KR102058231B1

KR102058231B1 - 미모-오에프디엠 통신 시스템에서 채널 추정을 위한 방법들 및 장치

Info

Publication number: KR102058231B1
Application number: KR1020147008272A
Authority: KR
Inventors: 자스프릿 싱; 호앙 응우옌; 초우유에 피
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2011-08-30
Filing date: 2012-08-30
Publication date: 2020-01-22
Anticipated expiration: 2032-08-30
Also published as: WO2013032244A2; KR20140074313A; US20130051505A1; US9124464B2; WO2013032244A3

Abstract

무선 수신기는 다중 입력 다중 출력(multiple input multiple output: MIMO) 네트워크에서 채널 추정 방법을 수행하도록 구성된다. 상기 방법은 수신된 샘플(sample)들의 벡터(vector)를 역확산하여 상기 MIMO 네트워크와 연관되는 다수의 멀티플렉싱된 계층들 각각에 대한 평균 채널 측정값을 결정하는 과정과, 상기 계층들에 대한 평균 채널 측정값들을 사용하여 계층간 인터페이스(inter-layer interference)를 제거하고, 각 계층에 대한 시간-변화 측정값을 획득하는 과정과, 2-차원 최소 평균 제곱 에러(two-dimensional minimum mean squared error: 2D MMSE) 기술을 사용하여 상기 채널을 추정하는 과정을 포함한다.

Description

미모-오에프디엠 통신 시스템에서 채널 추정을 위한 방법들 및 장치{METHODS AND APPARATUS FOR CHANNEL ESTIMATION IN MIMO-OFDM COMMUNICATION SYSTEM}

본 발명은 무선 통신 시스템들에 관한 것으로서, 특히 다중 입력 다중 출력(multiple input multiple output: MIMO) 직교 주파수 분할 다중화(orthogonal frequency division multiplex: OFDM) 통신 시스템에서 채널 추정을 위한 방법들에 관한 것이다.

최신 통신들은 더 높은 데이터 레이트(data rate)들 및 성능을 요구한다. 다중엘리먼트 안테나(multiple-element antenna: MEA) 시스템들로도 또한 알려져 있는, 다중 입력, 다중 출력(Multiple input, multiple output: MIMO) 안테나 시스템들은 상기 송신기 및 상기 수신기 모두, 혹은 다른 경우들에서, 상기 송수신기에서 공간 혹은 안테나 다이버시티(antenna diversity)를 사용함으로써 할당된 무선 주파수(radio frequency: RF) 채널 대역폭들에 대한 더 큰 공간 효율성을 성취한다. MIMO 시스템들에서, 다수의 데이터 스트림(data stream)들(혹은 계층들) 각각은 다른 물리 안테나들 혹은 효율적인 안테나들에 의해 프리코딩되고 송신되기 전에 독립적으로 매핑 및 변조된다. 상기 결합된 데이터 스트림들은 그리고 나서 수신기의 다중 안테나들에서 수신된다. 상기 수신기에서, 각 데이터 스트림은 상기 결합된 신호로부터 구분되고 추출된다. 이 프로세스는 일 예로 최대 우도 MIMO 검출 알고리즘, 혹은 최소 평균 제곱 에러(minimum mean squared error: MMSE) MIMO 알고리즘을 사용하여 수행될 수 있다.

임의의 MIMO 검출 알고리즘에 대한 핵심적인 요구 사항은 상기 수신기에서 상기 MIMO 채널(상기 모든 다른 계층들에서의 채널)의 인식이다. 일반적으로, 상기 수신기는 일 예로 MMSE 알고리즘을 사용하는 알려진 파일럿 심볼 위치들에서의 상기 수신된 샘플(sample)들을 사용하여 이런 측정값들을 획득한다.

다중 입력 다중 출력(multiple input multiple output: MIMO) 네트워크에서 무선 수신기에서의 사용에 있어서의 채널 추정 방법이 제공된다. 상기 방법은 수신된 샘플(sample)들의 벡터(vector)를 역확산하여 상기 MIMO 네트워크와 연관되는 다수의 멀티플렉싱된 계층들 각각에 대한 평균 채널 측정값을 결정하는 과정과, 상기 계층들에 대한 평균 채널 측정값들을 사용하여 계층간 인터페이스(inter-layer interference)를 제거하고, 각 계층에 대한 시간-변화 측정값을 획득하는 과정과, 2-차원 최소 평균 제곱 에러(two-dimensional minimum mean squared error: 2D MMSE) 기술을 사용하여 상기 채널을 추정하는 과정을 포함한다.

MIMO 네트워크에서 채널 추정이 가능한 무선 단말기가 제공된다. 상기 무선 단말기는 수신된 샘플들의 벡터를 역확산하여 상기 MIMO 네트워크와 연관되는 다수의 멀티플렉싱된 계층들 각각에 대한 평균 채널 측정값을 결정하고; 상기 계층들에 대한 평균 채널 측정값들을 사용하여 계층간 인터페이스를 제거하고, 각 계층에 대한 시간-변화 측정값을 획득하고; 2D MMSE 기술을 사용하여 상기 채널을 추정하도록 구성되는 프로세서(processor)를 포함한다.

MIMO 네트워크에서 무선 수신기에서의 사용을 위해 구성되고, 채널 추정이 가능한 수신기 장치가 제공된다. 상기 수신된 샘플들의 벡터를 역확산하여 상기 MIMO 네트워크와 연관되는 다수의 멀티플렉싱된 계층들 각각에 대한 평균 채널 측정값을 결정하고; 상기 계층들에 대한 평균 채널 측정값들을 사용하여 계층간 인터페이스를 제거하고, 각 계층에 대한 시간-변화 측정값을 획득하고; 2D MMSE 기술을 사용하여 상기 채널을 추정하도록 구성되는 단말기 칩(chip)을 포함한다.

