JPH1140384A

JPH1140384A - 放電灯点灯装置

Info

Publication number: JPH1140384A
Application number: JP18996297A
Authority: JP
Inventors: Tadahiro Kono; 忠博河野
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1997-07-15
Filing date: 1997-07-15
Publication date: 1999-02-12

Abstract

(57)【要約】【課題】交流電源からの電源供給停止時にインバータ回
路が具備するスイッチング素子に大きなストレスが印加
される期間を短縮する。【解決手段】抵抗Ｒ₁、ツェナーダイオードＺＤ₁、コ
ンデンサＣ₄、ダイオードＤ₃並びに電流量切換回路５
によって、制御回路３に動作電源を供給する電源回路４
が構成される。電流量切換回路５は、抵抗Ｒ₂と、抵抗
Ｒ₃及びスイッチＳＷ₂の直列回路との並列回路で構成
される。軽負荷期間にはスイッチＳＷ₂をオンして予熱
並びに始動に必要充分な電流Ｉ₂を供給可能とし、点灯
時にはスイッチＳＷ₂をオフして点灯を維持するに必要
充分な程度まで電流Ｉ₂の供給量を低減する。よって、
商用交流電源Ｖｓによる電源供給が停止されてからリセ
ット回路によって制御回路３の動作が停止されるまでの
期間を短縮し、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂に大きなス
トレスが印加される期間を短縮できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、放電灯点灯装置に
関するものである。

【０００２】

【従来の技術】

（従来例１）図８は従来の放電灯点灯装置を示す回路図
である。ダイオードブリッジＤＢの交流入力端間にメイ
ンスイッチＳＷ₁を介して商用交流電源Ｖｓを接続し、
商用交流電源Ｖｓを全波整流している。このダイオード
ブリッジＤＢの直流出力端間には、平滑用のコンデンサ
Ｃ₆、ダイオードＤ₅、ダイオードＤ₄が順に直列に接
続してあり、ダイオードＤ₅の両端間にはコンデンサＣ
₁₅が並列に接続してある。また、コンデンサＣ₆の両端
間にはＦＥＴから成るスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の直
列回路が並列に接続してある。ここで、各スイッチング
素子Ｑ₁，Ｑ₂には図示しない寄生ダイオードが逆並列
に接続される。

【０００３】スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の接続点とダ
イオードＤ₄，Ｄ₅の接続点との間に、コンデンサＣ₈
とリーケージトランス（以下、単に「トランス」とい
う。）Ｔ₃の１次巻線ｎ₁との直列回路が接続してあ
る。このトランスＴ₃の２次巻線ｎ₂には、負荷回路と
してコンデンサＣ₉と放電灯Ｌａ₁，Ｌａ₂の並列回路
が接続してある。而して、トランスＴ₃、コンデンサＣ
₉、並びに放電灯Ｌａ₁，Ｌａ₂により点灯用共振回路
１０が構成される。

【０００４】またコンデンサＣ₆の両端間には、インダ
クタＬ₃及びコンデンサＣ₅と、逆方向に挿入されたダ
イオードＤ₇の直列回路が並列に接続され、コンデンサ
Ｃ₅とダイオードＤ₇のカソードとの接続点とスイッチ
ング素子Ｑ₁，Ｑ₂の接続点との間にダイオードＤ₆を
順方向に挿入してある。而して、スイッチング素子
Ｑ ₂、ダイオードＤ₆，Ｄ₇、コンデンサＣ₅並びにイ
ンダクタＬ₃によって、所謂降圧チョッパ回路９が構成
してある。

【０００５】さらにコンデンサＣ₈とトランスＴ₃の１
次巻線ｎ₁との接続点と、ダイオードＤ₅，Ｄ₇との接
続点との間に予熱用トランスＴ₄の１次巻線ｎ₄とコン
デンサＣ₁₆の直列回路が接続してある。この予熱用トラ
ンスＴ₄の２次巻線ｎ₅，ｎ ₆，ｎ₇はそれぞれコンデ
ンサＣ₁₁，Ｃ₁₂，Ｃ₁₃を介して放電灯Ｌａ₁，Ｌａ₂の
フィラメントに接続してある。而して、予熱用トランス
Ｔ₄とコンデンサＣ₁₆によって予熱用共振回路１１が構
成される。

【０００６】一方、コンデンサＣ₆の両端間には抵抗Ｒ
₁と、ツェナーダイオードＺＤ₁及びコンデンサＣ₁₄の
並列回路との直列回路が接続され、抵抗Ｒ₁とコンデン
サＣ ₁₄との接続点に制御回路３が接続してある。この制
御回路３はスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂を高周波で交互
にオン・オフさせる制御を行うものである。またトラン
スＴ₃に設けた２次巻線ｎ₃の一方の端子をグランドへ
接続し、他方の端子がダイオードＤ₅及び抵抗Ｒ₂を介
して抵抗Ｒ₁とコンデンサＣ₁₄との接続点に接続してあ
る。而して、抵抗Ｒ₁、ツェナーダイオードＺＤ₁、コ
ンデンサＣ₁₄、ダイオードＤ₅並びに抵抗Ｒ₂によっ
て、制御回路３に動作電源を供給する電源回路１２が構
成される。

【０００７】次に上記従来装置の基本動作を、スイッチ
ング素子Ｑ₁，Ｑ₂の直列回路を有するインバータ回路
１の動作と、上記降圧チョッパ回路９の動作とに分けて
説明する。まずインバータ回路１の動作について説明す
ると、制御回路３によってスイッチング素子Ｑ₁をオ
ン、Ｑ₂をオフとしたとき、コンデンサＣ₆を電源とし
てコンデンサＣ₆→スイッチング素子Ｑ₁→コンデンサ
Ｃ₈→トランスＴ₃の１次巻線ｎ₁→コンデンサＣ₁₅→
コンデンサＣ₆の経路で流れる電流によりコンデンサＣ
₁₅が充電される。また交流電源Ｖｓから、ダイオードブ
リッジＤＢ→スイッチング素子Ｑ₁→コンデンサＣ₈→
トランスＴ₃の１次巻線ｎ₁→ダイオードＤ₄→ダイオ
ードブリッジＤＢの経路で電流が流れるが、この電流が
流れる条件は、コンデンサＣ₆の両端電圧とコンデンサ
Ｃ₁₅の両端電圧との和が、ダイオードブリッジＤＢの直
流出力端電圧よりも低いときである。

【０００８】一方、制御回路３によりスイッチング素子
Ｑ₁をオフ、Ｑ₂をオンとしたときには、コンデンサＣ
₁₅→トランスＴ₃の１次巻線ｎ₁→コンデンサＣ₈→ス
イッチング素子Ｑ₂→コンデンサＣ₁₅の経路でコンデン
サＣ₁₅の放電電流が流れ、放電が終了すると、ダイオー
ドＤ₅を通してダイオードＤ₅→トランスＴ₃の１次巻
線ｎ₁→コンデンサＣ₈→スイッチング素子Ｑ₂→ダイ
オードＤ₅の経路でループ電流が流れる。

