KR100653344B1

KR100653344B1 - 스위치 회로 및 복합 고주파 부품

Info

Publication number: KR100653344B1
Application number: KR1020047011812A
Authority: KR
Inventors: 겜모치시게루; 와타나베미츠히로; 후카마치게이스케; 다이히로유키
Original assignee: 히타치 긴조쿠 가부시키가이샤
Priority date: 2002-01-31
Filing date: 2003-01-31
Publication date: 2006-12-01
Also published as: US20050048927A1; EP1473847B1; ATE488053T1; US7167687B2; WO2003065604A1; KR20040075969A; DE60334888D1; CN1625845A; EP1473847A1; EP1473847A4; US20070105506A1

Abstract

한 쪽의 수신 주파수대와 다른 쪽의 송신 주파수대가 일부 중복되는 2개의 통신 시스템의 수신 회로 및 송신 회로와 안테나측 회로의 접속을 선택적으로 전환하는 스위칭 회로는, (a) 상기 안테나측 회로와 상기 제1 및 제2 통신 시스템의 송신 회로측 및 상기 제1 및 제2 통신 시스템의 수신 회로측의 접속을 전환하는 제1 스위치부와, (b) 상기 제1 스위치부와 상기 제1 및 제2 통신 시스템의 수신 회로 사이에 접속되어 상기 안테나측 회로와 제1 및 제2 통신 시스템의 수신 회로의 접속을 전환 제2 스위치부를 가지고, (c) 상기 제1 스위치부의 상기 제1 및 제2 통신 시스템의 송신 회로 측에, 상기 제1 및 제2 통신 시스템을 공용하는 송신 회로가 접속되고, (d) 상기 제1 및 제2 통신 시스템의 송신 회로와 안테나측 회로와의 접속시에, 상기 제2 스위치부가 상기 제1 통신 시스템의 수신 회로와 상기 제1 스위치부와의 접속을 절단하고 있다.

Description

스위치 회로 및 복합 고주파 부품{SWITCH CIRCUIT AND COMPOSITE HIGH-FREQUENCY PART}

본 발명은 복수개의 상이한 통신 시스템을 이용할 수 있는 다중대역 휴대전화기에 사용되는 스위치 회로와 이것을 이용하는 복합 고주파 부품에 관한 것이다.

휴대 무선통신 시스템에는, 예를 들면 주로 유럽에서 주로 사용되는 EGSM(Extended Global System for Mobile Communications) 방식 및 DCS(Digital Cellular System) 방식, 미국에서 주로 사용되는 GSM850(Global System For Mobile Communications 850) 방식, GSM1900(Global System For Mobile Communications 1900) 방식, 일본에서 사용되고 있는 PDC(Personal Digital Cellular) 방식 등 여러 가지 통신 시스템이 있지만, 최근의 휴대전화기의 급격한 보급에 수반하여, 특히 선진국의 주요 대도시에서는 각 시스템에 할당된 주파수 대역에서는 시스템 이용자를 만족시키지 못하고, 접속이 곤란하거나 통화 도중에 접속이 단절되는 등의 문제가 생기고 있다.

그래서, 이용자가 복수개의 시스템을 이용할 수 있도록 하여, 실질적으로 이용 가능한 주파수의 증가를 도모하고, 또한 서버　사용자 구역의 확충이나 각 시스템의 통신 인프라를 유효하게 활용하는 것이 제시되고 있다.

복수개의 시스템을 이용하고 싶은 경우에는, 종래 1대로 복수개의 통신 시스템을 이용할 수 있는 휴대전화기가 필요하다. 이러한 휴대전화기에 사용되는 고주파 부품으로서, 본 발명자들은 복수개의 상이한 통신 시스템의 송신 회로와 수신 회로를 전환하는 고주파 스위치 모듈을 제안했다(WO 00/55983).

WO 00/55983의 고주파 스위치 모듈은, 통과대역(PassBand)이 다른 제1 및 제2 필터 회로와, 제1 필터 회로에 접속되어 통신 시스템(A)의 송신 회로와 수신 회로를 전환하는 스위치 회로와, 제2 필터 회로에 접속되어 통신 시스템(B, C)의 송신 회로와 통신 시스템(B)의 수신 회로와 통신 시스템(C)의 수신 회로를 전환하는 스위치 회로를 구비한다.

상기 제1 및 제2 필터 회로는, 통신 시스템(A)의 수신 신호와 통신 시스템(B, C)의 수신 신호를 분파하는 회로로서 기능한다. 또 상기 스위치 회로는 다이오드와 전송선로를 주요 소자로 하는 다이오드 스위치이며, 다이오드에 제어회로로부터 전압을 인가하여 온상태/오프상태로 제어함으로써, 복수개의 통신 시스템(A, B, C) 중 어느 하나를 선택하여, 안테나와 통신 시스템(A, B, C)의 송신 회로 및 수신 회로를 전환한다.

WO 00/55983에 개시된 통신 시스템(A, B, C)의 구체적인 예는 각각 GSM, DCS1800 및 PCS이다. GSM는 상기 EGSM, DCS1800는 상기 GSM1800, PCS는 상기 GSM1900에 각각 대응한다. 표 1은 각 통신 시스템의 송신 주파수와 수신 주파수를 나타낸다.

[ 표 1 ]

통신시스템	송신주파수(MHz)	송신주파수(MHz)
EGSM	880∼915	925∼960
GSM 1800	1710∼1785	1805∼1880
GSM 1900	1850∼1910	1930∼1990

또, 일본특허출원 공개번호 JP2000-165288A, JP2001-44885A 및 JP2002-171195A에도 복수개의 상이한 통신 시스템에 사용되는 복합 고주파 부품이 개시되어 있다.

이러한 복합 고주파 부품이 취급하는 각 통신 시스템 중, GSM1800와 GSM1900에 주목하면, GSM1900의 송신 주파수와 GSM1800의 수신 주파수가 1850MHz ~ 1880MHz의 사이에 중복되어 있는 것을 알 수 있다.

GSM1800 및 GSM1900를 취급하는 WO 00/55983에 기재된 종래의 고주파 스위치 모듈에 있어서, 제1 통신 시스템(GSM1800)의 수신 주파수와 제2 통신 시스템(GSM1900)의 송신 주파수가 일부 중복되는 경우의 문제를, 도 21에 나타낸 등가 회로에 의해 설명한다.

이 고주파 스위치 모듈은, 컨트롤 단자에 주어지는 전압을 표 2에 나타낸 바와 같이 제어함으로써, GSM1800/GSM1900 송신 모드, GSM1800 수신모드, GSM1900 수신모드를 선택하고 있다.

[ 표 2 ]

모드	VC2	VC3
GSM 1800 TX (송신)	V+	0
GSM 1900 TX (송신)	V+	0
GSM 1800 TX (수신)	0	0
GSM 1900 TX (수신)	0	V+

(A) GSM1800 / GSM1900 송신 모드

GSM1800 또는 GSM1900의 송신시에는, 컨트롤 단자(VC2)에 정전압(+V)을 인가 하고 컨트롤 단자(VC3)에 0의 전압을 인가함으로써, 다이오드(DDl, DD2)는 온(ON) 상태로 제어된다. 전송 선로(1d3)는, 그 공진주파수가 GSM1800 및 GSM1900의 송신 신호의 주파수범위(1710 MHz~1910 MHz)에 포함되도록 선로길이에 적절하게 설정되어 있고, 온(ON) 상태의 다이오드(DD2)와 커패시터(cd4)에 의해 접지되어 공진하며, 접속점(IP2)으로부터 GSM1800 및 GSM1900의 수신 회로측으로의 임피던스가 커진다(이상적으로는 무한대). 이 때문에, GSM1800 및 GSM1900의 송신 회로로부터 보내 온 송신 신호는, 수신 회로측으로 누설되지 않고 제2 필터 회로를 통하여 안테나 단자에 보내진다. 이 때 다이오드(DP1, DP2)는 오프(OFF) 상태로 제어되어 있다.

그렇지만, 실제로는 공진주파수 이외에서는 접속점(IP2)으로부터 GSM1800 및 GSM1900의 수신 회로측으로의 임피던스가 충분히 커지지 않기 때문에, GSM1800 및 GSM1900의 송신 신호의 일부(이하 누설신호라고 한다)는, 전송 선로(1d3)를 통하여 GSM1800 및 GSM1900의 수신 회로측으로 누설되어 버린다. 또 커패시터(cd4)의 용량값의 불균일이나, 전송 선로(1d3)에 기생하는 커패시턴스 성분에 의해 공진주파수가 값이 변동하여, GSM1800 및 GSM1900의 수신 회로측에 누설되는 신호가 더욱 증가하는 경우가 있다.

상세하게 설명하면, GSM1800로 송신하는 경우에는, 다이오드(DP1, DP2)는 오프(OFF) 상태이므로, 누설 신호는 다이오드(DP1)의 오프(OFF)시의 절연특성에 의해, GSM1900의 수신 회로측에는 나타나지 않는다. 한편, 전송 선로(1p2)를 통하여 GSM 1800의 수신 회로측에 나타나는 누설 신호는, 수신 회로의 전단에 배치된 필터 회로(도시하지 않음)에 의해 제거되어, GSM1800의 수신 회로로 누설되는 것은 실질적으로 없지만, GSM1900로 송신하는 경우에는, GSM1800의 수신 회로측에 나타나는 GSM1900의 송신 신호 주파수의 누설 신호 중 GSM1800의 수신 주파수와 중복되는 1850MHz ~ 1880MHz의 누설 신호가, 필터 회로에 의해서도 제거되지 않고 GSM1800의 수신 회로에 입력되고, 수신 회로의 LNA(Low Noise Amplifier), 믹서 및 변복조기를 구성하는 아날로그 처리용 IC(Analog Processing IC)에 입력되어, 이들 회로부품의 오동작을 일으키는 경우가 있다.

