JP6773169B1 - 空気調和装置 - Google Patents

Abstract

【課題】モータ電流の実効値の抑制と電源電流に含まれる高調波電流の抑制とをバランスよく実現する。【解決手段】空気調和装置において、電力変換装置（10）の制御部（40）は、電力変換装置（10）への入力電流（is）が非導通期間を有するようにスイッチング動作を制御する。制御部（40）は、空気調和装置の最大条件下では、入力電流（is）に含まれる基本波に対する５次調波の位相が９０°以上かつ２７０°以下の範囲で、かつ、（５次調波の振幅）／（基本波成分の振幅）の値である振幅比が、空気調和装置の定格条件下における振幅比よりも小さくなるようにスイッチング動作を制御する。【選択図】図２

Description

本開示は、空気調和装置に関するものである。

電力変換装置の中には、直流リンク部に比較的小容量のコンデンサを設けて力率の改善を図るものがある（例えば特許文献１を参照）。

特開２００２−５１５８９号公報

特許文献１の例では、電力変換装置によってモータに電力を供給すると、モータ電流の実効値が増大してモータの効率が低下する傾向にある。

本開示の目的は、モータ電流の実効値の抑制と電源電流に含まれる高調波電流の抑制とをバランスよく実現することにある。

本開示の第１の態様は、空気調和装置において、
モータ（30）と、
前記モータ（30）に電力を供給する電力変換装置（10）と、
前記電力変換装置（10）を制御する制御部（40）とを備え、
前記電力変換装置（10）は、
単相の交流電源（20）の交流電圧を整流するコンバータ回路（11）と、
コンデンサ（C）を有し、前記コンバータ回路（11）の出力を入力として前記交流電圧の周波数に応じて脈動する直流電圧（v_dc）を生成する直流リンク部（12）と、
複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を有したインバータ回路（13）とを備え、
前記コンデンサ（C）は、前記空気調和装置の最大条件下において、前記直流電圧（v_dc）の最大値が前記直流電圧（v_dc）の最小値の２倍以上になるように容量値が設定され、
前記インバータ回路（13）は、前記直流電圧（v_dc）を前記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作により所定の周波数の交流電圧に変換して前記モータ（30）に出力し、
前記制御部（40）は、
前記電力変換装置（10）への入力電流（i_s）が非導通期間を有するように前記スイッチング動作を制御し、
かつ
前記空気調和装置の最大条件下では、前記入力電流（i_s）に含まれる基本波に対する５次調波の位相が９０°以上かつ２７０°以下の範囲で、かつ、（前記５次調波の振幅）／（基本波成分の振幅）の値である振幅比が、前記空気調和装置の定格条件下における前記振幅比よりも小さくなるように前記スイッチング動作を制御するものであり、
前記空気調和装置の最大条件は、前記空気調和装置の定格条件よりも、前記交流電源（20）から前記電力変換装置への入力電力（Pin）が大きな運転状態となる条件であることを特徴とする空気調和装置である。

第１の態様では、空気調和装置（1）の効率を重視した運転と、電源電流（i_s）の高調波抑制を重視した運転が電力に応じて行われる。本実施形態では、モータ電流の実効値の抑制と電源電流に含まれる高調波電流の抑制とをバランスよく実現できる。

本開示の第２の態様は、第１の態様において、
前記制御部（40）は、
前記入力電流（i_s）の波形から基本波、３次調波、及び５次調波を電源半周期において抽出して合成した波形に対して前記交流電源（20）の電圧の極性を掛け合わせた波形に、前記定格条件下では、極大点が２つ以上含まれ、前記最大条件下では、極大点が１つとなるように、前記スイッチング動作を制御することを特徴とする空気調和装置である。

第２の態様では、定格条件下では、主にモータ電流の実効値の抑制が行われ、最大条件下では、主に高調波電流の抑制が行われる。

本開示の第３の態様は、第１の態様において、
前記制御部（40）は、前記最大条件下では、前記振幅比が、前記定格条件下における振幅比の５０％以上となるように、前記スイッチング動作を制御することを特徴とする空気調和装置である。

第３の態様では、定格条件下および最大条件下で、モータ電流の実効値の抑制が行われる。

本開示の第４の態様は、第１から第３の態様の何れかにおいて、
前記制御部（40）は、前記定格条件下では、前記振幅比が９％以上となるように、前記スイッチング動作を制御することを特徴とする空気調和装置である。

第４の態様では、定格条件下でモータ電流の実効値の抑制が確実に行われる。

本開示の第５の態様は、第１から第３の態様の何れかにおいて、
前記制御部（40）は、前記最大条件下では、前記振幅比が４％以上となるように、前記スイッチング動作を制御することを特徴とする空気調和装置である。

第５の態様では、最大条件下でモータ電流の実効値の抑制が確実に行われる。

本開示の第６の態様は、第１から第５の態様の何れかにおいて、
前記制御部（40）は、前記電力変換装置（10）の入力電力の大きさに応じて、前記振幅比が減少するように、前記スイッチング動作を制御することを特徴とする空気調和装置である。

