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CN114665699A - 功率因数校正转换器及其控制方法 - Google Patents

功率因数校正转换器及其控制方法 Download PDF

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CN114665699A
CN114665699A CN202011541037.7A CN202011541037A CN114665699A CN 114665699 A CN114665699 A CN 114665699A CN 202011541037 A CN202011541037 A CN 202011541037A CN 114665699 A CN114665699 A CN 114665699A
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Abstract

本申请提供一种功率因数校正转换器及其控制方法，功率因数校正转换器包含第一桥臂、电感、第二桥臂及控制单元。第一桥臂包含相互串联连接的第一开关及第二开关，其中第一开关与第二开关之间具有第一节点。电感的两端分别耦接于第一节点及交流电源的第一端。第二桥臂包含相互串联连接的第三开关及第四开关，其中第三开关与第四开关之间具有第二节点，第二节点耦接于交流电源的第二端。控制单元控制第二节点上的高电平电位在每一工频周期内的占比小于一阈值，其中该阈值等于(250/Vbus)2，Vbus为功率因数校正转换器的输出电压。

Description

功率因数校正转换器及其控制方法
技术领域
本申请涉及一种功率因数校正转换器及其控制方法，尤指一种图腾柱功率因数校正转换器及其控制方法。
背景技术
对于现有Boost PFC(Power Factor Correction，功率因数校正)变换器而言，由于其整流桥二极管损耗较大，故功率密度难以提高。相较之下，图腾柱PFC变换器不具有整流桥，故其效率较高，随着功率器件的发展，图腾柱PFC变换器受到越来越多关注。
然而，相较于Boost PFC变换器，图腾柱PFC的后级隔离变换器的原副边地工作电压较高。由于变换器的原副边间的间隔距离是由原副边地工作电压所决定，故较高的原副边地工作电压将导致图腾柱PFC变换器的后级变换器的原副边地须间隔更长的距离，进而使得原副边之间所需的隔离通信光耦体积较大，成本较高。
因此，如何发展一种可改善上述现有技术的功率因数校正转换器及其控制方法，实为目前迫切的需求。
发明内容
本申请的目的在于提供一种功率因数校正转换器及其控制方法，其是控制慢桥臂中点上的高电平电位在每一工频周期内的占比小于一阈值，从而降低功率因数校正转换器的后级变换器的原副边地的工作电压，并进而缩短后级变换器的原副边地之间的间隔距离。借此，可减少原副边之间的隔离通信光耦体积，并降低成本。
为达上述目的，本申请提供一种功率因数校正转换器，包含第一桥臂、电感、第二桥臂及控制单元。第一桥臂包含相互串联连接的第一开关及第二开关，其中第一开关与第二开关之间具有第一节点。电感的两端分别耦接于第一节点及交流电源的第一端。第二桥臂包含相互串联连接的第三开关及第四开关，其中第三开关与第四开关之间具有第二节点，第二节点耦接于交流电源的第二端。控制单元控制第二节点上的高电平电位在每一工频周期内的占比小于一阈值，其中该阈值等于(250/Vbus)2，Vbus为功率因数校正转换器的输出电压。
为达上述目的，本申请提供一种控制方法，适用于功率因数校正转换器，功率因数校正转换器包含第一桥臂、第二桥臂及电感，第一桥臂包含相互串联连接的第一开关及第二开关，第一开关与第二开关之间具有第一节点；电感的两端分别耦接于第一节点及交流电源的第一端；第二桥臂包含相互串联连接的第三开关及第四开关，第三开关与该第四开关之间具有第二节点，第二节点耦接于交流电源的第二端。该控制方法包含：控制第二节点上的高电平电位在每一工频开关周期内的占比小于一阈值，其中该阈值等于(250/Vbus)2，Vbus为功率因数校正转换器的输出电压。
附图说明
图1为功率因数校正转换器连接的后级隔离变换器的原副边地之间的工作电压测量示意图。
