JPH10506762A - 伝送方法および装置 - Google Patents
伝送方法および装置Info
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- JPH10506762A JPH10506762A JP8511668A JP51166896A JPH10506762A JP H10506762 A JPH10506762 A JP H10506762A JP 8511668 A JP8511668 A JP 8511668A JP 51166896 A JP51166896 A JP 51166896A JP H10506762 A JPH10506762 A JP H10506762A
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Abstract
(57)【要約】
デジタル無線伝送システム(TS)で受信機(RX)のダイナミックレンジを拡張する方法であって、上記受信機(RX)は送信機(TX)から送られる無線信号(F)を受けかつA/D変換器(ADC)を含んでおり、この方法は、上記A/D変換器(ADC)のダイナミックレンジに対して上方制限値(OG)を選択すること、上記受信機(RX)での無線信号処理に対する最小許容信号品位を決定すること、上記上方制限値(OG)を越えるように上記A/D変換器のダイナミックレンジを過度に拡張すること、上記A/D変換器の下流での信号品位値を発生すること、この発生された信号品位値を上記最小許容信号品位と比較すること、上記A/D変換器を過度に拡張した時に上記最小許容信号品位を越えるように上記A/D変換器の過拡張を制限すること、のステップを具備する。
Description
【発明の詳細な説明】
伝送方法および装置
発明の分野
本発明は、デジタル信号伝送システムにおいて信号受信機のダイナミックレン
ジを拡大する、すなわち種々の強度の信号を正しく再生するように受信機の能力
を増強する方法および装置に関する。
背景技術
送信機および受信機間での音声信号のような信号の伝送において、受信機は信
号を正しく再生するためにあるダイナミックレンジを持つ必要がある。信号強度
は、受信機によって受信されると著しく変わってしまい、広いダイナミックレン
ジは受信機において良好な信号再生の方向に寄与する。例えば、米国特許第5,
276,685号は受信機への入来信号の強度を信号を受信する受信機の能力、
いわゆる自動利得制御に適応させる方法を教示している。受信機によって受信さ
れた受信信号の強度が受信機のダイナミックレンジの上方制限値よりの大きい時
には、信号は減衰される。受信機によって受信された信号の強度が受信機のダイ
ナミックレンジの下方制限値より下である時には、信号は増幅される。この米国
特許によって教示される方法での1つの欠点は、受信機で通常利用可能な装置に
加えて、このような複雑な装置を設けなければならないことである。この付加的
な装置はコストに加わる。更に、受信信号の強度が極めて急峻に変化する時には
問題が生じる。米国特許第4,893,316号はダイナミックレンジを拡大す
る他の方法を教示する。この特許はディザリング(dithering)を記載
している。ディザリングとは、簡単には、既知のノイズを、検波するには余りに
も弱い信号に適用することを意味する。信号はこのノイズを重畳する。この全体
の信号を増幅し、かつ既知のノイズを濾波して取り除くことによって信号は検波
され得る。ディザリングの欠点はディザ発生器および分離器のような要素を設け
る必要があることであり、これらもコストに加わる。ダイナミックレンジは、ま
た、量子化レベル数を拡張しかつ13ビットA/D変換器を12ビット変換器の
代わりに用いることによって広げられ得る。ビット数の増大は量子化レベルを増
大させ、これはダイナミックレンジを広げて正確な再生をできるようにする。し
かしながら、このような拡大した特性を有するA/D変換器は、また、コストに
加わり、達成するには困難な点がある。
発明の開示
デジタルシステムの信号受信機はアナログ信号を受けるが、これは信号が最初
にあるアナログ信号処理段を通った後である。次いで、信号はデジタル化され、
信号におけるデジタル情報が抽出されることができるようになる。ダイナミック