第６の態様では、定格条件および最大条件以外の動作点においてモータ電流の実効値の抑制が行われる。

図１は、空気調和装置の配管系統図である。 図２は、電力変換装置の構成を示すブロック図である。 図３は、電源電圧及び直流電圧の波形の一例を示す。 図４は、第１波形を例示する。 図５は、第２波形を例示する。 図６は、第１波形と第２波形の合成波形を例示する。 図７は、モータ電流の実効値とＴＨＤ（後述）との関係を示す図である。 図８は、（ｎ次調波の振幅）／（基本波成分の振幅）の値と、ＴＨＤ（後述）との関係を示す図である。 図９は、第１テーブルにかかるｄｑ軸電流パラメータの値を波形で示す。 図１０に、５次調波の位相とモータ電流の実効値との関係を示す。 図１１は、第１テーブルを用いた場合の電流絶対値波形を例示する。 図１２は、第２テーブルにかかるｄｑ軸電流パラメータの値を波形で示す。 図１３は、第２テーブルを用いた場合の電流絶対値波形を例示する。 図１４は、第１テーブルと第２テーブルの相加平均値を用いた場合のｄｑ軸電流パラメータ（Pq,Pd）を例示する。 図１５は、第１テーブルと第２テーブルの相加平均を用いた場合の電流絶対値波形を例示する。 図１６は、定格条件下における、モータ電流の実効値と振幅比との関係を示す図である。 図１７は、最大条件下における、モータ電流の実効値と振幅比との関係を示す図である。 図１８は、割合上限値と振幅比との関係を示す。

《実施形態》
実施形態として、室内の冷房及び暖房を行う空気調和装置の例を説明する。図１は、空気調和装置（1）の配管系統図である。図１に示すように、空気調和装置（1）は、電力変換装置（10）、制御部（40）、及び冷媒回路（110）を備えている。

〈冷媒回路〉
冷媒回路（110）は、冷媒が充填された閉回路である。冷媒回路（110）には、圧縮機（120）、四方切換弁（130）、室外熱交換器（140）、膨張弁（150）、及び室内熱交換器（160）が設けられている。

圧縮機（120）には、種々の圧縮機を採用できる。圧縮機（120）の一例としては、スクロール型圧縮機やロータリ型圧縮機などが挙げられる。圧縮機（120）は、モータ（30）を備えている。モータ（30）は、例えば、ＩＰＭモータ（Interior Permanent Magnet Motor）である。モータ（30）には、電力変換装置（10）から三相の交流電力が供給される。

室外熱交換器（140）は、室外空気と冷媒とを熱交換させる熱交換器である。室内熱交換器（160）は、室内空気と冷媒とを熱交換させる熱交換器である。膨張弁（150）は、いわゆる電子膨張弁である。

四方切換弁（130）は、第１〜第４のポートを有した弁である。四方切換弁（130）は、第１状態（図１に実線で示す状態）と第２状態（図１に破線で示す状態）とに切り換えることができる。第１状態では、第１のポートが第３のポートと連通し且つ第２のポートが第４のポートと連通する。第２状態では、第１のポートが第４のポートと連通し且つ第２のポートが第３のポートと連通する。

冷媒回路（110）では、圧縮機（120）の吐出ポートが四方切換弁（130）の第１のポートに接続され、吸入ポートが四方切換弁（130）の第２のポートに接続されている。冷媒回路（110）では、四方切換弁（130）の第３のポートから第４のポートへ向かって順に、室外熱交換器（140）、膨張弁（150）、及び室内熱交換器（160）が配置されている。空気調和装置（1）では、冷房運転と暖房運転とを切り換える場合には、四方切換弁（130）を切り換える。

〈電力変換装置〉
図２は、電力変換装置（10）の構成を示すブロック図である。電力変換装置（10）は、図２に示すように、コンバータ回路（11）、直流リンク部（12）、及びインバータ回路（13）を備えている。電力変換装置（10）は、単相の交流電源（20）から供給された電圧（以下、電源電圧（v_in））を所定の交流電圧に変換する。電力変換装置（10）は、前記変換によって得た交流電圧をモータ（30）に供給する。

コンバータ回路（11）は、ブリッジ状に結線された４個のダイオード（D1,D2,D3,D4）を備えている。コンバータ回路（11）は、リアクトル（L）を介して交流電源（20）に接続されている。コンバータ回路（11）は、電源電圧（v_in）を全波整流する。

直流リンク部（12）は、コンデンサ（C）を有している。コンデンサ（C）は、コンバータ回路（11）の出力ノードに接続されている。コンデンサ（C）の容量値は、コンバータ回路（11）の出力をほとんど平滑化することができない大きさである。その一方で、コンデンサ（C）の容量値は、インバータ回路（13）におけるスイッチング動作（後述）に起因するリプル電圧（スイッチング周波数に応じた電圧変動）を抑制できるように設定されている。

具体的には、コンデンサ（C）は、一般的な電力変換装置においてコンバータ回路の出力の平滑化に用いられる平滑コンデンサ（例えば、電解コンデンサ）の容量値の約０．０１倍の容量値を有する小容量コンデンサである。コンデンサ（C）の容量値は、例えば、数十μＦ程度である。この例では、コンデンサ（C）には、フィルムコンデンサが採用されている。

以上のように、直流リンク部（12）では、コンバータ回路（11）の出力がほとんど平滑化されない。その結果、コンデンサ（C）の端子間電圧（以下、直流電圧（v_dc））には、電源電圧（v_in）の周波数に応じた脈動成分が残留する。換言すると、直流リンク部（12）は、交流電圧（電源電圧（v_in））の周波数に応じて脈動する直流電圧（v_dc）を生成する。

図３に、電源電圧（v_in）及び直流電圧（v_dc）の波形の一例を示す。この例では、脈動成分は、電源電圧（v_in）の周波数の２倍の周波数を有している。直流電圧（v_dc）は、その最大値がその最小値の２倍以上になるように脈動している。

インバータ回路（13）は、６つのスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）と、６つの還流ダイオード（Du,Dv,Dw,Dx,Dy,Dz）とを有している。スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）は、互いにブリッジ結線されている。詳しは、インバータ回路（13）は、３つのスイッチングレグを備えている。