【０００９】このように制御回路３によってスイッチン
グ素子Ｑ₁，Ｑ₂を交互にオン・オフすることにより、
トランスＴ₃の２次巻線ｎ₂の両端間に高周波電圧を発
生させ、この高周波電圧を放電灯Ｌａ₁，Ｌａ₂に供給
して点灯させることができる。次に降圧チョッパ回路９
の動作について説明する。まず制御回路３によりスイッ
チング素子Ｑ₂をオン（Ｑ₁をオフ）してダイオードＤ
₅が導通状態にあるときには、ダイオードブリッジＤＢ
→インダクタＬ₃→コンデンサＣ₅→ダイオードＤ₆→
スイッチング素子Ｑ₂→ダイオードＤ₅→ダイオードＤ
₄→ダイオードブリッジＤＢの経路で流れる電流によっ
てコンデンサＣ₅が充電される。またスイッチングＱ₂
がオンでコンデンサＣ₁₅の放電電流が流れているときに
は、コンデンサＣ₆→インダクタＬ₃→コンデンサＣ₅
→ダイオードＤ₆→スイッチング素子Ｑ₂→コンデンサ
Ｃ₆の経路で流れる電流によってもコンデンサＣ₅が充
電される。

【００１０】一方、スイッチング素子Ｑ₂がオフ（Ｑ₁
がオン）のときには、インダクタＬ ₃→コンデンサＣ₅
→ダイオードＤ₆→スイッチング素子Ｑ₁の寄生ダイオ
ード→インダクタＬ₃の経路で電流が流れてインダクタ
Ｌ₃に蓄積されているエネルギが放出される。このよう
に制御回路３によってスイッチング素子Ｑ₂が高周波で
オン・オフされることにより、コンデンサＣ₅の両端に
降圧された電圧が発生する。

【００１１】次に電源回路１２の動作について説明す
る。電源回路１２における電源供給には２つの経路があ
る。その１つは直流電圧発生源であるコンデンサＣ₆の
高電位側から抵抗Ｒ₁を介して電流Ｉ₁を供給する第１
の供給源からの経路であり、コンデンサＣ₆の両端電圧
Ｖｃ₆に対応して電流供給量が決定されるものである。
この第１の供給源の主な役割は制御回路３が起動できる
ようにコンデンサＣ₁₄を充電し、コンデンサＣ₁₄の両端
電圧（制御回路３の動作用の電源電圧）Ｖ_CCを所定レベ
ルまで立ち上げることである。なお、起動前の制御回路
３の消費電流Ｉ₃は極めて小さいので上記供給電流Ｉ₁
も小さくて良い。

【００１２】２つめはトランスＴ₃の２次巻線ｎ₃から
ダイオードＤ₅及び抵抗Ｒ₂を介して電流Ｉ₂を供給す
る第２の供給源からの経路であり、インバータ回路１の
動作によってトランスＴ₃の２次巻線ｎ₃に発生する高
周波電圧Ｖｎ₃をダイオードＤ₅により半波整流してい
る。なお、２次巻線ｎ₃に発生する高周波電圧Ｖｎ
₃は、トランスＴ₃の２次巻線ｎ₂を介して放電灯Ｌａ
₁，Ｌａ₂に印加される電圧Ｖ_Laに対応した変化をす
る。この第２の供給源の主な役割は制御回路３が起動し
た後に制御回路３で消費される電流Ｉ₃の大部分を供給
することである。すなわち、制御回路３の起動後は第２
の供給源からの供給電流が制御回路３における消費電流
Ｉ₃の大部分を占めている。

【００１３】ここで、制御回路３内には電源電圧Ｖ_CCの
立ち上がり並びに立ち下がりを検出する電源電圧監視回
路（以後、「リセット回路」と呼ぶ。）が具備されてい
る。このリセット回路はコンパレータＣＰを具備し、制
御回路３内で作成される基準電圧Ｖｋと電源電圧Ｖ_CCと
を比較して、Ｖｋ≦Ｖ_CCのときに制御回路３を動作さ
せ、Ｖｋ＞Ｖ_CCのときには制御回路３の動作を停止させ
るという機能を有している。

【００１４】ところで、放電灯Ｌａ₁，Ｌａ₂の点灯中
に交流電源Ｖｓからの電源供給を停止した場合（例え
ば、メインスイッチＳＷ₁をオフした場合）についてみ
ると、図９に示すように時刻でメインスイッチＳＷ₁
をオフした直後から放電灯Ｌａ ₁，Ｌａ₂に流れるラン
プ電流Ｉ_Laが減衰し始める。一方ランプ電圧Ｖ_Laはラン
プ電流Ｉ_Laが減衰する間、逆に上昇する。またトランス
Ｔ₃の２次巻線ｎ₃に生じる高周波電圧Ｖｎ₃はランプ
電圧Ｖ_Laと同様の傾向を示すので、制御回路３への供給
電流も増加する。従って制御回路３が動作し続けるの
で、インバータ回路１も動作を継続する。

【００１５】よって、交流電源Ｖｓからの電源供給が停
止した後も第２の供給源の高周波電圧Ｖｎ₃がランプ電
圧Ｖ_Laに対応して長時間電圧の発生を維持してしまい
（図９参照）、結果として制御回路３の動作、つまりイ
ンバータ回路１のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂のオン・
オフ動作も長く継続してしまう。このことは、図９に示
したスイッチング素子Ｑ₂に流れる電流Ｉ_DSQ2の波形か
らも判るように、スイッチング素子Ｑ₂にとっては大き
なストレスが印加される状態が長く継続してしまうこと
を意味している。なお、図９に示した交流電源Ｖｓから
の電源供給停止後の電流Ｉ_DSQ2の波形は、直流電源電圧
（Ｖｃ₆）が低下し、放電灯Ｌａ₁，Ｌａ ₂が消灯した
時に所謂進相波形として発生するものであり、スイッチ
ング素子Ｑ ₁，Ｑ₂が同時にオンしたときの急峻且つ高
ピークの電流がストレスとなる。

【００１６】すなわち、本従来装置においては交流電源
Ｖｓからの電源供給を停止したときにスイッチング素子
Ｑ₁，Ｑ₂に大きなストレスが印加される時間をできる
だけ短くする必要があり、そのためには交流電源Ｖｓか
らの電源供給停止後は制御回路３へ供給する電流を速や
かに減少させ、電源電圧Ｖ_CCを早く低下させて制御回路
３内のリセット回路が制御回路３の動作を停止させるま
での時間を短くしなければならない。ここで、コンデン
サＣ₆の両端電圧（直流電源電圧）Ｖｃ₆は交流電源か
らの電源供給停止後に速やかに低下している（図９参
照）。従って、第２の供給源を直流電源電圧Ｖｃ₆に対
応して変化する高周波電圧発生源から得るようにすれば
よいことになる。

【００１７】（従来例２）図１０は他の従来例を示す回
路図である。なお、従来例１と共通する部分には同一の
符号を付している。本従来例では、ダイオードブリッジ
ＤＢの脈流出力電圧を平滑コンデンサＣ₁で平滑して得
られる直流電圧Ｖｃ₁がインバータ回路１によって高周
波の矩形波電圧Ｖ₀に変換され、トランスＴ₁を介して
放電灯を具備する負荷回路２に供給されて放電灯が点灯
する。なお、インバータ回路１は従来例１と同様に交互
に高周波でオン・オフされる一対のスイッチング素子Ｑ
₁，Ｑ₂を具備し、制御回路３によってスイッチング素
子Ｑ₁，Ｑ₂のオン・オフ制御が行われている。

