값을 추정하는 것을 특징으로 하는 장치,
    Figure 112007059345546-PAT00202
    여기서, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00203
    는 사용자k'의 채널벡터, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00204
    는 사용자k'의 (n)번째 단계에서 전처리된 i번째 시간영역 OFDM 심벌, 즉, 상기 처리기의 출력, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00205
    는 사용자k'의 첫째 열이
    Figure 112007059345546-PAT00206
    인 크기 N×(L+1)의 순환 행렬을 의미한다.
  9. 제 1항에 있어서,
    상기 검출기는, MMSE(Miminum Mean Square Error) 기법에 따라 송신심벌 블록을 검출하는 것을 특징으로 하는 장치.
  10. 제 9항에 있어서,
    상기 검출기는, 하기 수식과 같이 송신심벌 블록을 검출 및 송신단의 사전 부호화와 대응되는 방식으로 역 사전 부호화하는 것을 특징으로 하는 장치,
    Figure 112007059345546-PAT00207
    Figure 112007059345546-PAT00208
    Figure 112007059345546-PAT00209
    Figure 112007059345546-PAT00210
    여기서, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00211
    은 사용자k의 (n)번째 반복 단계에서 검출된 i번째 송신심벌 블록, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00212
    은 사용자k의 (n)번째 반복 단계에서 MMSE 검출 및 역 사전 부호화 행렬, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00213
    는 사용자k의 (n)번째 반복 단계에서 은닉 파일럿 신호 성분이 제거된 i번째 수신신호, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00214
    는 사용자k의 사전 부호화기, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00215
    는 사용자 당 송신전력, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00216
    은 심벌 블록에 포함된 심벌들의 개수, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00217
    는 사용자k의 (n)번째 반복 단계에서 추정된 채널 주파수 응답을 대각화한 행렬, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00218
    는 사용자k의 i번째 송신심벌 블록, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00219
    는 사용자k의 은닉 파일럿 신호, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00220
    는 부반송파 할당 행렬의 허미션, FFT 행렬, 백색잡음의 곱을 의미함.
  11. 제 10항에 있어서,
    상기 검출기는, 반복 단계 진행을 판단하고, 반복 단계를 진행하도록 판단되면, 상기 검출된 송신심벌 블록을 상기 추정기로 제공하고, 반복 단계를 진행하지 않도록 판단되면, 상기 검출된 송신심벌을 상기 역부호화기로 제공하는 것을 특징으로 하는 장치.
  12. 제 11항에 있어서,
    상기 반복 단계는, 최대 반복 횟수를 만족할 때까지 진행되는 것을 특징으로 하는 장치.
  13. 제 1항에 있어서,
    안테나를 통해 수신되는 신호를 샘플링하여 디지털 신호로 변환하는 RF(Radio Frequency) 수신기와,
    상기 디지털 신호를 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심벌 단위로 분류하여 CP(Cyclic Prefix)를 제거한 후, 상기 추정기 및 FFT 연산기로 제공하는 CP 제거기와,
    FFT 연산을 통해 시간영역 OFDM 심벌을 주파수영역 신호들로 변환하는 FFT 연산기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  14. 광대역 무선통신 시스템에서 사용자k의 송신신호 검출 방법에 있어서,
    (n-1)번째 반복 단계에서 검출된 송신심벌 블록 및 은닉 파일럿(hidden pilot) 신호를 이용하여 (n)번째 반복 단계의 채널값을 추정하는 과정과,
    상기 (n)번째 반복 단계의 채널값을 이용하여 수신신호로부터 송신심벌 블록을 검출하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  15. 제 14항에 있어서,
    상기 채널값을 이용하여 수신신호에서 은닉 파일럿 신호 성분을 제거하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  16. 제 15항에 있어서,
    수신신호에서 은닉 파일럿 신호의 제거는, 하기 수식과 같이 수행되는 것을 특징으로 하는 방법,
    Figure 112007059345546-PAT00221
    여기서, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00222
    는 사용자k의 (n)번째 반복 단계에서 은닉 파일럿 신호 성분이 제거된 i번째 수신신호, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00223
    는 사용자k의 채널 주파수 응답을 대각화한 행렬, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00224