(B) GSM1800 수신모드

GSM1800의 수신시에는, 컨트롤 단자(VC2 및 VC3)에 0의 전압을 인가함으로써, 다이오드(DP1, DP2, DD1 및 DD2)는 오프(OFF) 상태로 제어된다. 다이오드(DD1)가 오프(OFF) 상태로 되어, 접속점(IP2)과 GSM1800/GSM1900 송신 회로 사이의 임피던스가 커지게 된다. 또 다이오드(DP1)가 오프(OFF) 상태로 되어, 접속점(IP3)과 GSM1900 수신 회로 사이의 임피던스가 커진다. 그리고 전송 선로(1d3, 1p2)를 통하여 접속점(IP2)과 GSM1800 수신 회로가 접속된다.

(C) GSM1900 수신모드

GSM1900의 수신시에는, 컨트롤 단자(VC3)에 정전압을 인가하고, 컨트롤 단자(VC2)에 0의 전압을 인가함으로써, 다이오드(DD1, DD2)는 OFF 상태로, 다이오드(DP1, DP2)는 ON 상태로 제어된다. 다이오드(DD1)가 OFF 상태로 됨으로써, 접속점(IP2)과 GSM1800/GSM1900 송신 회로 사이의 임피던스가 커진다. 또 전송 선로(1p2)는 GSM1900의 수신 신호의 주파수범위 내인 1930MHz ~ 1990MHz로 공진하도록 된 선로길이로 설정되고, ON 상태의 다이오드(DP2)와 커패시터(CP1)에 의해 접지되어 공진함으로써, 접속점(IP3)으로부터 GSM1800 수신 회로측으로의 임피던스가 커진다. 이 때문에, 접속점(IP2)과 GSM1900 수신 회로가 접속된다.

또, GSM1800와 GSM1900의 수신 회로를 전환하는 다이오드(DP1, DP2)는 저소비전력으로 삽입손실이 작은 것이 사용되는 경우가 많다. 일반적으로, 이러한 다이오드에서는, 소비전력이 큰 다이오드에 비해 OFF 상태로 변형되기 쉬운 성질을 가진다. 따라서, OFF 상태의 다이오드(DP1, DP)가 전송 선로(1d3)를 통하여 누설된 GSM1800, GSM1900의 송신 신호를 왜곡시켜, 이 송신 신호의 정수 배의 주파수를 가지는 고조파를 발생시키는 경우가 있다. 이 고조파는 GSM1800, GSM1900의 송신 신호에 중첩되어, 안테나에서 방출된다. 이러한 문제에 관해서, WO 00/55983 뿐만 아니라 JP2000-165288A, JP2001-44885A 및 JP2002-171195A도 어떠한 해결수단을 제시하고 있지 않다.

따라서 본 발명의 목적은, 1대로 복수개의 통신 시스템에 대응할 수 있는 휴대전화기에 사용되는 복합 고주파 부품의 스위치 회로로서, 송수신 신호의 일부가 중복되는 통신 시스템을 취급하는 경우에, 송신 신호의 수신 회로에의 누설이 매우 작은(절연이 현저하고 크다) 스위치 회로를 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은, 전력소비의 증가를 억제하면서 고조파의 발생을 억제하는 스위치 회로를 제공하는 것이다.

본 발명의 제1 스위치 회로는, 2개의 통신 시스템의 수신 회로 또는 송신 회 로(제1 통신 시스템의 수신 주파수대와 제2 통신 시스템의 송신 주파수대는 일부 중복함)와 안테나측 회로와의 접속을 선택적으로 전환하는 것이며,

(a) 2개의 스위치부를 가지고, 제1 스위치부는 상기 안테나측 회로와 상기 제1 및 제2 통신 시스템의 송신 회로측의 접속 및 상기 안테나측 회로와 상기 제1 및 제2 통신 시스템의 수신 회로측의 접속을 전환하는 것이고, 제2 스위치부는 상기 제1 스위치부와 상기 제1 및 제2 통신 시스템의 수신 회로 사이에 접속되어 상기 제1 스위치부를 통한 상기 안테나측 회로와 상기 제1 통신 시스템의 수신 회로의 접속 및 상기 제1 스위치부를 통한 상기 안테나측 회로와 제2 통신 시스템의 수신 회로의 접속을 전환하는 것이며,

(b) 상기 제1 스위치부의 상기 제1 및 제2 통신 시스템의 송신 회로 측에는, 상기 제1 및 제2 통신 시스템을 공용하는 송신 회로가 접속되고,

(c) 상기 제1 및 제2 통신 시스템의 송신 회로와 안테나측 회로와의 접속시에, 상기 제2 스위치부는 상기 제1 통신 시스템의 수신 회로와 상기 제1 스위치부와의 접속을 단절하고 있는 것을 특징으로 한다.

상기 스위치 회로는 스위칭 소자, 인덕턴스 소자 및 커패시턴스 소자를 가지고 있는 것이 바람직하다. 상기 제1 스위치부와 상기 제2 스위치부 사이에 커패시턴스 소자가 개재하고 있는 것이 바람직하다.

본 발명에 있어서의 스위칭 소자는, 임피던스를 바꾸는 것으로 스위치 동작을 행하는 반도체소자로 구성되어 있고, 예를 들면 전계효과형 트랜지스터, 바이폴라트랜지스터, PIN 다이오드 등이 있다. 전계 효과형 트랜지스터에서는, 게이트로 부터의 제어전압에 의해, 소스 및 드레인 사이의 임피던스를 증감하여 전도 또는 차단한다. PIN 다이오드는 제어전압에 의해, 애노드 및 캐소드 사이의 임피던스를 증감하여 전도 또는 차단한다. 또, 인덕턴스 소자는, 예를 들면 스트립 라인 전극이나 마이크로스트립라인 전극 등의 전송 선로, 코일, 칩 인덕터 등이다. 커패시턴스 소자는, 예를 들면 커패시터 전극으로 구성되는 적층 커패시터이다. 이러한 소자는 필요에 따라 적절하게 선택된다.

본 발명의 제2 스위치 회로는, 2개의 통신 시스템의 수신 회로 또는 송신 회로(제1 통신 시스템의 수신 주파수대와 제2 통신 시스템의 송신 주파수대는 일부 중복함)와 안테나측 회로의 접속을 선택적으로 전환하는 것이며,

(a) 상기 스위치 회로는 스위칭 소자, 인덕턴스 소자 및 커패시턴스 소자를 가지는 동시에, 제1 스위치부와 제2 스위치부로 구성되어, 상기 제1 스위치부는 상기 안테나측 회로에 접속하는 제1 포트, 상기 제1 및 제2 통신 시스템의 송신 회로에 접속하는 제2 포트 및 상기 제2 스위치부와 접속하는 제３ 포트를 구비하고, 상기 제2 스위치부는 상기 제1 스위치부와 커패시턴스 소자를 통하여 접속하는 제4 포트, 상기 제1 통신 시스템의 수신 회로에 접속하는 제5 포트 및 상기 제2 통신 시스템의 수신 회로에 접속하는 제6 포트를 구비하고,

(b) 상기 제4 포트와 상기 제5 포트 사이에 제1 인덕턴스 소자가 배치되어 있으며,

(c) 상기 제5 포트와 상기 접지 사이에 제1 스위칭 소자가 배치되어 있고,

(d) 상기 제4 포트와 상기 제6 포트 사이에 제2 스위칭 소자가 배치되어 있 으며,

(e) 상기 제1 및 제2 통신 시스템의 송신 회로와 안테나측 회로의 접속시에, 상기 제1 및 제2 스위칭 소자가 온(ON) 상태로 제어되는 것을 특징으로 한다.

상기 제1 인덕턴스 소자를 전송 선로로 하고, 제2 통신 시스템의 수신 주파수범위 내에서 공진하도록 하는 선로길이로 설정하는 것이 바람직하다. 이러한 구성에 의해, 제1 인덕턴스 소자가 0N 상태의 제1 스위칭 소자를 통하여 고주파적으로 접지되어 공진함으로써, 제2 통신 시스템의 수신 주파수에서, 상기 제4 포트로부터 제1 통신 시스템의 수신 회로에 접속하는 제5 포트측으로의 임피던스가 비교적 커진다.

제2 통신 시스템의 송신 신호의 주파수에 있어서도 임피던스가 증가하므로, 상기 제4 포트에 나타나는 제1 스위치부에서의 누설 신호가 감쇠하여, 제1 통신 시스템의 수신 회로에의 누설을 억제할 수 있다.

제2 통신 시스템의 수신 주파수와 가까운 주파수를 가지는 누설 신호가 제2 스위칭 소자를 통하여 제6 포트에 나타나는 경우도 있지만, 누설 신호는 그 후단에서 제2 통신 시스템의 수신 회로 사이에 배치된 필터 회로에 의해 제거된다. 따라서, 제2 통신 시스템의 수신 회로에 누설되는 것은 실질적으로 없다. 또 제2 스위치부의 스위칭 소자를 ON 상태로 하고 있으므로, 고조파의 발생도 막을 수가 있다.