【００１８】制御回路３への電源供給を行う供給源とし
ては、平滑コンデンサＣ₁の高電位側から抵抗Ｒ₁を介
して電流Ｉ₁をコンデンサＣ₄に供給する第１の供給源
と、トランスＴ₁の１次巻線ｎ₃から抵抗Ｒ₂、ダイオ
ードＤ₁を介して電流Ｉ₂をコンデンサＣ₄に供給する
第２の供給源とがある。通常動作時には、コンデンサＣ
₄の両端電圧（電源電圧）Ｖ_CCはツェナーダイオードＺ
Ｄ₁によって所定レベルに維持されており、制御回路３
の消費電流Ｉ₃を供給している。なお、従来例１と同様
に制御回路３内にはリセット回路を具備しており、基準
電圧Ｖｋと電源電圧Ｖ_CCとを比較して、Ｖｋ≦Ｖ_CCのと
きに制御回路３を動作させ、Ｖｋ＞Ｖ_CCのときには制御
回路３の動作を停止させる機能を有している。

【００１９】ここで第２の供給源であるトランスＴ₁の
１次巻線ｎ₃に発生する電圧Ｖｎ₃についてみると、こ
の電圧Ｖｎ₃は矩形波電圧Ｖ₀、つまり直流電圧Ｖｃ₁
に対応して変化する電圧であり、メインスイッチＳＷ₁
がオフした後は直流電圧Ｖｃ ₁の電圧変化に対応して変
化する。よって、メインスイッチＳＷ₁がオフした後は
電圧Ｖｎ₃が直流電圧Ｖｃ₁の速やかな電圧低下に応じ
るために電流Ｉ₂も早く減少し、電源電圧Ｖ_CCも早く低
下してＶｋ＞Ｖ_CCとなった時点で制御回路３が停止する
までに要する時間も短くなる。これにより、本従来例で
は従来例１の問題点を解決して、インバータ回路１のス
イッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂に大きなストレスが印加され
る時間を短くすることができる。

【００２０】

【発明が解決しようとする課題】ところが上記従来例２
においても以下のような問題がある。図１１は交流電源
Ｖｓからの電源供給が時刻ｔ₀で開始してから時刻ｔ₄
で停止された後までの電流Ｉ₁〜Ｉ₃の大小関係、コン
デンサＣ₂の両端電圧Ｖｃ₂と基準電圧Ｖｋの大小関係
の経時変化を示す図である。時刻ｔ₀で交流電源Ｖｓか
らの電源供給が開始（メインスイッチＳＷ₁をオン）し
た後、コンデンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁が上昇するため
に第１の供給源から電流Ｉ₁が供給されてコンデンサＣ
₄の両端電圧Ｖｃ₄も上昇する。時刻ｔ₁でＶｃ₄＝Ｖ
ｋまで上昇すると、リセット回路によって制御回路３の
動作が開始されるため、制御回路３の消費電流Ｉ₃も増
加するが、インバータ回路１が具備するスイッチング素
子Ｑ₁，Ｑ₂もオン・オフ動作を開始するので第２の供
給源からの電流Ｉ₂が供給開始される。なお、この時点
でＩ₁＋Ｉ₂≧Ｉ₃の関係が成立する必要がある。

【００２１】一方、負荷回路２では時刻ｔ₁〜ｔ₃まで
の軽負荷期間（時刻ｔ₁〜ｔ₂：予熱期間、時刻ｔ₂〜
ｔ₃：始動期間）を経て時刻ｔ₃からは放電灯の点灯期
間となる。ここで、予熱期間から点灯期間までの制御回
路３における消費電流Ｉ₃の経時変化について説明す
る。消費電流Ｉ₃は予熱、始動、点灯の順に大きい。こ
れは予熱−始動−点灯と移行するにつれて、スイッチン
グ素子Ｑ₁，Ｑ₂をオン・オフ動作させるための駆動信
号の周波数が低くなるためである。つまり駆動信号の周
波数が高い予熱時は消費電流Ｉ₃が大きく、周波数の低
い点灯時は消費電流Ｉ₃が小さい。しかしながら、第１
及び第２の供給源から供給される電流量の和（＝Ｉ₁＋
Ｉ₂）は、消費電流Ｉ₃が最も高くなる予熱期間を考慮
する必要があるため、点灯時における消費電流Ｉ₃に対
しては過分な電流供給を行っていることになる（図１１
参照）。

【００２２】次に時刻ｔ₄でメインスイッチＳＷ₁がオ
ンされて電源供給が停止されると、コンデンサＣ₁の両
端電圧Ｖｃ₁並びにインバータ回路１の出力電圧Ｖｏが
低下するため、トランスＴ₁の１次巻線ｎ₃に発生する
高周波電圧Ｖｎ₃も低下して、第１及び第２の供給源か
らの供給電流量Ｉ₁＋Ｉ₂も減少し始める。時刻ｔ₅で
Ｉ₁＋Ｉ₂＝Ｉ₃となった以降は、Ｉ₁＋Ｉ₂＜Ｉ₃と
なるためにコンデンサＣ₂の両端電圧Ｖｃ₂（＝電源電
圧Ｖ_CC）も低下し始める。

【００２３】そして時刻ｔ₆でＶ_CC＜Ｖｋとなった時点
で制御回路３内のリセット回路が機能して制御回路３の
動作が停止し、インバータ回路１が具備するスイッチン
グ素子Ｑ₁，Ｑ₂のオン・オフ動作も停止する。また図
１１からスイッチング素子Ｑ ₁，Ｑ₂に大きなストレス
が印加される期間は時刻ｔ₄〜ｔ₆の期間である。しか
しながら、上記期間の中で時刻ｔ₄〜ｔ₅の間は供給電
流量Ｉ₁＋Ｉ₂が減少し始めて消費電流Ｉ₃に等しくな
るまでの期間であり、実際に電源電圧Ｖ_CCが低下し始め
るのは時刻ｔ₅以降である。従って、この時刻ｔ₄〜ｔ
₅の期間はメインスイッチＳＷ₁がオフしてから電源電
圧Ｖ_CCが低下し始めるまでの時間的ロスであると考える
ことができる。

【００２４】本発明は上記事情に鑑みて為されたもので
あり、その目的とするところは、交流電源からの電源供
給停止時にインバータ回路が具備するスイッチング素子
に大きなストレスが印加される期間を短縮することがで
きる放電灯点灯装置を提供しようとするものである。

【００２５】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、上記
目的を達成するために、交流電源を整流平滑して成る直
流電源と、高周波でオン・オフされる１乃至複数のスイ
ッチング素子を具備して前記直流電源から供給される直
流電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路と、１乃
至複数の放電灯を有し前記インバータ回路の出力側に接
続される負荷回路と、前記スイッチング素子をオン・オ
フして前記インバータ回路の動作周波数を制御する制御
回路と、該制御回路に動作用電源を供給する電源回路と
を備えた放電灯点灯装置において、前記直流電源から前
記制御回路へ電流を供給する第１の供給源、前記インバ
ータ回路から出力される高周波電圧に基づいて生じ且つ
前記直流電源の電源電圧に応じて量的に変化する電流を
制御回路へ供給する第２の供給源を備えた前記電源回路
と、少なくとも軽負荷時における前記第１及び第２の供
給源からの供給電流量に対して放電灯点灯時における供
給電流量を減少させるように切り換える電流量切換手段
とを備えたことを特徴とし、電流量切換手段によって軽
負荷時における供給電流量よりも放電灯点灯時における
供給電流量を減少させ、放電灯点灯時における制御回路
の消費電流に対して必要最小限の電流を供給可能とする
ことにより、交流電源からの電源供給が停止した後に電
源回路からの供給電流量が低下して制御回路が動作を停
止するまでの時間を短くすることができる。その結果、
交流電源からの電源供給停止時にインバータ回路が具備
するスイッチング素子に大きなストレスが印加される期
間を短縮することができる。