하기의 본 게시의 구체적인 설명 부분을 처리하기 전에, 이 특허 문서를 통해 사용되는 특정 단어들 및 구문들에 대한 정의들을 설정하는 것이 효과적일 수 있다: 상기 용어들 “포함하다(include)” 및 “포함하다(comprise)”과 그 파생어들은 한정없는 포함을 의미하며; 상기 용어 “혹은(or)”은 포괄적이고 ‘및/또는’을 의미하고; 상기 구문들 “~와 연관되는(associated with)” 및 ““~와 연관되는(associated therewith)”과 그 파생어들은 포함하고(include), ~내에 포함되고(be included within), ~와 서로 연결되고(interconnect with), 포함하고(contain), ~내에 포함되고(be contained within), ~에 연결하거나 혹은 ~와 연결하고(connect to or with), ~에 연결하거나 혹은 ~와 연결하고(couple to or with), ~와 통신 가능하고(be communicable with), ~와 협조하고(cooperate with), 인터리빙하고(interleave), 병치하고(juxtapose), ~로 가장 근접하고(be proximate to), ~로 ~할 가능성이 크거나 혹은 ~와 ~할 가능성이 크고(be bound to or with), 가지고(have), 소유하고(have a property of) 등과 같은 것을 의미하고; 상기 용어 “제어기”는 적어도 하나의 동작을 제어하는 임의의 디바이스, 시스템, 혹은 그 부분을 의미하고, 상기와 같은 디바이스는 하드웨어, 펌웨어 혹은 소프트웨어, 혹은 상기 하드웨어, 펌웨어 혹은 소프트웨어 중 적어도 2개의 몇몇 조합에서 구현될 수 있다. 어떤 특정 제어기와 연관되는 기능성이라도 집중화되거나 혹은 분산될 수 있으며, 국부적이거나 원격적일 수도 있다는 것에 주의해야만 할 것이다. 특정 단어들 및 구문들에 대한 정의들은 이 특허 문서에 걸쳐 제공되고, 해당 기술 분야의 당업자는 많은 경우, 대부분의 경우가 아니라고 해도, 상기와 같은 정의들이 종래 뿐만 아니라 상기와 같이 정의된 단어들 및 구문들의 미래의 사용들에도 적용된다는 것을 이해해야만 할 것이다.

다중 입력 다중 출력(multiple input multiple output: MIMO) 네트워크에서 무선 수신기에서 사용되는 채널 추정 방법이 제공된다.

MIMO 네트워크에서 채널 추정이 가능한 무선 단말기가 제공된다.

MIMO 네트워크에서 무선 수신기에서의 사용을 위해 구성되고, 채널 추정이 가능한 수신기 장치가 제공된다.

본 게시 및 그 이점들에 대한 보다 완벽한 이해를 위해서, 하기의 설명은 첨부 도면들을 사용하여 이루어지고, 상기 첨부 도면들에서 유사한 참조 번호들은 유사한 부분들을 나타낸다:
도 1은 본 게시의 실시예들에 따른, 무선 통신 네트워크를 도시하고 있는 도면이다;
도 2는 본 게시의 실시예들에 따른, 직교 주파수 분할 다중화(orthogonal frequency division multiplex: OFDM) 혹은 직교 주파수 분할 다중 접속(orthogonal frequency division multiple access: OFDMA) 송신 경로의 상위-레벨 다이아그램을 도시하고 있는 도면이다;
도 3은 본 게시의 실시예들에 따른, OFDM 혹은 OFDMA 수신 경로의 상위 레벨 다이아그램(high-level diagram)을 도시하고 있는 도면이다;
도 4는 본 게시의 일 실시예에 따른 롱 텀 에볼루션-어드밴스드(Long Term Evolution-Advanced: LTE-A) 서브 프레임(subframe)의 복조 기준 신호(demodulation reference signal: DM-RS) 위치들을 도시하고 있는 도면이다;
도 5는 본 게시의 일 실시예에 따른 채널 추정 방법을 도시하고 있는 도면이다.

하기에서 설명되는 도 1 내지 도 5와 이 특허 문서에서 본 게시의 기본 원칙들을 설명하기 위해 사용되는 다양한 실시예들은 오직 도시만을 위한 것이며, 본 게시의 범위를 제한하는 방식으로 이해되어서는 안된다. 해당 기술 분야의 당업자들은 본 게시의 기본 원칙들이 적합하게 배열된 무선 통신 네트워크에서 구현될 수 있다는 것을 이해할 것이다.

다음 문서는 3GPP 기술 규격 No. 36.211, 버전 10.5.0, “Evolved Universal Terrestrial Radio Access (E-UTRA); Physical Channels and Modulation”, 2012년 6월(이하 “REF1”라 칭하기로 한다)에 명시된 것처럼 본 게시에 포함된다.

다음 설명에 관해서, 상기 3GPP 롱 텀 에볼루션(Long Term Evolution: LTE) 용어 “노드 B(node B)”가 하기에서 사용되는 “기지국(base station)”에 대한 다른 용어이다. 또한, 상기 LTE 용어 “사용자 단말기(user equipment)” 혹은 “UE”는 하기에서 사용되는 “가입자 단말기(subscriber station)”혹은 “SS”에 대한 다른 용어이다.

LTE-어드밴스드(LTE-Advanced: LTE-A)는 상기 무선 산업에 대해 현재 시점에서 거의 틀림없이 가장 중요한 이동 광대역 기술이다. 본 게시의 실시예들은 LTE-A 모뎀 알고리즘(modem algorithm)들의 영역에서 중요한 이슈를 설명한다. 채널 추정은 단말기 칩(terminal chip)의 키 컴포넌트(key component)이다. 본 게시의 실시예들은 새로운 채널 추정 방법을 제공한다. 상기 게시된 새로운 채널 추정 방법과 기존 채널 추정기들간의 성능 비교들이 또한 제공된다.

도 1은 본 게시의 실시예들에 따른, 무선 통신 네트워크를 도시하고 있는 도면이다. 도 1에 도시되어 있는 무선 통신 네트워크(100)의 실시예는 오직 도시만을 위한 것이다. 상기 무선 통신 네트워크(100)의 다른 실시예들은 본 게시의 범위를 벗어남이 없이 사용될 수 있다.