それぞれのスイッチングレグは、２つのスイッチング素子が直列に接続されて形成されている。３つのスイッチングレグの各々は、上アームのスイッチング素子（Su,Sv,Sw）と下アームのスイッチング素子（Sx,Sy,Sz）との中点が、モータ（30）の各相（ｕ相，ｖ相，ｗ相）のコイル（図示を省略）にそれぞれ接続されている。それぞれのスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）には、還流ダイオード（Du,Dv,Dw,Dx,Dy,Dz）がひとつずつ逆並列に接続されている。

インバータ回路（13）は、入力ノードが直流リンク部（12）のコンデンサ（C）の両端に接続されている。インバータ回路（13）では、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）がスイッチング動作（オンオフ動作）を行うことによって、直流電圧（v_dc）を所定の交流電圧（三相）に変換する。インバータ回路（13）は、前記変換によって得た交流電圧（三相）をモータ（30）に供給する。

〈制御部〉
制御部（40）は、モータ（30）の回転数（ω）が、与えられた指令値（以下、回転数指令値（ω^*）という）に収束するように、インバータ回路（13）におけるスイッチング動作を制御する。換言すると、制御部（40）は、インバータ回路（13）の出力電圧を制御する。

制御部（40）は、マイクロコンピュータと、それを動作させるソフトウエアが格納されたメモリディバイスを備えている。制御部（40）は、前記マイクロコンピュータが前記ソフトウエアを実行することで、速度制御部（41）、電流指令演算部（42）、座標変換部（43）、ｄｑ軸電流制御部（44）、ＰＷＭ演算部（45）、補償量算出部（47）、ｄｑ軸電流パラメータ選定部（48）、ｄｑ軸電流指令演算部（49）、高調波パラメータ選定部（50）、及び加算器（51）として機能する（図２を参照）。

速度制御部（41）は、平均モータトルク（Tm）の指令値（以下、平均トルク指令値（Tm*））を生成する。具体的に、速度制御部（41）は、モータ（30）の回転数（ω）と回転数指令値（ω^*）との偏差に基づいて、例えばＰＩＤ演算（比例、積分、微分）を行って、平均トルク指令値（Tm*）を生成する。速度制御部（41）は、平均トルク指令値（Tm*）をｄｑ軸電流指令演算部（49）に出力する。

ｄｑ軸電流パラメータ選定部（48）は、ｄ軸電流指令値（i_d ^*）を生成するためのパラメータ（以下、ｄ軸電流パラメータ（Pd）という）と、ｑ軸電流指令値（i_q ^*）を生成するためのパラメータ（以下、ｑ軸電流パラメータ（Pq）という）とを生成する。ｄ軸電流指令値（i_d ^*）は、モータ（30）のｄ軸電流（i_d）を指示する指令値である。ｑ軸電流指令値（i_q ^*）は、モータ（30）のｑ軸電流（i_q）を指示する指令値である。

以下では、ｄ軸電流パラメータ（Pd）とｑ軸電流パラメータ（Pq）とを総称してｄｑ軸電流パラメータ（Pq,Pd）という。ｄｑ軸電流パラメータ選定部（48）は、ｄｑ軸電流パラメータ（Pq,Pd）をｄｑ軸電流指令演算部（49）に出力する。

ｄｑ軸電流パラメータ選定部（48）は、ｄｑ軸電流パラメータ（Pq,Pd）の生成に用いるテーブルを２つ備えている。それぞれのテーブルには、電源位相（θin）の値と、その電源位相（θin）におけるｄｑ軸電流パラメータ（Pq,Pd）の値とがペアで格納されている。それぞれのテーブルは、電源位相（θin）を引数として、その電源位相（θin）に対応するｄｑ軸電流パラメータ（Pq,Pd）を出力するように構成されている。

ｄｑ軸電流パラメータ選定部（48）は、これらのテーブル（Tb1,Tb2）の何れか一方から読み取った値、あるいは両テーブル（Tb1,Tb2）の値から算出した値を出力する。これらのテーブル（Tb1,Tb2）の内容、及びテーブル（Tb1,Tb2）を用いたｄｑ軸電流パラメータ（Pq,Pd）の生成については後述する。

ｄｑ軸電流指令演算部（49）は、平均トルク指令値（Tm*）をｄｑ軸電流パラメータ（Pq,Pd）によって変調した値を、ｄ軸電流指令値（i_d ^*）としてｄｑ軸電流制御部（44）に出力する。ｄｑ軸電流指令演算部（49）は、平均トルク指令値（Tm*）をｑ軸電流パラメータ（Pq）で変調した値（以下、指令値基礎データ（i_q ^**）という）を加算器（51）に出力する。

電力変換装置（10）には、電源電流（i_s）が非導通となる期間が設けられている。以下では、電源電圧（v_in）の周波数を基準とした位相角によってパラメータ（α1,α2）を表す。

高調波パラメータ選定部（50）は、非導通期間の長さα１、α２および高調波パラメータ（i3）を電流指令演算部（42）に出力する。非導通期間の長さα１、α２および高調波パラメータ（i3）は、交流電源（20）から電力変換装置（10）へ入力される電流（以下、入力電流、乃至は電源電流（i_s）という）に含まれる高調波の大きさ（振幅）を決定するパラメータである。ここでの高調波は、後に詳述する理由から、電源電圧（v_in）の基本波に対する５次調波である。

高調波パラメータ選定部（50）は、交流電源（20）から電力変換装置（10）への入力電力（以下、電源電力（Pin）という）の大きさに基づいて、非導通期間の長さα１、α２および高調波パラメータ（i3）の大きさを設定する。電源電力（Pin）に基づく非導通期間の長さα１、α２および高調波パラメータ（i3）の大きさ設定については後述する。