【００２６】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、前記放電灯の予熱及び始動時を前記軽負荷時とした
ことを特徴とする。請求項３の発明は、請求項１又は２
の発明において、前記第２の供給源は、前記負荷回路が
具備する振動要素から成ることを特徴とし、回路構成が
簡素化できる。

【００２７】請求項４の発明は、請求項１又は２の発明
において、前記第２の供給源は、前記インバータ回路が
具備するスイッチング素子の両端に生じる高周波電圧に
より電流を供給することを特徴とし、回路構成が簡素化
できる。請求項５の発明は、請求項１〜４の何れかの発
明において、前記電流量切換手段は、前記第２の供給源
から前記制御回路までのインピーダンスを変化させて成
ることを特徴とし、簡単な回路構成で第２の供給源から
の供給電流量を容易に切り換えることができる。

【００２８】請求項６の発明は、請求項１〜４の何れか
の発明において、前記電流量切換手段は、前記第２の供
給源に生じる高周波電圧の振幅を可変して成ることを特
徴とし、簡単な回路構成で第２の供給源からの供給電流
量を容易に切り換えることができる。請求項７の発明
は、請求項１又は２又は３の発明において、前記第２の
供給源は、前記インバータ回路の出力側に前記負荷回路
と並列に接続された共振回路に生じる高周波電圧により
電流を供給するものであり、該共振回路の共振周波数を
前記負荷回路の共振周波数よりも高くして成ることを特
徴とする。

【００２９】請求項８の発明は、請求項７の発明におい
て、前記制御回路は、前記共振回路の共振周波数近傍に
設定した第１の動作周波数で前記インバータ回路を動作
させて前記放電灯のフィラメントを予熱するとともに、
前記負荷回路の共振周波数近傍に設定した第２の動作周
波数で前記インバータ回路を動作させて前記放電灯を点
灯させて成ることを特徴とし、制御回路によってインバ
ータ回路の動作周波数を第１の動作周波数から第２の動
作周波数に低下させることにより、軽負荷時における供
給電流量よりも放電灯点灯時における供給電流量を減少
させ、放電灯点灯時における制御回路の消費電流に対し
て必要最小限の電流を供給可能とし、交流電源からの電
源供給が停止した後に電源回路からの供給電流量が低下
して制御回路が動作を停止するまでの時間を短くするこ
とができ、その結果、交流電源からの電源供給停止時に
インバータ回路が具備するスイッチング素子に大きなス
トレスが印加される期間を短縮することができる。しか
も、回路構成の簡素化並びにコストダウンも図れる。

【００３０】

【発明の実施の形態】

（実施形態１）図１は本発明の実施形態１を示す回路図
である。ダイオードブリッジＤＢの交流入力端間にメイ
ンスイッチＳＷ₁を介して商用交流電源Ｖｓを接続して
全波整流するとともに、ダイオードブリッジＤＢの直流
出力端間に接続した平滑コンデンサＣ₁で平滑して直流
電圧Ｖｃ₁を得ている。ダイオードブリッジＤＢの直流
出力端間には平滑コンデンサＣ₁と並列に一対のスイッ
チング素子Ｑ₁，Ｑ₂の直列回路が接続されており、所
謂ハーフブリッジ型のインバータ回路１が構成されてい
る。これらのスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂はそれぞれダ
イオードＤ₁，Ｄ ₂が逆並列に接続されたバイポーラト
ランジスタから構成されるが、従来例１，２と同様に寄
生ダイオードを有する電界効果トランジスタにより構成
してもよい。

【００３１】また低電位側のスイッチング素子Ｑ₂には
直流成分カット用のコンデンサＣ₃とリーケージトラン
ス（以下、単に「トランス」という。）Ｔ₁の１次巻線
ｎ₁の直列回路が並列に接続されている。このトランス
Ｔ₁の２次巻線ｎ₂にコンデンサＣ₂と放電灯Ｌａが並
列に接続され、トランスＴ₁、コンデンサＣ₂並びに放
電灯Ｌａによって負荷回路２が構成される。

【００３２】インバータ回路１のスイッチング素子
Ｑ₁，Ｑ₂は制御回路３によって高周波で交互にオン・
オフされる。これによりインバータ回路１の出力端間に
高周波の矩形波電圧Ｖ₀を発生させ、負荷回路２に供給
して放電灯Ｌａを高周波点灯させている。一方、平滑コ
ンデンサＣ₁の両端間には抵抗Ｒ₁と、ツェナーダイオ
ードＺＤ ₁及びコンデンサＣ₄の並列回路との直列回路
が接続され、抵抗Ｒ₁とコンデンサＣ₄との接続点に制
御回路３（実際には電源端子）が接続してある。またト
ランスＴ₁に設けた２次巻線ｎ₃の一方の端子がグラン
ドへ接続され、他方の端子が電流量切換回路５及びダイ
オードＤ₃を介して抵抗Ｒ₁とコンデンサＣ₄との接続
点に接続してある。而して、抵抗Ｒ₁、ツェナーダイオ
ードＺＤ₁、コンデンサＣ₄、ダイオードＤ₃並びに電
流量切換回路５によって、制御回路３に動作電源を供給
する電源回路４が構成される。ここで電流量切換回路５
は、抵抗Ｒ₂と、抵抗Ｒ₃及びスイッチＳＷ₂の直列回
路との並列回路で構成され、制御回路３によってスイッ
チＳＷ₂がオン・オフ制御される。但し、スイッチＳＷ
₂をオン・オフ制御する手段を別途設けてもよい。な
お、従来例１，２と同様に制御回路３内にはリセット回
路（図示せず）を具備しており、コンパレータＣＰによ
って基準電圧Ｖｋと電源電圧Ｖ_CCとを比較して、Ｖｋ≦
Ｖ_CCのときに制御回路３を動作させ、Ｖｋ＞Ｖ_CCのとき
には制御回路３の動作を停止させる機能を有している。

【００３３】本実施形態のインバータ回路１は従来周知
のハーフブリッジ型のインバータ回路であって、制御回
路３により一対のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂を交互に
高周波でオン・オフすることで直流電圧Ｖｃ₁を高周波
電圧に変換し、負荷回路２に供給して放電灯Ｌａを高周
波点灯させている。次に、制御回路３に動作電源を供給
する電源回路４の動作について説明する。電源回路４に
おける電源供給には２つの経路があり、その１つは平滑
コンデンサＣ₁の高電位側から抵抗Ｒ₁を介して電流Ｉ
₁を供給する第１の供給源である。また２つめはトラン
スＴ₁の２次巻線ｎ₃から電流量切換回路５とダイオー
ドＤ ₃とを介して電流Ｉ₂を供給する第２の供給源であ
る。ここで、２次巻線ｎ₃に発生する高周波電圧Ｖｎ₃
は平滑コンデンサＣ₁の両端電圧（直流電圧）Ｖｃ₁に
対応して変化する電圧である。