レンジに関する問題は、アナログ信号処理段の間で通常の制限値を越えておよび
その上方にダイナミックレンジを拡張させることによって解決される。次いで、
信号の振幅がデジタル化処理において制限される。このデジタル化された信号は
、信号がアナログ信号処理段で既に制限されてしまった場合に失ってしまったで
あろう振幅情報を含んでいる。本発明は、また、上述の方法を構成する装置にも
関連する。
本発明の主たる目的は、信号が上記の制限値よりも強い時でさえ信号から信号
情報を得るようにすることである。
他の目的は、送信信号が重大な妨害および干渉を受ける時に情報の伝送を増強
することである。
なお一層の目的は、受信機装着のイコライザにおける信号処理を改善すること
である。
上述のアナログ信号処理段は、受信信号の振幅を拡張したダイナミックレンジ
に従って制限すること、および低域フィルタによって信号を濾波することを含ん
でいる。信号伝送が高い搬送周波数で行われると、信号処理段に先行して、中間
周波数信号を得るように、受信した高周波信号は合成する周波数とミックスダウ
ンされる。低域濾波された信号は低域濾波された信号で過度に拡張されるデジタ
ル/アナログ変換器に与えられる。信号はアナログ/デジタル変換器の下流の一
層の段でミックスダウンされてベースバンド信号が得られ、これは実数および虚
数部に分割される。これら2つの信号のそれぞれの振幅は制限され、この対の信
号は送信されるべきデジタル情報を含んでいる。アナログ/デジタル変換器を過
度の拡張することから生じる振幅制限に拘わらず、実数および虚数信号は、共に
、アナログ振幅制限に対応する振幅値までの振幅情報を含んでいる。アナログ/
デジタル変換器を過度に拡張することは、信号の処理に対して比較的に小さな影
響しか与えないが、デジタル的な調波と位相誤差とを発生する。
本発明によって与えられる1つの長所は、ある振幅情報が、制限された振幅を
有する信号の場合であっても受信信号から得られることができることである。
他の長所は、実在する信号受信機が受信機に対する複雑な変更を必要とせずに
、あるいは受信機の構造改変を必要とせずに使用され得ることである。
図面の簡単な説明
第1図は、送信機および受信機を含んだ伝送システムのブロック図を概略的に
示す。
第2aおよび2b図は、受信機で受信された信号の強度を示す信号強度図であ
る。
第3図はGMSK変調の原理を示すI/Q図である。
第4図は、受信機が送信機に密接して配置される時に、受信信号の振幅を示す
振幅図である。
第5図はGMSK変調の原理を示すI/O図である。
第6図は、受信機を過変調する時の位相誤差を示す位相図である。
第7図は、受信機を過度に拡張する時に生じる種々の周波数成分を示す周波数
図である。
第8図は本発明の構成を示すブロック図である。
発明を実施する最適なモード
第1図はGSMの範疇(移動通信のための世界的規模のシステム)の移動電話
システムにおける伝送システムTSの概要を示す。図示した実施例において、伝
送システムTSは、公衆陸上移動ネットワークPLMNの基地局の送信機TXと
、移動局MSの受信機RXとを含んでいる。図示した場合において、送信機は基
地局に置かれ、受信機は移動局に置かれている(逆の場合であってもよい)。本
発明にとって最も必須的であるこれら要素のみが第1図に示されており、図は伝
送システムTSを詳細に示すようには意図していない。電話ユニットに内蔵され
て
いるマイクロフォンMCは公衆陸上移動ネットワークPLMNの主A/D変換器
1に接続されている。主A/D変換器1は基地局の送信機TXのコーダ2に接続
されている。図示の場合において、コーダ2はチャンネルコーダとインターリー
バとを含んでいる。音声コーディングおよび暗号化の幾つかの他の形式のコーデ
ィングが考えられる。コーダ2は以下により詳細に説明されるが、主に、冗長信
号、つまり送信機から受信機に送信される時に元の信号よりも一層抵抗性がある
信号を発生するために使用される。コーダ2は変調器3に接続され、これは、入
来信号から、接続選択搬送周波数を有する位相変調アナログ搬送波を発生する。
変調器3は送信機増幅器4に接続され、これは送信機アンテナ5に接続される。
移動局MSの受信機RXは受信機増幅器7に接続した受信機アンテナ6を含んで
いる。