본 발명의 제３ 스위치 회로는, 2개의 통신 시스템의 수신 회로 또는 송신 회로(제1 통신 시스템의 수신 주파수대와 제2 통신 시스템의 송신 주파수대는 일부 중복함)와 안테나측 회로의 접속을 선택적으로 전환하는 것이며,

(a) 상기 스위치 회로는 스위칭 소자, 인덕턴스 소자 및 커패시턴스 소자를 가지는 동시에, 제1 스위치부와 제2 스위치부로 구성되어, 상기 제1 스위치부는 안테나측 회로에 접속하는 제1 포트, 상기 제1 및 제2 통신 시스템의 송신 회로에 접속하는 제2 포트 및 상기 제2 스위치부와 접속하는 제３ 포트를 구비하고, 상기 제2 스위치부는 상기 제1 스위치부와 커패시턴스 소자를 통하여 접속하는 제4 포트, 상기 제1 통신 시스템의 수신 회로에 접속하는 제6 포트 및 상기 제2 통신 시스템의 수신 회로에 접속하는 제5 포트를 구비하고,

(d) 상기 제4 포트와 상기 제6 포트 사이에 제2 스위칭 소자가 배치되어 있으며,

(e) 상기 제1 및 제2 통신 시스템의 송신 회로와 안테나측 회로의 접속시에, 상기 제1 및 제2 스위칭 소자가 오프(OFF) 상태로 제어되는 것을 특징으로 한다.

이러한 구성에 의해, 상기 제2 스위칭 소자는 OFF시의 절연특성을 가지고, 누설 신호가 제1 통신 시스템의 수신 회로에 누설되는 것을 방지한다. 또 상기 제1 인덕턴스 소자는, 제1 통신 시스템의 수신 주파수범위 내에서 공진하도록 설정되어 있지만, 누설 신호는 제1 인덕턴스 소자를 통하여 제5 포트에 나타나는 경우가 있다. 그렇지만 누설 신호는, 그 후단에서, 제2 통신 시스템의 수신 회로 사이에 배치되는 필터 회로에 의해 제거되므로, 제2 통신 시스템의 수신 회로에 누설하지 않는다.

제2 및 제３ 스위치 회로에 있어서, 상기 제1 스위치부는 상기 제1 포트와 상기 제2 포트 사이에 배치된 제３ 스위칭 소자와, 상기 제1 포트와 상기 제３ 포트 사이에 설치된 제2 인덕턴스 소자와, 상기 제３ 포트와 상기 접지 사이에 설치된 제4 스위칭 소자를 구비하고, 상기 제1 및 제2 통신 시스템의 송신 회로와 안테나측 회로와의 접속시에 상기 제3 및 제4 스위칭 소자가 ON 상태로 제어되는 것이 바람직하다.

보다 바람직하게는, 제4 스위칭 소자는 다이오드로 이루어지고, 상기 다이오드와 상기 접지 사이에 제1 커패시턴스 소자가 배치되어 있다. 일반적으로 다이오드는 리드단자 등에 의해 인덕턴스 성분을 가진다. 또 다이오드와 다른 회로소자를 접속하기 위한 선로 패턴 등에 의한 기생 인덕턴스도 있어, 다이오드를 ON 상태라고 해도 완전한 쇼트 상태로 되지는 않는다.

이 때문에, 상기 제1 포트로부터 상기 제３ 포트측으로의 임피던스가 작아지게 되어, 절연 및 삽입손실 특성이 함께 악화되는 경우가 있다. 그래서 본 발명에서는, 상기 제4 스위칭 소자와 직렬로 제1 커패시턴스 소자를 배치하여 직렬공진 시키는 것이며, 상기 제1 포트로부터 상기 제３ 포트측으로의 임피던스를 크게 해, 제2 스위치부에 누설되는 송신 신호를 줄이고, 절연 및 삽입손실을 향상시키고 있다.

제2 및 제３ 스위치 회로에서, 상기 제2 스위치부의 스위칭 소자의 동작　전류는 상기 제1 스위치부의 스위칭 소자보다 낮은 것이 바람직하다. 0℃ ∼ +85℃ 의 온도에서의 동작　전류가 2.5 mA이하, 특히 1 mA 이하의 스위칭 소자를 사용하고 있으면, 송수신시의 소비전력을 줄일 수가 있어 휴대전화기의 축전지 소비도 작아진다.

제2 및 제３ 스위치 회로에서, 상기 제1 인덕턴스 소자의 특성 임피던스를 상기 제３ 인덕턴스 소자의 특성 임피던스보다 높게 설정하면, 제1 스위치부와 제2 스위치부를 복합화하여 스위치 회로로 할 때의 임피던스 정합이 용이해진다.

본 발명의 복합 고주파 부품은, 상기 제1 내지 제３ 스위치 회로 중 어느 하나를 구비하고, 스위칭 소자, 인덕턴스 소자 및 커패시턴스 소자가 복수개의 세라믹 시트를 적층하여 이루어지는 세라믹 다층 기판에 내장 또는 탑재되어 상기 세라믹 다층 기판에 형성된 접속 수단에 의해 접속되는 것을 특징으로 한다.

복합 고주파 부품에 있어서, 제1 인덕턴스 소자 및 제2 인덕턴스 소자를 구성하는 전송 선로를 상기 다층 기판에 내장하고, 이러한 전송 선로를 다층 기판에 있어서의 수평 방향의 다른 영역에 형성하는 것이 바람직하다. 이러한 구성에 의해 상호간섭을 방지하여, 기생 커패시턴스 등에 의해 각각의 전송 선로의 공진주파수나 특성 임피던스가 변동하지 않도록 함으로써, 절연특성을 향상하는 동시에, 제1 스위치부와 제2 스위치부 사이의 임피던스 정합을 용이하게 하고 있다.

또한, 상기 전송 선로를 다층 기판에 형성된 접지 전극에 끼워진 영역에 스트립 라인 전극으로서 형성하면, 다른 회로소자를 구성하는 전극 패턴과의 간섭을 막을 수가 있으므로 바람직하다.

제1 인덕턴스 소자 및/또는 제2 인덕턴스 소자를, 2층 이상으로 형성한 전송 선로와 비어홀을 통하여 접속하는 구성과, 하나의 층에 형성된 전송 선로의 폭과 다른 층에 형성된 전송 선로의 폭을 다르게 함으로써, 임피던스 변환해도 된다. 이러한 구성에 의해, 각각의 전송 선로의 전단 및 후단에 배치되는 회로의 임피던스 정합이 용이해진다.

제4 스위칭 소자를 다이오드로 하고, 이 다이오드와 접지 사이에 배치하는 제1 커패시턴스 소자를 다층 기판에 내장하는 동시에, 제1 커패시턴스 소자를 구성하는 포트측의 커패시터 전극을 제1 및 제2 인덕턴스 소자를 구성하는 전송 선로를 사이에 둔 접지 전극 중 위쪽의 접지 전극보다 위에 배치 하는 것이 바람직하다. 상기 커패시터 전극은 다층 기판에 형성된 비어홀을 통하여 다이오드와 접속되지만, 상기 다이오드는 다층 기판의 상면에 실장된다. 따라서, 상기 구성에 의해 이러한 접속 거리를 짧게 할 수 있기 때문에 기생 인덕턴스를 감소시킬 수가 있어 높은 절연특성을 얻을 수 있다.

제2 스위치부에 있어서도, 제1 스위칭 소자를 다이오드로 하고, 이 다이오드와 접지 사이에 제2 커패시턴스 소자를 배치하여 높은 절연특성을 얻을 수 있다. 제1 커패시턴스 소자를 구성하는 포트측의 커패시터 전극과 함께, 공용하는 접지 전극과 세라믹 층을 통하여 제2 커패시턴스 소자를 구성하는 포트측의 커패시터 전극을 동일 층에 형성하면, 수평 방향의 적층 어긋남의 영향을 받지 않고, 용량값의 불균일이 적은 커패시터를 형성할 수 있어 안정된 절연 교류 특성을 얻을 수 있다.

공용하는 접지 전극을, 상기 전송 선로를 사이에 둔 접지 전극의 한쪽으로 하면, 접지 전극의 형성 공정을 저감할 수 있는 것과 동시에, 다층 기판을 얇게 할 수가 있다. 또 포트측 커패시터 전극을 접지 전극에 삽입하면, 다른 회로소자를 구성하는 전극 패턴이나 다층 기판에 실장되는 다이오드 등의 스위칭 소자나 다른 실장부품과의 간섭이 감소한다.

도 1은 본 발명의 일실시예에 의한 스위치 회로를 가지는 고주파 회로를 나타낸 블록다이어그램.

도 2는 본 발명의 일실시예에 의한 스위치 회로의 등가 회로를 나타낸 도면.

도 3은 본 발명의 다른 실시예에 의한 스위치 회로의 등가 회로를 나타낸 도면.

도 4는 본 발명의 다른 실시예에 의한 스위치 회로의 등가 회로를 나타낸 도면.

도 5는 본 발명의 다른 실시예에 의한 스위치 회로의 등가 회로를 나타낸 도면.