【００３４】図２は商用交流電源Ｖｓからの電源供給が
時刻ｔ₀で開始してから時刻ｔ₄で停止された後までの
電流Ｉ₁〜Ｉ₃（Ｉ₃は制御回路３における消費電流）
の大小関係と、コンデンサＣ₄の両端電圧Ｖｃ₄と基準
電圧Ｖｋの大小関係の経時変化を示す図である。時刻ｔ
₀で交流電源Ｖｓからの電源供給が開始（メインスイッ
チＳＷ₁をオン）した後、平滑コンデンサＣ₁の両端電
圧Ｖｃ₁が上昇するために第１の供給源から電流Ｉ₁が
供給されてコンデンサＣ₄の両端電圧Ｖｃ₄も上昇す
る。時刻ｔ₁でＶｃ₄＝Ｖｋまで上昇すると、リセット
回路によって制御回路３の動作が開始されるため、制御
回路３の消費電流Ｉ₃も増加するが、インバータ回路１
が具備するスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂もオン・オフ動
作を開始するので第２の供給源からの電流Ｉ₂が供給開
始される。なお、この時点でＩ₁＋Ｉ₂≧Ｉ₃の関係が
成立する必要がある。

【００３５】ところで従来例２で説明したように、予熱
期間から点灯期間までの制御回路３における消費電流Ｉ
₃は、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の駆動信号の周波数
が高い予熱時に大きく、周波数の低い点灯時に小さいに
もかかわらず、従来例２においては、第１及び第２の供
給源から供給される電流量の和（＝Ｉ₁＋Ｉ₂）が消費
電流Ｉ₃が最も高くなる予熱期間を考慮して点灯時にお
ける消費電流Ｉ₃に対しては過分な電流供給を行ってい
た。

【００３６】それに対して本実施形態では、時刻ｔ₁〜
ｔ₃までの軽負荷期間（時刻ｔ₁〜ｔ₂：予熱期間、時
刻ｔ₂〜ｔ₃：始動期間）では制御回路３により電流量
切換回路５のスイッチＳＷ₂をオンして電流量切換回路
５の合成抵抗を減少させることで電流Ｉ₂を増加させる
とともに、時刻ｔ₃以降の点灯時にはスイッチＳＷ₂を
オフして電流量切換回路５の合成抵抗を増大させること
で電流Ｉ₂を減少させている（図２参照）。すなわち、
軽負荷期間にはスイッチＳＷ₂をオンして予熱並びに始
動に必要充分な電流Ｉ₂を供給可能とし、点灯時にはス
イッチＳＷ₂をオフして点灯を維持するに必要充分な程
度まで電流Ｉ₂の供給量を低減することにより、時刻ｔ
₄でメインスイッチＳＷ₁がオフされて商用交流電源Ｖ
ｓによる電源供給が停止されてからリセット回路によっ
て制御回路３の動作が停止されるまでの期間（時刻ｔ₄
〜ｔ₆）を従来例２に比較して短縮することができる
（図２並びに図１１参照）。但し、常にＩ₁＋Ｉ₂≧Ｉ
₃の関係が満足されるように抵抗Ｒ₂，Ｒ₃の抵抗値を
設定している。

【００３７】而して、本実施形態では、電流量切換回路
５を設けて商用交流電源Ｖｓによる電源供給が停止され
てからリセット回路によって制御回路３の動作が停止さ
れるまでの期間を従来例２に比較して短縮でき、その結
果、インバータ回路１が具備するスイッチング素子
Ｑ₁，Ｑ₂にとって大きなストレスとなる電流が流れる
期間を短縮することが可能となる。

【００３８】（実施形態２）図３は本発明の実施形態２
を示す回路図である。本実施形態の基本的な構成は実施
形態１とほぼ共通であり、共通する部分については同一
の符号を付して説明を省略する。ハーフブリッジ型のイ
ンバータ回路１を構成する一対のスイッチング素子
Ｑ₁，Ｑ₂は寄生ダイオードを有するＭＯＳＦＥＴによ
り構成され、低電位側のスイッチング素子Ｑ₂に直流成
分カット用のコンデンサＣ₃を介してトランスＴ₂の１
次巻線ｎ₁と負荷回路２’が並列に接続されている。こ
の負荷回路２’はチョークコイルＬ₁及びこのチョーク
コイルＬ₁と共振回路を形成するとともに予熱電流通電
用のコンデンサＣ₂とを放電灯Ｌａのフィラメントに接
続して成るものである。而して、実施形態１と同様に制
御回路３によってスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂を交互に
高周波でオン・オフすることで直流電圧Ｖｃ₁を高周波
の矩形波電圧Ｖｏに変換し、負荷回路２’に供給して放
電灯Ｌａを点灯させる。

【００３９】一方、実施形態１と同様に平滑コンデンサ
Ｃ₁の両端間には抵抗Ｒ₁と、ツェナーダイオードＺＤ
₁及びコンデンサＣ₄の並列回路との直列回路が接続さ
れ、抵抗Ｒ₁とコンデンサＣ₄との接続点に制御回路３
が接続してある。またトランスＴ₁の２次巻線ｎ₂の一
方の端子がグランドへ接続され、他方の端子が電流量切
換回路５’及びダイオードＤ₃を介して抵抗Ｒ₁とコン
デンサＣ₄との接続点に接続してある。而して、抵抗Ｒ
₁、ツェナーダイオードＺＤ₁、コンデンサＣ ₄、ダイ
オードＤ₃並びに電流量切換回路５’によって、制御回
路３に動作電源を供給する電源回路４’が構成される。
ここで電流量切換回路５’は、抵抗Ｒ₂，Ｒ₃の直列回
路と抵抗Ｒ₃に並列接続されたスイッチＳＷ₂とで構成
され、制御回路３によってスイッチＳＷ₂がオン・オフ
制御される。但し、スイッチＳＷ ₂をオン・オフ制御す
る手段を別途設けてもよい。

【００４０】次に図２を参照して本実施形態における電
源回路４’の動作について説明する。まず時刻ｔ₀で交
流電源Ｖｓからの電源供給が開始（メインスイッチＳＷ
₁をオン）した後、平滑コンデンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ
₁が上昇するために第１の供給源（平滑コンデンサＣ₁
の高電位側から抵抗Ｒ₁を介して電流Ｉ₁を供給する）
から電流Ｉ₁が供給されてコンデンサＣ₄の両端電圧Ｖ
ｃ₄も上昇する。時刻ｔ₁でＶｃ₄＝Ｖｋまで上昇する
と、リセット回路によって制御回路３の動作が開始され
るため、制御回路３の消費電流Ｉ₃も増加するが、イン
バータ回路１が具備するスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂も
オン・オフ動作を開始するので第２の供給源（トランス
Ｔ₁の２次巻線ｎ₂から電流量切換回路５’とダイオー
ドＤ₃とを介して電流Ｉ₂を供給する）からの電流Ｉ₂
が供給開始される。なお、この時点でＩ₁＋Ｉ₂≧Ｉ₃
の関係が成立する必要がある。ここで、時刻ｔ₁〜ｔ₃
までの軽負荷期間では制御回路３により電流量切換回路
５’のスイッチＳＷ₂をオンして電流量切換回路５’に
おける抵抗Ｒ₃をスイッチＳＷ₂を介してバイパスさせ
ることで電流Ｉ₂を増加させるとともに、時刻ｔ₃以降
の点灯時にはスイッチＳＷ₂をオフして電流量切換回路
５’の合成抵抗を増大させることで電流Ｉ₂を減少させ
ている（図２参照）。すなわち、軽負荷期間にはスイッ
チＳＷ₂をオンして予熱並びに始動に必要充分な電流Ｉ
₂を供給可能とし、点灯時にはスイッチＳＷ₂をオフし
て点灯を維持するに必要充分な程度まで電流Ｉ₂の供給
量を低減することにより、時刻ｔ₄でメインスイッチＳ
Ｗ ₁がオフされて商用交流電源Ｖｓによる電源供給が停
止されてからリセット回路によって制御回路３の動作が
停止されるまでの期間（時刻ｔ₄〜ｔ₆）を従来例２に
比較して短縮することができる（図２並びに図１１参
照）。但し、常にＩ₁＋Ｉ₂≧Ｉ₃の関係が満足される
ように抵抗Ｒ₂，Ｒ₃の抵抗値を設定している。