受信機増幅器7は、信号強度を後続の要素に適合させるようにしかつ電力損失
を補償する信号増幅器AMPLを含んでいる。受信機増幅器7は復調器8に接続
されている。復調器8は、送信機TXと受信機RXとの間の空中インターフェー
スから受けた情報から所定周波数の信号を抽出する周波数ミキサMIXを含んで
いる。周波数ミキサMIXは信号リミッタLIMITに接続され、これは入来信
号の強度を制限する。信号リミッタLIMITはA/D変換器ADCに接続され
、これは抽出された信号をアナログからデジタル形に変換する。A/D変換器A
DCは直角ディバイダI/Qに接続される。A/D変換器ADCおよび直角ディ
バイダI/Qの機能は本発明の概念にとって極めて重要であり、後により詳細に
説明する。復調器8はデコーダ9に接続される。デコーダ9は移動局MSのD/
A変換器10に接続される。D/A変換器10はスピーカLSに接続される。
第2a図は、縦軸が基準レベル1mW[dBm]に関してデシベルで表された
信号強度[SS]を示し、横軸が長さ[l]をメートル[m]で示すようにした
図である。長さl=0メートルは基地局の位置に対応する。実線の電力曲線FS
は、送信機TXから送信され受信機RXで受信された信号の強度に対応する。信
号の強度は、これにより、移動体が基地局の近傍に位置決めされた時に最大であ
り、基地局からの移動体の距離が増大するにつれ段々と弱くなる。第2a図は後
により詳細に説明される。
第2b図も同様に、第2b図は、縦軸が基準レベル1mW[dBm]に関して
デシベルで表された信号強度[SS]を示し、横軸が長さ[l]をメートル[m
]で示すようにした図である。長さl=0メートルは基地局の位置に対応する。
実線の電力曲線JS1は、移動局MSによって、信号が受信機増幅器7で処理さ
れた後にA/D変換器ADCにおいて受けられた信号の強度に対応する。第2b
図は後により詳細に記載される。
音声情報伝送の場合の信号処理を次に説明するが、この場合信号処理は、音声
信号がマイクロフォンMCから無線送信機TXおよび無線受信機RXを介してス
ピーカLSに伝えられる場合について記載され、これら全ては現在既知の技術に
従っている。本発明に従って受信機RXで信号を処理する方法が後に記載される
。本発明にとって最も重要な段が特に図示され、本発明によって達成される効果
がより詳細に説明される。
音声情報の伝送で信号を処理する方法は以下のステップを含んでいる。
− ユーザからの音声信号AはマイクロフォンMCにおいてアナログ信号Bに変
換される。
− このアナログ信号Bは公衆陸上移動回路網PLMNにおいてパルスコード変
調信号、いわゆるPCM信号Cに変換される。このPCM信号CはPCMリンク
を介して基地局の送信機TXに送られる。この信号は64Kビット/sの速度で
送信される。
− PCM信号Cは送信機TXのコーダ2でコード化される。上述したように、
コーダ2はチャンネルコーダおよびインターリーバを含んでいる。簡単に言えば
、チャンネルコーダは送信信号に冗長を与えるためにPCM信号の情報を多重化
する。この冗長化により、送信機TXから受信機RXまでの伝送において生じる
誤差がより容易に検出されることができるようになる。信号ビットの値が伝送の
間に変化される場合には、冗長伝送により元の信号がより容易に再発生されうる
ようになる。インターリーバはビットを分配して、インターリーバの上流で相互
にシーケンシャルとなるビットが分離されかつインターリーバで互いに広げられ
るようにする。送信機TXと受信機RXとの間の空中伝送インターフェースが往
々バーストで生じる。コヒーレントの情報の総合損失は情報をインターリーバの
助
けで広げることによって防止されうる。チャンネルコーダおよびインターリーバ
の機能はこの特定の技術に習熟した者にとって周知であり、従って詳細には説明
されない。コーダ2はデジタルベースバンド信号Dを発生する。チャンネルコー
ド化およびインターリーブ作用の結果、ベースバンド信号は送信機TXから受信
機RXまでの伝送において元のPCM信号Cよりも一層抵抗性となる。
− ベースバンド信号Dは変調器3に送られ、そこでアナログ位相変調搬送波E
に変換される。この変調は、比較的に狭い帯域幅を受け入れる変調方法であるG
MSK方法(ガウス最小シフトキーイング)に従って行われる。簡単に言って、