電流指令演算部（42）は、以下のようにして、電源電流（i_s）の指令値（以下、電源電流指令値（|i_s ^*|）という）を生成する。

電流指令演算部（42）は、図４に示す実線で示す波形（以下、第１波形という）を生成する。具体的には、電流指令演算部（42）は、電源電圧（v_in）と同じ周波数（θ）で、かつ最大振幅が１である正弦波（sinθ）を、時間軸方向に圧縮して第１波形を生成する。図４に破線で示す曲線は、電源電圧（v_in）と同じ周波数（θ）で、かつ最大振幅が１である正弦波である。

電流指令演算部（42）は、第１波形において、電源半周期の始点直後と終点直前に非導通期間ができるように、圧縮を行っている（図４参照）。「電源半周期」は、図３に示すように、交流電源（20）の電圧の周期の半分の期間である（以下、同様）。ここでは、電源半周期の始点における非導通期間の長さはα１である。電源半周期の終点における非導通期間の長さはα２である。α１及びα２は、高調波パラメータ選定部（50）が出力したパラメータである。図４には、α１＝α２＝２０°の場合における第１波形を例示している。このとき非導通期間を有することで、第１波形は基本波成分以外にも３次調波や５次調波を含む。

非導通期間では、直流電圧（v_dc）を所定の値に保つことができる。詳しくは、電源電圧（v_in）におけるゼロクロスのタイミング付近において、直流電圧（v_dc）を所定の値に保つことができる（図３を参照）。直流電圧（v_dc）を所定の値に保てると、ゼロクロスのタイミング付近において、モータ（30）の弱め磁束制御に必要なｄ軸電流を低減できる。換言すると、空気調和装置（1）では、モータ電流の実効値の低減が可能になる。

電流指令演算部（42）は、図５に実線で示す波形（以下、第２波形という）を生成する。具体的には、電流指令演算部（42）は、電源電圧（v_in）の３倍の周波数（３θ）で、かつ最大振幅が高調波パラメータ（i3）に等しい正弦波を、時間軸方向に圧縮して第２波形を生成する。図５に破線で示す曲線は、電源電圧（v_in）の３倍の周波数（３θ）で、かつ最大振幅が、高調波パラメータ（i3）に等しい正弦波である。

電流指令演算部（42）は、第２波形において、電源半周期の始点直後と終点直前に非導通期間ができるように、圧縮を行っている（図５参照）。ここでは、電源半周期の始点における非導通期間の長さはα１である。電源半周期の終点における非導通期間の長さはα２である。図５には、α１＝α２＝２０°、高調波パラメータ（i3）＝０．３の場合における第２波形を例示している。このとき非導通期間を有することで、第２波形は３次調波以外にも５次調波を含む。

電流指令演算部（42）は、第１波形と第２波形とを足し合わせて、合成波形を生成する。図６に合成波形を例示する。電流指令演算部（42）は、合成波形の実効値と電源電流（i_s）の実効値（i_{s_avg}）との偏差に基づいて、例えばＰＩ演算（比例、積分）を行って、倍率を求め、合成波形に対して前述の倍率を乗算した波形（以下、第３波形という）を生成する。第１波形と第２波形には５次調波を含むため、第３波形にも５次調波を含む。電流指令演算部（42）は、電源電圧（v_in）の位相（電源位相（θin））に対応する第３波形の振幅値を補償量算出部（47）に出力する。

補償量算出部（47）は、電源電流指令値（|i_s ^*|）と、電源電流（i_s）の絶対値の偏差が小さくなるように、指令値基礎データ（i_q ^**）に対する補償量（以下、補償量（i_comp ^*））を算出する。補償量算出部（47）は、電源電流指令値（|i_s ^*|）と電源電流（i_s）の絶対値との偏差に基づいて、例えばＰＩ演算（比例、積分）を行って、補償量（i_comp ^*）を求める。補償量算出部（47）は、補償量（i_comp ^*）を加算器（51）に出力する。

加算器（51）は、指令値基礎データ（i_q ^**）と補償量（i_comp ^*）とを加算する。加算器（51）は、加算結果をｑ軸電流指令値（i_q ^*）として、ｄｑ軸電流制御部（44）に出力する。

座標変換部（43）は、いわゆるｄｑ変換を行ってモータ（30）のｄ軸電流（i_d）及びｑ軸電流（i_q）を導出する。座標変換部（43）は、ｄｑ変換を行う際に、ｕ相電流（iu）、ｗ相電流（iw）、及びモータ（30）の回転子（図示を省略）の電気角（モータ位相（θm））を用いる。ｕ相電流（iu）及びｗ相電流（iw）は、例えば、電流センサを設けることで、その値を検出することができる。

ｄｑ軸電流制御部（44）は、ｄ軸電流指令値（i_d ^*）、ｑ軸電流指令値（i_q ^*）、ｄ軸電流（i_d）、及びｑ軸電流（i_q）に基づいて、ｄ軸電圧指令値（v_d ^*）及びｑ軸電圧指令値（v_q ^*）を導出する。具体的には、ｄｑ軸電流制御部（44）は、ｄ軸電流指令値（i_d ^*）とｄ軸電流（i_d）との偏差、及びｑ軸電流指令値とｑ軸電流（i_q）との偏差がそれぞれ小さくなるように、ｄ軸電圧指令値（v_d ^*）及びｑ軸電圧指令値（v_q ^*）を導出する。

ＰＷＭ演算部（45）は、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のオンとオフの切り替えを制御する信号（以下、制御信号（G））を生成する。この例では、ＰＷＭ演算部（45）は、モータ位相（θm）、直流電圧（v_dc）、ｄ軸電圧指令値（v_d ^*）、ｑ軸電圧指令値（v_q ^*）、ｄ軸電圧（v_d）、及びｑ軸電圧（v_q）に基づいて、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）の各々に供給される制御信号（G）のデューティー比を設定する。

