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JPWO2014167714A1 - 電力変換装置、およびそれを備えたモータ駆動装置、およびそれを備えた送風機、圧縮機、およびそれらを備えた空気調和機、冷蔵庫、ならびに冷凍機 - Google Patents

電力変換装置、およびそれを備えたモータ駆動装置、およびそれを備えた送風機、圧縮機、およびそれらを備えた空気調和機、冷蔵庫、ならびに冷凍機 Download PDF

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Abstract

相電流の検出期間の拡大と検出手順の簡素化とを両立すると共に、キャリア周波数を制御して機器や装置の性能向上を図ることができる電力変換装置を得ること。直流電源１の負電圧側とインバータ２との間に設けられた電源シャント抵抗５と、各相下アームスイッチング素子３ｄ〜３ｆと電源シャント抵抗５との間にそれぞれ設けられた各相下アームシャント抵抗６ａ〜６ｃとを設け、各相下アームスイッチング素子３ｄ〜３ｆおよび各相下アームシャント抵抗６ａ〜６ｃの各接続点と直流電源１の負電圧側との間の各電圧である各相下アーム電圧を検出し、その各検出値に基づいて、負荷装置９に流れる各相電流を算出すると共に、特定の制御パラメータＡの変化に応じて、各駆動信号の基準周波数となるキャリア信号のキャリア周波数を制御するようにした。

Description

本発明は、電力変換装置、およびそれを備えたモータ駆動装置、およびそれを備えた送風機、圧縮機、およびそれらを備えた空気調和機、冷蔵庫、ならびに冷凍機に関する。
ＰＷＭ変調方式の３相インバータを構成するスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を組み合わせることにより、３相交流電圧を生成して負荷に供給する電力変換装置では、例えばモータ等の３相負荷に流れる各相電流を検出し、その各相電流に基づいて負荷を制御している。
３相負荷に流れる各相電流を検出する手段としては、インバータを構成するスイッチング素子に直列に接続された電流センサやシャント抵抗を設けるものがある。シャント抵抗を設ける構成としては、直流電源とインバータ装置間の電流を検出する電源シャント抵抗を設ける構成や、下アームスイッチング素子と直流電源のマイナス側との間に当該相の相電流を検出する下アームシャント抵抗を設ける構成がある。電源シャント抵抗や下アームシャント抵抗を設ける構成では、位相毎に検出する相電流を特定する必要があり、制御ソフトが複雑化する。また、電源シャント抵抗を設ける構成では、１相分の電流しか検出できない場合に、２相分の電流を検出するために通電調節を行う必要がある。つまり、１スイッチング周期において各相電流を検出する期間が狭い範囲に限定される。このため、例えば、「電源シャント抵抗と、少なくとも２相分の下アームシャント抵抗を設けて、下アームシャント抵抗により検出できない相電流を、電源シャント抵抗により検出する」ことにより、位相毎の検出電流特定、通電調節、時系列的な電流検出を必要としない簡単な制御ソフトで相電流の検出ができるインバータ装置が開示されている（例えば、特許文献１）。
特開２００６−６７７４７号公報
相電流の検出やその後の制御を行う手段として、例えばマイコンのようなデジタルの制御手段を用いる場合、アナログ値である各シャント抵抗の電圧のアナログ／デジタル変換（ＡＤ変換）や相電流の検出、その後の制御には一定の処理時間がかかる。上記特許文献１に記載された技術では、下アームシャント抵抗で相電流の検出を行い、相電流が検出できたか否かを判定してから、下アームシャント抵抗により相電流を検出できなかった場合に、電源シャント抵抗により相電流を検出するようにしているので、キャリア周波数が高い場合や、インバータの変調度によっては、スイッチングのＯＮ／ＯＦＦ状態の変化が速くなり、制御手段での処理に遅延が生じる、あるいは、相電流を検出できない場合があり、相電流の検出値に基づいて行う後段の処理の精度が低下する。特に、キャリア周波数を変化させて電力変換装置を搭載する機器や装置の性能向上を図る際に、相電流の検出が困難となる、という問題があった。
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、相電流の検出期間の拡大と検出手順の簡素化とを両立すると共に、キャリア周波数を制御して機器や装置の性能向上を図ることができる電力変換装置を提供することを目的とする。
上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明にかかる電力変換装置は、直流電源から供給される直流電力を３相交流電力に変換して負荷装置に供給する電力変換装置であって、上アームスイッチング素子および下アームスイッチング素子からなるアームを３相分並列に接続して構成されるインバータと、前記直流電源の負電圧側と前記インバータとの間に設けられた電源シャント抵抗と、前記各相下アームスイッチング素子と前記電源シャント抵抗との間にそれぞれ設けられた各相下アームシャント抵抗と、前記各相下アームスイッチング素子および前記各相下アームシャント抵抗の各接続点と前記直流電源の負電圧側との間の電圧を検出する各相下アーム電圧検出部と、前記各相下アーム電圧検出部の各検出値に基づいて、前記負荷装置に流れる各相電流を算出し、当該各相電流に基づいて、前記各相上アームスイッチング素子および前記各相下アームスイッチング素子に対応する６つの駆動信号を生成する制御部と、を備え、前記制御部は、特定の制御パラメータの変化に応じて、前記駆動信号の基準周波数となるキャリア信号のキャリア周波数を制御することを特徴とする。
本発明によれば、相電流の検出期間の拡大と検出手順の簡素化とを両立すると共に、キャリア周波数を制御して機器や装置の性能向上を図ることができる、という効果を奏する。
図１は、実施の形態にかかる電力変換装置の一構成例を示す図である。 図２は、実施の形態にかかる電力変換装置の制御部の一構成例を示す図である。 図３は、空間ベクトル変調方式における各相上アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態とインバータの出力電圧ベクトルとの関係を示す図である。 図４は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ１（１００）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。 図５は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ２（０１０）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。 図６は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ３（００１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。 図７は、インバータの出力電圧ベクトルがゼロベクトルＶ０（０００）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。 図８は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ４（１１０）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。 図９は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ５（０１１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。 図１０は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ６（１０１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。 図１１は、実施の形態にかかる電力変換装置に電力算出部を具備した例を示す図である。 図１２は、実施の形態にかかる電力変換装置に直流母線電圧検出部を具備した例を示す図である。 図１３は、交流電源を整流して直流電源を得る構成とした例を示す図である。 図１４は、インバータの前段にコンバータを設けた例を示す図である。 図１５は、圧縮機に用いられる冷媒の誘電率の温度特性の一例を示す図である。