图2为图1中的后级隔离变换器的原副边地之间的工作电压的示意图。
图3为本申请优选实施例的功率因数校正转换器的电路结构示意图。
图4为本申请优选实施例的功率因数校正转换器的正常工作波形示意图。
图5、图6及图7分别为本申请的功率因数校正转换器在受本申请多种优选实施例的控制方法控制时的工作波形示意图。
图8示出本申请的功率因数校正转换器的电路结构变化例的示意图。
其中，附图标记说明如下：
1：功率因数校正转换器
2：后级隔离变换器
VPS：后级隔离变换器的原副边地之间的电压
Sec-GND：副边地线
Pri-GND：原边地线
11：第一桥臂
Q1：第一开关
Q2：第二开关
L1：电感
12：第二桥臂
Q3：第三开关
Q4：第四开关
HB：第二节点
13：控制单元
VAC：交流电源
Vbus：输出电压
Vin：输入电压
Iin：输入电流
VQ3：第三开关的驱动信号
VQ4：第四开关的驱动信号
VHB：第二节点上的电位
P1：第一过零点
T1：第一时间段
T2：第二时间段
P2：第二过零点
T3：第三时间段
T4：第四时间段
RD：电阻
RL：负载
具体实施方式
体现本申请特征与优点的一些典型实施例将在后段的说明中详细叙述。应理解的是本申请能够在不同的实施方式上具有各种的变化，其皆不脱离本申请的范围，且其中的说明及图示在本质上是当作说明之用，而非用以限制本申请。
图1为功率因数校正转换器连接后级隔离变换器的原副边地之间的工作电压测量拓扑示意图，如图1所示，功率因数校正转换器1通过母线电容C连接后级隔离变换器2。其中，后级隔离变换器2的原副边地之间的工作电压要求短路原边N线，PE线以及副边地线Sec-GND进行测试(短路路径以箭头示意)。图2中给出了后级隔离变换器2的原副边地之间的电压的示意图，其中，原副边地之间的工作电压等于原副边地之间的电压VPS的有效值，即等于Vbus/(√2)，一般母线电容C上的Vbus为400V左右，因此可以计算得到原副边地之间的工作电压为283V左右。在医疗应用中，通常需要满足IEC-60601安规，根据IEC 60601-1爬电距离和空气距离要求，当原副边地之间的工作电压大于250V时，后级隔离变换器2的原副边地之间的通信光耦需要闪开12mm的爬电距离，而不能采用常规的8mm的光耦。这样导致后级隔离变换器2的原副边隔离器件体积较大，价格较贵。
经过分析，后级隔离变换器2的原副边地之间的电压与功率因数校正转换器1的慢桥臂中点电压之间具有对应关系。为了降低后级隔离变换器2的原副边地之间的工作电压，可以降低功率因数校正转换器1的慢桥臂中点电压的有效值。具体的，通过控制功率因数校正转换器1的慢桥臂中点上的高电平电位在每一工频周期内的占比小于一阈值，即可降低功率因数校正转换器1的慢桥臂中点电压的有效值，从而降低后级隔离变换器2的原副边地之间的工作电压，例如使得工作电压小于250V。
图3为本申请优选实施例的功率因数校正转换器的电路结构示意图。如图3所示，功率因数校正转换器1包含第一桥臂11、电感L1、第二桥臂12及控制单元13，且功率因数校正转换器1优选为图腾型功率因数校正转换器。第一桥臂11(即快桥臂)包含相互串联连接的第一开关Q1及第二开关Q2，其中第一开关Q1与第二开关Q2连接于第一节点。电感L1的两端分别耦接于第一节点及交流电源VAC的第一端。第二桥臂12(即慢桥臂)包含相互串联连接的第三开关Q3及第四开关Q4，其中第三开关Q3与第四开关Q4连接于第二节点HB，第二节点HB耦接于交流电源VAC的第二端。第一开关Q1、第二开关Q2、第三开关Q3及第四开关Q4可为例如但不限于IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)、MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金属氧化物半导体场效晶体管)、GaN功率管或SiC功率管。控制单元13控制第二节点HB上的高电平电位在每一工频周期内的占比小于一阈值，其中该阈值等于(250/Vbus)2，Vbus为功率因数校正转换器1的输出电压。在一些实施例中，例如功率因数校正转换器1的输出电压Vbus可以为400V，本申请不以此为限。须注意的是，由于功率因数校正转换器1的后级变换器的原副边地之间的电压可等效于第二节点HB上的电压，故图示中并未示出后级变换器，本申请是着重于通过降低第二节点HB上的高电位电压占比而缩短后级变换器的原副边地之间的间隔距离。由前述可知，本申请是控制第二节点HB上的高电平电位在每一工频周期内的占比小于阈值，从而降低第二节点HB上的电压有效值，并进而降低原副边地之间的工作电压，缩短后级变换器的原副边地之间的间隔距离。借此，可减少原副边之间的隔离通信光耦体积，并降低成本。