    는 사용자k의 n번째 반복에서 추정된 채널 주파수 응답을 대 각화한 행렬, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00225
    는 사용자k의 사전 부호화기, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00226
    는 사용자k의 i번째 송신심벌 블록, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00227
    는 사용자k의 은닉 파일럿 신호, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00228
    는 부반송파 할당 행렬의 허미션(hermitian), FFT(Fast Fourier Transform) 행렬, 백색잡음의 곱을 의미함.
  17. 제 14항에 있어서,
    상기 채널값을 추정하는 과정은,
    상기 (n-1)번째 반복 단계에서 검출된 송신심벌 블록을 이용하여 상기 수신신호에서 사용자k의 데이터 신호 성분을 제거하는 과정과,
    상기 은닉 파일럿 신호를 이용하여 사용자k의 데이터 신호 성분이 제거된 신호에서 상기 사용자k 외 다른 사용자의 데이터 신호 성분 및 은닉 파일럿 신호 성분을 제거하는 과정과,
    사용자k의 데이터 신호 성분, 상기 사용자k 외 다른 사용자의 데이터 신호 성분 및 은닉 파일럿 신호 성분이 제거된 수신신호를 이용하여 채널값을 추정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  18. 제 17항에 있어서,
    상기 사용자k의 데이터 신호 성분 제거는, 하기 수식과 같이 수행되는 것을 특징으로 하는 방법,
    Figure 112007059345546-PAT00229
    여기서, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00230
    는 사용자k'의 (n)번째 반복 단계에서 선 간섭 제거된 i번째 시간영역 OFDM 심벌, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00231
    는 사용자k'의 (n)번째 반복 단계에서 첫째 열이
    Figure 112007059345546-PAT00232
    인 N×N 크기의 순환 행렬, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00233
    는 사용자k'의 IFFT행렬, 부반송파 할당 행렬, 사전 부호화 행렬의 곱,
    Figure 112007059345546-PAT00234
    는 사용자k의 i번째 송신심벌 블록, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00235
    은 사용자k'의 (n)번째 반복 단계에서 검출된 i번째 송신심벌 블록, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00236
    는 사용자 k'의 첫째 열이
    Figure 112007059345546-PAT00237
    인 크기 N×(L+1)의 순환 행렬, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00238
    는 사용자k'의 채널벡터, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00239
    는 백색잡음을 의미함.
  19. 제 17항에 있어서,
    상기 사용자k 외 다른 사용자의 데이터 신호 성분 및 은닉 파일럿 신호 성분 제거는, 하기 수식과 같이 수행되는 것을 특징으로 하는 방법,
    Figure 112007059345546-PAT00240
    여기서, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00241
    는 사용자k'의 (n)번째 단계에서 전처리된 i번째 시간영역 OFDM 심벌, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00242
    는 사용자k'의 첫째 열이
    Figure 112007059345546-PAT00243
    인 크기 N×(L+1)의 순환 행렬, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00244
    는 사용자k'의 첫째 열이
    Figure 112007059345546-PAT00245
    인 N×N 크기의 순환 행렬, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00246
    는 사용자k'의 IFFT행렬, 부반송파 할당 행렬, 사전 부호화 행렬의 곱, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00247
    는 사용자k'의 (n)번째 반복 단계에서 선 간섭 제거된 i번째 시간영역 OFDM 심벌, 즉, 상기 제거기의 출력,
    Figure 112007059345546-PAT00248
    는 사용자k의 i번째 송신심벌 블록, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00249
    는 사용자k'의 (n)번째 반복 단계에서 첫째 열이
    Figure 112007059345546-PAT00250
    인 N×N 크기의 순환 행렬, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00251
    은 사용자k'의 (n)번째 반복 단계에서 검출된 i번째 송신심벌 블록, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00252
    는 백색잡음을 의미함.
  20. 제 19항에 있어서,
    상기
    Figure 112007059345546-PAT00253
    는, 하기 수식과 같은 조건을 만족하는 것을 특징으로 하는 방법,
    Figure 112007059345546-PAT00254
    Figure 112007059345546-PAT00255
    여기서, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00256