상기 도시되어 있는 실시예에서, 상기 통신 네트워크(100)는 기지국(base station: BS)(101)과, 기지국(base station: BS)(102)과, 기지국(base station: BS)(103), 및 다른 유사한 기지국들(도시되어 있지 않음)을 포함한다. 기지국(101)은 기지국(102) 및 기지국(103)과 통신하고 있다. 기지국(101)은 또한 인터넷(Internet)(130) 혹은 유사한 IP-기반(IP-based) 시스템(도시되어 있지 않음)과 통신하고 있다.

기지국(102)은 인터넷(130)에 대한 무선 광대역 접속(기지국(101)을 통한)을 기지국(102)의 커버리지 영역(coverage area)(120) 내에서 첫 번째 다수개의 가입자 단말기(subscriber station)들(여기서 또한 이동 단말기(mobile station)들로 칭해지는)로 제공한다. 상기 첫 번째 다수개의 가입자 단말기들은 스몰 비지니스(small business: SB)에 위치할 수 있는 가입자 단말기(111)와, 엔터프라이즈(enterprise: E)에 위치할 수 있는 가입자 단말기(112)와, WiFi 핫스팟(hotspot: HS)에 위치할 수 있는 가입자 단말기(113)와, 첫 번째 레지던스(residence: R)에 위치할 수 있는 가입자 단말기(114)와, 두 번째 레지던스(residence: R)에 위치할 수 있는 가입자 단말기(115)와, 셀 전화기, 무선 랩탑(laptop), 무선 PDA, 등과 같은 이동 디바이스(mobile device: M)일 수 있는 가입자 단말기(116)를 포함한다.

기지국(103)은 인터넷(130)에 대한 무선 광대역 접속(기지국(101)을 통한)을 기지국(103)의 커버리지 영역(125) 내에서 두 번째 다수의 가입자 단말기들에게 제공한다. 상기 두 번째 다수의 가입자 단말기들은 가입자 단말기(115) 및 가입자 단말기(116)를 포함한다. 바람직한 실시예에서, 기지국들(101-103)은 OFDM 혹은 OFDMA 기술들을 사용하여 서로 및 가입자 단말기들(111-116)과 통신할 수 있다.

각 기지국(101-103)은 전세계적으로 고유한 기지국 식별자(base station identifier: BSID)를 가질 수 있다. BSID는 종종 매체 접속 제어(media access control: MAC) ID이다. 각 기지국(101-103)은 다중 셀들(일 예로, 1개의 섹터(sector)는 1개의 셀이 될 수 있다)을 가질 수 있고, 상기 다중 셀들 각각은 물리 셀 식별자 혹은 프리앰블 시퀀스(preamble sequence)를 가지고, 상기 프리앰블 시퀀스는 종종 상기 동기 채널(synchronization channel)에서 전달된다.

도 1에는 6개의 가입자 단말기들만이 도시되어 있으나, 상기 무선 통신 네트워크(100)는 추가적인 가입자 단말기들에 대한 무선 광대역 접속을 제공할 수 있다. 가입자 단말기(115) 및 가입자 단말기(116)는 커버리지 영역(120) 및 커버리지 영역(125) 모두의 상기 에지(edge)들에 위치한다. 가입자 단말기(115) 및 가입자 단말기(116) 각각은 기지국(102) 및 기지국(103)과 통신하고, 해당 기술 분야의 당업자들에게 알려져 있는 바와 같이, 핸드오프 모드(handoff mode)에서 동작될 수 있다.

가입자 단말기들(111-116)은 인터넷(130)을 통해 음성, 데이터(data), 비디오(video), 비디오 회의, 및/혹은 다른 광대역 서비스들에 접속할 수 있다. 일 예로, 가입자 단말기(116)는 무선-가능한 랩탑 컴퓨터(laptop computer), 개인용 데이터 단말기(personal data assistant), 노트북(notebook), 휴대용 디바이스, 혹은 다른 무선-가능한 디바이스를 포함하는 다수의 이동 디바이스들 중 하나일 수 있다. 가입자 단말기(114) 및 가입자 단말기(115)는 일 예로, 무선-가능한 개인용 컴퓨터(personal computer: PC), 랩탑 컴퓨터, 게이트웨이(gateway), 혹은 다른 디바이스가 될 수 있다.

도 2는 OFDM 혹은 OFDMA 송신 경로의 하이-레벨 다이아그램(high-level diagram)을 도시하고 있는 도면이다. 도 3은 OFDM 혹은 OFDMA 수신 경로의 하이-레벨 다이아그램을 도시하고 있는 도면이다. 도 2 및 도 3에서, 상기 송신 경로(200)는 일 예로 기지국(base station: BS)(102)에서 구현될 수 있으며, 상기 수신 경로(300)는 일 예로 도 1의 가입자 단말기(116)와 같은 가입자 단말기에서 구현될 수 있다. 그러나, 상기 수신 경로(300)는 기지국 (일 예로, 도 1의 기지국(102))에서 구현될 수 있고, 상기 송신 경로(200)는 가입자 단말기에서 구현될 수 있다는 것이 이해될 수 있을 것이다. 상기 송신 경로(200) 및 상기 수신 경로(300) 모두 혹은 일부는 하나 혹은 그 이상의 프로세서(processor)들을 포함할 수 있거나 혹은 하나 혹은 그 이상의 프로세서들로 구성될 수 있다. 이와 유사하게, 상기 송신 경로(200) 및 상기 수신 경로(300) 모두 혹은 일부는 단말기 칩(terminal chip)과 같은 하나 혹은 그 이상의 집적 회로(integrated circuit: IC) 칩(chip)들을 포함할 수 있거나 혹은 하나 혹은 그 이상의 IC 칩들로 구성될 수 있다.