制御信号（G）が出力されると、各スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）は、設定されたデューティー比でスイッチング動作（オンオフ動作）を行う。ＰＷＭ演算部（45）は、制御信号（G）を周期的に更新する。

〈テーブルの内容〉
直流リンク部（12）に小容量コンデンサを用いると、直流電圧（v_dc）の脈動を吸収できない。直流電圧（v_dc）の脈動を吸収できないと、電源電流（i_s）がインバータ回路（13）の出力に影響する。換言すると、電源電流（i_s）に高調波を含ませると、モータ電流の実効値が変わる。電力変換装置（10）では、電源電流（i_s）に高調波を含めて、モータ電流の実効値を低減する。

本願発明者は、電源電流（i_s）に５次調波を含ませると、効果的にモータ電流の実効値を低減できることを見出した。図７、及び図８は、電源電流（i_s）に含ませる高調波として５次調波を採用した理由を説明する図である。図７は、縦軸は、モータ電流の実効値である。図７の横軸は、以下の式（１）で定義されるＴＨＤである。

式（１）において、ｈ１は、電源電流（i_s）に含まれる基本波成分である。ｈｎ（ｎ＝２，３，…）は、電源電流（i_s）に含まれるｎ次調波である。図７に示すように、ＴＨＤの増加に伴って、モータ電流の実効値が減少している。

図８の横軸は、ＴＨＤである。図８の縦軸は、（電源電流（i_s）が含むｎ次調波の振幅）／（電源電流（i_s）が含む基本波成分の振幅）の値である。図８には、ｎ＝３及びｎ＝５について、ＴＨＤと、（電源電流（i_s）が含むｎ次調波の振幅）／（電源電流（i_s）が含む基本波成分の振幅）の値をプロットしてある。図８に示すように、電源電流（i_s）が含む５次調波（ｎ＝５の曲線）の振幅は、ＴＨＤの増加に応じて単調増加している。換言すると、電源電流（i_s）が含む５次調波の振幅が増えるにつれて、モータ電流の実効値は低減する。

以上から、ｄｑ軸電流パラメータ選定部（48）が備える２つのテーブルの一方（以下、第１テーブル（Tb1）という）には、５次調波を含む電源電流（i_s）が得られるように、電源位相（θin）の値とｑ軸電流パラメータ（Pq）のペアが格納されている。図９に、第１テーブル（Tb1）によって生成されるｄｑ軸電流パラメータ（Pq,Pd）の値を波形で示す。図９において、横軸は電源位相（θin）である。図９における縦軸は、ｄｑ軸電流パラメータ（Pq,Pd）の値である。図９に示すように、第１テーブル（Tb1）によって生成されたｑ軸電流パラメータ（Pq）を波形で示すと、正弦波のピーク値が抑制された波形（大まかに言えば台形状の波形）となる。

モータ電流の実効値の低減には、電源電流（i_s）に含まれる５次調波の位相の設定も重要である。電源電流（i_s）に含まれる基本波の位相をθ１、５次調波の位相をθ５としたとき、電源電流（i_s）に含まれる基本波の位相を基準とした５次調波の位相をθ５−５θ１とする。図１０に、電源電流（i_s）に含まれる基本波の位相を基準とした５次調波の位相θ５−５θ１とモータ電流の実効値との関係を示す。図１０に示すように、位相が９０°以上、かつ２７０°以下の範囲であれば、電源電流（i_s）に５次調波を含まない場合よりも、モータ電流の実効値を低減できる。本実施形態の第１テーブル（Tb1）は、電源電流（i_s）に含まれる基本波の位相を基準とした５次調波の位相が、９０°以上、かつ２７０°以下の範囲となるように構成されている。

本実施形態では、第１テーブル（Tb1）のｑ軸電流パラメータ（Pq）は、予め、５次調波を含む電源電流（i_s）が得られるように作成した。第１テーブル（Tb1）のｄ軸電流パラメータ（Pd）は、電源位相（θin）の値に関わらず、一定値である（図９参照）。第１テーブル（Tb1）は、例えば空気調和装置（1）の製造時に制御部（40）のメモリディバイスに書き込まれる。

以上の通り、第１テーブル（Tb1）は、モータ電流の実効値の低減を重視したテーブルである。換言すると、第１テーブル（Tb1）は、空気調和装置（1）の効率を重視したテーブルである。空気調和装置（1）では、第１テーブル（Tb1）を制御に用いると、電源電流（i_s）の波形から基本波、基本波に対する３次調波、及び５次調波を電源半周期において抽出して合成した波形に対して交流電源（20）の電圧の極性を掛け合わせた波形（以下、説明の便宜のため電流絶対値波形という）には極大点が２つ以上含まれる（図１１参照）。空気調和装置（1）では、第１テーブル（Tb1）を制御に用いると、モータ電流の実効値を抑制できる。

図１２に、他方のテーブル（以下、第２テーブル（Tb2）という）によって生成されるｄｑ軸電流パラメータ（Pq,Pd）を波形で示す。図１２でも、横軸は電源位相（θin）である。図１２における縦軸は、ｄｑ軸電流パラメータ（Pq,Pd）の値である。第２テーブル（Tb2）も、例えば空気調和装置（1）の製造時に制御部（40）のメモリディバイスに書き込まれる。

第２テーブル（Tb2）のｄ軸電流パラメータ（Pd）も、電源位相（θin）の値に関わらず一定値である。第２テーブル（Tb2）のｑ軸電流パラメータ（Pq）も、予め５次調波を含む電源電流（i_s）が得られるように作成した。第２テーブル（Tb2）も、電源電流（i_s）に含まれる基本波の位相を基準とした５次調波の位相θ５−５θ１が、９０°以上かつ２７０°以下の範囲となるように形成されている。