このGMSK方法に従った変調は、発生された搬送波Eのある位相位置を表すベ
ースバンド信号Dのビットを含む。第3図は,I/Q図の助けで、GMSK変調
がベースバンド信号Dから新たなビットを受ける時に、搬送波Eの位相位置が第
1の位置P1から第2の位置P2にどのようにして変えられるかを示す。GMS
K変調は通信の分野で普通に使用される変調技術であり、当業者にとっては公知
である。このように、搬送波の位相位置はベースバンド信号Dに含まれた情報に
従って変わる。搬送波Eの振幅は一定であり、GSM規格に従って選ばれた搬送
周波数も一定で、図示の例においては900.2MHzに選択されている。
− 最大受信信号強度はGSMシステムのシステム規格の予め定められた値に従
って決定される。図示の例によれば、最大信号強度SSは第2a図に示されるよ
うに−15dBMである。
− 搬送波Eは送信機増幅器4に向けられて無線信号に変換され、次いで、選ば
れた信号強度で送信機アンテナ5を介して送信される。
− 受信機で信号を処理した後に、システム要求で特定された最小許容信号品位
が設定される。これらシステム要求はGSM規格で特定されている。
− A/D変換器ADCの基準電圧が選択される。この選択はA/D変換器に入
来する信号の最大および最小振幅間の所望の間隔に従って行われる。図示の実施
例の場合において、受信信号の最大振幅は+1ボルトに対応する。50オームで
、
信号強度+10dBmは、第2b図において、A/D変換器ADCに対する上
方制限値で示されている。
− 量子化レベル数の選択はA/D変換器ADCに関連して行われる。12ビッ
トA/D変換器がA/D変換器ADCを構成するために選択されたために、量子
化レベル数は4095である。この選択はA/D変換器ADCで必要とされるダ
イナミックスに従って行われる。
− 無線信号Fは受信機アンテナ6を介して受信され、このアンテナ6から受信
機増幅器7に送られる。受信された全無線信号は送信機TXから送信された90
0.2MHzの周波数に加えて複数の他の周波数を含んでいる。全受信無線信号
Fは信号増幅器AMPLにおいて増幅される。最大信号強度SSはGMS規格に
よれば−40dBMであるために、50dBの増幅度がA/D変換器ADCにお
いて+dBmの選択された上方制限値OGを達成するために必要である(−40
dBmプラス50dB=+10dBm)。50dBの増幅度がそれに適用されて
、無線信号が選択されたA/D変換器ADCの前に述べた上方制限OGを越えず
に増幅されるようになっている。受信機増幅器7での増幅の後に、最大信号強度
は、A/D変換器が過度に拡張される必要がなければ、上方制限値OG以下でな
ければならない。増幅された全受信信号Fはフロント信号と言及する。
− フロント信号Gは受信機増幅器7から復調器8の周波数ミキサMIXに送ら
れる。上述したように、フロント信号Gは送信機TXから送信された周波数、す
なわち900.2MHzに対して付加的な周波数を含んでいる。75MHzの所
望のいわゆる第1の中間周波数Hが、フロント信号Gを825.2MHzのいわ
ゆる合成周波数SYNTHと混合することによって得られることができる(75
MHzの中間周波数は(900.2−825.2)に対応する)。合成周波数S
YNTH、およびそれに関連して75MHzに対応する中間周波数を選ぶ理由は
、受信機RXのフィルタが75MHzに対応する選択された第1の中間周波数H
に対して値決めされているからである。周波数ミキサMIXの機能は当業者にと
って周知であり、従って詳細には記載しない。
− 第1の中間周波数Hは周波数ミキサMIXから信号リミッタLIMITに送
られる。信号リミッタLIMITは−40dBm以上の強度を有する信号が受信
機RX内をこれ以上伝えられないようにする。第2a図は、移動体が基地局の近
傍にある時、信号強度が−40dBmを越える際のGSM規格に従って受信信号
が制限されることを示す。この信号制限から生じる好ましくない信号成分は信号
リミッタLIMITで濾波されて除かれる。信号リミッタLIMITで制限され
かつ濾波された信号は制限された中間周波数Jとして言及される。制限された中
間周波数Jの信号強度SSは実線の電力曲線JS1の助けを借りて第2b図に示