송신 경로(200)는 채널 코딩(channel coding) 및 변조 블록(205)과, 직렬-병렬(serial-to-parallel: S-to-P) 블록(210)과, 사이즈(size) N 역 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform: IFFT) 블록(215)과, 병렬-직렬(parallel-to-serial: P-to-S) 블록(220)과, 사이클릭 프리픽스(cyclic prefix) 부가 블록(225)과, 업-컨버터(up-converter: UC)(230)를 포함한다. 수신 경로(300)는 다운-컨버터(down-converter: DC)(255)와, 사이클릭 프리픽스 제거 블록(260)과, 직렬-병렬(serial-to-parallel: S-to-P) 블록(265)과, 사이즈 N 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform: FFT) 블록(270)과, 병렬-직렬(parallel-to-serial: P-to-S) 블록(275)과, 채널 디코딩(channel decoding) 및 복조 블록(280)을 포함한다.

도 2 및 도 3에 포함되어 있는 컴포넌트들 중 적어도 일부는 소프트웨어(software)로 구현될 수 있고, 이와는 달리 다른 컴포넌트들은 구성 가능 하드웨어(hardware) 혹은 소프트웨어와 구성 가능 하드웨어의 혼합에 의해 구현될 수 있다. 특히, 본 게시 문서에서 설명되는 상기 FFT 블록들 및 상기 IFFT 블록들은 구성 가능 소프트웨어 알고리즘들로서 구현될 수 있고, 여기서 상기 사이즈 N의 값은 상기 실행에 따라 수정될 수 있다.

또한, 본 게시가 상기 고속 푸리에 변환 및 상기 역 고속 푸리에 변환을 실행하는 일 실시예에 대한 것이나, 이는 오직 도시만을 위한 것이며 본 게시의 범위를 제한하도록 해석되어서는 안 된다. 본 게시의 다른 실시예에서, 상기 고속 푸리에 변환 함수들 및 상기 역 고속 푸리에 변환 함수들은 각각 이산 푸리에 변환(Discrete Fourier Transform: DFT) 함수들 및 역 이산 푸리에 변환(Inverse Discrete Fourier Transform: IDFT) 함수들로 쉽게 대체될 수 있다는 것이 이해될 수 있을 것이다. DFT 함수 및 IDFT 함수에 대해서, 상기 N 변수의 값은 임의의 정수(즉, 1, 2, 3, 4, 등)가 될 수 있으며, 이에 반해 FFT 함수 및 IFFT 함수에 대해서, 상기 N 변수의 값은 2의 멱승(즉, 1, 2, 4, 8, 16, 등)인 임의의 정수가 될 수 있다.

송신 경로(200)에서, 채널 코딩 및 변조 블록(205)은 정보 비트들의 집합을 수신하고, 상기 입력 비트들에 코딩(일 예로 LDPC 코딩)을 적용하고, 변조하여(일 예로, 직교 위상 쉬프트 키잉(Quadrature Phase Shift Keying: QPSK) 혹은 직교 진폭 변조(Quadrature Amplitude Modulation: QAM)) 주파수-도메인(frequency-domain) 변조 심볼들의 시퀀스로 생성한다. 직렬-병렬 블록(210)은 상기 직렬 변조된 심볼들을 병렬 데이터로 변환하여(즉, 역다중화(de-multiplex)하여) N개의 병렬 심볼 스트림(stream)들로 생성한다. 여기서, N은 BS(102) 및 SS(116)에서 사용되는 상기 IFFT/FFT 사이즈이다. 그리고 나서 사이즈 N IFFT 블록(215)은 상기 N개의 병렬 심볼 스트림들에 대해 IFFT 동작을 수행하여 시간-도메인(time-domain) 출력 신호들을 생성한다. 병렬-직렬 블록(220)은 사이즈 N IFFT 블록(215)로부터의 상기 병렬 시간-도메인 출력 심볼들을 변환하여(즉, 다중화(multiplex)하여) 직렬 시간-도메인 신호를 생성한다. 그리고 나서 사이클릭 프리픽스 부가 블록(225)은 상기 시간-도메인 신호에 사이클릭 프리픽스를 삽입한다. 마지막으로, 업-컨버터(230)는 상기 사이클릭 프리픽스 부가 블록(225)의 출력을 무선 채널을 통한 송신을 위한 RF 주파수로 변조한다(즉, 업-컨버팅한다). 또한, 상기 신호는 RF 주파수로의 변환 전에 기저대역(baseband)에서 필터링될 수 있다.

상기 송신된 RF 신호는 상기 무선 채널을 통해 통과된 후 SS(116)에 도착되고, BS(102)서의 동작들에 대한 역 동작들이 수행된다. 다운-컨버터(255)는 상기 수신된 신호를 기저대역 주파수로 다운 컨버팅하고, 사이클릭 프리픽스 제거 블록(260)은 상기 사이클릭 프리픽스를 제거하여 상기 직렬 시간-도메인 기저 대역 신호로 생성한다. 직렬-병렬 블록(265)은 상기 시간-도메인 기저 대역 신호를 병렬 시간 도메인 신호들로 변환한다. 사이즈 N FFT 블록(270)은 그리고 나서 FFT 알고리즘을 수행하여 N개의 병렬 주파수-도메인 신호들을 생성한다. 병렬-직렬 블록(275)은 상기 병렬 주파수-도메인 신호들을 변조된 데이터 심볼들의 시퀀스(sequence)로 변환한다. 채널 디코딩 및 복조 블록(280)은 상기 변조된 심보들을 복조 및 디코딩하여 상기 원래의 입력 데이터 스트림으로 복구한다.

기지국들(101-103) 각각은 상기 가입자 단말기들(111-116)에 대한 다운링크(downlink)에서의 송신과 유사한 송신 경로를 실행할 수 있고, 상기 가입자 단말기들(111-116)로부터의 업링크(uplink)에서의 수신과 유사한 수신 경로를 실행할 수 있다. 유사하게, 가입자 단말기들(111-116) 각각은 상기 기지국들(101-103)에 대한 업링크에서의 송신을 위한 구조에 상응하게 송신 경로를 실행할 수 있고, 상기 기지국들(101-103)로부터의 다운링크에서의 수신을 위한 구조에 상응하게 수신 경로를 실행할 수 있다.