以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態にかかる電力変換装置について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。
実施の形態．
図１は、実施の形態にかかる電力変換装置の一構成例を示す図である。図１に示す例では、実施の形態にかかる電力変換装置１００は、直流電源１から供給される直流電力を負荷装置（図１に示す例ではモータ）９に供給する３相交流電力に変換する構成としている。
図１に示すように、電力変換装置１００は、負荷装置９に３相交流電力を供給するための主たる構成要素として、上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃ（ここでは、３ａ：Ｕ相、３ｂ：Ｖ相、３ｃ：Ｗ相）および下アームスイッチング素子３ｄ〜３ｆ（ここでは、３ｄ：Ｕ相、３ｅ：Ｖ相、３ｆ：Ｗ相）からなる３つのアームで構成されるインバータ２と、各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃおよび各相下アームスイッチング素子３ｄ〜３ｆに対応する６つの駆動信号を生成して、それぞれ各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃおよび各相下アームスイッチング素子３ｄ〜３ｆに出力する制御部７とを備えている。各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃおよび各相下アームスイッチング素子３ｄ〜３ｆは、それぞれ逆並列接続された還流ダイオード４ａ〜４ｆ（ここでは、４ａ：Ｕ相上アーム、４ｂ：Ｖ相上アーム、４ｃ：Ｗ相上アーム、４ｄ：Ｕ相下アーム、４ｅ：Ｖ相下アーム、４ｆ：Ｗ相下アーム）を含み構成されている。
制御部７は、例えばマイコンやＣＰＵ等で構成され、入力されたアナログの電圧信号をデジタル値に変換して、負荷装置９の制御アプリケーションに応じた演算・制御を行う演算・制御手段である。
また、実施の形態にかかる電力変換装置１００は、直流電源１の負電圧側（図１に示す例ではＧＮＤ）とインバータ２との間に設けられた電源シャント抵抗５と、各相下アームスイッチング素子３ｄ，３ｅ，３ｆと電源シャント抵抗５との間にそれぞれ設けられた各相下アームシャント抵抗６ａ，６ｂ，６ｃ（ここでは、６ａ：Ｕ相、６ｂ：Ｖ相、６ｃ：Ｗ相）と、各相下アームスイッチング素子３ｄ，３ｅ，３ｆおよび各相下アームシャント抵抗６ａ，６ｂ，６ｃの各接続点と直流電源１の負電圧側（ここではＧＮＤ）との間の各電圧（以下、「各相下アーム電圧」という）Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを検出する各相下アーム電圧検出部８ａ，８ｂ，８ｃ（ここでは、８ａ：Ｕ相、８ｂ：Ｖ相、８ｃ：Ｗ相）とを備えている。なお、図１に示す例では、電源シャント抵抗５の抵抗値をＲｄｃ、各相下アームシャント抵抗６ａ，６ｂ，６ｃの抵抗値をＲｓｈとしている。
各相下アーム電圧検出部８ａ，８ｂ，８ｃは、例えば、各相下アーム電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを、制御部７で扱い易い電圧値とするための増幅手段で構成される。
図２は、実施の形態にかかる電力変換装置の制御部の一構成例を示す図である。実施の形態にかかる電力変換装置１００の制御部７は、各相下アーム電圧検出部８ａ，８ｂ，８ｃにより検出された各相下アーム電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに基づいて、負荷装置９の各相巻線に流れる各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを演算する電流演算部１０、電流演算部１０の出力である各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づいて、インバータ２から負荷装置９の各相巻線に出力される各相電圧指令値ＶＬｕ＊，ＶＬｖ＊，ＶＬｗ＊を算出する電圧指令値算出部１１、電圧指令値算出部１１から出力される各相電圧指令値ＶＬｕ＊，ＶＬｖ＊，ＶＬｗ＊に基づいて、各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃおよび各相下アームスイッチング素子３ｄ〜３ｆに出力する各駆動信号Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎを生成する駆動信号生成部１２、および、特定の制御パラメータ（図２中のＡ）の変化に応じて、各駆動信号Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎの基準周波数となる三角波や鋸歯波等のキャリア信号ｆｃ＊を生成するキャリア信号生成部１３を備えている。
電流演算部１０は、電圧指令値算出部１１から出力される各相電圧指令値ＶＬｕ＊，ＶＬｖ＊，ＶＬｗ＊、およびキャリア信号生成部１３から出力されるキャリア信号ｆｃ＊から、後述する空間ベクトル変調方式における各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃのＯＮ／ＯＦＦ状態を判別し、この各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃのＯＮ／ＯＦＦ状態に応じた各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを演算する。この空間ベクトル変調方式における各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃのＯＮ／ＯＦＦ状態に応じた各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの演算手法については後述する。
電圧指令値算出部１１は、電流演算部１０から出力される各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに応じて、駆動信号生成部１２から出力される各駆動信号Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎのオンデューティー（つまり、１スイッチング周期における各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃおよび各相下アームスイッチング素子３ｄ〜３ｆのオン時間の割合）に換算した各相電圧指令値ＶＬｕ＊，ＶＬｖ＊，ＶＬｗ＊を算出する。
駆動信号生成部１２は、電圧指令値算出部１１から出力された各相電圧指令値ＶＬｕ＊，ＶＬｖ＊，ＶＬｗ＊とキャリア信号生成部１３から出力されたキャリア信号ｆｃ＊とを比較し、各相電圧指令値ＶＬｕ＊，ＶＬｖ＊，ＶＬｗ＊とキャリア信号ｆｃ＊との大小関係により、各スイッチング素子３ａ〜３ｆに出力する各駆動信号Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎを生成する。
なお、上述した制御部７の構成は、負荷装置である負荷装置９を制御するための一構成例であり、この制御部７の構成や制御手法により、本発明が制限されるものではない。また、キャリア信号生成部１３における制御パラメータＡの変化に応じたキャリア周波数の制御については後述する。
つぎに、ＰＷＭ変調による各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃおよび各相下アームスイッチング素子３ｄ〜３ｆへの駆動信号を生成する、空間ベクトル変調方式について説明する。図３は、空間ベクトル変調方式における各相上アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態とインバータの出力電圧ベクトルとの関係を示す図である。図３（ａ）は、各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃのＯＮ／ＯＦＦ状態とインバータ２の出力電圧ベクトルとの関係を示す模式図であり、図３（ｂ）は、インバータ２の出力電圧ベクトルの定義を示している。なお、図３に示す例では、各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃがＯＮ状態である場合を「１」、ＯＦＦ状態である場合を「０」と定義する。