されている。上述したように、基地局の位置は第2b図で縦軸で表わされている
。実線の電力曲線JS1の上方部分は、移動局MSが基地局の近傍にある時の制
限された中間周波数の信号強度を示す。長さlと共に減少する信号強度は、移動
体が基地局から離れる際のA/D変換器ADCの入力での入力強度を表す。選択
されたA/D変換器ADCは制限された中間周波数を、移動体がl=L0および
l=L2間にある場合にアナログからデジタル形に変換することができる。移動
体がl=L0およびl=L1間にある時には、アンテナによって受信された信号
の強度は−40dBmよりも大きく、最大信号強度MXSがA/D変換器におい
て受けられる。次いで、この最大信号強度MXSは、A/D変換器において、最
大量子化レベルで再生され、すなわちA/D変換器の12ビットは量子化レベル
#4095を表す。最小の受信可能な信号強度は、移動体が長さ(距離)l=L
2にある時にA/D変換器において再発生されることができる。この時に、信号
強度は下方制限値UGに対応する。下方制限値UGでの信号強度は、A/D変換
器において、最小量子化レベルで再発生され、すなわちA/D変換器の12ビッ
トは量子化レベル#0を表す。第4図は、時間の関数としての制限された中間周
波数Jの振幅が実線の振幅曲線JA1で示されるような振幅図である。振幅曲線
JA1は、中間周波数の信号強度SSが最大信号強度の近傍にある時、すなわち
移動局が基地局の近傍にある時の中間周波数Jの振幅を示す。第4図に示される
振幅図の縦軸は電圧[V]で振幅[A]を表し、横軸は秒[s]で時間[t]を
表す。実線の振幅曲線JA1は、A/D変換器ADCで再発生されうる中間周波
数Jの部分を示す。既知の技術に従って、A/D変換器で最大信号強度MXSを
受ける時にはA/D変換器ADCの上方制限値OGを越えないので、最大信号強
度MXSの近傍の中間周波数JがA/D変換器で完全に再発生されることができ
る。第4図から明らかなように、中間周波数Jは、それに関連して、振幅のピー
ク値
がA/D変換器ADCによる過度の拡張のために「クリップ」されずに再発生さ
れる。A/D変換器ADCにおいて処理された、制限された中間周波数Jはデジ
タル化された第1の中間周波数、すなわちデジタル周波数Kとして言及される。
− デジタル周波数Kは、第1図に示されるように、A/D変換器ADCから直
角ディバイダI/Qに送られる。このデジタル化された信号Kはデジタル中間周
波数の両側で多数の周波数成分を含んでいる。中間周波数がゼロ周波数にミック
スダウンされた時に折り返し効果が生じ、すなわち理論的に負の周波数範囲にあ
る周波数成分は実際的にはゼロ軸にわたって正の周波数範囲に折り返される。信
号の実数部分は、その結果の周波数成分をサイン信号と混合することによって得
られる。信号の虚数部分は、その結果の周波数成分をコサイン信号と混合するこ
とによって得られる。その結果の周波数成分をサイン信号と混合することによっ
て得られる信号はI成分として、また上記の結果の周波数成分をコサイン信号と
混合することによって得られる信号はQ成分として言及される。得られた2つの
信号成分は第5図に示されるいわゆるI/Q図で表されることができる。第5図
は、値がI軸上で読み出される第1の実線の曲線I1でI成分を示し、値がQ軸
上で読み出される第2の実線の曲線Q1でQ成分を示す。これら2つの成分が共
にベクトルV1を形成するようにすることによって、元のベースバンド信号のエ
ンベロープすなわち各周期でのベースバンド信号の最大振幅がベクトルV1の振
幅を読み出すことによって再発生されうる。このエンベロープは後の方法段でデ
コーダ9のイコライザによって使用される。ベクトルV1の位相変位FI1は、
第3図に関連して上述した上記GMSK原理に従って元のベースバンド信号のビ
ット情報を再発生するために使用される。所定の瞬時位相シフトFI1はベース
バンド信号のビット間隔の所定値に対応する。このようにして、直角ディバイダ
I/Qはデジタル周波数Kから実数の対象、プロセスの前の方で送信機TXの変
調器3に入った元のベースバンド信号Dを再発生する。再発生されたベースバン
ド信号は合成ベースバンド信号Lとして言及する。上で簡単に述べた直角ディバ
イダは無線通信分野での当業者に知られており、従って詳細には記載しない。