電源電力（Pin）がＰ２（後述）における、（前記５次調波の振幅）／（前記基本波成分の振幅）の値である振幅比は、電源電力（Pin）がＰ１（Ｐ１＜Ｐ２、詳細は後述）における（前記５次調波の振幅）／（前記基本波成分の振幅）の値である振幅比よりも小さい。電源電力（Pin）がＰ２における、電源電流（i_s）の波形は、電源電力（Pin）がＰ１における、電源電流（i_s）の波形よりも、正弦波により近い。空気調和装置（1）では、第２テーブル（Tb2）を用いると、電流絶対値波形には、極大点が１つ含まれる（図１３参照）。

空気調和装置（1）では、第２テーブル（Tb2）のみによってｄ軸電流指令値（i_d ^*）やｑ軸電流指令値（i_q ^*）を生成する場合は、第１テーブル（Tb1）のみによってｑ軸電流指令値（i_q ^*）やｄ軸電流指令値（i_d ^*）を生成する場合よりも、電源電流（i_s）の高調波を抑制できる。第２テーブル（Tb2）は、電源電流（i_s）に含まれる高調波の抑制を重視したテーブルである。

〈ｄｑ軸電流パラメータの生成〉
ｄｑ軸電流パラメータ選定部（48）は、電源電力（Pin）に応じて、ｄｑ軸電流パラメータ（Pq,Pd）を生成する。具体的にｄｑ軸電流パラメータ選定部（48）は、電源電力（Pin）がＰ１（後述）よりも小さい場合には、第１テーブル（Tb1）から値を読み取って、ｄｑ軸電流パラメータ（Pq,Pd）としてｄｑ軸電流指令演算部（49）に出力する。ｄｑ軸電流パラメータ選定部（48）は、電源電力（Pin）が、Ｐ２（ただしＰ２＞Ｐ１、詳細は後述）よりも大きい場合には、第２テーブル（Tb2）から値を読み取って、ｄｑ軸電流パラメータ（Pq,Pd）としてｄｑ軸電流指令演算部（49）に出力する。

電源電力（Pin）がＰ１以上かつＰ２以下の場合には、ｄｑ軸電流パラメータ選定部（48）は、２つのテーブル（Tb1,Tb2）から読み取ったそれぞれの値の加重平均を求めて、ｄｑ軸電流パラメータ（Pq,Pd）を生成する。ｄｑ軸電流パラメータ選定部（48）は、算出した加重平均値をｄｑ軸電流パラメータ（Pq,Pd）としてｄｑ軸電流指令演算部（49）に出力する。

ｄｑ軸電流パラメータ選定部（48）は、加重平均を求める際の重みを、現在の電源電力（Pin）と電力（P1）との差（ａとする）と、電力（P2）と電力（P1）の差（ｂとする）との比（ｗ＝ａ／ｂ）に基づいて算出する。第１テーブル（Tb1）の値に対する重みは、（１−ｗ）である。第２テーブル（Tb2）の値に対する重みは、ｗである。

第１テーブル（Tb1）の値に対する重みは、現在の電源電力（Pin）が電力（P1）により近いほど、より大きくなる。現在の電源電力（Pin）が、電力（P1）と電力（P2）との平均値の場合には、ｄｑ軸電流パラメータ（Pq,Pd）として、２つのテーブル（Tb1,Tb2）から読み取ったそれぞれの値の相加平均値がｄｑ軸電流パラメータ（Pq,Pd）となる。図１４に、相加平均値を用いた場合のｄｑ軸電流パラメータ（Pq,Pd）を例示する。図１５に、相加平均値を用いた場合の電流絶対値波形を例示する。

本実施形態の電力（P1）は、空気調和装置（1）の運転状態が定格運転となる条件（以下、定格条件という）の下における電源電力（Pin）である。「定格条件」は、冷房や暖房の能力試験の条件として、ＩＳＯ規格に定められている。具体的に冷房運転の定格条件に関しては、規格「ISO 5151 “Non-ducted air conditioners and heat pumps-Testing and rating for performance”」の冷房能力試験の標準定格条件（T1条件）が規定されている。暖房運転の定格条件に関しては、規格「ISO 5151 “Non-ducted air conditioners and heat pumps-Testing and rating for performance”」の暖房能力試験の標準定格条件が規定されている。

冷房及び暖房の両方を行う機能を有する空気調和装置（1）の場合には、前記冷房能力試験に規定された標準定格条件、又は前記暖房能力試験に規定された標準定格条件を空気調和装置（1）の「定格条件」と定義する。冷房能力試験に規定された標準定格条件を「定格条件」として採用しても、前記暖房能力試験に規定された標準定格条件を「定格条件」として採用しても差し支えはない。何れの試験条件における「定格条件」でも、試験条件下の電源電力（Pin）は概ね同じだからである。一方、空気調和装置（1）が冷房の専用機である場合には、前記冷房能力試験の標準定格条件を空気調和装置（1）の「定格条件」と定義する。

本実施形態の電力（P2）は、空気調和装置（1）の能力の最大条件の下における電源電力（Pin）である。ＩＳＯ規格に規定されている冷房過負荷条件および暖房低温条件を「最大条件」と定義する。冷房過負荷条件は規格「ISO 5151 “Non-ducted air conditioners and heat pumps-Testing and rating for performance”」の冷房過負荷試験のT1条件が規定されている。暖房低温条件は規格「ISO 5151 “Non-ducted air conditioners and heat pumps-Testing and rating for performance”」の暖房能力試験のH2条件が規定されている。