図３に示すように、各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃのＯＮ／ＯＦＦ状態としては、ＯＮ状態（つまり、「１」）とＯＦＦ状態（つまり、「０」）との２通り存在し、また、各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃのＯＮ／ＯＦＦ状態の組み合わせに対応して、インバータ２の出力電圧ベクトルは、（（Ｕ相上アームスイッチング素子３ａの状態）（Ｖ相上アームスイッチング素子３ｂの状態）（Ｗ相上アームスイッチング素子３ｃの状態））の形式で定義すると、Ｖ０（０００），Ｖ１（１００），Ｖ２（０１０），Ｖ３（００１），Ｖ４（１１０），Ｖ５（０１１），Ｖ６（１０１），Ｖ７（１１１）の８通り存在する。これらインバータの出力電圧ベクトルのうち、大きさを持たないＶ０（０００）およびＶ７（１１１）をゼロベクトルと呼び、これら以外の大きさが等しく互いに６０度の位相差を持つＶ１（１００），Ｖ２（０１０），Ｖ３（００１），Ｖ４（１１０），Ｖ５（０１１），Ｖ６（１０１）を実ベクトルと呼ぶ。
制御部７は、これら各ゼロベクトルＶ０，Ｖ７、および各実ベクトルＶ１〜Ｖ６を任意の組み合わせで合成して各相上アームスイッチング素子３ａ〜３ｃおよび各相下アームスイッチング素子３ｄ〜３ｆに対応する３相ＰＷＭ電圧の駆動信号を生成する。
つぎに、実施の形態にかかる電力変換装置１００における各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの演算手法について、図４〜図１０を参照して説明する。
図４は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ１（１００）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。図４に示す例では、負荷装置（ここではモータ）９の各相巻線の高電位側から低電位側に流れる各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを正の値としている。なお、以下の各図に示す例においても、図４と同様の記載とする。
図４に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ１（１００）である場合には、直流電源１の正電圧側からＵ相上アームスイッチング素子３ａを介してモータ９に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、モータ９からＶ相下アームスイッチング素子３ｅ、Ｖ相下アームシャント抵抗６ｂ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＶ相電流ｉｖが流れ、Ｗ相下アームスイッチング素子３ｆ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＷ相電流ｉｗが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗは、以下の（１），（２），（３）式で表すことができる。
Ｖｕ＝ｉｕ×Ｒｄｃ …（１）
Ｖｖ＝ｉｕ×Ｒｄｃ＋ｉｖ×Ｒｓｈ …（２）
Ｖｗ＝ｉｕ×Ｒｄｃ＋ｉｗ×Ｒｓｈ …（３）
つまり、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ１（１００）である場合には、上記（１），（２），（３）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
図５は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ２（０１０）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
図５に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ２（０１０）である場合には、直流電源１の正電圧側からＶ相上アームスイッチング素子３ｂを介してモータ９に向かいＶ相電流ｉｖが流れ、モータ９からＵ相下アームスイッチング素子３ｄ、Ｕ相下アームシャント抵抗６ａ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、Ｗ相下アームスイッチング素子３ｆ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側端子に向かいＷ相電流ｉｗが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗは、以下の（４），（５），（６）式で表すことができる。
Ｖｕ＝ｉｖ×Ｒｄｃ＋ｉｕ×Ｒｓｈ …（４）
Ｖｖ＝ｉｖ×Ｒｄｃ …（５）
Ｖｗ＝ｉｖ×Ｒｄｃ＋ｉｗ×Ｒｓｈ …（６）
つまり、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ２（０１０）である場合には、上記（４），（５），（６）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
図６は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ３（００１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
図６に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ３（００１）である場合には、直流電源１の正電圧側からＷ相上アームスイッチング素子３ｃを介してモータ９に向かいＷ相電流ｉｗが流れ、モータ９からＵ相下アームスイッチング素子３ｄ、Ｕ相下アームシャント抵抗６ａ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、Ｖ相下アームスイッチング素子３ｅ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＶ相電流ｉｖが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗは、以下の（７），（８），（９）式で表すことができる。
Ｖｕ＝ｉｗ×Ｒｄｃ＋ｉｕ×Ｒｓｈ …（７）
Ｖｖ＝ｉｗ×Ｒｄｃ＋ｉｖ×Ｒｓｈ …（８）
Ｖｗ＝ｉｗ×Ｒｄｃ …（９）
つまり、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ３（００１）である場合には、上記（７），（８），（９）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
図７は、インバータの出力電圧ベクトルがゼロベクトルＶ０（０００）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。図７に示す例では、一例として、実ベクトルＶ１（１００）からゼロベクトルＶ０（０００）に移行した場合に、インバータ２に流れる電流を示している。
図７に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ１（１００）からゼロベクトルＶ０（０００）に移行した場合には、電源シャント抵抗５には電流はほとんど流れず、Ｘ点の電圧はほぼゼロとなる。このとき、Ｘ点から還流ダイオード４ｄを介してモータ９に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、モータ９からＶ相下アームスイッチング素子３ｅ、Ｖ相下アームシャント抵抗６ｂを介してＸ点に向かいＶ相電流ｉｖが流れ、Ｗ相下アームスイッチング素子３ｅを介してＸ点に向かいＷ相電流ｉｗが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗは、以下の（１０），（１１），（１２）式で表すことができる。
Ｖｕ＝（−ｉｕ）×Ｒｓｈ …（１０）
Ｖｖ＝ｉｖ×Ｒｓｈ …（１１）
Ｖｗ＝ｉｗ×Ｒｓｈ …（１２）
つまり、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ１（１００）からゼロベクトルＶ０（０００）に移行した場合には、上記（１０），（１１），（１２）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