− 合成ベースバンド信号Lは復調器8の直角ディバイダI/Qからデコーダ9
に送られる。このデコーダは、合成ベースバンド信号Lから、前の処理段でコー
ダ2に入るPCM信号Cを再発生する。合成ベースバンド信号Lはデコーダ9の
上述したイコライザで処理される。第5図のI/Q図の助けを借りて前に図示さ
れたエンベロープは、送信機TXから受信機RXへ直接受信された無線信号の信
号成分を、反射後まで受信機RXにおいて受信されなかった無線信号Fの信号成
分を分離するためにイコライザにおいて使用される。チャンネルディコーディン
グ、逆インターリーブおよび等化処理の後に再発生されるPCM信号は合成PC
M信号Mとして言及される。
− 合成PCM信号Mはデコーダ9からD/A変換器10に送られる。D/A変
換器は、PCM信号から、前の段でA/D変換器1に到達するアナログ信号Bを
再発生する。この発生された信号は合成アナログ信号Nとして言及される。
− 合成アナログ信号NはD/A変換器10からスピーカLSに送られる。前の
段でマイクロフォンに入来する音声信号AがスピーカLSにおいて再発生される
。この再発生された音声信号は合成音声信号として言及される。
本発明に従って信号受信機のダイナミックレンジを拡張する方法が次に記載さ
れる。送信機TXで行われた上述した方法ステップは、本発明を実施する時に行
われるステップと同じである。本発明を実施する際に、信号が受信機RXにおい
て変化される。この変化は第2、4および5図に関連して図示される。記載を簡
略化する目的において、記載で信号に与えられる名前あるいは呼称および第1図
に示される参照符号は上で使用されたものと同じに留められる。他方、前に名付
けられた信号の内容は本発明を実施する時には変化される。この変化は、種々の
図での波線の信号発生の助けを借りて第2b、4および5図に示される。
従って、本発明の方法は受信機RXにのみ関連し、次のステップを含んでいる
。
− 最小の許容信号品位の設定、A/D変換器の基準電圧の選択および量子化レ
ベル数は前に記載されたものと同じである。
− 無線信号Fは受信機アンテナ6を介して受信され、次いでこのアンテナ6か
ら受信機増幅器7に伝えられる。
受信された全無線信号Fは信号増幅器AMPLで受けられる。この信号は前の
場合のように50dBまで増幅される。
− フロント信号Gは受信機増幅器7から復調器8の信号ミキサMIXまで送ら
れる。上述したように、第1の中間周波数信号Hがフロント信号Gをミックスダ
ウンすることによって得られる。
− 第1の中間周波数信号Hは周波数ミキサMIXから受信機増幅器7の信号リ
ミッタLIMITに送られる。本発明によれば、信号リミッタは−37dB以上
の信号強度を有する信号が受信機RX内でこれ以上送られないようにする。従っ
て、3dBまでだけ前に許容された信号強度を超える信号強度を有する信号は通
過することが許される。第2a図は、信号強度が−37dBを越えるような実施
例に従って、移動体が基地局の近傍にある時に受信信号が制限されることを示す
。それと共に得られた余分の信号強度は、信号のエンベロープを評価する時にイ
コライザにおいて使用される。イコライザにおいて−40dBm以上の信号強度
を同様受信する可能性は、特に複雑な伝送条件の場合に極めて重要である。A/
D変換器がこの上昇させた信号強度の結果として過度に拡張されるが、A/D変
換器のこの過度の拡張に拘わらず得られた情報は性能要求を限界的に満足させる
ためには十分であることは事実である。
これは本書を読み続ければ明白となるであろう。この信号制限の結果として生
じた好ましくない周波数成分は、次いで、信号リミッタLIMITにおいて濾波
されて取り除かれる。制限された中間周波数Jの信号強度SSは、第2b図にお
いて、波線の電力曲線JS2の助けで示される。波線の電力曲線JS2は、移動
局MSが基地局の近傍にある時に制限された中間周波数Jの信号強度を示す。
移動体がl=L0とl=L1との間にある時に、信号は、A/D変換器ADC
の上方制限値OGを越える際の変換器の上述した拡張のためA/D変換器におい
てひずみを発生する。しかしながら、このひずみの影響は上述した記載から明ら
かであるようにデジタルシステムでは取り除かれる。第4図は、無線信号Fの上