도 6은 본 발명의 일실시예에 의한 스위치 회로의 GSM1800/GSM1900 TX 모드에 있어서의 TX1 및 TX2와 RX1 사이의 절연 교류 특성을 나타낸 그래프.

도 7은 비교 예의 스위치 회로의 GSM1800/GSM1900 TX 모드에 있어서의 TX1 및 TX2와 RX1 사이의 절연 교류 특성을 나타낸 그래프.

도 8은 본 발명의 다른 실시예에 의한 스위치 회로의 등가 회로를 나타낸 도면.

도 9는 본 발명의 다른 실시예에 의한 스위치 회로의 등가 회로를 나타낸 도 면.

도 10은 본 발명의 다른 실시예에 의한 스위치 회로의 등가 회로를 나타낸 도면.

도 11은 본 발명의 일실시예에 의한 스위치 회로를 가지는 고주파 회로의 상이한 예를 나타낸 블록도.

도 12는 본 발명의 일실시예에 의한 스위치 회로를 가지는 고주파 회로의 상이한 블록도.

도 13은 본 발명의 일실시예에 의한 스위치 회로를 가지는 복합 고주파 부품의 평면도.

도 14는 도 13의 복합 고주파 부품에 사용되는 다층 기판을 나타낸 사시도.

도 15는 도 13의 복합 고주파 부품에 사용되는 다층 기판의 적층 구조를 나타낸 분해 평면도.

도 16은 도 13의 복합 고주파 부품의 등가 회로를 나타낸 도면.

도 17은 본 발명의 일실시예에 의한 스위치 회로를 가지는 다른 복합 고주파 부품을 나타낸 평면도.

도 18은 도 17의 복합 고주파 부품에 사용되는 다층 기판을 나타낸 사시도.

도 19는 도 17의 복합 고주파 부품에 사용되는 다층 기판의 적층 구조를 나타낸 분해 평면도.

도 20은 도 17의 복합 고주파 부품의 등가 회로를 나타낸 도면.

도 21은 종래의 스위치 회로의 등가 회로를 나타낸 도면이다.

[1] 제1 실시예

도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 스위치 회로를 포함하는 고주파 회로부를 나타내며, 도 2는 상기 스위치 회로의 등가 회로를 나타낸다. 이하 설명을 간단히 하기 위하여, 복수개의 통신 시스템 중 제1 통신 시스템 f1을 GSM1800(송신 주파수 1710~1785 MHz, 수신 주파수 1805~1880 MHz)로 하고, 제2 통신 시스템 f2를 GSM1900(송신 주파수 1850~1910 MHz, 수신 주파수 1930~1990 MHz)로 하고 있지만, 본 발명은 이에 한정되지 않는다.

이 스위치 회로는 스위칭 소자, 인덕턴스 소자 및 커패시턴스 소자를 갖는 동시에, 제1 스위치부(100)와 제2 스위치부(105)로 구성되어 있다. 제1 스위치부(100)는 안테나측 회로에 접속하는 제1 포트(100a)와, GSM1800 및 GSM1900의 송신 회로에 접속하는 제2 포트(100b)와 제2 스위치부(105)에 접속하는 제３ 포트(100c)를 구비하고 있다. 또, 제2 스위치부(105)는 제1 스위치부(100)와 커패시턴스 소자(CP)를 통하여 접속하는 제4 포트(105a)와, GSM1800의 수신 회로에 접속하는 제5 포트(105b)와, GSM1900의 수신 회로에 접속하는 제6 포트(105c)를 구비하고 있다. 제2 스위치부(105)는 제4 포트(105a)와 제5 포트(105b)의 사이에 설치된 제1 인덕턴스 소자로서의 전송선로(1p2)와, 제5 포트(105b)와 접지 사이에 설치된 제1 스위칭 소자로서의 다이오드(DP2)와, 제1 다이오드(DP2)와 접지 사이에 배치된 제2 커패시턴스 소자로서의 커패시터(CP1)와, 제4 포트(105a)와 상기 제6 포트(105c) 사이에 배치된 제2 스위칭 소자로서의 다이오드(DP1)와 제6 포트(105c)와 접지 사이 에 설치된 전송 선로(1p1) 또는 인덕터를 구비한다.

제2 스위치부(105)는 GSM1800의 수신 회로(RX1)와 GSM1900의 수신 회로(RX2)를 전환하고, 제1 스위치부(100)는 GSM1800/GSM1900의 송신 회로(TX1 및 TX2)와 제2 스위치 회로(105)를 전환한다. 제2 스위치부(105)는 스위칭 소자로서 2개의 다이오드(DP1, DP2)와, 인덕턴스 소자로서 전송 선로 1p1, 1p2(또는 전송 선로 1p1로 바꾸어 인덕터)를 주요 소자로 하고, 다이오드(DP1)의 애노드는 제4 포트(105a)에 접속되며, 캐소드는 GSM1900의 수신 회로(RX2)측에 접속되어 캐소드측에 접지에 접속되는 전송 선로(1p1)가 배치되어 있다.

제4 포트(105a)와 제5 포트(105b) 사이에는 전송 선로(1p2)가 접속되고, 제5 포트(105b)에 커패시터(CP1)를 통하여 접지에 접속되는 다이오드(DP2)가 배치되어 있다. 다이오드(DP2)와 커패시터(CP1) 사이에, 인덕터(LP) 및 저항(RP1)을 통하여 제어 회로(VC3)가 접속되어 있다.

제2 스위치부(105의) 전단에는, GSM1800/GSM1900의 송신 회로 TX1, TX2와 제2 스위치부를 전환시키기 위한 제1 스위치부(100)가 배치되어 있다. 제1 스위치부(100)는 2개의 다이오드(DD1, DD2) 및 전송 선로 ld2, 1d3(또는 전송 선로 1d2로 바꾸어 인덕터)를 주요 소자로 한다.　

제2 포트(100b)와 제1 포트(100a) 사이에 다이오드(DD1)가 배치되며 다이오드(DD1)의 애노드는 제1 포트(100a)에 접속하고, 그 캐소드측 접지에 접속되는 전송 선로(1d2)가 배치되어 있다. 제1 포트(100a)와 제３ 포트(100c) 사이에 전송 선로(ld3)가 접속되어 제３ 포트(100c)측에 커패시터(cd4)를 통하여 접지에 접속하 는 다이오드(DD2)가 배치되어 있다. 또 다이오드(DD2)와 커패시터(cd4) 사이에, 인덕터(LD) 및 저항(RD)을 통하여 제어 회로(VC2)가 접속되어 있다.

본 실시예의 스위치 회로에 소정의 동작을 시키기 위한 제어 회로(VC2, VC3)의 제어논리를 표 3에 나타낸다. 제어회로로 전압을 인가하여 스위칭 소자를 온/오프 상태로 제어함으로써, GSM1800/GSM1900의 통신 시스템을 선택하도록 하고 있다.

[ 표 3 ]

모드	VC2	VC3
GSM 1800 TX (송신)	V+	V+
GSM 1900 TX (송신)	V+	V+
GSM 1800 TX (수신)	0	0
GSM 1900 TX (수신)	0	V+

스위치 회로의 동작을 이하 상세하게 설명한다.

(A) GSM1800/GSM1900의 송신 모드

GSM1800, GSM1900의 송신 회로(TX1, TX2)와 안테나측 회로(ANT)를 접속하는 경우, 제어 회로(VC2) 및 제어 회로(VC3)에서 각각 정전압(high)을 부여한다. 제어 회로(VC2)에서 주어진 정전압은, C1, C2, cd4, CP의 커패시터에 의해 직류부분이 차단되어, 다이오드(DD1, DD2)를 포함한 제1 스위치부(100)에 인가된다. 그 결과, 다이오드(DD1, DD2)는 ON 상태로 된다. 다이오드(DD1)가 ON 상태로 되면, 제2 포트(100b)와 제1 포트(100a) 사이의 임피던스가 작아진다. 또, ON 상태로 된 다이오드(DD2) 및 커패시터(cd4)에 의해 전송 선로(ld3)가 고주파적으로 접지되는 것에 의해 공진함으로써, 제1 포트(1OOa)로부터 제３포트(1OOc)쪽으로의 임피던스가 커진다.

또한, 제어 회로(VC3)에서 부여된 정전압은, CP, C20, C21, CP1의 커패시터에 의해 직류부분이 차단되어, 다이오드(DP1, DP2)를 포함한 스위치 회로(105)에 인가된다. 그 결과, 다이오드(DP1, DP2)가 ON 상태로 된다. ON 상태로 된 다이오드(DP2) 및 커패시터(CP1)에 의해 전송 선로(lp2)가 고주파적으로 접지되는 것에 의해 공진하여, 제4 포트(105a)로부터 제5 포트(105b)쪽으로의 임피던스가 커진다.

상기 구성에 의하면, GSM1900의 송신 신호를 안테나측 회로에 보내는 경우에, 제1 포트(100a)에서 GSM1800의 수신 회로(RX1)까지의 경로에서 임피던스가 매우 커지게 된다. 이 때문에, GSM1900의 송신 신호가 GSM1800의 수신 회로(RX1)로 누설되는 것을 저감할 수 있다.