このように、本実施の形態にかかる電力変換装置１００では、実ベクトルＶ１（１００），Ｖ２（０１０），Ｖ３（００１）、およびゼロベクトルＶ０（０００）である場合には、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗを検出することにより、モータ９の各相巻線に流れる各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
また、キルヒホッフの第一法則や、相電流の平衡条件を用いることなく、各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを得ることから、モータ９が不平衡負荷である場合でも適用可能である。
図８は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ４（１１０）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
図８に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ４（１１０）である場合には、直流電源１の正電圧側からＵ相上アームスイッチング素子３ａを介してモータ９に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、Ｖ相上アームスイッチング素子３ｂを介してモータ９に向かいＶ相電流ｉｖが流れ、モータ９からＷ相下アームスイッチング素子３ｆ、Ｗ相下アームシャント抵抗６ｃ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＷ相電流ｉｗが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗは、以下の（１３），（１４），（１５）式で表すことができる。
Ｖｕ＝ｉｗ×Ｒｄｃ …（１３）
Ｖｖ＝ｉｗ×Ｒｄｃ …（１４）
Ｖｗ＝ｉｗ×Ｒｄｃ＋ｉｗ×Ｒｓｈ …（１５）
ここで、モータ９が３相平衡負荷である場合には、相電流の平衡条件より、
ｉｕ＋ｉｖ＝ｉｗ …（１６）
ｉｕ＝ｉｖ＝（１／２）ｉｗ …（１７）
となる。つまり、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ４（１１０）であり、モータ９が３相平衡負荷である場合には、上記（１３），（１４），（１５）式のうちのいずれか１式、および（１７）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
図９は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ５（０１１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
図９に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ５（０１１）である場合には、直流電源１の正電圧側からＶ相上アームスイッチング素子３ｂを介してモータ９に向かいＶ相電流ｉｖが流れ、Ｗ相上アームスイッチング素子３ｃを介してモータ９に向かいＷ相電流ｉｗが流れ、モータ９からＵ相下アームスイッチング素子３ｄ、Ｕ相下アームシャント抵抗６ａ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＵ相電流ｉｕが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗは、以下の（１８），（１９），（２０）式で表すことができる。
Ｖｕ＝ｉｕ×Ｒｄｃ＋ｉｕ×Ｒｓｈ …（１８）
Ｖｖ＝ｉｕ×Ｒｄｃ …（１９）
Ｖｗ＝ｉｕ×Ｒｄｃ …（２０）
ここで、モータ９が３相平衡負荷である場合には、相電流の平衡条件より、
ｉｖ＋ｉｗ＝ｉｕ …（２１）
ｉｖ＝ｉｗ＝（１／２）ｉｕ …（２２）
となる。つまり、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ５（０１１）であり、モータ９が３相平衡負荷である場合には、上記（１８），（１９），（１０）式のうちのいずれか１式、および（２２）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
図１０は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ６（１０１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
図１０に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ６（１０１）である場合には、直流電源１の正電圧側からＵ相上アームスイッチング素子３ａを介してモータ９に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、Ｗ相上アームスイッチング素子３ｃを介してモータ９に向かいＷ相電流ｉｗが流れ、モータ９からＶ相下アームスイッチング素子３ｅ、Ｖ相下アームシャント抵抗６ｂ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＶ相電流ｉｖが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗは、以下の（２３），（２４），（２５）式で表すことができる。
Ｖｕ＝ｉｖ×Ｒｄｃ …（２３）
Ｖｖ＝ｉｖ×Ｒｄｃ＋ｉｖ×Ｒｓｈ …（２４）
Ｖｗ＝ｉｖ×Ｒｄｃ …（２５）
ここで、モータ９が３相平衡負荷である場合には、相電流の平衡条件より、
ｉｕ＋ｉｗ＝ｉｖ …（２６）
ｉｕ＝ｉｗ＝（１／２）ｉｖ …（２７）
となる。つまり、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ６（１０１）であり、モータ９が３相平衡負荷である場合には、上記（２３），（２４），（２５）式のうちのいずれか１式、および（２７）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
このように、本実施の形態にかかる電力変換装置１００では、実ベクトルＶ４（１１０），Ｖ５（０１１），Ｖ６（１０１）である場合でも、モータ９が３相平衡負荷である場合には、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗのうちのいずれか１つを検出することにより、モータ９の各相巻線に流れる各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
なお、上記説明では、下アーム電圧検出部を３相分設けた構成について説明したが、この下アーム電圧検出部を２相分設けた構成においても、負荷装置９が平衡負荷である場合には、キルヒホッフの第一法則や相電流の平衡条件を用いることにより、各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することが可能であるが、ここでは、その詳細な説明は省略する。
つぎに、本実施の形態にかかる電力変換装置１００のキャリア信号生成部１３における特定の制御パラメータＡの変化に応じたキャリア周波数の制御について、図１、図２、図１１〜図１５を参照して説明する。
本実施の形態では、インバータ２の出力周波数、インバータ２の入力電力、インバータ２の出力電力、負荷装置９の消費電力、インバータ２の直流母線電圧、直流電源１がコンバータである場合のコンバータの動作状態を示すコンバータ動作状態信号、インバータ２の運転状態を示す運転状態信号をインバータ２の制御パラメータとしている。
まず、制御パラメータＡをインバータ２の出力周波数とした例について説明する。制御パラメータＡをインバータ２の出力周波数とした場合には、例えば、図示しない上位の制御手段から出力される出力周波数指令を制御パラメータＡとして制御部７に取り込むようにすればよい。あるいは、インバータ２の出力周波数を検出する検出部を設け、その検出値を制御パラメータＡとして制御部７に取り込むようにしてもよい。さらには、インバータ２の出力周波数に応じて変化する電気量、例えば、負荷装置９が図１に示すようなモータである場合には、モータの回転数を制御パラメータＡとして制御部７に取り込むようにしてもよい。