述の減少した制限の結果として前に図示された振幅曲線JA1での振幅よりも大
きい振幅を有する振幅曲線JA2の助けで制限された中間周波数Jの振幅を示す
。振幅曲線JA2は、移動局がl=L0の近傍にある時の中間周波数Jの振幅を
示す。振幅曲線JA2の波線部分JA21はA/D変換器ADCにおいて再発生
されうる中間周波数Jのレベルを示す。中間周波数の最大信号強度を受ける時に
A/D変換器ADCの上方制限値OGを越えるために、中間周波数JはA/D変
換
器において再発生され得ない。ピーク振幅値がA/D変換器ADCを過度に拡張
する結果として「クリップされる」ために信号はひずむ。この「クリップ」は第
4図の波線部分JA21から明らかである。
− デジタル周波数K、すなわちA/D変換器において処理された、制限された
中間周波数JはA/D変換器ADCから直角ディバイダI/Qに送られる。得ら
れた両信号成分は第5図に示されたI/Q図に表されている。第5図の第1の波
線の曲線12は本発明の方法に従ったI成分のクリッピングを示し、第2の波線
の曲線Q1はQ成分のクリッピングを示す。第5図に示される2つの成分は波線
のベクトルV2を共になって形成する。これら2つの成分はA/D変換器でひず
んだデジタル周波数Kから形成されたために、2つの成分の振幅はそのピークで
「クリップ」される。これは、ベクトルがひずみがない中間周波数から作られる
ような場合よりも時々ベクトルV2が短くなることを意味する。第5図で第3の
ベクトルV3の長さはベクトルV3の適切な位相位置での受信信号のエンベロー
プ値を表す。第4のベクトルV4の長さはベクトルV4の適切な位相位置での受
信信号のエンベロープ値を表す。第3のベクトルV3のエンベロープ値は、−3
7dBmに対応する信号強度を受けた時に、A/D変換器が過度に拡張されなか
った場合(すなわち、図示されたエンベロープ値は正確である)と同じとなる。
第4のベクトルV4のエンベロープ値は、−37dBmに対応する信号強度を受
けた時に、A/D変換器が最大まで過度に拡張された場合(すなわち、所定のエ
ンベロープ値は最大に悪くなっている)と同じとなる。比較を行うことによって
、A/D変換器が最初に記載した例示的実施例の場合に−40dBmに対応する
信号強度を受ける時に過度に拡張されないとしたら、振幅は対照的になって、第
5図に表した内側の円EVに従うと言いうる。A/D変換器ADCを過度に拡張
することによって、−37dBmに対応する信号強度を受けた時に、ある振幅情
報が得られる。この振幅情報は完全ではないが、A/D変換器ADCが過度に拡
張されなかった場合(すなわち、−40dBmに制限された信号強度を受ける時
)に得られるであろう振幅情報よりは良い。上述したように、ベクトルV1の位
相シフトFI2は元のベースバンド信号Dのビット情報を再発生するために使用
される。所定の瞬時位相シフトFI2はベースバンド信号の所定値のビット間隔
に
対応する。ベクトルV2はひずみがない中間周波数から作られた上述のベクトル
V1よりも短いために、位相誤差FIEが上述の振幅のクリップに加えて生じて
しまう。この位相誤差は第5図に示されている。この位相誤差は次式で計算され
うる。FIE=FI1−FI2=FI1−90+arctan(X*cosFI
1)。この式において、XはA/D変換器が過度に拡張される過拡張因子に対応
する。例えば、GSMシステムといったデジタルシステムにあっては、最も大き
な許容位相誤差が存在する。GSMシステムの場合において、1.4倍の過拡張
因子は6度の位相誤差FIEを発生する。6度に対応する位相誤差FIEはGS
Mシステムにとって許容できる値である。位相誤差FIEが許容誤差より小さい
限り、正確に発生されるビット情報の量は受け入れ可能な程大きくなる。
1.4倍に対応する過拡張因子をもってすれば、オーバートーンの効果が信号
の検出における問題を生じさせる程十分には妨害しないために、信号品位も受け
入れ可能な程大きくなる。調波の影響は第7図の記載に関連して一層読み進めば
明らかとなる。
第6図は、A/D変換器を3dBに対応する1.4の因子だけ過度に拡張した
時、位相シフトの関数としてGSMシステムで測定された位相誤差値を示す。横
軸は位相シフトFIを度で示し、縦軸は位相誤差FIEを同様度で示す。全部の