于一些实施例中，控制单元13可为数字控制器或模拟芯片控制器，控制单元13可用以进行各种检测、进行各种控制运算以及提供开关驱动信号，如图3所示，举例而言，控制单元13可提供驱动信号予各个开关的驱动器，以分别对应控制第一开关Q1、第二开关Q2、第三开关Q3及第四开关Q4的作动。另外，控制单元13可进行输入电压检测、过零点检测、极限频率检测、电感电流检测及/或输出电压检测。使用者可视需求增减控制单元13的功能，且控制单元13的功能亦不以所列为限。
功率因数校正转换器1中的工作波形如图4所示，其中Vin代表功率因数校正转换器1自交流电源VAC所接收的输入电压，Iin代表功率因数校正转换器1的输入电流，VQ3及VQ4分别代表第三开关Q3及第四开关Q4的驱动信号，VHB代表第二节点HB上的电位。第三开关Q3在交流电源VAC的负半周导通，第四开关Q4在交流电源VAC的正半周导通。输入电压Vin自负极性变为正极性时具有第一过零点P1，在第一过零点P1前的第一时间段T1内，输入电流Iin为零，而在第一过零点P1后的第二时间段T2内，输入电流Iin亦为零。在第一时间段T1以及第二时间段T2内，第三开关Q3以及第四开关均关断。输入电压Vin自正极性变为负极性时具有第二过零点P2，在第二过零点P2前的第三时间段T3内，输入电流Iin为零，而在第二过零点P2后的第四时间段T4内，输入电流Iin亦为零。在第三时间段T3以及第四时间段T4内，第三开关Q3以及第四开关均关断。在一些实施例中，第一时间段T1、第二时间段T2、第三时间段T3及第四时间段T4的时长范围可为例如但不限于0.7～1.8ms。
如图4中所示，第二节点HB上的高电平电位的占比约为0.5左右。为了降低后级隔离变换器的原副边地之间的工作电压，控制第二节点HB上的高电平电位在每一工频周期内的占比小于阈值，降低第二节点HB上的高电平电压占比，即可降低后级隔离变换器原副边地之间的工作电压。以下是示例说明各种可能的控制方法。
于一些实施例中，如图5所示，控制单元13控制第四开关Q4在第一时间段T1开始时导通预设时长，由于第二节点HB上的电位VHB将随着第四开关Q4导通而降低，故可藉此降低第二节点HB上的高电平电位的占比。其中预设时长短于第一时间段T1。其中，第四开关Q4导通的预设时长是很短的一个时间，一个短的驱动脉冲将第二节点HB上的电位拉低即可。在一些实施例中，预设时长例如可以为10us～50us，本申请对此不做限制。于一些实施例中，如图6所示，控制单元13还控制第四开关Q4在第二时间段T2内处于导通状态，以降低第二节点HB上的高电平电位的占比。
于一些实施例中，如图7所示，控制单元13增加第四时间段T4的时长，由于第二节点HB上的电位VHB在第四时间段T4结束时方才上升至高电平，故控制单元13可通过控制第四时间段T4增加，即延后第三开关Q3的开通时间而降低第二节点HB上的高电平电位的占比。
除前述的控制方法外，于一些实施例中，如图8所示，可通过将电阻RD并联连接于第四开关Q4的两端而降低第二节点HB上的高电平电位的占比。具体而言，通过将电阻RD并联连接于第四开关Q4的两端，可在第三开关Q3关断后加速第二节点HB上的放电速度(即加快第二节点HB上的电位VHB自高电平变为低电平的转变速度)，因而降低第二节点HB上的高电平电位的占比。
综上所述，本申请提供一种功率因数校正转换器及其控制方法，其是控制慢桥臂中点上的高电平电位在每一工频周期内的占比小于阈值，从而降低功率因数校正转换器的后级变换器的原副边地工作电压，并进而缩短后级变换器的原副边地之间的间隔距离。借此，可减少原副边之间的隔离通信光耦体积，并降低成本。
须注意，上述仅是为说明本申请而提出的优选实施例，本申请不限于所述的实施例，本申请的范围由如附权利要求决定。且本申请得由熟习此技术的人士任施匠思而为诸般修饰，然皆不脱如附权利要求所欲保护者。