図２に示すように、例えば、キャリア信号ｆｃ＊のキャリア周波数に同期して、各相下アーム電圧検出部８ａ，８ｂ，８ｃの各検出値を電流演算部１０に取り込み、電圧指令値算出部１１から出力される各相電圧指令値ＶＬｕ＊，ＶＬｖ＊，ＶＬｗ＊を駆動信号生成部１２に取り込む場合、インバータ２の出力周波数が高くなると、インバータ２の出力周波数の１周期当たりに各相下アーム電圧検出部８ａ，８ｂ，８ｃの各検出値を制御部７へ取り込む頻度や、各相電圧指令値ＶＬｕ＊，ＶＬｖ＊，ＶＬｗ＊を更新する頻度が減少して、電流演算部１０や駆動信号生成部１２における制御性が悪化することとなる。
一方、キャリア周波数が高くなると、インバータ２を構成する各スイッチング素子３ａ〜３ｆのスイッチング回数が多くなるため、スイッチング損失が増加し、機器の効率が悪化することとなる。
つまり、インバータ２の出力周波数が高いときにはキャリア周波数が高く、インバータ２の出力周波数が低いときにはキャリア周波数が低くなるように制御すればよい。より具体的には、インバータ２の出力周波数の１周期に対するキャリア周波数の周期の比率が一定となるように制御すれば、電流演算部１０や駆動信号生成部１２における制御性とスイッチング損失とのバランスをとることが可能となる。
したがって、本実施の形態では、例えば、キャリア信号生成部１３に予めインバータ２の出力周波数とキャリア周波数との関係を示すテーブルを設定しておき、制御パラメータＡとして取り込んだインバータ２の出力周波数に応じて、このテーブルから読み出したキャリア周波数となるように制御する。
より具体的には、インバータ２の出力周波数の１周期分の期間がキャリア周波数の１０周期分の期間となるようなテーブルを設定する。
このように制御すれば、インバータ２の出力周波数の１周期に対するキャリア周波数の周期の比率を一定に保つことができ、電流演算部１０や駆動信号生成部１２における制御性の悪化の防止とスイッチング損失の抑制とを両立することが可能となる。
あるいは、上述した効果を簡易に得る手法として、例えば、キャリア信号生成部１３に予めインバータ２の出力周波数ｆｏに対する閾値ｆαと第１のキャリア周波数ｆｃａおよび第２のキャリア周波数ｆｃｂ（ここでは、第１のキャリア周波数ｆｃａ＜第２のキャリア周波数ｆｃｂとする）とを設定しておき、制御パラメータＡとして取り込んだインバータ２の出力周波数ｆｏが閾値ｆα以下である場合には（ｆｏ≦ｆα）、キャリア周波数を第１のキャリア周波数ｆｃａとし、インバータ２の出力周波数ｆｏが閾値ｆαよりも大きい場合には（ｆｏ＞ｆα）、キャリア周波数を第２のキャリア周波数ｆｃｂとすればよい。
つぎに、制御パラメータＡをインバータ２の入力電力あるいは出力電力、もしくは、負荷装置９の消費電力とした例について説明する。図１１は、実施の形態にかかる電力変換装置に電力算出部を具備した例を示す図である。
制御パラメータＡをインバータ２の入力電力あるいは出力電力、もしくは、負荷装置９の消費電力とした場合には、図１１に示すように、インバータ２の入力電力あるいは出力電力、もしくは、負荷装置９の消費電力を算出する電力算出部１４を設け、この電力算出部１４から出力される電力を制御パラメータＡとして制御部７に取り込むようにすればよい。なお、この電力算出部１４は、既知の技術を用いて構成することが可能であり、この電力算出部１４の構成により、本発明が限定されるものではない。また、以下の説明では、インバータ２の入力電力あるいは出力電力、もしくは、負荷装置９の消費電力を「インバータ電力」と総称する。
インバータ電力が大きくなると、それに伴いインバータ２を構成する各スイッチング素子３ａ〜３ｆのスイッチング損失が大きくなる。
つまり、インバータ電力が大きいときにはキャリア周波数が低く、インバータ電力が小さいときにはキャリア周波数が高くなるように制御すればよい。
したがって、本実施の形態では、例えば、キャリア信号生成部１３に予めインバータ電力とキャリア周波数との関係を示すテーブルを設定しておき、制御パラメータＡとして電力算出部１４から取り込んだインバータ電力に応じて、このテーブルから読み出したキャリア周波数となるように制御する。
より具体的には、インバータ電力が大きくなるにつれて、キャリア周波数が低くなるようなテーブルを設定する。
このように制御すれば、インバータ電力が大きくなるに伴い増加するスイッチング損失を抑制することができる。
あるいは、上述した効果を簡易に得る手法として、例えば、キャリア信号生成部１３に予めインバータ電力Ｐに対する閾値Ｐαと第１のキャリア周波数ｆｃａおよび第２のキャリア周波数ｆｃｂ（ここでは、第１のキャリア周波数ｆｃａ＜第２のキャリア周波数ｆｃｂとする）とを設定しておき、制御パラメータＡとして取り込んだインバータ電力Ｐが閾値Ｐα以下である場合には（Ｐ≦Ｐα）、キャリア周波数を第２のキャリア周波数ｆｃｂとし、インバータ電力Ｐが閾値Ｐαよりも大きい場合には（Ｐ＞Ｐα）、キャリア周波数を第１のキャリア周波数ｆｃａとすればよい。
つぎに、制御パラメータＡがインバータ２の直流母線電圧である例について説明する。図１２は、実施の形態にかかる電力変換装置に直流母線電圧検出部を具備した例を示す図である。
制御パラメータＡをインバータ２の直流母線電圧とした場合には、図１２に示すように、インバータ２の直流母線電圧を検出する直流母線電圧検出部１５を設け、この直流母線電圧検出部１５から出力される直流母線電圧を制御パラメータＡとして制御部７に取り込むようにすればよい。なお、この直流母線電圧検出部１５は、既知の技術を用いて構成することが可能であり、この直流母線電圧検出部１５の構成により、本発明が限定されるものではない。また、直流母線電圧に応じて変化する電気量、例えば、負荷装置９が図１に示すようなモータである場合には、モータの変調率を制御パラメータＡとして制御部７に取り込むようにしてもよい。
直流母線電圧が大きくなると、それに伴いインバータ２を構成する各スイッチング素子３ａ〜３ｆのスイッチング損失が大きくなる。
つまり、直流母線電圧が大きいときにはキャリア周波数が低く、直流母線電圧が小さいときにはキャリア周波数が高くなるように制御すればよい。
したがって、本実施の形態では、例えば、キャリア信号生成部１３に予め直流母線電圧とキャリア周波数との関係を示すテーブルを設定しておき、制御パラメータＡとして直流母線電圧検出部１５から取り込んだ直流母線電圧に応じて、このテーブルから読み出したキャリア周波数となるように制御する。
より具体的には、直流母線電圧が大きくなるにつれて、キャリア周波数が低くなるようなテーブルを設定する。
このように制御すれば、直流母線電圧が大きくなるに伴い増加するスイッチング損失を抑制することができる。
あるいは、上述した効果を簡易に得る手法として、例えば、キャリア信号生成部１３に予め直流母線電圧Ｖに対する閾値Ｖαと第１のキャリア周波数ｆｃａおよび第２のキャリア周波数ｆｃｂ（ここでは、第１のキャリア周波数ｆｃａ＜第２のキャリア周波数ｆｃｂとする）とを設定しておき、制御パラメータＡとして取り込んだ直流母線電圧Ｖが閾値Ｖα以下である場合には（Ｖ≦Ｖα）、キャリア周波数を第２のキャリア周波数ｆｃｂとし、直流母線電圧Ｖが閾値Ｖαよりも大きい場合には（Ｖ＞Ｖα）、キャリア周波数を第１のキャリア周波数ｆｃａとすればよい。
直流電源１から出力される直流母線電圧が安定せず変化するような場合、同一の負荷条件ではスイッチング損失が大きくなるが、上述したように、直流母線電圧検出部１５から取り込んだ直流母線電圧が大きくなるにつれてキャリア周波数を低くすることにより、スイッチング損失を低減することができる。
また、一般に、インバータ電力や直流母線電圧が大きい場合には、インバータ２を構成する各スイッチング素子３ａ〜３ｆの発熱量によっては放熱フィンが必要となる場合があるが、本実施の形態では、インバータ電力や直流母線電圧の上昇に伴いキャリア周波数を低くしてスイッチング損失を抑制することにより、放熱フィンの熱容量を超えないようにすることも可能であるし、さらには、この放熱フィンを小型化することも可能である。
さらに、インバータ２を構成する各スイッチング素子３ａ〜３ｆとして、例えば、炭化珪素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）系材料、あるいはダイヤモンド等のワイドバンドギャップ（ＷＢＧ）半導体により形成されたスイッチング素子を用いた構成において、より大きな効果を得ることができる。
このようなＷＢＧ半導体により形成されたスイッチング素子は、耐熱性が高いため、放熱フィンの小型化が可能であり、上述したようにインバータ電力や直流母線電圧が大きくなるにつれて、キャリア周波数が低くなるように制御することにより、更なる放熱フィンの小型化を図ることが可能となる。