【００４１】而して、本実施形態でも実施形態１と同様
に、電流量切換回路５’を設けて商用交流電源Ｖｓによ
る電源供給が停止されてからリセット回路によって制御
回路３の動作が停止されるまでの期間を従来例２に比較
して短縮でき、その結果、インバータ回路１が具備する
スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂にとって大きなストレスと
なる電流が流れる期間を短縮することが可能となる。

【００４２】（実施形態３）図４は本発明の実施形態３
を示す回路図であるが、基本的な構成は実施形態２と共
通であるので共通する部分については同一の符号を付し
て説明を省略し、本実施形態の特徴となる電源回路４”
の構成についてのみ説明する。本実施形態では、実施形
態１及び実施形態２と同様に平滑コンデンサＣ₁の両端
間に抵抗Ｒ₁と、ツェナーダイオードＺＤ₁及びコンデ
ンサＣ₄の並列回路との直列回路が接続され、抵抗Ｒ₁
とコンデンサＣ₄との接続点に制御回路３が接続してあ
る。そして、トランスＴ₂の２次巻線ｎ₂に中間タップ
が設けられ、２次巻線ｎ₂の一方の端子がグランドへ接
続されるとともに、他方の端子がスイッチＳＷ₂、抵抗
Ｒ₂、ダイオードＤ₃を介して抵抗Ｒ₁とコンデンサＣ
₄との接続点に接続してあり、さらに上記中間タップが
スイッチＳＷ₃を介してスイッチＳＷ₂と抵抗Ｒ₂の接
続点に接続されている。すなわち、本実施形態ではトラ
ンスＴ₂の２次巻線ｎ₂及び２つのスイッチＳＷ₂，Ｓ
Ｗ₃によって電流量切換回路５”が構成され、抵抗
Ｒ₁、ツェナーダイオードＺＤ₁、コンデンサＣ₄、ダ
イオードＤ₃並びに電流量切換回路５”によって、制御
回路３に動作電源を供給する電源回路４”が構成され
る。なお、電流量切換回路５”のスイッチＳＷ₂，ＳＷ
₃は制御回路３によってオン・オフ制御される。但し、
スイッチＳＷ₂，ＳＷ₃をオン・オフ制御する手段を別
途設けてもよい。

【００４３】次に図２を参照して本実施形態における電
源回路４”の動作について説明する。まず時刻ｔ₀で交
流電源Ｖｓからの電源供給が開始（メインスイッチＳＷ
₁をオン）した後、平滑コンデンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ
₁が上昇するために第１の供給源（平滑コンデンサＣ₁
の高電位側から抵抗Ｒ₁を介して電流Ｉ₁を供給する）
から電流Ｉ₁が供給されてコンデンサＣ₄の両端電圧Ｖ
ｃ₄も上昇する。時刻ｔ₁でＶｃ₄＝Ｖｋまで上昇する
と、リセット回路によって制御回路３の動作が開始され
るため、制御回路３の消費電流Ｉ₃も増加するが、イン
バータ回路１が具備するスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂も
オン・オフ動作を開始するので第２の供給源（トランス
Ｔ₁の２次巻線ｎ₂から電流Ｉ₂を供給する）からの電
流Ｉ₂が供給開始される。なお、この時点でＩ₁＋Ｉ₂
≧Ｉ₃の関係が成立する必要がある。

【００４４】ここで、時刻ｔ₁〜ｔ₃までの軽負荷期間
では制御回路３により電流量切換回路５”のスイッチＳ
Ｗ₂をオン、ＳＷ₃をオフしてトランスＴ₂の２次側電
圧を高く（振幅を大きく）して電流Ｉ₂を増加させると
ともに、時刻ｔ₃以降の点灯時にはスイッチＳＷ₂をオ
フ、ＳＷ₃をオンしてトランスＴ₂の２次側電圧を低く
（振幅を小さく）して電流Ｉ₂を減少させている（図２
参照）。すなわち、軽負荷期間にはスイッチＳＷ₂をオ
ン、ＳＷ₃をオフして予熱並びに始動に必要充分な電流
Ｉ₂を供給可能とし、点灯時にはスイッチＳＷ₂をオ
フ、ＳＷ₃をオンして点灯を維持するに必要充分な程度
まで電流Ｉ₂の供給量を低減することにより、時刻ｔ₄
でメインスイッチＳＷ₁がオフされて商用交流電源Ｖｓ
による電源供給が停止されてからリセット回路によって
制御回路３の動作が停止されるまでの期間（時刻ｔ₄〜
ｔ₆）を従来例２に比較して短縮することができる（図
２並びに図１１参照）。但し、常にＩ₁＋Ｉ₂≧Ｉ₃の
関係が満足されるように抵抗Ｒ₂，Ｒ₃の抵抗値を設定
している。

【００４５】而して、本実施形態でも実施形態１並びに
実施形態２と同様に、電流量切換回路５”を設けて商用
交流電源Ｖｓによる電源供給が停止されてからリセット
回路によって制御回路３の動作が停止されるまでの期間
を従来例２に比較して短縮でき、その結果、インバータ
回路１が具備するスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂にとって
大きなストレスとなる電流が流れる期間を短縮すること
が可能となる。

【００４６】（実施形態４）図５は本発明の実施形態４
を示す回路図であるが、基本的な構成は実施形態３と共
通であるので共通する部分については同一の符号を付し
て説明を省略し、本実施形態の特徴となる電源回路６の
構成についてのみ説明する。本実施形態では、実施形態
１〜３と同様に平滑コンデンサＣ₁の両端間に抵抗Ｒ₁
と、ツェナーダイオードＺＤ₁及びコンデンサＣ₄の並
列回路との直列回路が接続され、抵抗Ｒ₁とコンデンサ
Ｃ₄との接続点に制御回路３が接続してある。またイン
バータ回路１を構成するスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の
接続点（低電位側のスイッチング素子Ｑ₂のドレイン端
子）がダイオードＤ₃並びに電流量切換回路７を介して
抵抗Ｒ₁とコンデンサＣ₄との接続点に接続されてい
る。

【００４７】電流量切換回路７はコンデンサＣ₅，Ｃ₆
の直列回路と抵抗Ｒ₂とを並列接続するとともにコンデ
ンサＣ₆にスイッチＳＷ₂を並列接続して構成される。
そして、抵抗Ｒ₁、ツェナーダイオードＺＤ₁、コンデ
ンサＣ₄、ダイオードＤ₃並びに電流量切換回路７によ
って、制御回路３に動作電源を供給する電源回路６が構
成される。なお、電流量切換回路７のスイッチＳＷ₂は
制御回路３によってオン・オフ制御される。但し、スイ
ッチＳＷ₂をオン・オフ制御する手段を別途設けてもよ
い。