도 6은, 본 실시예의 스위치 회로에 있어서, 제어 회로(VC2) 및 제어 회로(VC3)에서 2.6 V의 전압(V+)을 부여한 경우, GSM1800/GSM1900 송신 모드에 있어서의 TX1, TX2-RX1간의 절연특성을 나타낸다. 또 도 7은, 도 6과 같은 스위치 회로에 있어서, 제어 회로(VC2)로부터 2.6 V의 전압(V+)을 제공받고 제어 회로(VC3)로부터 0V의 전압(0)을 부여받은 경우(비교예)에서의, GSM1800/GSM1900 송신 모드에 있어서의 TX1, TX2-RX1간의 절연특성을 나타낸다.

도 6에 나타낸 바와 같이, 제1 및 제2 통신 시스템의 송신 회로와 안테나측 회로와의 접속시에, 제2 스위치부에서, 제1 송신 시스템의 수신 회로와 제1 스위치부의 접속을 단절상태로 하는 것에 의해, 원하는 주파수 대역에서 뛰어난 절연특성을 얻을 수 있다. 또, 절연특성의 개선에 의해, GSM1800 및 GSM1900의 송신 회로 TX1 및 TX2와 안테나측 회로(ANT)간의 삽입손실 특성도 향상하였다. 또 제2 스위 치부(105)를 낮은 동작전류로 동작시키기 때문에, 제1 스위치부(100)와 제2 스위치부(105)의 동작전류는 8.8 mA였다. 비교예의 경우, 동작전류는 8.0 mA이며, 동작전류의 증가도 적었다. 또한, 제2 스위치부(105)를 동작시키는 것에 의해, 안테나에서 방출되는 고조파도 2dB ~ 5dB 정도 감소하는 것을 확인할 수 있었다.

(B) GSM1800 수신모드

GSM1800의 수신 회로(RX1)와 안테나측 회로(ANT)를 접속하는 경우, 제어 회로(VC2, VC3)에서의 전압은 0이며, 다이오드(DP1, DP2, DD1, DD2)는 OFF 상태로 된다. 다이오드(DD1)가 OFF 상태로 되는 것에 의해, 제1 포트(1OOa)와 제2 포트(1OOb) 사이의 임피던스가 커진다. 또 다이오드(DP1)가 OFF 상태로 되는 것에 의해, 제4 포트(105a)와 제6 포트(105c)의 사이의 임피던스가 커진다. 그 결과, 안테나에 입력된 GSM1800의 수신 신호는, GSM1800/GSM1900의 송신 회로(TX1, TX2) 및 GSM1900의 수신 회로(RX2)에 누설되지 않고, 전송 선로(1d3, lp2)를 통하여 GSM1800의 수신 회로(RX1)에 낮은 손실로 전송된다.

(C) GSMl900 수신모드

GSMl900의 수신 회로(RX2)와 안테나측 회로(ANT)를 접속하는 경우, 제어 회로(VC2)의 전압을 0으로 하고, 제어 회로(VC3)로부터 정(+)전압을 부여한다. 제어 회로(VC3)로부터 주어진 정전압은 커패시터에 의해 직류부분이 차단되어, 다이오드(DP1, DP2)를 포함한 제2 스위치부(105)에 인가된다. 그 결과, 다이오드(DP1, DP2)가 ON 상태로 된다. 다이오드(DP1)가 ON 상태로 되는 것에 의해, 제4 포트(105a)와 제6 포트(105c)간의 임피던스가 낮아진다. 또, ON 상태로 된 다이오드 (DP2) 및 커패시터(CP1)에 의해 전송 선로(1p2)는 고주파적으로 접지되고, GSM1900의 수신 신호 주파수 대역에서 공진하여, 제4 포트(105a)로부터 제5 포트(105b)쪽으로의 임피던스는 GSM1900의 수신 신호 대역에서 매우 커진다. 또한, 다이오드(DD1)가 OFF 상태로 되는 것에 의해 제1 포트(100a)와 제2 포트(100b)의 사이의 임피던스가 커진다. 그 결과, 안테나에 입력된 GSM1900의 수신 신호는, GSM1800/ GSM1900의 송신 회로(TX1, TX2) 및 GSM1800의 수신 회로(RX1)에 누설되지 않고, GSM1900의 수신 회로(RX2)에 낮은 손실로 전송된다.

본 실시예에 의하면 송신 신호의 수신 회로에의 누설이 매우 작은(절연이 현저하고 크다) 스위치 회로를 얻을 수 있다. 또, 본 실시예에 있어서 전송 선로나 커패시터 등을 LTCC(Low-Temperature Conreable Ceramics) 기술에 의해 유전체 등으로 이루어지는 다층 기판에 구성해도 된다. 여기서, 전송 선로(ld2) 및 전송 선로(1p1)는 칩 인덕터, 코일 등의 인덕터로서 다른 회로소자(다이오드, 저항 등)와 함께 상기 적층체에 실장해도 된다.

도 3 내지 도 5는 제1 스위치부(100)및 제2 스위치부(105)의 상이한 구성을 나타낸다. 도 3에 나타낸 구성은, 스위칭 소자로서 다이오드를 이용한 것이며, 도 4및 도 5에 나타낸 구성은 스위칭 소자로서 트랜지스터를 이용한 것이다.

이하 이러한 구성을 제2 스위치부(105)로서 사용되는 경우를 예를 들어 설명 하지만, 제1 스위치부(100)도 동일한 등가 회로로 구성할 수 있다. 제2 스위치부(105)는, 제4 포트(105a)와 제6 포트(105c) 사이에 다이오드(DP1)가 배치되어 다이오드(DP1)의 캐소드는 제4 포트(105a)에 접속하고, 그 애노드측에 커패시터(CP5)를 통하여 접지에 접속되는 전송 선로(1p1)가 배치되어 있다. 전송 선로(lp1)는 초크코일로서 기능하므로, 대신에 인덕터나 코일을 사용해도 된다. 제4 포트(105a)와 제5 포트(105b) 사이에 전송 선로(lp2)가 접속되어 제5 포트(105b)측에 커패시터(CP1)를 통하여 접지에 접속하는 다이오드(DP2)가 배치되어 있다. 커패시터(CP1)와 병렬로 저항(R)이 접속되어 있다. 이 저항(R) 대신에, 임피던스가 충분히 큰 인덕터, 코일을 사용해도 된다. 전송 선로(1p1)와 커패시터(CP5)의 사이에, 제어 회로(VC3)가 접속되어 있다. 이러한 스위치 회로도 상기와 마찬가지로 우수한 효과를 발휘한다.

도 4에 나타낸 제2 스위치부는, 제6 포트(105c)와 제4 포트(105a) 사이에 트랜지스터(FET1)가 배치되며, 트랜지스터(FET1)의 드레인 단자는 제4 포트(105a)측에 접속되고, 소스 단자는 제6 포트(105c)측에 접속되어 있다. 게이트 단자는 저항(R)을 통하여 컨트롤 단자(VC3)에 접속되어 있다. 또 제4 포트(105a)와 제5 포트(105b) 사이에는, 전송 선로(1p2)가 배치되어 제5 포트(105b)측 접지에 접속하는 트랜지스터(FET2)가 배치되어 있고, 트랜지스터(FET2)의 드레인 단자는 제5 포트(105b)에 접속되어 소스 단자가 접지 전극측에 접속되어 있다. 게이트 단자는 저항(R)을 통하여 컨트롤 단자(VC3)에 접속되어 있다.

이 스위치 회로도 다른 스위치 회로와 마찬가지로 컨트롤 단자(VC3)에 인가하는 전압에 의해 신호경로를 전환하는 것이 가능하다. 또한 트랜지스터(FETl, FET2)는 공핍(depletion)형과 확장(enhancement)형에서 제어로직이 상이하다. 표 3의 제어로직으로 동작시키는 경우, 게이트 단자에 전압을 인가하면 소스-드레인 사이가 낮은 저항으로 되는 확장형을 사용하고 있다. 이러한 스위치 회로를 가지는 경우도, 상기와 마찬가지로 우수한 효과를 얻을 수 있다.

도 5에 나타낸 제2 스위치부는, 제6 포트(105c)와 제4 포트(105a) 사이에 트랜지스터(FET1)가 배치되고, 제4 포트(105a)와 제5 포트(105b) 사이에는 트랜지스터(FET2)가 배치되며, 각각의 트랜지스터(FET1, FET2)의 게이트 단자는 저항(R)을 통하여 컨트롤 단자(VC3, VC4)에 접속되어 있다.

이 스위치 회로도 다른 스위치 회로와 마찬가지로 컨트롤 단자(VC3, VC4)에 인가하는 전압에 의해 신호경로를 전환하는 것이 가능하다. 또 트랜지스터를 직렬로 다단 접속하면 OFF 상태에 있는 경우에서도 왜곡 발생을 저감할 수 있으므로 바람직하다. 이러한 스위치 회로를 가지는 경우도, 상기와 마찬가지로 우수한 효과가 발휘된다.
제2 스위치부의 스위칭 소자의 동작　전류는 상기 제1 스위치부의 스위칭 소자보다 낮은 것이 바람직하다. 0℃ ∼ +85℃의 온도에서의 동작　전류가 2.5 mA이하, 특히 1 mA 이하의 스위칭 소자를 사용하고 있으면, 송수신시의 소비전력을 줄일 수가 있어 휴대전화기의 축전지 소비도 작아진다.