図１３は、交流電源を整流して直流電源を得る構成とした例を示す図である。また、図１４は、インバータの前段にコンバータを設けた例を示す図である。
図１３に示すように、交流電源３１から供給される交流電圧を整流ダイオード３２ａ〜３２ｄからなる整流器３２で整流して直流電源１を得る構成であってもよい。このような構成であっても、交流電源３１から供給される交流電圧が変動して、その結果得られる直流母線電圧が変動した場合でも、直流母線電圧が高くなった場合には、キャリア周波数を低くしてスイッチング損失を抑制することができる。
なお、図１３に示す例では、交流電源３１が単相交流電源であり、整流器３２が単相整流器である例を示したが、これら交流電源３１および整流器３２の相数に制限はなく、直流電源１を構成できるものであれば何でもよいことは言うまでもない。
また、制御パラメータＡをインバータ２の直流母線電圧とした場合、図１４に示すように、インバータ２の前段に直流電源１から出力される直流電圧を昇圧、降圧、あるいは昇降圧するコンバータ３３を備える構成において、より大きな効果を得ることができる。
また、本実施の形態にかかる電力変換装置１００を、モータを負荷とするモータ駆動装置に適用した場合、コンバータ３３により直流電源１から出力される直流電圧を昇圧して直流母線電圧を得る構成では、モータの運転範囲を拡大することが可能であり、また、モータ巻線を高巻数化し、モータを高電圧化して電流を減らして高効率化を図ることが可能である。
また、モータにおいては、固定子に電流が流れることで発生する反磁界による磁石の減磁が生じないように、モータの設計条件や駆動条件に制約がある。これらの制約を解消するために、レアアース資源であるディスプロシウム元素を添加して保磁力の向上を図る場合がある。本実施の形態にかかる電力変換装置１００を用いてモータ駆動装置を構成すれば、ディスプロシウムの使用量が少なく（例えば、ディスプロシウム含有量が０以上０．５％以下）、減磁耐力の少ない（例えば、保磁力が１７００ｋＡ／ｍ以下の）モータにおいて、ディスプロシウムの使用量が多いモータと同様の温度範囲、回転数範囲で使用できるように、直流母線電圧を高くし、固定子に発生する反磁界を低減した場合であっても、キャリア周波数を低くしてスイッチング損失を抑制することが可能である。
また、コンバータ３３により直流電源１から出力される直流電圧を降圧して直流母線電圧を得る構成では、モータ負荷が軽く、インバータ２の出力電圧が直流電圧１から出力される直流電圧より低い範囲で、インバータ２の出力電圧と同等の電圧まで降圧した直流母線電圧を得てインバータ２へ印加することで、各スイッチング素子３ａ〜３ｆの低損失化を図ることが可能であるが、さらに、直流母線電圧が高くなった場合には、キャリア周波数を低くすることにより、スイッチング損失の抑制効果を高めることができる。
なお、コンバータ３３は、リアクトル、コンデンサなどの受動素子のみで構成したものであってもよいし、リアクトル、コンデンサ、スイッチング素子を備え、スイッチング素子の開閉制御によりリアクトルへのエネルギーの充放電を行う構成であってもよい。
さらに、コンバータ３３がリアクトル、コンデンサ、スイッチング素子で構成され、図１４に示すように、インバータ２の制御を行う制御部７でコンバータ３３内のスイッチング素子の開閉制御を行う構成である場合は、制御パラメータＡをコンバータ３３の動作状態を示すコンバータ動作状態信号としてもよい。
制御パラメータＡをコンバータ動作状態信号とした場合には、例えば、図示しない上位の制御手段からコンバータ動作状態信号を制御パラメータＡとして制御部７に取り込むようにすればよい。ここで、コンバータ動作状態信号とは、例えば、コンバータ３３を動作させているか否かを示す電圧値等のアナログ電気量あるいはデジタルデータ等既知のものとし、このコンバータ動作状態信号の種類により本発明が限定されるものではない。
インバータ２とコンバータ３３とを同時に制御する場合には、制御部７の演算負荷が増大する。例えば、図２に示すように、キャリア信号ｆｃ＊のキャリア周波数に同期して、各相下アーム電圧検出部８ａ，８ｂ，８ｃの各検出値を電流演算部１０に取り込み、電圧指令値算出部１１から出力される各相電圧指令値ＶＬｕ＊，ＶＬｖ＊，ＶＬｗ＊を駆動信号生成部１２に取り込むような制御を行う場合、キャリア信号ｆｃ＊の山あるいは谷のタイミングで、インバータ２の制御やコンバータ３３の制御に係る演算を開始し、少なくとも１周期後のキャリアの山あるいは谷のタイミングで、インバータ２を構成する各スイッチング素子３ａ〜３ｆのオンデューティーである各相電圧指令値ＶＬｕ＊，ＶＬｖ＊，ＶＬｗ＊やコンバータを構成するスイッチング素子のオンデューティーを更新・反映する。
つまり、制御部７では、キャリア信号ｆｃ＊の１周期を基準とする予め定められた期間内でインバータ２の制御やコンバータ３３の制御に係る演算を行う必要があるため、インバータ２とコンバータ３３とを同時に動作させる場合には、制御部７における演算負荷が大きく、キャリア周波数が高い場合には、インバータ２の制御やコンバータ３３の制御に係る演算に使える時間が短くなる。このため、制御の演算が間に合わず制御性が低下する、あるいは、制御が行えず機器が停止する虞がある。
したがって、本実施の形態では、制御パラメータＡをコンバータ動作状態信号とし、インバータ２とコンバータ３３とを同時に動作させる場合には、キャリア周波数を低く設定して、制御の演算が間に合わず制御性が低下する、あるいは、制御が行えず機器が停止するといった状況を回避する。
つぎに、制御パラメータＡをインバータ２の運転状態を示す運転状態信号とした例について説明する。
制御パラメータＡを運転状態信号とした場合には、例えば、図示しない上位の制御手段から運転状態信号を制御パラメータＡとして制御部７に取り込むようにすればよい。ここで、運転状態信号とは、例えば、インバータ２の起動時、停止時、定常動作時等の各状態毎に異なる電圧値等のアナログ電気量あるいはデジタルデータ等既知のものとし、この運転状態信号の種類により本発明が限定されるものではない。
本実施の形態にかかる電力変換装置１００を、モータを負荷とするモータ駆動装置に適用し、このモータ駆動装置を、空気調和機や冷蔵庫、冷凍機等の圧縮機に適用した場合について、図１５を参照して説明する。図１５は、圧縮機に用いられる冷媒の誘電率の温度特性の一例を示す図である。図１５に示す例では、横軸に温度を示し、縦軸に冷媒の誘電率を示している。
一般に、圧縮機に用いられる冷媒は、図１５に示すように、低温で誘電率が高く、高温で誘電率が低いという温度特性がある。つまり、低温下で圧縮機を動作させた場合、起動から圧縮機が温まるまでの期間は誘電率が大きく、圧縮機の漏洩電流が増加する虞がある。
一般には、圧縮機を構成する絶縁材やモータ構造の工夫により静電容量を低減して漏洩電流を抑制する対策が取られるが、本実施の形態では、制御パラメータＡをインバータ２の運転状態信号とし、インバータ２の起動時には、キャリア周波数を低く設定して、漏洩電流を抑制することが可能である。
特に、Ｒ３２は、Ｒ４１０Ａなどに比べ誘電率が大きいため、Ｒ３２のみを用いる圧縮機や、Ｒ３２の比率が高い圧縮機において、大きな効果を得ることができる。
また、インバータ２の起動時だけでなく、停止時や定常動作時等のインバータ２の運転状態に応じた最適なキャリア周波数を設定しておくことも可能である。
以上説明したように、実施の形態の電力変換装置によれば、直流電源の負電圧側とインバータとの間に設けられた電源シャント抵抗と、各相下アームスイッチング素子と電源シャント抵抗との間にそれぞれ設けられた各相下アームシャント抵抗とを設け、各相上アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態、つまり、インバータの出力電圧ベクトルがゼロベクトルＶ０である場合だけでなく、実ベクトルＶ１〜Ｖ６である場合においても、各相下アームスイッチング素子および各相下アームシャント抵抗の各接続点と直流電源の負電圧側との間の各電圧である各相下アーム電圧を検出し、その各検出値に基づいて、負荷装置に流れる各相電流を算出するようにしたので、相電流の検出期間の拡大と検出手順の簡素化とを両立することができ、さらに、特定の制御パラメータの変化に応じて、各駆動信号の基準周波数となるキャリア信号のキャリア周波数を制御するようにしたので、制御パラメータに応じたキャリア周波数の最適化を図ることができ、機器や装置の性能向上を図ることができる。