    는 사용자k'의 첫째 열이
    Figure 112007059345546-PAT00257
    인 크기 N×(L+1)의 순환 행렬, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00258
    는 사용자k'의 IFFT 행렬, 부반송파 할당 행렬, 은닉 파일럿 신호의 곱, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00259
    는 사용자k'의 IFFT행렬, 부반송파 할당 행렬, 사전 부호화 행렬의 곱의 i번째 열을 이용한 컬럼 와이즈(column-wise) 순환 행렬, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00260
    는 사용자 인덱스를 의미함.
  21. 제 19항에 있어서,
    상기 채널값은, 하기 수식과 같이 추정되는 것을 특징으로 하는 방법,
    Figure 112007059345546-PAT00261
    여기서, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00262
    는 사용자k'의 채널벡터, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00263
    는 사용자k'의 (n)번째 단계에서 전처리된 i번째 시간영역 OFDM 심벌, 즉, 상기 처리기의 출력, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00264
    는 사용자k'의 첫째 열이
    Figure 112007059345546-PAT00265
    인 크기 N×(L+1)의 순환 행렬을 의미한다.
  22. 제 14항에 있어서,
    상기 송신심벌 블록 검출은, MMSE(Miminum Mean Square Error) 기법에 따라 수행되는 것을 특징으로 하는 방법.
  23. 제 22항에 있어서,
    상기 검출된 송신심벌 블록을 송신단에서의 사전 부호화와 대응되는 방식으로 역 사전 부호화하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  24. 제 23항에 있어서,
    상기 송신심벌 블록 검출 및 역 사전 부호화는, 하기 수식과 같이 수행되는 것을 특징으로 하는 방법,
    Figure 112007059345546-PAT00266
    Figure 112007059345546-PAT00267
    Figure 112007059345546-PAT00268
    Figure 112007059345546-PAT00269
    여기서, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00270
    은 사용자k의 (n)번째 반복 단계에서 검출된 i번째 송신심벌 블록, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00271
    은 사용자k의 (n)번째 반복 단계에서 MMSE 검출 및 역 사전 부호화 행렬, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00272
    는 사용자k의 (n)번째 반복 단계에서 은닉 파일럿 신호 성분이 제거된 i번째 수신신호, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00273
    는 사용자k의 사전 부호화기, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00274
    는 사용자 당 송신전력, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00275
    은 심벌 블록에 포함된 심벌들의 개수, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00276
    는 사용자k의 (n)번째 반복 단계에서 추정된 채널 주파수 응답을 대각화한 행렬, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00277
    는 사용자k의 i번째 송신심벌 블록, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00278
    는 사용자k의 은닉 파일럿 신호, 상기
    Figure 112007059345546-PAT00279
    는 부반송파 할당 행렬의 허미션, FFT 행렬, 백색잡음의 곱을 의미함.
  25. 제 24항에 있어서,
    반복 단계 진행을 판단하고, 반복 단계를 진행하도록 판단되면, 상기 검출된 송신심벌 블록을 이용하여 채널값을 재추정하는 과정과,
    반복 단계를 진행하지 않도록 판단되면, 상기 검출된 송신심벌 블록을 상기 역 사전 부호화하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  26. 제 25항에 있어서,
    상기 반복 단계는, 최대 반복 횟수를 만족할 때까지 진행되는 것을 특징으로 하는 방법.
  27. 제 14항에 있어서,
    안테나를 통해 수신되는 신호를 샘플링하여 디지털 신호로 변환하는 과정과,
    상기 디지털 신호를 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심벌 단위로 분류하여 CP(Cyclic Prefix)를 제거하는 과정과,
    FFT 연산을 통해 시간영역 OFDM 심벌을 주파수영역 신호들로 변환하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
KR1020070082554A 2007-08-17 2007-08-17 광대역 무선통신 시스템에서 은닉 파일럿을 이용한 신호검출 장치 및 방법 KR20090018255A (ko)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020070082554A KR20090018255A (ko) 2007-08-17 2007-08-17 광대역 무선통신 시스템에서 은닉 파일럿을 이용한 신호검출 장치 및 방법