[2] 제2 실시예

본 발명의 제2 실시예에 의한 스위치 회로에 대하여, 제1 실시예와 마찬가지로 제1 통신 시스템이 GSM1800(송신 주파수 1710~1785 MHz, 수신 주파수 1805~1880 MHz)로, 제2 통신 시스템이 GSM1900(송신 주파수 1850~1910 MHz, 수신 주파수 1930~1990 MHz)의 경우를 예를 들어, 이하 상세하게 설명한다. 또한 본 실시예의 스위치 회로의 등가 회로는, 제1 실시예의 스위치 회로와 공통부도 많아, 설명의 간략화를 위해 상이한 부분을 중심으로 설명한다.

이 스위치 회로의 등가 회로를 도 8에 나타낸다. 등가 회로적으로는 제1 실시예의 스위치 회로와 다른 점이 없지만, 제2 스위치부에 있어서 GSM1800 및 GSM1900의 수신 회로와 제5 포트 및 제6 포트와의 접속관계가 제1 실시예와 반대로 되어 있고, 제5 포트(105b)에는 GSM1900의 수신 회로(RX2)가 접속되며, 제6 포트(105c)에는 GSM1800의 수신 회로(RX1)가 접속되어 있다. 이러한 회로를 구성하기 위해서, 각 스위치 회로의 회로소자의 상수나, 전송 선로의 선로길이 등이 적절하게 설정되어 있고, 당연히 제1 실시예와 상이하다.

본 실시예의 스위치 회로를 소정의 동작을 시키기 위한 제어 회로(VC2, VC3)의 제어로직을 표 4에 나타낸다.

[ 표 4 ]

모드	VC2	VC3
GSM 1800 TX (송신)	V+	0
GSM 1900 TX (송신)	V+	0
GSM 1800 TX (수신)	0	V+
GSM 1900 TX (수신)	0	0

(A) GSM1800/GSM1900 송신 모드

GSM1800/GSM1900의 송신 회로(TX1, TX2)와 안테나측 회로(ANT)를 접속하는 경우, 제어 회로(VC2)로부터 정전압(V+)을 부여하여 제어회로(VC3)에서의 전압을 0V로 한다. 제어 회로(VC3)의 전압을 0으로 하면, 다이오드(DP1)가 OFF 상태로 되어, 제4 포트(105a)와 제6 포트(105c)간의 임피던스가 커진다. 그 결과, 제1 실시예의 경우와 마찬가지로, GSM1800/GSM1900의 송신 신호는 GSM1800의 수신 회로(RX1)에 누설되지 않고, 제1 포트(1OOa)에 낮은 손실로 전송되어 안테나에서 방출된다.

(B) GSM1800 수신모드

GSM1800의 수신 회로(RX1)와 안테나측 회로(ANT)를 접속하는 경우, 제어 회 로(VC2)의 전압을 0으로 하고, 제어 회로 VC3로부터 정(+)전압을 제공한다. 제어 회로(VC3)로부터 제공된 정전압은, C20, C21, CP, CP1의 커패시터에 의해 직류부분이 차단되어, 다이오드(DP1, DP2)를 포함한 제2 스위치부(105)에 인가된다. 그 결과, 다이오드(DP1 및 DP2)가 ON 상태로 된다. 다이오드(DP1)가 ON 상태로 되는 것에 의해 제6 포트(105c)와 제4 포트(105a)간의 임피던스가 낮아진다. 또 ON 상태로 된 다이오드(DP2) 및 커패시터(CP1)에 의해 전송 선로(1p2)는 고주파적으로 접지되고, GSM1800의 수신 신호 주파수 대역으로 공진하여, 제4 포트(105a)로부터 제5 포트(105b)쪽으로의 임피던스는 GSM1800의 수신 신호 대역에서 매우 커진다. 또한, 다이오드(DD1)가 OFF 상태로 되는 것에 의해 제1 포트(100a)와 제2 포트(10Ob) 사이의 임피던스가 커진다. 그 결과, 안테나에 입력된 GSM1800의 수신 신호는, GSM1800/GSM1900의 송신 회로(TX1, TX2) 및 OSM1900의 수신 회로(RX2)로 누설되지 않고, GSM1800의 수신 회로(RX1)에 낮은 손실로 전송된다.

(C) GSM1900 수신모드

GSM1900의 수신 회로(RX2)와 안테나측 회로(ANT)를 접속하는 경우, 제어 회로(VC2 및 VC3)로부터 제공되는 전압은 0이며, 다이오드(DP1, DP2, DD1, DP2)는 OFF 상태로 된다. 다이오드(DD1)가 OFF 상태로 되는 것에 의해 제1 포트(100a)와 제2에 포트(100b) 사이의 임피던스가 커진다. 또 다이오드(DP1)가 OFF 상태로 되는 것에 의해 제4 포트(105a)와 제6 포트(105c)간의 임피던스가 커진다. 그 결과, 안테나에서 입력된 GSM1900의 수신 신호는 GSM1800/GSM1900의 송신 회로(TX1, TX2) 및 GSM1800의 수신 회로(RX1)로 누설되지 않고, 전송 선로(1d3, 1p2)를 통하여 GSMl900의 수신 회로(RX2)에 낮은 손실로 전송된다. 본 실시예에 의해서도 송신 신호의 수신 회로에의 누설이 매우 작은(절연이 현저하고 크다) 스위치 회로를 얻을 수 있다.

[3] 제３ 실시예　

본 발명의 제３ 실시예에 의한 스위치 회로에 대하여 이하에 설명한다.　 또한 본 실시예의 스위치 회로의 등가 회로는, 제2 실시예의 스위치 회로와 공통 부도 많기 때문에, 설명의 간략화를 위해 상이한 부분을 중심으로 설명한다.

이 스위치 회로의 등가 회로를 도 9에 나타낸다. 제2 실시예의 스위치 회로와의 등가회로적인 상이점은, 제2 스위치부(105)의 전송선로(1p1)와 접지 사이에 커패시터(CP5)가 배치되고, 이 전송 선로(1p1)와 커패시터(CP5) 사이에 인덕터 및 저항을 통하여 제어 회로(VC2)가 접속되어 있는 점이다.

본 실시예의 스위치 회로를 제2 실시예와 같은 제어 회로(VC2, VC3)의 제어로직으로 동작시키면, GSM1800/GSM1900의 송신 때에, 제2 스위치부(105)의 다이오드(DP1, DP2)에 역바이어스의 전압이 인가되므로, 우수한 절연특성을 얻을 수 있는 것과 동시에, 안테나에서 방출되는 고조파도 감쇠할 수 있다. 또한 제2 스위치부(105)로서 도 3과 같은 스위치 회로로서, 다이오드(DP1, DP2)에 역바이어스의 전압을 인가하도록, 저항(R)을 대신하여 다이오드와 커패시터 사이에 제어 회로(VC2)를 접속해도 같은 효과를 얻을 수 있다.

[4] 제4 실시예

본 발명의 제4 실시예에 의한 스위치 회로에 대하여 이하 상세하게 설명한 다. 또한 본 실시예의 스위치 회로의 등가 회로는, 제2 실시예의 스위치 회로와 공통되는 부분이 많기 때문에, 설명의 간략화를 위해 상이한 부분을 중심으로 설명한다.

이 스위치 회로의 등가 회로를 도 10에 나타낸다. 제1 실시예의 스위치 회로와의 등가회로적인 상이점은, 제2 스위치부(105)가 트랜지스터를 가지는 GaAs 스위치라는 점이다. 또한 트랜지스터는 공핍형과 확장형에서 제어로직이 달라, 예를 들면 각각 아래와 같이　표 5에 나타낸 것 같은 제어로직으로 된다.　본 실시예에서도, 송신 신호의 수신 회로에의 누설이 매우 작은(절연이 현저하고 크다) 스위치 회로를 얻을 수 있다. 또한 본 실시예에 대해 트랜지스터를 다단화하여 직렬접속함으로써, 제1 스위치부에서 제2 스위치부로 송신 신호가 누설되는 경우에서도, 변형 발생을 억제 할 수 있다.

[ 표 5 ]

공핍(depletion)형인 경우

모드	VC2	VC3	VC4
GSM 1800 TX (송신)	V+	0	V-
GSM 1900 TX (송신)	V+	0	V-
GSM 1800 TX (수신)	0	V-	0
GSM 1900 TX (수신)	0	0	V-

확장(enhancement)형인 경우

모드	VC2	VC3	VC4
GSM 1800 TX (송신)	V+	V+	0
GSM 1900 TX (송신)	V+	V+	0
GSM 1800 TX (수신)	0	0	V+
GSM 1900 TX (수신)	0	V+	0

[5] 제5 실시예

제5 실시예는 도 11에 나타낸 3개의 통신 시스템을 취급하는 고주파 회로에 있어서, 본 발명의 스위치 회로(10)를 사용하고 있어, 분파회로(300) 및 필터 회로(120, 125)를 다층 기판에 복합화한 복합 고주파 부품(다중대역 안테나 스위치 모듈)이다. 도 13은 그 평면도이며, 도 14는 그 다층 기판 부분을 나타낸 사시도이며, 도 15는 도 14의 다층 기판을 구성하는 각층의 구성을 나타낸 전개도이며, 도 16은 복합 고주파 부품의 등가 회로이다.