3GPP LTE-어드밴스드(LTE-Advanced: LTE-A) 다운링크(downlink)에서, 복조 기준 신호(demodulation reference signal: DM-RS) 심볼들은 데이터와 함께 송신되는 파일럿(pilot)들이다(일 예로, REF1를 참조할 것). 상기 DM-RS 심볼들을 사용할 경우, 상기 사용자 단말기(user equipment: UE)는 다른 계층들에서 송신되는 상기 데이터의 복조를 위한 채널 추정 및 등화를 수행한다. 상기 DM-RS의 설계는 다른 계층들에 상응하는 파일럿들은 상기 OFDM 시간-주파수 그리드(grid)에서 자원 엘리먼트(resource element: RE, 여기서 RE는 단일 시간-주파수 유닛을 나타낸다)들의 동일한 집합에서 코드 분할 다중화(code division multiplexed: CDM)된다. 즉, 첫 번째 계층에 대한 상기 DM-RS 심볼들은 RE들의 하나의 집합을 점유하고, 두 번째 계층에 대한 상기 DM-RS 심볼들은 RE들의 동일한 집합을 점유하지만, 상기 2개의 계층들에 대한 DM-RS는 직교 코드들을 사용하여 다중화된다.

도 4는 본 게시의 일 실시예에 따른 LTE-A 서브 프레임에서 DM-RS 위치들을 도시하고 있는 도면이다. 도 4에 도시되어 있는 상기 서브 프레임(subframe: SF) 400의 실시예는 오직 도시만을 위한 것이다. 편의를 위해, 상기 SF(400)는 12개만의 주파수 서브 캐리어(subcarrier)들의 주파수 대역을 사용하여 도시되어 있다. 상기 SF(400)(더 많은 혹은 더 적은 개수의 주파수 서브 캐리어들을 사용하는 실시예들을 포함하는)의 다른 실시예들은 본 게시의 범위로부터 벗어남이 없이 사용될 수 있다.

상기 SF(400)은 2개의 CDM 그룹들, CDM 그룹 1 및 CDM 그룹 2를 포함한다. 상기 CDM 그룹들 각각은 도 4에 도시되어 있는 바와 같이 다수의 자원 엘리먼트(resource element: RE)들을 포함한다. 4 계층 송신에서, CDM 그룹 1 및 CDM 그룹 2 각각은 2개의 계층들을 지원한다. 8-계층 송신에서, CDM 그룹 1 및 CDM 그룹 2 각각은 4개의 계층들을 지원한다. 임의의 특정한 기준 주파수 서브 캐리어(즉, 기준 자원 엘리먼트들을 전달하는 서브 캐리어(혹은 주파수 유닛)에 대해서, 동일한 CDM 그룹 내의 다른 계층들에 대한 상기 기준 심볼들의 그룹은 직교 왈쉬 코드 시퀀스들이 되도록 선택된다. 일 예로, CDM 그룹에 2개의 계층들이 존재할 경우, 특정한 서브-캐리어에서 사용되는 상기 기준 심볼들은 상기 첫 번째 계층에 대해서는 [1 1 1 1]가 될 수 있고, 상기 두 번째 계층에 대해서는 [1 -1 1 -1]가 될 수 있고, 여기서, [1 1 1 1] 및 [1 -1 1 -1]는 직교 시퀀스들이다.

DM-RS 채널 추정

다른 CDM 그룹들에 대한 상기 기준 심볼들은 오버랩(overlap)되지 않고 있기 때문에, UE는 각 CDM 그룹에 대해서 독립적으로 채널 추정을 수행할 수 있다. 따라서, 하기에서 설명되는 바와 같은 실시예들에서는, 1개의 CDM 그룹에 대한 채널 추정이 고려된다. 해당 기술 분야의 당업자들은 여기서 설명되는 기본 원칙들은 각 CDM 그룹에 적용된다는 것을 이해할 것이다. 또한, 설명의 편의성을 위해서, 상기 CDM 그룹 내의 2개의 다중화된 계층들을 가지는 실시예들이 고려된다. 해당 기술 분야의 당업자들은 여기서 설명되는 기본 원칙들은 2개 이상의 계층들을 가지는 CDM 그룹들에 적용된다는 것을 이해할 것이다. 마지막으로, 상기 다른 수신기 안테나들에서 수신되는 상기 샘플들은 상관되지 않는다는 것이 가정된다. 이런 가정 하에서, 다른 수신기 안테나들에 대한 상기 채널 추정값들은 별도로 획득될 수 있고, 따라서 단일 수신 안테나만 고려된다.

다수의 다른 채널 추정 기술들이 해당 기술 분야에 알려져 있다. 이런 기술들은 일반적으로 준-최적화 성능(시간 상관들을 이용하는 것에 대한 그 실패 혹은 계층간 간섭을 설명하는 것에 대한 실패로 인해)에 의해, 혹은 굉장히 높은 연산 복잡도에 의해 특정화된다. 다수의 이런 기술들이 설명될 것이다.

하나의 낮은-복잡도 방법은 1-차원 최소 평균 제곱 에러(one-dimensional minimum mean squared error: 1D MMSE)이다. 1D MMSE에서, 상기 채널은 시간이 지남에 따라 일정하다. 이런 가정을 기반으로, 상기 채널은 시간에서 먼저 역확산된다. 또한, 상기 계층간 간섭을 억제하는 동안, 역확산은 각 계층에 대한 각 주파수 위치에서 상기 채널의 단일 측정값을 부여한다. 그리고 나서, 1D MMSE는 주파수들에 걸친 상기 수신된 샘플들 간의 기존 상관들을 사용하여 상기 채널을 추정한다. 1D MMSE는 상기 1D MMSE가 채널 시간 변화를 무시하기 때문에 낮은 복잡도에 의해 특정화된다. 그러나, 채널 시간 변화가 고려되지 않기 때문에, 1D MMSE는 상기 채널이 시간이 지나면서 실질적으로 변경될 경우(일 예로, 도플러 주파수 쉬프트(Doppler frequency shift)의 중간 높은 값들에 대해서) 준-최적 성능을 제공한다.