冷房及び暖房の両方を行う機能を有する空気調和装置（1）の場合には、前記暖房能力試験の低温条件に規定された条件を空気調和装置（1）の「最大条件」と定義する。例えば、空気調和装置（1）が冷房の専用機である場合には、前記冷房過負荷試験の条件を「最大条件」と定義する。何れの試験条件における「最大条件」を採用しても、試験条件下の電源電力（Pin）は概ね同じである。換言すると、何れの試験条件における「最大条件」を採用しても制御部（40）における制御には何ら差し支えはない。

〈高調波パラメータの生成〉
ここで、（電源電流（i_s）が含む５次調波の振幅）／（電源電流（i_s）が含む基本波成分の振幅）の値を振幅比と定義する。高調波パラメータ選定部（50）は、電源電力（Pin）の大きさに応じて、振幅比を調整している。以下、振幅比の標記には、％標記を採用する。例えば、振幅比＝０．０９は、９％と標記する。

図１６は、定格条件下における、モータ電流の実効値と振幅比との関係を示す図である。図１７は、最大条件下における、モータ電流の実効値と振幅比との関係を示す図である。図１６、及び図１７では、横軸は振幅比である。図１６、及び図１７では、縦軸はモータ電流の実効値である。

既述の通り、電源電流（i_s）に５次調波を重畳すれば、モータ電流の実効値が減少する。図１６及び図１７に示したグラフでは、ある振幅比を境界として傾きが大きく変化している。振幅比が前記境界を超えると、振幅比を増やしてもモータ電流の実効値はあまり低減しない。

図１６のグラフにおける「定格条件」には、前記冷房能力試験に規定された定格条件（以下、冷房定格条件という）を採用しても、前記暖房能力試験に規定された定格条件（以下、暖房定格条件という）を採用しても、傾きが変化するポイントは概ね同じである。これらの定格条件下において、前記傾きが変化するポイントは、振幅比＝８．３％（切り上げて９％）である。空気調和装置（1）では、定格条件（冷房定格条件及び暖房定格条件の何れか）の下において、８．３％以上の振幅比で５次調波が電源電流（i_s）に重畳されていれば、モータ電流実効値が確実に低減する。

図１７のグラフにおける「最大条件」には、前記冷房過負荷試験の条件（以下、冷房最大条件という）を採用しても、前記暖房能力試験の低温条件に規定された条件を空気調和装置（1）の条件（以下、暖房最大条件という）を採用しても、傾きが変化するポイントは概ね同じである。これらの最大条件下において傾きが変化するポイントは、振幅比＝３．２％（切り上げて４％）である。空気調和装置（1）では、最大条件（冷房最大条件及び暖房最大条件の何れか）の下において、３．２％以上の振幅比で５次調波が電源電流（i_s）に重畳されていれば、モータ電流実効値が確実に低減する。

以上から、制御部（40）では、定格条件（冷房定格条件及び暖房定格条件の何れでもよい。以下同様）の下では振幅比を９％以上とし、最大条件（冷房最大条件、及び暖房最大条件の何れでもよい。以下同様）の下では振幅比を４％以上としている。振幅比の大きさは、非導通期間の長さα１、α２および高調波パラメータ（i3）の大きさによって調整できる。高調波パラメータ選定部（50）が出力すべき非導通期間の長さα１、α２および高調波パラメータ（i3）の大きさを、例えば、実験やシミュレーションによって予め決定すればよい。

電力変換装置（10）では、任意の電源半周期において、最大条件下の振幅比は、定格条件下の振幅比よりも小さく制御される。換言すると、制御部（40）は、電源電力（Pin）の大きさに応じて、振幅比が減少するようにスイッチング動作を制御する。

空気調和装置（1）では、所定の高調波規格を満たすことが前提となる。高調波規格としては、国際電気標準会議（International Electrotechnical Commission:略称IEC）における高調波規格（以下、ＩＥＣ規格）を例示できる。

電源電流（i_s）に含まれる高調波の大きさの、高調波規格の規格値に対する割合を、本実施形態では、割合上限値と命名する。例えば、定格条件下と最大条件下とで割合上限値を異ならせた場合は、定格条件下及び最大条件下の何れかにおいて、モータ電流の実効値低減の効果が小さくなる。一方、定格条件下における割合上限値と最大条件下における割合上限値とを揃え、かつ、割合上限値により近くなる振幅比とすることで、定格条件下および最大条件下において高調波規格を満たしつつ、モータ電流の実効値の低減効果が大きくなる。

図１８に、割合上限値と振幅比との関係を示す。図１８の横軸は、割合上限値である。図１８の縦軸は、最大条件下における振幅比を、定格条件下における振幅比に対する割合で示した値である。図１８に示すように、割合上限値が４０％から１００％の範囲では、最大条件下の振幅比が、定格条件下における振幅比の５０％以上になる。設定した割合上限値で、最大条件及び定格条件でモータ電流実効値を十分に低減するためには、最大条件下の振幅比が、定格条件における振幅比の５０％以上である必要がある。「定格条件」に対して、冷房定格条件を採用しても暖房定格条件を採用しても同じ結果である。同様に、「最大条件」には、冷房最大条件を採用しても、暖房最大条件を採用してもよい。

以上から、本実施形態では、制御部（40）は、最大条件下における振幅比が、定格条件下における振幅比の５０％以上となるように、スイッチング動作を制御する。振幅比の大きさは、非導通期間の長さα１、α２および高調波パラメータ（i3）の大きさによって調整できる。高調波パラメータ選定部（50）が出力すべき非導通期間の長さα１、α２および高調波パラメータ（i3）の大きさを、例えば、実験やシミュレーションによって予め決定すればよい。空気調和装置（1）では、高調波規格を満たしつつ、モータ電流の実効値を低減することができる。