Claims (19)

1.一种功率因数校正转换器，其特征在于，包含：
第一桥臂，包含相互串联连接的第一开关及第二开关，其中该第一开关与该第二开关之间具有第一节点；
电感，其中该电感的两端分别耦接于该第一节点及交流电源的第一端；
第二桥臂，包含相互串联连接的第三开关及第四开关，其中该第三开关与该第四开关之间具有第二节点，该第二节点耦接于该交流电源的第二端；以及
控制单元，控制该第二节点上的高电平电位在每一工频周期内的占比小于一阈值，其中该阈值等于(250/Vbus)2，Vbus为该功率因数校正转换器的输出电压。
2.如权利要求1所述的功率因数校正转换器，其特征在于，该功率因数校正转换器自该交流电源接收输入电压，该输入电压自负极性变为正极性时具有第一过零点，在分别于该第一过零点前后的第一时间段及第二时间段内，该功率因数校正转换器的输入电流为零。
3.如权利要求2所述的功率因数校正转换器，其特征在于，该控制单元控制该第四开关在该第一时间段开始时导通预设时长，以降低该第二节点上的高电平电位的占比，其中该预设时长短于该第一时间段。
4.如权利要求3所述的功率因数校正转换器，其特征在于，该控制单元控制该第四开关在该第二时间段内处于导通状态，以降低该第二节点上的高电平电位的占比。
5.如权利要求2所述的功率因数校正转换器，其特征在于，该第一时间段及该第二时间段的范围为0.7-1.8ms。
6.如权利要求1所述的功率因数校正转换器，其特征在于，该功率因数校正转换器自该交流电源接收输入电压，该输入电压自正极性变为负极性时具有第二过零点，在分别于该第二过零点前后的第三时间段及第四时间段内，该功率因数校正转换器的输入电流为零。
7.如权利要求6所述的功率因数校正转换器，其特征在于，该控制单元通过控制该第四时间段增加而降低该第二节点上的高电平电位的占比。
8.如权利要求6所述的功率因数校正转换器，其特征在于，该第三时间段及该第四时间段的范围为0.7-1.8ms。
9.如权利要求1所述的功率因数校正转换器，其特征在于，还包含电阻，其中该电阻并联连接于该第四开关的两端，且该电阻架构于降低该第二节点上的高电平电位的占比。
10.如权利要求1所述的功率因数校正转换器，其特征在于，该第一开关、该第二开关、该第三开关及该第四开关为IGBT、MOSFET、GaN功率管或SiC功率管。
11.如权利要求1所述的功率因数校正转换器，其特征在于，该功率因数校正转换器的该输出电压为400V。
12.一种控制方法，适用于功率因数校正转换器，其特征在于，该功率因数校正转换器包含第一桥臂、第二桥臂及电感，该第一桥臂包含相互串联连接的第一开关及第二开关，该第一开关与该第二开关之间具有第一节点；该电感的两端分别耦接于该第一节点及交流电源的第一端；该第二桥臂包含相互串联连接的第三开关及第四开关，该第三开关与该第四开关之间具有第二节点，该第二节点耦接于该交流电源的第二端，该控制方法包含：
控制该第二节点上的高电平电位在每一工频开关周期内的占比小于一阈值，其中该阈值等于(250/Vbus)2，Vbus为该功率因数校正转换器的输出电压。
13.如权利要求12所述的控制方法，其特征在于，该功率因数校正转换器自该交流电源接收输入电压，该输入电压自负极性变为正极性时具有第一过零点，在分别于该第一过零点前后的第一时间段及第二时间段内，该功率因数校正转换器的输入电流为零。
14.如权利要求13所述的控制方法，其特征在于，还包含子步骤：控制该第四开关在该第一时间段开始时导通预设时长，以降低该第二节点上的高电平电位的占比，其中该预设时长短于该第一时间段。
15.如权利要求14所述的控制方法，其特征在于，还包含子步骤：控制该第四开关在该第二时间段内处于导通状态，以降低该第二节点上的高电平电位的占比。
16.如权利要求12所述的控制方法，其特征在于，该功率因数校正转换器自该交流电源接收输入电压，该输入电压自正极性变为负极性时具有第二过零点，在分别于该第二过零点前后的第三时间段及第四时间段内，该功率因数校正转换器的输入电流为零。
17.如权利要求16所述的控制方法，其特征在于，还包含子步骤：控制该第四时间段增加，以降低该第二节点上的高电平电位的占比。
18.如权利要求12所述的控制方法，其特征在于，该功率因数校正转换器的该输出电压为400V。
19.如权利要求12所述的控制方法，其特征在于，还包含设置一电阻并联连接于该第四开关的两端。
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