다른 방법은 2-차원 MMSE(two-dimensional MMSE: 2D MMSE)이다. 2D MMSE는 시간 및 주파수 모두를 걸쳐 상기 샘플들간의 기존 상관들을 사용한다. 일 예로, 2개의 다른 계층들에 대한 상기 기준 자원 엘리먼트(resource element: RE)들이 오버랩되지 않는다고 가정될 경우, 각 계층에 대한 상기 채널은 상기 채널 시간 및 주파수 상관들을 이용하는 2D MMSE 추정기를 사용하여, 독립적으로 추정될 수 있다. 상기 채널 추정은 수학식 1에 의해 주어질 수 있다.

<수학식 1>

여기서,

은 계층 m에 대한 상기 기준 RE들에 걸쳐 수신된 심볼들의 집합을 나타내는 벡터(vector)이고,

는 상기 주파수-시간 그리드(grid)에서 상기 페어(pair) (k,l)에 의해 인덱스되는 상기 기준 RE 위치에서 계층 m에 대한 상기 MMSE 필터(filter)이고,

는 RE 위치 (k,l)에서 계층 m에 대한 상기 채널 추정값이다. 그러나, DM-RS 채널 추정에 대해서, 다른 계층들에 상응하는 상기 DM-RS 심볼들은 자원 엘리먼트들의 동일한 집합에서 다중화되기 때문에, 2D MMSE가 순수하게 실행될 경우(즉, 계층간 간섭이 무시될 경우), 계층간 간섭은 상기 성능을 저하시킬 수 있다. 따라서, 2D MMSE는 상기 2D MMSE가 계층간 간섭 억제를 고려하지 않기 때문에 매체 복잡도에 의해 특징화되지만 준-최적 성능을 가진다.

원칙적으로, 3D MMSE 채널 추정기 역시 고려될 수 있다. 3D MMSE 채널 추정기는 시간 및 주파수 상관들을 사용하고, 또한 계층간 간섭을 처리한다. 그러나, 상기 3D 추정기의 굉장히 높은 복잡도는 상기 3D 추정기의 실제 관점(standpoint)보다 덜 매력적으로 만든다.

본 게시의 실시예들은 DM-RS 채널 추정에 대한 새로운 방법을 제공하고, 상기 DM-RS 채널 추정은 상기 일반적인 2D MMSE 채널 추정기의 복잡도 레벨(complexity level)과 유사한 복잡도 레벨을 가지는 데 반해, 상기 계층간 간섭을 억제하고 상기 채널 시간 상관들을 이용하는 2가지 목적을 서비스한다. 여기서 설명되는 상기 채널 추정 방법은 “역확산 + 제거 + 2D MMSE (despread + cancel + 2D MMSE)” 채널 추정 방법으로 칭해질 수 있다. 상기 방법은 상기 다중화된 계층들에 대한 DM-RS RE들에 걸쳐 수신된 데이터의 역확산과, 그 다음 상기 계층간 간섭의 명시적(explicit) 제거 및 마지막으로 2D MMSE 채널 추정기의 어플리케이션(application)을 포함한다.

도 5는 본 게시의 일 실시예에 따른 상기 역확산 + 제거 + 2D MMSE 채널 추정 방법을 도시하고 있는 도면이다. 도 5에 도시되어 있는 상기 채널 추정 방법(500)의 실시예는 오직 도시만을 위한 것이다. 상기 채널 추정 방법(500)의 다른 실시예들은 본 게시의 범위를 벗어나지 않고 사용될 수 있다.

이제부터 상기 채널 추정 방법(500)은 2-계층 송신의 예제 시나리오(scenario)를 사용하여 설명될 것이다. 그러나, 해당 기술 분야의 당업자들은 여기서 설명되는 기본 원칙들이 2개 이상의 계층들을 가지는 송신들에 대해서 적용 가능하다는 것을 이해할 것이다. 상기 예제에서, 특정 서브캐리어에 대한 상기 기준 DM-RS RE들에서의 수신된 샘플들의 벡터 r은 r = [r₁ r₂ r₃ r₄]와 같이 나타내지고, 여기서 상기 수신된 샘플들 r₁, r₂, r₃, 및 r₄는 수학식 2에 의해 주어진다.

<수학식 2>

여기서, h₁ = [h₁₁ h₁₂ h₁₃ h₁₄]는 첫 번째 계층(layer 1)에서 상기 기준 RE들에서의 채널들의 상기 벡터이고, h₂ = [h₂₁ h₂₂ h₂₃ h₂₄]는 두 번째 계층(layer 2) 에서 상기 기준 RE들에서의 채널들의 상기 벡터이고, x₁ = [x₁₁ x₁₂ x₁₃ x₁₄]은 계층 1에 대한 상기 왈쉬 코드 시퀀스이고, x₂ = [x₂₁ x₂₂x₂₃ x₂₄]는 계층 2에 대한 상기 왈쉬 코드 시퀀스이고,

는 부가 백색 가우시안 잡음(additive white Gaussian noise)이다.

동작 501에서, 운영자(프로세서와, 단말기 칩과, 수신기와, 이동 단말기 등을 나타낼 수 있는)는 각 계층에 대해 상기 왈쉬 코드를 사용하여 상기 수신된 시퀀스를 역확산한다. 상기 역확산 동작은 각 계층에 대해서 별도로 단일 “평균(average)” 채널 측정값을 제공한다. 상기 측정값들은

및

로 나타내진다. 즉,

는 상기 첫 번째 계층에 대한 상기 평균 채널 측정값이고,

는 상기 두 번째 계층에 대한 상기 평균 채널 측정값이다. 특히, 상기 역확산 동작은

및

로 나타내질 수 있고, 여기서, 이전에서와 같이, x₁ 및 x₂는 상기 2개의 계층들에 대한 상기 왈쉬 코드 시퀀스들이고, 일 예로

는 상기 벡터들 r 및 x₁의 상기 내부 곱(inner product)(또한, 상기 도트 곱(dot product) 혹은 상기 스칼라 곱(scalar product)으로 칭해지는)을 나타낸다. 일 예로, 상기 2개의 왈쉬 코드 시퀀스들은 x₁ = [1 1 1 1] 및 x₂ = [1 1 -1 -1]이고,

= 1/4(r₁ + r₂ + r₃ + r₄) 및

= 4/1(r₁ + r₂ - r₃ - r₄)이다.