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020070082554A KR20090018255A (ko) 2007-08-17 2007-08-17 광대역 무선통신 시스템에서 은닉 파일럿을 이용한 신호검출 장치 및 방법

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR20090018255A true KR20090018255A (ko) 2009-02-20

Family

ID=40686549

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020070082554A KR20090018255A (ko) 2007-08-17 2007-08-17 광대역 무선통신 시스템에서 은닉 파일럿을 이용한 신호검출 장치 및 방법

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR20090018255A (ko)

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP4484911B2 (ja) 広帯域無線接続システムにおける受信装置及び方法
JP4431578B2 (ja) 複数の送信アンテナのｏｆｄｍチャネル推定及びトラッキング
US8374266B2 (en) Iterative channel estimation method and apparatus for ICI cancellation in multi-carrier
KR102058231B1 (ko) 미모-오에프디엠 통신 시스템에서 채널 추정을 위한 방법들 및 장치
WO2007130011A1 (en) Method and system for processing reference signals in ofdm systems using transmission time interval groupings
US7945005B2 (en) Method and module for estimating transmission chanels of a multi-antenna multi-carrier system
KR101455273B1 (ko) 이동통신 시스템의 채널 추정 장치 및 방법
CN113678416B (zh) 用于联合信道和相位噪声估计的循环先导序列
JP2006101501A (ja) 多入力多出力直交周波数分割多重方式モバイル通信システムおよびチャネル推定方法
JP2011151803A (ja) 送信機及び受信機を含むネットワークにおいてシンボルを通信するための方法
KR100945419B1 (ko) 광대역 무선통신 시스템에서 슬라이딩 윈도우 채널 추정장치 및 방법
WO2020217941A1 (ja) 変調装置及び復調装置
KR100800765B1 (ko) 통신 시스템에서 ｃｉｎｒ 추정 장치 및 방법
WO2010015103A1 (en) A simplified equalizationscheme for distributed resource allocation in multi-carrier systems
KR100578723B1 (ko) 파일럿 부반송파를 갖는 ｍｉｍｏ- ｏｆｄｍ　시스템에서ｄｆｔ 기반 채널추정 방법 및 장치
WO2007021056A1 (en) Channel estimation method and training signal creating method for channel estimation in mimo-ofdm system
KR20090018255A (ko) 광대역 무선통신 시스템에서 은닉 파일럿을 이용한 신호검출 장치 및 방법
KR100781044B1 (ko) 무선통신시스템을 위한 채널추정장치 및 그 방법
KR20180027300A (ko) 통신 시스템에서 간섭을 제어하는 통신장치 및 방법
KR101225649B1 (ko) 다중 안테나 통신시스템의 채널추정 장치 및 방법
KR101481548B1 (ko) 다양한 크기를 가지는 시간 영역 윈도우를 이용한 채널 추정 방법
Zhang et al. Linearly time-varying channel estimation and symbol detection for OFDMA uplink using superimposed training
KR20060072096A (ko) 선형 등화기를 사용하는 직교 주파수 분할 다중화 통신시스템에서 엘엘알 산출 방법 및 그 장치
Alansi et al. MC-OFDMA for multi-user detection schemes in powerline communication
KR101084146B1 (ko) 주파수 오차 측정 방법

Legal Events

Date Code Title Description
WITN Withdrawal due to no request for examination