以上をまとめると、本実施形態は、空気調和装置（1）において、モータ（30）と、前記モータ（30）に電力を供給する電力変換装置（10）と、前記電力変換装置（10）を制御する制御部（40）とを備え、
前記電力変換装置（10）は、
単相の交流電源（20）の交流電圧を整流するコンバータ回路（11）と、
コンデンサ（C）を有し、前記コンバータ回路（11）の出力を入力として前記交流電圧の周波数に応じて脈動する直流電圧（v_dc）を生成する直流リンク部（12）と、
複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を有したインバータ回路（13）とを備え、
前記コンデンサ（C）は、前記空気調和装置（1）の最大条件下において、前記直流電圧（v_dc）の最大値が前記直流電圧（v_dc）の最小値の２倍以上になるように容量値が設定され、
前記インバータ回路（13）は、前記直流電圧（v_dc）を前記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作により所定の周波数の交流電圧に変換して前記モータ（30）に出力し、
前記制御部（40）は、
前記電力変換装置（10）への入力電流（i_s）が非導通期間を有するように前記スイッチング動作を制御し、
かつ
前記空気調和装置（1）の最大条件下では、前記入力電流（i_s）に含まれる基本波に対する５次調波の位相が９０°以上かつ２７０°以下の範囲で、かつ、（前記５次調波の振幅）／（基本波成分の振幅）の値である振幅比が、前記空気調和装置（1）の定格条件下における前記振幅比よりも小さくなるように前記スイッチング動作を制御することを特徴とする空気調和装置（1）である。

〈本実施形態における効果〉
以上の通り、本実施形態では、電源電力（Pin）に応じて振幅比を制御している。この構成によって、本実施形態では、モータ電流の実効値の抑制と電源電流に含まれる高調波電流の抑制とをバランスよく実現できる。

《その他の実施形態》
ｄｑ軸電流パラメータ選定部（48）では、テーブルに代えて、プログラム内に実装した関数を用いてもよい。第１テーブル（Tb1）および第２テーブル（Tb2）のｄ軸電流パラメータ（Pd）は電源位相（θin）によって値を変化させてもよい。

電流指令演算部（42）では、前記プログラム内に実装された関数や、予め求めておいたテーブルといった形で第３波形生成の基になる情報を保持しておいてもよい。

以上、実施形態および変形例を説明したが、特許請求の範囲の趣旨および範囲から逸脱することなく、形態や詳細の多様な変更が可能なことが理解されるであろう。以上の実施形態および変形例は、本開示の対象の機能を損なわない限り、適宜組み合わせたり、置換したりしてもよい。

以上説明したように、本開示は、空気調和装置について有用である。

１ 空気調和装置
１０ 電力変換装置
１１ コンバータ回路
１２ 直流リンク部
１３ インバータ回路
２０ 交流電源
３０ モータ
４０ 制御部

Claims (6)

1. 空気調和装置において、
   モータ（30）と、
   前記モータ（30）に電力を供給する電力変換装置（10）と、
   前記電力変換装置（10）を制御する制御部（40）とを備え、
   前記電力変換装置（10）は、
   単相の交流電源（20）の交流電圧を整流するコンバータ回路（11）と、
   コンデンサ（C）を有し、前記コンバータ回路（11）の出力を入力として前記交流電圧の周波数に応じて脈動する直流電圧（v_dc）を生成する直流リンク部（12）と、
   複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を有したインバータ回路（13）とを備え、
   前記コンデンサ（C）は、前記空気調和装置の最大条件下において、前記直流電圧（v_dc）の最大値が前記直流電圧（v_dc）の最小値の２倍以上になるように容量値が設定され、
   前記インバータ回路（13）は、前記直流電圧（v_dc）を前記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作により所定の周波数の交流電圧に変換して前記モータ（30）に出力し、
   前記制御部（40）は、
   前記電力変換装置（10）への入力電流（i_s）が非導通期間を有するように前記スイッチング動作を制御し、
   かつ
   前記空気調和装置の最大条件下では、前記入力電流（i_s）に含まれる基本波に対する５次調波の位相が９０°以上かつ２７０°以下の範囲で、かつ、（前記５次調波の振幅）／（基本波成分の振幅）の値である振幅比が、前記空気調和装置の定格条件下における前記振幅比よりも小さくなるように前記スイッチング動作を制御するものであり、
   前記空気調和装置の最大条件は、前記空気調和装置の定格条件よりも、前記交流電源（20）から前記電力変換装置への入力電力（Pin）が大きな運転状態となる条件である
   ことを特徴とする空気調和装置。
2. 請求項１において、
   前記制御部（40）は、
   前記入力電流（i_s）の波形から基本波、３次調波、及び５次調波を電源半周期において抽出して合成した波形に対して前記交流電源（20）の電圧の極性を掛け合わせた波形に、前記定格条件下では、極大点が２つ以上含まれ、前記最大条件下では、極大点が１つとなるように、前記スイッチング動作を制御することを特徴とする空気調和装置。
3. 請求項１において、
   前記制御部（40）は、前記最大条件下では、前記振幅比が、前記定格条件下における振幅比の５０％以上となるように、前記スイッチング動作を制御することを特徴とする空気調和装置。
4. 請求項１から請求項３の何れかにおいて、
   前記制御部（40）は、前記定格条件下では、前記振幅比が９％以上となるように、前記スイッチング動作を制御することを特徴とする空気調和装置。
5. 請求項１から請求項３の何れかにおいて、
   前記制御部（40）は、前記最大条件下では、前記振幅比が４％以上となるように、前記スイッチング動作を制御することを特徴とする空気調和装置。
6. 請求項１から請求項５の何れかにおいて、
   前記制御部（40）は、前記電力変換装置（10）の入力電力の大きさに応じて、前記振幅比が減少するように、前記スイッチング動作を制御することを特徴とする空気調和装置。

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