동작 503에서, 상기 운영자는 각 계층에 대한 상기 추정값(

및

)들을 사용하여 상기 기준 RE 위치들 각각에서, 한 계층으로부터 다른 계층으로의 간섭을 명시적으로(explicitly) 제거한다. 특히, 상기 운영자는

를 사용하여 상기 두 번째 계층에 대한 상기 RE들 (r₁, r₂, r₃, 및 r₄)에서 채널 추정값들

을 생성하고,

를 사용하여 상기 첫 번째 계층에 대한 상기 RE들 (r₁, r₂, r₃, 및 r₄)에서 채널 추정값들

을 생성한다. 상기 운용자는 수학식 3을 사용하여 각 계층에 대한 각 RE에서 상기 채널 추정값들을 결정한다.

<수학식 3>

상기에서 설명한 바와 같은, 역확산 및 제거의 동일한 절차는 상기 DM-RS 심볼들을 포함하는 다른 주파수 서브-캐리어들에 대해서도 수행된다.

수학식 3은 2개의 계층들에 대해 상기 DM-RS RE들에서 상기 채널의 시간 변화 측정값들을 제공한다. 상기 2개의 계층들에 걸친 상기 채널에 대한 시간 변화 측정값들을 획득하는 이 설명되는 방법에 추가하여, 상기 평균 역확산 채널 측정값들

및

를 사용하여 시간-변화 채널 측정값들을 획득하는 다른 방법들이 사용될 수 있다.

동작 505에서, 이제 상기 운영자는 2개의 계층들에 대해 각 기준 RE 위치에서 억제된 간섭과, 시간-변화, 채널 추정 값을 결정하였고, 상기 운영자는 상기 계층들 모두에 대해서 2D MMSE 필터들을 독립적으로 적용하여 모든 RE들(상기 DM-RS RE들을 포함할 수 있는)에서 상기 채널 측정값들을 획득한다. 상기 2D 필터들은 상기 역확산 및 제거 동작들(상기 이전의 설명들에 도시되어 있는) 후에 상기 DM-RS RE 위치들에서 획득되는 상기 시간-변화 채널 측정값들에 적용된다.

도 5는 채널 측정 방법(500)의 일 예를 도시하고 있지만, 다양한 변경들이 도 5에 대해 이루어질 수 있다. 일 예로, 도 5에서의 다양한 동작들은 오버랩될 수 있고, 병렬로 발생될 수 있고, 다른 순서로 발생될 수 있거나, 혹은 다수번 발생될 수 있다. 일 예로, 다음 반복 접근 방식이 사용될 수 있다: 역확산 및 제거 동작들 후에 획득되는, 계층 1에 대한 상기 시간 변화 측정값들은 계층 2에 걸쳐 상기 추정값들을 또한 개선하기 위해 다시 사용될 수 있고, 역 또한 동일하다. 또한, 상기 채널 추정 방법(500)은 일반적으로 LTE/LTE-A에서의 DM-RS 채널 측정뿐만 아니라 다른 계층들에 대한 상기 데이터 파일럿들이 다중화되는 임의의 시나리오에 적용될 수 있다.

상기 역확산 및 제거 동작들은 상기 DM-RS RE들을 포함하는 모든 서브 캐리어들에서 수행된다. 그 후에, 상기 2D MMSE 필터들은 역확산 및 제거 동작들 후에 획득되는 상기 채널 추정값들을 사용하여 모든 RE 위치들에서 상기 채널 추정값들을 획득하기 위해 적용된다. 다른 실시예에서, 상기 역확산 및 제거 동작들은 상기 DM-RS RE들을 전달하는 상기 주파수 서브 캐리어들의 서브 집합에서만 수행될 수 있다. 이와 유사하게, 상기 DM-RS RE들을 포함하는 임의의 특정 서브 캐리어에서 상기 DM-RS RE들의 서브 집합만 상기 역확산 및 제거 동작들을 수행하는 동안 사용될 수 있다. 마지막으로, 순차적인 2D MMSE 채널 추정이 상기 RE들의 서브 집합에서만 수행될 수 있다.

상기 역확산 및 제거 동작들이 수행된 후, 상기 2D MMSE 필터들은 상기 채널 시간 및 주파수 상관들을 사용하기 위해 적용된다. 다른 실시예에서, 다른 채널 추정기(2D MMSE 추정기가 아닌)는 상기 역확산 및 제거 동작들 후에 사용될 수 있다는 것이 가능하다.

성능 비교

상기 채널 방법(500)의 성능 비교는 상기 방법(500)이 역확산 + 1D MMSE 채널 추정 및 순수한 2D MMSE 채널 추정 모두를 크게 능가한다는 것을 나타낸다. 하나의 성능 테스트에서 결정되는 바와 같이, 상기 도플러 쉬프트(일 예로, 20 Hz)의 작은 값들에 대해서, 상기 채널 추정 방법(500)을 사용하는 추정기는 상기 역확산 + 1D MMSE 추정기를 통한 상기 평균 제곱 에러 성능에서 5dB 이득들까지 제공하고 있다. 상기 순수한 2D MMSE 추정기의 성능은 심각하게 더 나쁘다. 높은 도플러 쉬프트들(일 예로, > 50 Hz)에 대한 매체에 대해서, 상기 역확산 + 1D MMSE 추정기의 성능은 상기 채널 추정 방법(500)을 사용하는 추정기보다 심각하게 더 나쁘다.

한편 본 개시는 바람직한 실시 예에 관해 설명하였으나, 다양한 변형들 및 수정들이 해당 기술 분야의 당업자에게 제시될 수 있다. 본 개시는 첨부되는 클레임들의 범위 내에서 상기와 같은 변형들 및 수정들을 포함할 수 있다.