また、制御パラメータをインバータの出力周波数とした場合には、インバータの出力周波数が高いときにはキャリア周波数が高く、インバータの出力周波数が低いときにはキャリア周波数が低くなるように制御する、より具体的には、インバータの出力周波数の１周期に対するキャリア周波数の周期の比率が一定となるように制御することにより、電流演算部や駆動信号生成部における制御性の悪化の防止とスイッチング損失の抑制とを両立することが可能となる。
また、制御パラメータをインバータの入力電力あるいは出力電力、もしくは、負荷装置の消費電力であるインバータ電力とした場合には、インバータ電力を算出する電力算出部を設け、インバータ電力が大きいときにはキャリア周波数が低く、インバータ電力が小さいときにはキャリア周波数が高くなるように制御する、より具体的には、インバータ電力が大きくなるにつれて、キャリア周波数が低くなるように制御することにより、インバータ電力が大きくなるに伴い増加するスイッチング損失を抑制することができる。
また、制御パラメータをインバータの直流母線電圧とした場合には、インバータの直流母線電圧を検出する直流母線電圧検出部を設け、直流母線電圧が大きいときにはキャリア周波数が低く、直流母線電圧が小さいときにはキャリア周波数が高くなるように制御する、より具体的には、直流母線電圧が大きくなるにつれて、キャリア周波数が低くなるように制御することにより、直流母線電圧が大きくなるに伴い増加するスイッチング損失を抑制することができる。
これにより、直流電源から出力される直流母線電圧が安定せず変化するような場合、同一の負荷条件ではスイッチング損失が大きくなるが、上述したように、直流母線電圧が大きくなるにつれてキャリア周波数を低くすることにより、スイッチング損失を低減することができる。
また、一般に、インバータ電力や直流母線電圧が大きい場合には、インバータを構成する各スイッチング素子の発熱量によっては放熱フィンが必要となる場合があるが、本実施の形態では、インバータ電力や直流母線電圧の上昇に伴いキャリア周波数を低くしてスイッチング損失を抑制することにより、放熱フィンの熱容量を超えないようにすることも可能であるし、さらには、この放熱フィンを小型化することも可能である。
特に、耐熱性が高いＷＢＧ半導体により形成されたスイッチング素子を用いてインバータを構成した場合には、インバータ電力や直流母線電圧が大きくなるにつれて、キャリア周波数が低くなるように制御することにより、更なる放熱フィンの小型化を図ることが可能となる。
なお、ＷＢＧ半導体により形成されたスイッチング素子は、耐電圧性も高く、許容電流密度も高いため、スイッチング素子の小型化が可能であり、この小型化されたスイッチング素子を用いることにより、インバータや電力変換装置の小型化、延いては、この電力変換装置を組み込んだ機器や装置の小型化が可能である。
また、電力損失が低いため、スイッチング素子の高効率化が可能であり、インバータや電力変換装置の更なる小型化、延いては、この電力変換装置を組み込んだ機器や装置の更なる小型化が可能である。
また、交流電源から供給される交流電圧を整流器で整流して直流電源を得る構成であってもよく、交流電源から供給される交流電圧が変動して、その結果得られる直流母線電圧が変動した場合でも、直流母線電圧が高くなった場合には、キャリア周波数を低くしてスイッチング損失を抑制することができる。
また、制御パラメータをインバータの直流母線電圧とした場合、インバータの前段に直流電源から出力される直流電圧を昇圧、降圧、あるいは昇降圧するコンバータを備える構成において、より大きな効果を得ることができる。
また、本実施の形態にかかる電力変換装置を、モータを負荷とするモータ駆動装置に適用した場合、コンバータにより直流電源から出力される直流電圧を昇圧して直流母線電圧を得る構成では、モータの運転範囲を拡大することが可能であり、また、モータ巻線を高巻数化し、モータを高電圧化して電流を減らして高効率化を図ることが可能である。
また、ディスプロシウムの使用量が少なく、減磁耐力の少ないモータにおいて、ディスプロシウムの使用量が多いモータと同様の温度範囲、回転数範囲で使用できるように、直流母線電圧を高くし、固定子に発生する反磁界を低減した場合であっても、キャリア周波数を低くしてスイッチング損失を抑制することが可能である。
また、コンバータにより直流電源から出力される直流電圧を降圧して直流母線電圧を得る構成では、モータ負荷が軽く、インバータの出力電圧が直流電圧から出力される直流電圧より低い範囲で、インバータの出力電圧と同等の電圧まで降圧した直流母線電圧を得てインバータへ印加することで、各スイッチング素子の低損失化を図ることが可能であるが、さらに、直流母線電圧が高くなった場合には、キャリア周波数を低くすることにより、スイッチング損失の抑制効果を高めることができる。
なお、コンバータは、リアクトル、コンデンサなどの受動素子のみで構成したものであってもよいし、リアクトル、コンデンサ、スイッチング素子を備え、スイッチング素子の開閉制御によりリアクトルへのエネルギーの充放電を行う構成であってもよく、何れの構成においても、上述した効果が得られることは言うまでもない。
さらに、コンバータがリアクトル、コンデンサ、スイッチング素子で構成され、インバータの制御を行う制御部でコンバータ内のスイッチング素子の開閉制御を行う構成である場合は、制御パラメータをコンバータの動作状態を示すコンバータ動作状態信号としてもよく、この場合には、インバータとコンバータとを同時に動作させる際にキャリア周波数を低く設定することにより、制御の演算が間に合わず制御性が低下する、あるいは、制御が行えず機器が停止するといった状況を回避することができる。
また、本実施の形態にかかる電力変換装置を、モータを負荷とするモータ駆動装置に適用し、このモータ駆動装置を、空気調和機や冷蔵庫、冷凍機等の圧縮機に適用した場合は、制御パラメータをインバータの運転状態を示す運転状態信号としてもよく、この場合には、インバータの起動時にキャリア周波数を低く設定することにより、起動から圧縮機が温まるまでの冷媒の誘電率が大きい期間に増加する漏洩電流を抑制することができる。
特に、Ｒ４１０Ａなどに比べて誘電率が大きいＲ３２のみを用いる圧縮機や、Ｒ３２の比率が高い圧縮機において、大きな効果を得ることができる。
また、インバータの起動時だけでなく、停止時や定常動作時等のインバータの運転状態に応じた最適なキャリア周波数を設定しておくことも可能である。
なお、上述した実施の形態では、モータを負荷とするモータ駆動装置に電力変換装置を適用し、このモータ駆動装置を、空気調和機や冷蔵庫、冷凍機等の圧縮機に適用する例を示したが、空気調和機や冷蔵庫、冷凍機等の送風機に適用することも可能であり、この場合でも、実施の形態において説明した効果を得られることは言うまでもない。
また、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。
以上のように、本発明にかかる電力変換装置、およびそれを備えたモータ駆動装置、およびそれを備えた送風機、圧縮機、およびそれらを備えた空気調和機、冷蔵庫、ならびに冷凍機は、ＰＷＭ変調方式の３相インバータを具備した構成に有用であり、特に、相電流の検出期間の拡大と検出手順の簡素化とを両立すると共に、キャリア周波数を制御して機器や装置の性能向上を図ることができる技術として適している。
１ 直流電源、２ インバータ、３ａ Ｕ相上アームスイッチング素子、３ｂ Ｖ相上アームスイッチング素子、３ｃ Ｗ相上アームスイッチング素子、３ｄ Ｕ相下アームスイッチング素子、３ｅ Ｖ相下アームスイッチング素子、３ｆ Ｗ相下アームスイッチング素子、４ａ〜４ｆ 還流ダイオード、５ 電源シャント抵抗、６ａ Ｕ相下アームシャント抵抗、６ｂ Ｖ相下アームシャント抵抗、６ｃ Ｗ相下アームシャント抵抗、７ 制御部、８ａ Ｕ相下アーム電圧検出部、８ｂ Ｖ相下アーム電圧検出部、８ｃ Ｗ相下アーム電圧検出部、９ 負荷装置（モータ）、１０ 電流演算部、１１ 電圧指令値算出部、１２ 駆動信号生成部、１３ キャリア信号生成部、３１ 交流電源、３２ 整流器、３２ａ，３２ｂ，３２ｃ，３２ｄ 整流ダイオード、３３ コンバータ、１００ 電力変換装置。

Claims (27)

  1. 直流電源から供給される直流電力を３相交流電力に変換して負荷装置に供給する電力変換装置であって、
    上アームスイッチング素子および下アームスイッチング素子からなるアームを３相分並列に接続して構成されるインバータと、