본 실시예에서는, 스위치 회로(10)의 인덕턴스 소자, 커패시턴스 소자 및 스위칭 소자를, 도 11에 나타낸 고주파 회로의 제1 및 제2 필터 회로로 되는 분파회로(300), 저역통과필터 회로(120, 125)및 스위치 회로(15)를 구성하는 인덕턴스 소자, 커패시턴스 소자 및 스위칭 소자와 함께 다층 기판에 설치하고 있다. 인덕턴스 소자로서 전송 선로를 다층 기판에 구성하는 동시에, 스위칭 소자로서의 다이오드와 적층체내에 내장할 수 없는 고용량 커패시터를 칩커패시터로서 적층체상에 탑재하여, 원칩(one-chip)화한 삼중대역용의 복합 고주파 부품을 구성한다.

이 복합 고주파 부품을 구성하는 다층 기판은, 저온 소성이 가능한 세라믹 유전체 재료로 이루어지고, 두께가 50μm ~ 200μm의 크린시트를 제작하고, 각 크린시트 위에 Ag를 주재료로 하는 도전 페이스트를 인쇄함으로써 소망하는 전극 패턴을 형성하며, 소망하는 전극 패턴을 가지는 복수개의 크린시트를 적층해 일체화하고 소성함으로써 제조가 가능하다. 라인 전극의 폭은 주로 100μm ~ 400μm로 하는 것이 바람직하다. 저온 소결이 가능한 세라믹 유전체재료로서는, 예를 들면(a) Al₂O₃를 주성분으로서 SiO₂, SrO, CaO, PbO, Na₂O 및 K ₂O 중 적어도 하나를 부성 분으로서 포함하는 것, (b) Al₂O₃를 주성분으로 하고, MgO, SiO₂ 및 GdO 중 적어도 하나를 부성분으로서 포함하는 것, 또는 (c) A1₂O₃, SiO₂, SrO, Bi₂O₃, LO₂를 주성분으로서 포함하는 것 등을 들 수 있다.

적층한 이러한 크린시트를 일체적으로 압착해, 약 900℃의 온도로 고온에서 소성하고, 예를 들어 외형치수가 6.7 mm×5.0 mm×1.0 mm인 다층 기판을 얻는다. 이 다층 기판의 측면에 단자 전극을 형성한다. 또한 단자 전극은 다층 기판의 저면에 형성해도 되고, 또 그 형성 위치는 적절히 선택할 수 있다.

다층 기판의 내부 구조를 도 15에 나타낸다. 도 15의 부호는, 도 16의 등가 회로에 있어서의 부호와 일치한다. 본 발명의 스위치 회로(10)의 인덕턴스 소자를 구성하는 제2 전송 선로(ld3), 제1 전송 선로(lp2)는 제10 층에 형성된 접지전극(G)과 제15 층에 형성된 접지전극(15)에 삽입된 영역에, 스위치 회로(10)를 구성하는 다른 전송 선로(lp1, 1d2) 및 SPDT의 스위치 회로(15)를 구성하는 전송 선로(1g2, 1g3)와 함께 형성되어 있다. 제2 전송 선로(1d3) 및 제1 전송 선로(lp2)를 구성하는 전극 패턴은, 각각 제12 층 내지 제14 층에 형성되어 비어홀(도면에서 검은색 원으로 표시)을 통하여 접속된다. 각 전송 선로는 서로가 적층 방향과 중첩되지 않게 수평 방향의 다른 영역에 형성한다. 이러한 구성에 의해, 다른 회로소자를 구성하는 전극 패턴이나 각 전송 선로 사이의 상호간섭을 방지하여, 절연특성을 향상시키고 있다.

제2 전송 선로(1d3)를 구성하는 전극 패턴을 제1 전송 선로(1p2)를 구성하는 전극 패턴보다 폭을 넓게 하여, 제2 전송 선로(ld3)의 특성 임피던스를 제1 전송 선로(1p2)의 특성 임피던스보다 낮게 함으로써, 제1 스위치부(100)와 제2 스위치부(105)를 적층 일체화할 때의 임피던스 정합을 행한다. 본 실시예에서는 제2 전송 선로(1d3)의 폭을 0.25 mm(제1 전송 선로(lp2)의 폭의 약 2배)로 하고 있다.

제4 스위칭 소자인 다이오드(DD2)와 접지 사이에 배치되는 제1 커패시턴스 소자(cd4)는, 제10 층에 형성된 접지전극(G)의 상부에서, 제8 층에 형성된 접지전극(G)에 대향하는 제7 층에 형성된 커패시터 전극에 의해 형성되어 있다. 상기 커패시터 전극은 간섭을 방지하도록 다른 전극패턴(특히 커패시터 전극패턴)과 겹치지 않게 하는 것이 바람직하다. 그러나, 다층 기판에 복합화하는 경우, 커패시터 전극을 다른 전극 패턴과 겹치지 않게 하는 것이 곤란하게 되는 경우가 많다. 그래서 본 실시예에서는, 다른 전극 패턴(제3 층에 형성한 컨트롤 단자(VC2)와의 접속　선로, 수신 단자(RX1)와의 접속　선로)과 적어도 1OOμm 적층 방향으로 분리시키는 것에 의해 간섭을 방지하고 있다. 또 제2 스위치부(l05)의 제2 커패시턴스 소자(CP1)도 이와 같이 구성하여, 상기 제1 커패시턴스 소자(cd4)와 동일 층에서, 제8 층의 접지 층(G)을 공용하도록 했다. 이러한 구성으로 하는 것이며, 절연특성 및 삽입손실 특성이 뛰어난 복합 고주파 부품을 얻을 수 있었다.

[6] 제6 실시예

제6 실시예에서는, 도 11에 나타낸 3개의 통신 시스템을 취급하는 고주파 회로로서, 본 발명의 스위치 회로(10)은 분파회로(300) 및 필터 회로(120, 125, 130, 140)로 다층 기판에 복합화되어, 복합 고주파 부품(다중대역 안테나 스위치 모듈) 을 구성하고 있다. 도 17은 복합 고주파 부품의 평면도이며, 도 18은 복합 고주파 부품의 다층 기판 부분을 나타낸 사시도이며, 도 19는 도 18의 다층 기판을 구성하는 각층의 구성을 나타낸 전개도이며, 도 20은 복합 고주파 부품의 등가 회로도이다.

본 실시예에서는, 제12 층에 형성된 접지 전극(G)과 제5 층에 형성된 접지전극(G)에 삽입된 영역에 제2 전송 선로(ld3)가 형성되어 있고, 한편 제5 층에 형성된 접지전극(G) 중에서 제2 전송 선로 (1d3)와 겹치는 부분을 절단했기 때문에, 제2 전송 선로(1d3)의 특성 임피던스는 상기 접지 전극(G)을 절단하지 않는 경우와 비교하여 높아지기 때문에, 제1 스위치부(1000)와 제2 스위치부(105)를 적층 일체화한 때의 임피던스 정합을 얻을 수 있다. 또 제2 전송 선로(1d3)를 구성하기 위해서 제8 층에 형성된 전극 패턴은, 다른 회로소자를 구성하는 전극 패턴과 적층 방향과 중첩되지 않게 되어 있다. 본 실시예에 대해서는, 제2 층에 형성된 접속　선로와 적어도 100μm 이상 분리되어 있어, 간섭을 방지한다.

또한, 제4 스위칭 소자인 다이오드(DD2)와 접지 사이에 배치된 제1 커패시턴스 소자(cd4)는 제4 층에 형성한 커패시터용 전극 패턴으로 형성되어 있고, 제5 층에 형성된 접지 전극(G)과 제3 층에 형성된 접지 전극(G) 사이의 영역에 있다. 이러한 구성에 의해, 제2 층의 접속선로와의 간섭이 방지된다. 본 실시예에 의해, 절연특성, 삽입손실 특성이 뛰어난 복합 고주파 부품을 얻을 수 있다.

본 발명의 스위치 회로를 상세하게 설명했지만, 이에 한정되는 것이 아니며 본 발명의 사상을 일탈하지 않는 한 여러가지의 변경이 가능하다. 또 본 발명의 스위치 회로에 사용하는 통신 방식도 상기 실시예에 나타낸 것에 한정되지 않고, 송신 주파수와 수신 주파수의 일부가 중복되는 다른 통신 시스템[예를 들면 GSM850 (송신 주파수 824MHz ~ 849MHz, 수신 주파수 869MHz ~ 894MHz) 및 EGSM(송신 주파수 880MHz ~ 915MHz, 수신 주파수 925MHz ~ 960MHz]의 조합 키의 경우에도 적용 가능하고, 예를 들면 도 12에 나타낸 4개의 상이한 통신 시스템을 취급하는 고주파 회로 블록에도 적용할 수 있다.

본 발명에 의하면, 복수개의 시스템의 송신 회로와 수신 회로의 전환이 가능한 스위치 회로에 있어서, 송수신 신호의 일부가 중복되는 통신 시스템을 취급하는 경우, 송신 신호의 수신 회로에의 누설이 매우 작은(절연이 현저하고 크다) 스위치 회로와 이것을 이용한 복합 고주파 부품을 얻을 수 있다.