Claims

다중 입력 다중 출력(multiple input multiple output: MIMO) 네트워크의 무선 수신기에서 사용되는 채널 추정 방법에 있어서,
수신된 샘플(sample)들의 벡터(vector)를 역확산하여 상기 MIMO 네트워크와 연관되는 다수의 멀티플렉싱된 계층들 각각에 대한 평균 채널 추정값을 결정하는 과정과,
상기 멀티플렉싱된 계층들에 대한 평균 채널 추정값들을 사용하여 계층간 간섭(inter-layer interference)을 제거하고, 각 멀티플렉싱된 계층에 대한 시간-변화 추정값을 획득하는 과정과,
상기 각 멀티플렉싱된 계층에 대한 시간-변화 추정값에 대해 2-차원 최소 평균 제곱 에러(two-dimensional minimum mean squared error: 2D MMSE) 기술을 적용하여 상기 채널을 추정하는 과정을 포함하되,
상기 다수의 멀티플렉싱된 계층들은 첫 번째 계층 및 두 번째 계층을 포함하고,
상기 계층간 간섭을 제거하는 과정은 상기 첫 번째 계층에 대한 평균 채널 추정값을 사용하여 상기 두 번째 계층에서 각 기준 자원 엘리먼트(resource element: RE) 위치에 대한 채널 추정값을 생성하고, 상기 두 번째 계층에 대한 상기 평균 채널 추정값을 사용하여 상기 첫 번째 계층에서 각 기준 RE 위치에 대한 채널 추정값을 생성하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 방법.
삭제
삭제
제1항에 있어서,
각 멀티플렉싱된 계층에 대한 각 RE에서 상기 채널 추정값은 수학식 4에 따라 결정됨을 특징으로 하는 방법.
<수학식 4>

여기서,
는 RE i에서 상기 첫 번째 계층에 대한 상기 채널 추정 값이고,
는 RE i에서 상기 두 번째 계층에 대한 상기 채널 추정 값이고,
는 상기 첫 번째 계층에 대한 상기 평균 채널 추정값이고,
는 상기 두 번째 계층에 대한 상기 평균 채널 추정값이고, x_1i는 RE i에서 상기 첫 번째 계층에 대한 왈쉬 코드 시퀀스(Walsh code sequence) 값이고, x_2i 는 RE i에서 상기 첫 번째 계층에 대한 왈쉬 코드 시퀀스 값이고, ri 는 RE i와 연관되는 상기 수신된 샘플임.
제1항에 있어서,
상기 2D MMSE 기술을 사용하여 상기 채널을 추정하는 과정은 2D MMSE 필터(filter)들을 적용하여 각 멀티플렉싱된 계층에 대한 각 RE에서 상기 채널 추정값들을 획득하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 방법.
제1항에 있어서,
상기 MIMO 네트워크는 MIMO 직교 주파수 분할 다중화(orthogonal frequency division multiplex: OFDM) 네트워크임을 특징으로 하는 방법.
제1항에 있어서,
각 멀티플렉싱된 계층에서 상기 기준 RE 위치들은 코드 분할 다중화된(code division multiplexed (CDM) 그룹과 연관됨을 특징으로 하는 방법.
청구항 1, 4, 5, 6 및 7 중 하나의 방법을 수행하도록 적용되는 무선 단말기.
다중 입력 다중 출력(multiple input multiple output: MIMO) 네트워크의 무선 수신기에서 사용되는 채널 추정이 가능한 수신기 장치에 있어서,
수신된 샘플(sample)들의 벡터(vector)를 역확산하여 상기 MIMO 네트워크와 연관되는 다수의 멀티플렉싱된 계층들 각각에 대한 평균 채널 추정값을 결정하고;
상기 멀티플렉싱된 계층들에 대한 평균 채널 추정값들을 사용하여 계층간 간섭(inter-layer interference)을 제거하고, 각 멀티플렉싱된 계층에 대한 시간-변화 추정값을 획득하고;
상기 각 멀티플렉싱된 계층에 대한 시간-변화 추정값에 대해 2-차원 최소 평균 제곱 에러(two-dimensional minimum mean squared error: 2D MMSE) 기술을 사용하여 상기 채널을 추정하도록 구성되는 단말기 칩(chip)을 포함하되,
상기 다수의 멀티플렉싱된 계층들은 첫 번째 계층 및 두 번째 계층을 포함하고,
상기 단말기 칩은 상기 첫 번째 계층에 대한 평균 채널 추정값을 사용하여 상기 두 번째 계층에서 각 기준 자원 엘리먼트(resource element: RE) 위치에 대한 채널 추정값을 생성하고, 상기 두 번째 계층에 대한 상기 평균 채널 추정값을 사용하여 상기 첫 번째 계층에서 각 기준 RE 위치에 대한 채널 추정값을 생성하도록 구성됨을 특징으로 하는 장치.
삭제
삭제
제9항에 있어서,
각 멀티플렉싱된 계층에 대한 각 RE에서 상기 채널 추정값은 수학식 5에 따라 결정됨을 특징으로 하는 장치.
<수학식 5>

여기서,
는 RE i에서 상기 첫 번째 계층에 대한 상기 채널 추정 값이고,
는 RE i에서 상기 두 번째 계층에 대한 상기 채널 추정 값이고,
는 상기 첫 번째 계층에 대한 상기 평균 채널 추정값이고,
는 상기 두 번째 계층에 대한 상기 평균 채널 추정값이고, x_1i는 RE i에서 상기 첫 번째 계층에 대한 왈쉬 코드 시퀀스(Walsh code sequence) 값이고, x_2i 는 RE i에서 상기 첫 번째 계층에 대한 왈쉬 코드 시퀀스 값이고, ri 는 RE i와 연관되는 상기 수신된 샘플임.
제9항에 있어서,
상기 단말기 칩은 2D MMSE 필터(filter)들을 적용하여 각 멀티플렉싱된 계층에 대한 각 RE에서 상기 채널 추정값들을 획득하도록 구성됨을 특징으로 하는 장치.
제9항에 있어서,
상기 MIMO 네트워크는 MIMO 직교 주파수 분할 다중화(orthogonal frequency division multiplex: OFDM) 네트워크임을 특징으로 하는 장치.