【００４８】次に図２を参照して本実施形態における電
源回路６の動作について説明する。まず時刻ｔ₀で交流
電源Ｖｓからの電源供給が開始（メインスイッチＳＷ₁
をオン）した後、平滑コンデンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁
が上昇するために第１の供給源（平滑コンデンサＣ₁の
高電位側から抵抗Ｒ₁を介して電流Ｉ₁を供給する）か
ら電流Ｉ₁が供給されてコンデンサＣ₄の両端電圧Ｖｃ
₄も上昇する。時刻ｔ ₁でＶｃ₄＝Ｖｋまで上昇する
と、リセット回路によって制御回路３の動作が開始され
るため、制御回路３の消費電流Ｉ₃も増加するが、イン
バータ回路１が具備するスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂も
オン・オフ動作を開始するので第２の供給源からの電流
Ｉ₂が供給開始される。なお、この時点でＩ₁＋Ｉ₂≧
Ｉ₃の関係が成立する必要がある。ここで、本実施形態
における第２の供給源はインバータ回路１を構成するス
イッチング素子Ｑ₂の両端電圧Ｖ_DSQ2から得ており、こ
の電圧Ｖ_DSQ2はメインスイッチＳＷ₁がオフした後の変
化がコンデンサＣ₁の両端電圧Ｖｃ₁の変化に対応した
特性を示すものである。

【００４９】本実施形態では、時刻ｔ₁〜ｔ₃までの軽
負荷期間では制御回路３により電流量切換回路６のスイ
ッチＳＷ₂をオンしてコンデンサＣ₆をスイッチＳＷ₂
によりバイパスすることで電流Ｉ₂を増加させるととも
に、時刻ｔ₃以降の点灯時にはスイッチＳＷ₂をオフし
て電流量切換回路６の合成インピーダンスを増大させる
ことで電流Ｉ₂を減少させている（図２参照）。すなわ
ち、軽負荷期間にはスイッチＳＷ₂をオンして予熱並び
に始動に必要充分な電流Ｉ₂を供給可能とし、点灯時に
はスイッチＳＷ₂をオフして点灯を維持するに必要充分
な程度まで電流Ｉ₂の供給量を低減することにより、時
刻ｔ₄でメインスイッチＳＷ₁がオフされて商用交流電
源Ｖｓによる電源供給が停止されてからリセット回路に
よって制御回路３の動作が停止されるまでの期間（時刻
ｔ₄〜ｔ₆）を従来例２に比較して短縮することができ
る（図２並びに図１１参照）。但し、常にＩ₁＋Ｉ₂≧
Ｉ ₃の関係が満足されるように抵抗Ｒ₂の抵抗値並びに
コンデンサＣ₅，Ｃ₆の容量値を設定している。

【００５０】而して、本実施形態でも実施形態１〜３と
同様に、電流量切換回路７を設けて商用交流電源Ｖｓに
よる電源供給が停止されてからリセット回路によって制
御回路３の動作が停止されるまでの期間を従来例２に比
較して短縮でき、その結果、インバータ回路１が具備す
るスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂にとって大きなストレス
となる電流が流れる期間を短縮することが可能となる。

【００５１】（実施形態５）図６は本発明の実施形態５
を示す回路図である。図６に示すように、本実施形態の
基本的な構成は従来例１と共通であるので、共通する部
分については同一の符号を付して説明は省略し、本実施
形態の特徴となる電源回路８の構成についてのみ説明す
る。

【００５２】本実施形態における電源回路８の特徴は、
予熱用共振回路１１を構成する予熱用トランスＴ₄に設
けた２次巻線ｎ₃の一端がグランドに接続され、他端が
抵抗Ｒ₂及びダイオードＤ₅を介して抵抗Ｒ₁とコンデ
ンサＣ₁₄との接続点に接続されて、電流Ｉ₂を供給する
第２の供給源とした点にある。図７は本実施形態におけ
る点灯用共振回路１０と予熱用共振回路１１の共振特性
を示しており、横軸はインバータ回路１の動作周波数
ｆ、縦軸は電圧であって、曲線イが放電灯Ｌａ₁，Ｌａ
₂が点灯する前のトランスＴ₃の２次側電圧Ｖｎ ₂、曲
線ロが予熱用トランスＴ₄の１次側電圧Ｖｎ₄、曲線ハ
が放電灯Ｌａ₁，Ｌａ₂点灯後のトランスＴ₃の２次側
電圧Ｖｎ₂である。またｆ₁は点灯用共振回路１０の共
振周波数、ｆ₂は予熱用共振回路１１の共振周波数をそ
れぞれ表している（なお、ｆ₁＜ｆ₂）。

【００５３】ところで、本実施形態におけるインバータ
回路１は第１の動作周波数ｆａと、第２の動作周波数ｆ
ｂとを有し、制御回路３によってこれらの動作周波数ｆ
ａ，ｆｂが切り換えられる。第１の動作周波数ｆａは予
熱用共振回路１１の共振周波数ｆ₂近傍に設定され、制
御回路３にて第１の動作周波数ｆａでインバータ回路１
を動作させると、予熱用共振回路１１を介して各放電灯
Ｌａ₁，Ｌａ₂のフィラメントに予熱電流が供給され
る。

【００５４】次に予熱を充分に行った後、制御回路３が
第１の動作周波数ｆａから第２の動作周波数ｆｂへ切り
換える。第２の動作周波数ｆｂは点灯用共振回路１０の
共振周波数ｆ₁近傍に設定されており、放電灯Ｌａ₁，
Ｌａ₂の始動に必要な高い電圧がインバータ回路１から
点灯用共振回路１０を介して供給される。そして、放電
灯Ｌａ₁，Ｌａ₂が点灯すると点灯用共振回路１０の共
振条件が変化するので、共振特性が曲線イから曲線ハへ
移行する。このとき、第２の動作周波数ｆｂにおける予
熱用共振回路１１の共振電圧（予熱用トランスＴ₄の２
次側電圧）Ｖｎ ₄は予熱時に比較して充分に低い値とな
る（曲線ロ上のＢ点）。

【００５５】一方、電源回路８を構成する予熱用トラン
スＴ₄の２次巻線ｎ₃に発生する電圧Ｖｎ₃も上記共振
電圧Ｖｎ₄と同じ特性となるから、第２の供給源から制
御回路３に供給される電流Ｉ₂の電流量は軽負荷時（予
熱及び始動時）では多く、点灯時には減少することにな
る。その結果、実施形態１〜４と同様にメインスイッチ
ＳＷ₁がオフされて商用交流電源Ｖｓによる電源供給が
停止されてからリセット回路によって制御回路３の動作
が停止されるまでの期間を従来例２に比較して短縮する
ことができる。しかも、本実施形態においては、予熱用
トランスＴ₄の２次巻線ｎ₃によって電流量切換手段を
構成しているため、実施形態１〜４のように抵抗やスイ
ッチＳＷ₂などから成る電流量切換回路４…を設ける必
要もなく、大幅なコストの削減が図れるという利点があ
る。