Claims

2개의 통신 시스템의 수신 회로 또는 송신 회로(제1 통신 시스템의 수신 주파수대와 제2 통신 시스템의 송신 주파수대는 일부 중복함)와 안테나측 회로의 접속을 선택적으로 전환하는 스위치 회로에 있어서,

(a) 2개의 스위치부를 가지며, 제1 스위치부는 상기 안테나측 회로와 상기 제1 및 제2 통신 시스템의 송신 회로측의 접속 및 상기 안테나측 회로와 상기 제1 및 제2 통신 시스템의 수신 회로측의 접속을 전환하며, 제2 스위치부는 상기 제1 스위치부와 상기 제1 및 제2 통신 시스템의 수신 회로 사이에 접속되어 상기 제1 스위치부를 통한 상기 안테나측 회로와 상기 제1 통신 시스템의 수신 회로의 접속 및 상기 제1 스위치부를 통한 상기 안테나측 회로와 제2 통신 시스템의 수신 회로의 접속을 전환하고,

(b) 상기 제1 스위치부의 상기 제1 및 제2 통신 시스템의 송신 회로측에는 상기 제1 및 제2 통신 시스템을 공용하는 송신 회로가 접속되며,

(c) 상기 제1 및 제2 통신 시스템의 송신 회로와 안테나측 회로의 접속시에, 상기 제2 스위치부는 상기 제1 통신 시스템의 수신 회로와 상기 제1 스위치부의 접속을 단절하는 것을 특징으로 하는 스위치 회로.
제1항에 있어서,

상기 스위치 회로가 스위칭 소자, 인덕턴스 소자 및 커패시턴스 소자를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위치 회로.
제1항에 있어서,

상기 제1 스위치부와 상기 제2 스위치부 사이에 커패시턴스 소자가 개재되어 있는 것을 특징으로 하는 스위치 회로.
2개의 통신 시스템의 수신 회로 또는 송신 회로(제1 통신 시스템의 수신 주파수대와 제2 통신 시스템의 송신 주파수대는 일부 중복함)와 안테나측 회로의 접속을 선택적으로 전환하는 스위치 회로에 있어서,

(a) 상기 스위치 회로는 스위칭 소자, 인덕턴스 소자 및 커패시턴스 소자를 가지는 동시에, 제1 스위치부와 제2 스위치부로 구성되어, 상기 제1 스위치부는 상기 안테나측 회로에 접속하는 제1 포트, 상기 제1 및 제2 통신 시스템의 송신 회로에 접속하는 제2 포트 및 상기 제2 스위치부와 접속하는 제３ 포트를 구비하고, 상기 제2 스위치부는 상기 제1 스위치부와 커패시턴스 소자를 통하여 접속하는 제4 포트, 상기 제1 통신 시스템의 수신 회로에 접속하는 제5 포트 및 상기 제2 통신 시스템의 수신 회로에 접속하는 제6 포트를 구비하고,

(b) 상기 제4 포트와 상기 제5 포트 사이에 제1 인덕턴스 소자가 배치되며,

(c) 상기 제5 포트와 접지 사이에 제1 스위칭 소자가 배치되고,

(d) 상기 제4 포트와 상기 제6 포트 사이에 제2 스위칭 소자가 배치되며,

(e) 상기 제1 및 제2 통신 시스템의 송신 회로와 안테나측 회로의 접속시에, 제1 및 제2 스위칭 소자가 온(ON) 상태로 제어되는 것을 특징으로 하는 스위치 회로.
2개의 통신 시스템의 수신 회로 또는 송신 회로(제1 통신 시스템의 수신 주파수대와 제2 통신 시스템의 송신 주파수대는 일부 중복함)와 안테나측 회로의 접속을 선택적으로 전환하는 스위치 회로에 있어서,

(a) 상기 스위치 회로는 스위칭 소자, 인덕턴스 소자 및 커패시턴스 소자를 가지는 동시에, 제1 스위치부와 제2 스위치부로 구성되어, 상기 제1 스위치부는 안테나측 회로에 접속하는 제1 포트, 상기 제1 및 제2 통신 시스템의 송신 회로에 접속하는 제2 포트 및 상기 제2 스위치부와 접속하는 제３ 포트를 구비하고, 상기 제2 스위치부는 상기 제1 스위치부와 커패시턴스 소자를 통하여 접속하는 제4 포트, 상기 제1 통신 시스템의 수신 회로에 접속하는 제6 포트 및 상기 제2 통신 시스템의 수신 회로에 접속하는 제5 포트를 구비하며,

(b) 상기 제4 포트와 상기 제5 포트 사이에 제1 인덕턴스 소자가 배치되고,

(c) 상기 제5 포트와 접지 사이에 제1 스위칭 소자가 배치되며,

(d) 상기 제4 포트와 상기 제6 포트 사이에 제2 스위칭 소자가 배치되고,

(e) 상기 제1 및 제2 통신 시스템의 송신 회로와 안테나측 회로의 접속시에, 상기 제1 및 제2 스위칭 소자가 오프(OFF) 상태로 제어되는 것을 특징으로 하는 스위치 회로.
제4항에 있어서,

상기 제1 스위치부는 상기 제1 포트와 상기 제2 포트 사이에 설치된 제３ 스위칭 소자와, 상기 제1 포트와 상기 제３ 포트 사이에 설치된 제2 인덕턴스 소자와, 상기 제３ 포트와 접지 사이에 설치된 제4 스위칭 소자를 구비하고,

상기 제1 및 제2 통신 시스템의 송신 회로와 안테나측 회로의 접속시에, 상기 제3 및 제4 스위칭 소자가 온(ON) 상태로 제어되는 것을 특징으로 하는 스위치 회로.
제1항에 있어서,

상기 스위칭 소자는 다이오드 또는 트랜지스터인 것을 특징으로 하는 스위치 회로.
제6항에 있어서,

상기 제4 스위칭 소자는 다이오드이며, 상기 다이오드와 접지 사이에 제1 커패시턴스 소자가 직렬로 배치되는 것을 특징으로 하는 스위치 회로.
제6항에 있어서,

상기 제1 스위칭 소자는 다이오드이며, 상기 다이오드와 접지 사이에 제2 커패시턴스 소자가 직렬로 배치되는 것을 특징으로 하는 스위치 회로.
제1항에 있어서,

상기 제2 스위치부의 스위칭 소자의 동작전류는 상기 제1 스위치부의 스위칭 소자의 동작전류보다 낮은 것을 특징으로 하는 스위치 회로.
제10항에 있어서,

상기 제2 스위치부의 스위칭 소자의 동작전류는 2.5 mA 이하인 것을 특징으로 하는 스위치 회로.
제6항에 있어서,

상기 제1 인덕턴스 소자와 상기 제2 인덕턴스 소자는 각각 전송선로로 이루어지며, 상기 각각의 전송선로의 특성 임피던스는 서로 상이한 것을 특징으로 하는 스위치 회로.
제12항에 있어서,

상기 제1 인덕턴스 소자를 형성하는 전송선로의 특성 임피던스는 상기 제2 인덕턴스 소자를 형성하는 전송선로의 특성 임피던스보다 높은 것을 특징으로 하는 스위치 회로.
제1 항 내지 제13 항 중 어느 한 항에 기재된 스위치 회로를 구비하는 복합 고주파 부품에 있어서,

상기 스위칭 소자, 상기 인덕턴스 소자 및 상기 커패시턴스 소자는 복수개의 세라믹 시트를 적층하여 이루어지는 다층 기판에 내장 또는 탑재되어 상기 다층 기판에 형성된 접속 수단에 의해 접속되어 있는 것을 특징으로 하는 복합 고주파 부품.
제14항에 있어서,

상기 제1 인덕턴스 소자 및 상기 제2 인덕턴스 소자는, 상기 다층 기판의 수평방향의 각각의 영역에 전송선로로서 별도로 형성되는 것을 특징으로 하는 복합 고주파 부품.
제15항에 있어서,

상기 제2 인덕턴스 소자 및 상기 제1 인덕턴스 소자를 구성하는 전송선로 는 상기 다층 기판에 형성된 접지 전극 사이의 영역에 형성되어 있는 것을 특징으로 하는 복합 고주파 부품.
제16항에 있어서,

상기 제2 인덕턴스 소자를 구성하는 전송선로의 적어도 일부는 상기 접지 전극과 적층 방향이 서로 중첩되어 있지 않은 것을 특징으로 하는 복합 고주파 부품.
제17항에 있어서,

상기 제2 인덕턴스 소자를 구성하는 전송선로의 적어도 일부는 상기 제1 인덕턴스 소자를 구성하는 전송선로와 상이한 폭을 가지는 것을 특징으로 하는 복합 고주파 부품.
제15항에 있어서,

상기 제2 인덕턴스 소자는, 다른 층에 형성된 복수개의 전송선로를, 비어홀을 통해 접속하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 복합 고주파 부품.
제14항에 있어서,

상기 제4 스위칭 소자와 상기 접지 사이에 배치되는 상기 제1 커패시턴스 소자는 상기 다층 기판에 내장되고, 상기 제1 커패시턴스 소자의 포트측의 커패시터 전극은 상기 제2 인덕턴스 소자 및 상기 제1 인덕턴스 소자를 구성하는 전송 선로를 사이에 둔 접지 전극 중 위쪽의 접지 전극보다 위에 배치되는 것을 특징으로 하는 복합 고주파 부품.
제20항에 있어서,

상기 제1 커패시턴스 소자의 포트측의 커패시터 전극과 상기 제2 커패시턴스 소자의 포트측의 커패시터 전극은 동일 층에 형성되는 것을 특징으로 하는 복합 고주파 부품.