    前記直流電源の負電圧側と前記インバータとの間に設けられた電源シャント抵抗と、
    前記各相下アームスイッチング素子と前記電源シャント抵抗との間にそれぞれ設けられた各相下アームシャント抵抗と、
    前記各相下アームスイッチング素子および前記各相下アームシャント抵抗の各接続点と前記直流電源の負電圧側との間の電圧を検出する各相下アーム電圧検出部と、
    前記各相下アーム電圧検出部の各検出値に基づいて、前記負荷装置に流れる各相電流を算出し、当該各相電流に基づいて、前記各相上アームスイッチング素子および前記各相下アームスイッチング素子に対応する６つの駆動信号を生成する制御部と、
    を備え、
    前記制御部は、特定の制御パラメータの変化に応じて、前記駆動信号の基準周波数となるキャリア信号のキャリア周波数を制御することを特徴とする電力変換装置。
  2. 前記制御パラメータは、前記インバータの出力周波数、あるいは、前記出力周波数に応じて変化する電気量であって、
    前記制御部は、
    前記出力周波数が高いときには前記キャリア周波数が高く、前記出力周波数が低いときには前記キャリア周波数が低くなるように制御する
    ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記負荷装置がモータであり、前記電気量が前記モータの回転数であることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 前記制御部は、前記出力周波数の１周期に対する前記キャリア周波数の周期の比率が一定となるように制御することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
  5. 前記制御部は、前記出力周波数と前記キャリア周波数との関係を示すテーブルを保持し、前記出力周波数に応じて、前記テーブルから読み出した前記キャリア周波数となるように制御することを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
  6. 前記制御部は、
    予め前記出力周波数に対する閾値と第１のキャリア周波数および当該第１のキャリア周波数よりも高い周波数の第２のキャリア周波数とが設定され、
    前記出力周波数が前記閾値以下である場合には、前記キャリア周波数を前記第１のキャリア周波数とし、前記出力周波数が前記閾値よりも大きい場合には、前記キャリア周波数を前記第２のキャリア周波数とする
    ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
  7. 前記制御パラメータは、前記インバータの入力電力あるいは出力電力、もしくは、前記負荷装置の消費電力であるインバータ電力であって、
    前記制御部は、
    前記インバータ電力が大きいときには前記キャリア周波数が低く、前記インバータ電力が小さいときには前記キャリア周波数が高くなるように制御する
    ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  8. 前記制御部は、前記インバータ電力が大きくなるにつれて、前記キャリア周波数が低くなるように制御することを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
  9. 前記制御部は、前記インバータ電力と前記キャリア周波数との関係を示すテーブルを保持し、前記インバータ電力に応じて、前記テーブルから読み出した前記キャリア周波数となるように制御することを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
  10. 前記制御部は、
    予め前記インバータ電力に対する閾値と第１のキャリア周波数および当該第１のキャリア周波数よりも高い周波数の第２のキャリア周波数とが設定され、
    前記インバータ電力が前記閾値以下である場合には、前記キャリア周波数を前記第２のキャリア周波数とし、前記インバータ電力が前記閾値よりも大きい場合には、前記キャリア周波数を前記第１のキャリア周波数とする
    ことを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
  11. 前記制御パラメータは、前記インバータの直流母線電圧、あるいは、前記直流母線電圧に応じて変化する電気量であって、
    前記制御部は、
    前記直流母線電圧が大きいときには前記キャリア周波数が低く、前記直流母線電圧が小さいときには前記キャリア周波数が高くなるように制御する
    ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  12. 前記負荷装置がモータであり、前記電気量が前記モータの変調率であることを特徴とする請求項１１に記載の電力変換装置。
  13. 前記制御部は、前記直流母線電圧が大きくなるにつれて、前記キャリア周波数が低くなるように制御することを特徴とする請求項１１に記載の電力変換装置。
  14. 前記制御部は、前記直流母線電圧と前記キャリア周波数との関係を示すテーブルを保持し、前記直流母線電圧に応じて、前記テーブルから読み出した前記キャリア周波数となるように制御することを特徴とする請求項１３に記載の電力変換装置。
  15. 前記制御部は、
    予め前記直流母線電圧に対する閾値と第１のキャリア周波数および当該第１のキャリア周波数よりも高い周波数の第２のキャリア周波数とが設定され、
    前記直流母線電圧が前記閾値以下である場合には、前記キャリア周波数を前記第２のキャリア周波数とし、前記直流母線電圧が前記閾値よりも大きい場合には、前記キャリア周波数を前記第１のキャリア周波数とする
    ことを特徴とする請求項１１に記載の電力変換装置。
  16. 前記各相上アームスイッチング素子および前記各相下アームスイッチング素子のうちの少なくとも１つがワイドバンドギャップ半導体により形成されたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  17. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料、あるいはダイヤモンドであることを特徴とする請求項１６に記載の電力変換装置。
  18. 前記インバータの前段に、前記直流電源から印加される直流電圧を前記直流母線電圧に変換するコンバータを備え、
    前記制御パラメータは、前記コンバータの動作状態を示すコンバータ動作状態信号であって、
    前記制御部は、
    前記コンバータの動作時に前記キャリア周波数が低くなるように制御する
    ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  19. 前記制御パラメータは、前記インバータの運転状態を示す運転状態信号であって、
    前記制御部は、
    前記インバータの起動時に前記キャリア周波数が低くなるように制御する
    ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  20. 請求項１〜１９の何れか一項に記載の電力変換装置を備え、
    前記電力変換装置の負荷がモータ負荷であることを特徴とするモータ駆動装置。
  21. 前記モータ負荷は、ディスプロシウム含有量が０以上０．５％以下であり、１７００ｋＡ／ｍ以下の保磁力を有する磁石を用いたことを特徴とする請求項２０に記載のモータ駆動装置。
  22. 請求項２０または２１に記載のモータ駆動装置を備えたことを特徴とする送風機。
  23. 請求項２０または２１に記載のモータ駆動装置を備えたことを特徴とする圧縮機。
  24. 冷媒としてＲ３２単体あるいはＲ３２を含むことを特徴とする請求項２３に記載の圧縮機。
  25. 請求項２２に記載の送風機あるいは請求項２３に記載の圧縮機のうちの少なくとも一方を備えたことを特徴とする空気調和機。
  26. 請求項２２に記載の送風機あるいは請求項２３に記載の圧縮機のうちの少なくとも一方を備えたことを特徴とする冷蔵庫。
  27. 請求項２２に記載の送風機あるいは請求項２３に記載の圧縮機のうちの少なくとも一方を備えたことを特徴とする冷凍機。
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