【００５６】而して、本実施形態でも実施形態１〜４と
同様に商用交流電源Ｖｓによる電源供給が停止されてか
らリセット回路によって制御回路３の動作が停止される
までの期間を従来例２に比較して短縮でき、その結果、
インバータ回路１が具備するスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ
₂にとって大きなストレスとなる電流が流れる期間を短
縮することが可能となり、しかも、実施形態１〜４より
もコスト面で有利となるものである。

【００５７】

【発明の効果】請求項１の発明は、交流電源を整流平滑
して成る直流電源と、高周波でオン・オフされる１乃至
複数のスイッチング素子を具備して前記直流電源から供
給される直流電圧を高周波電圧に変換するインバータ回
路と、１乃至複数の放電灯を有し前記インバータ回路の
出力側に接続される負荷回路と、前記スイッチング素子
をオン・オフして前記インバータ回路の動作周波数を制
御する制御回路と、該制御回路に動作用電源を供給する
電源回路とを備えた放電灯点灯装置において、前記直流
電源から前記制御回路へ電流を供給する第１の供給源、
前記インバータ回路から出力される高周波電圧に基づい
て生じ且つ前記直流電源の電源電圧に応じて量的に変化
する電流を制御回路へ供給する第２の供給源を備えた前
記電源回路と、少なくとも軽負荷時における前記第１及
び第２の供給源からの供給電流量に対して放電灯点灯時
における供給電流量を減少させるように切り換える電流
量切換手段とを備えたので、電流量切換手段によって軽
負荷時における供給電流量よりも放電灯点灯時における
供給電流量を減少させ、放電灯点灯時における制御回路
の消費電流に対して必要最小限の電流を供給可能とする
ことにより、交流電源からの電源供給が停止した後に電
源回路からの供給電流量が低下して制御回路が動作を停
止するまでの時間を短くすることができ、その結果、交
流電源からの電源供給停止時にインバータ回路が具備す
るスイッチング素子に大きなストレスが印加される期間
を短縮することができるという効果がある。記負荷回路
が具備する振動要素から成るので、回路構成が簡素化で
きるという効果がある。

【００５８】請求項３の発明は、前記第２の供給源が、
前記負荷回路が具備する振動要素から成るので、回路構
成が簡素化できるという効果がある。請求項４の発明
は、前記第２の供給源が、前記インバータ回路が具備す
るスイッチング素子の両端に生じる高周波電圧により電
流を供給するので、回路構成が簡素化できるという効果
がある。

【００５９】請求項５の発明は、前記電流量切換手段
が、前記第２の供給源から前記制御回路までのインピー
ダンスを変化させて成るので、簡単な回路構成で第２の
供給源からの供給電流量を容易に切り換えることができ
るという効果がある。請求項６の発明は、前記電流量切
換手段が、前記第２の供給源に生じる高周波電圧の振幅
を可変して成るので、簡単な回路構成で第２の供給源か
らの供給電流量を容易に切り換えることができるという
効果がある。

【００６０】請求項８の発明は、前記制御回路が、前記
共振回路の共振周波数近傍に設定した第１の動作周波数
で前記インバータ回路を動作させて前記放電灯のフィラ
メントを予熱するとともに、前記負荷回路の共振周波数
近傍に設定した第２の動作周波数で前記インバータ回路
を動作させて前記放電灯を点灯させて成るので、制御回
路によってインバータ回路の動作周波数を第１の動作周
波数から第２の動作周波数に低下させることにより、軽
負荷時における供給電流量よりも放電灯点灯時における
供給電流量を減少させ、放電灯点灯時における制御回路
の消費電流に対して必要最小限の電流を供給可能とし、
交流電源からの電源供給が停止した後に電源回路からの
供給電流量が低下して制御回路が動作を停止するまでの
時間を短くすることができ、その結果、交流電源からの
電源供給停止時にインバータ回路が具備するスイッチン
グ素子に大きなストレスが印加される期間を短縮するこ
とができ、しかも、回路構成の簡素化並びにコストダウ
ンも図れるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施形態１を示す回路図である。

【図２】同上の動作を説明するための説明図である。

【図３】実施形態２を示す回路図である。

【図４】実施形態３を示す回路図である。

【図５】実施形態４を示す回路図である。

【図６】実施形態５を示す回路図である。

【図７】同上の動作を説明するための説明図である。

【図８】従来例１を示す回路図である。

【図９】同上の動作を説明するための波形図である。

【図１０】従来例２を示す回路図である。

【図１１】同上の動作を説明するための説明図である。

【符号の説明】

１インバータ回路２負荷回路３制御回路４電源回路５電流量切換回路Ｖｓ交流電源ＳＷ₁ メインスイッチＳＷ₂ スイッチＬａ放電灯Ｔ₁ トランスｎ₃ ２次巻線Ｑ₁，Ｑ₂ スイッチング素子Ｃ₁ 平滑コンデンサＲ₁〜Ｒ₃ 抵抗Ｃ₄ コンデンサＺＤ₁ ツェナーダイオードＤ₃ ダイオード

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源を整流平滑して成る直流電源
と、高周波でオン・オフされる１乃至複数のスイッチン
グ素子を具備して前記直流電源から供給される直流電圧
を高周波電圧に変換するインバータ回路と、１乃至複数
の放電灯を有し前記インバータ回路の出力側に接続され
る負荷回路と、前記スイッチング素子をオン・オフして
前記インバータ回路の動作周波数を制御する制御回路
と、該制御回路に動作用電源を供給する電源回路とを備
えた放電灯点灯装置において、前記直流電源から前記制
御回路へ電流を供給する第１の供給源、前記インバータ
回路から出力される高周波電圧に基づいて生じ且つ前記
直流電源の電源電圧に応じて量的に変化する電流を制御
回路へ供給する第２の供給源を備えた前記電源回路と、
少なくとも軽負荷時における前記第１及び第２の供給源
からの供給電流量に対して放電灯点灯時における供給電
流量を減少させるように切り換える電流量切換手段とを
備えたことを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】前記放電灯の予熱及び始動時を前記軽負
荷時としたことを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯
装置。
【請求項３】前記第２の供給源は、前記負荷回路が具
備する振動要素から成ることを特徴とする請求項１又は
２記載の放電灯点灯装置。
【請求項４】前記第２の供給源は、前記インバータ回
路が具備するスイッチング素子の両端に生じる高周波電
圧により電流を供給することを特徴とする請求項１又は
２記載の放電灯点灯装置。
【請求項５】前記電流量切換手段は、前記第２の供給
源から前記制御回路までのインピーダンスを変化させて
成ることを特徴とする請求項１〜４の何れかに記載の放
電灯点灯装置。
【請求項６】前記電流量切換手段は、前記第２の供給
源に生じる高周波電圧の振幅を可変して成ることを特徴
とする請求項１〜４の何れかに記載の放電灯点灯装置。
【請求項７】前記第２の供給源は、前記インバータ回
路の出力側に前記負荷回路と並列に接続された共振回路
に生じる高周波電圧により電流を供給するものであり、
該共振回路の共振周波数を前記負荷回路の共振周波数よ
りも高くして成ることを特徴とする請求項１又は２又は
３記載の放電灯点灯装置。
【請求項８】前記制御回路は、前記共振回路の共振周
波数近傍に設定した第１の動作周波数で前記インバータ
回路を動作させて前記放電灯のフィラメントを予熱する
とともに、前記負荷回路の共振周波数近傍に設定した第
２の動作周波数で前記インバータ回路を動作させて前記
放電灯を点灯させて成ることを特徴とする請求項７記載
の放電灯点灯装置。