可能な位相シフト(0−360度)のうちで、一部だけ(45−90度)が図に
示されている。第6図は、6度に対応する最大位相誤差が選択された過度の拡張
でGSMシステムで生じることを示す。6度に対応する位相誤差はGSMシステ
ムで許容されうる。しかしながら、平均誤差値は一層低い。これは、A/D変換
器の特性を3dBだけ拡張して、システムのユーザの一部に対して影響を与えず
に行うことが可能である。
第7図は、信号を周波数平面で測定した時に第4図に示されるクリップした振
幅曲線JA2の形態を示す。横軸Mは周波数を、縦軸ZはdBで信号強度を示す
。デジタル周波数Kの基本周波数は第1の周波数スタックS1で示される。A/
D変換器ADCの「クリップ」後に生じた調波は基本周波数よりも低いレベルの
別別の周波数スタックS2で示される。いわゆるノイズマットが第7図において
黒く塗った領域S3で示されている。受信された基本周波数は、ある比率dZが
S
1の電力とノイズマットS3および調波S2の電力との間に存在している限り受
け入れられ得る。
要約すれば、受信機のダイナミックレンジは本発明の助けで拡張されると言い
うる。3dBに対応する量だけダイナミックレンジを拡張する時にある情報が得
られるが、この情報は完全ではない。得られる拡張されたエンベロープ情報は、
受信機が特に受信にふさわしくない地帯にある時にイコライザにおいて使用され
る。
第8図は受信機RXにおける本発明の装置100を示す。この装置は、信号リ
ミッタLIMITと信号リミッタLIMITに接続したA/D変換器ADCとこ
のA/D変換器に接続した検波器とを含んでいる。装置100は周波数ミキサM
IXおよび信号増幅器AMPLを介して受信機アンテナ6に接続され、それには
無線信号(F)が与えられる。図は、また、周波数ミキサMIXに接続した合成
周波数発生器SGを示している。信号リミッタLIMITは信号リミッタで生じ
る調波を濾波して取り除くよう機能する低域フィルタLPを含むように示されて
いる。A/D変換器は上述した上方制限値OGに対応する上方制限を有するダイ
ナミックレンジを有する。検波器は直角ディバイダI/Qとデコーダ9とを含ん
でいる。直角ディバイダI/Qは、デコーダで信号を処理されうるようにするた
めにそれを再構成するための手段を含んでおり、その場合信号品位の程度が検出
されることができる。
信号リミッタLIMITは信号増幅器AMPLおよび周波数ミキサMIXで処
理された無線信号を制限するための手段を含んでいる。これに関して、信号リミ
ッタLIMITは、上方制限値OGを越えないようにかつ検出器で検出された信
号品位が所定の最小許容制限値を越えないように信号を制限する。
本発明はその上述されかつ図示された例示的実施例には制限されず、かつ本発
明の概念内で変更がなされうることが理解されるであろう。例えば、無線信号は
移動体から送られても、基地局で受けられてもよい。更にまた、上述したGSM
システムとは異なったシステムにも適用可能である。従って、本発明は変更が請
求の範囲内でなされることができるために、記載されかつ図示された実施例には
制限されない。
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フロントページの続き
(81)指定国 EP(AT,BE,CH,DE,
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,CI,CM,GA,GN,ML,MR,NE,SN,
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,RU,SD,SE,SG,SI,SK,TJ,TM,
TT,UA,UG,US,UZ,VN
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1.デジタル無線伝送システム(TS)で受信機(RX)のダイナミックレン ジを拡張する方法であって、上記受信機(RX)は送信機(TX)から送られる 無線信号(F)を受けかつA/D変換器(ADC)を含むようにした方法におい て、 − 上記A/D変換器(ADC)のダイナミックレンジに対して上方制限値(O G)を選択すること、 − 上記受信機(RX)での無線信号処理に対する最小許容信号品位を決定する こと、 − 上記上方制限値(OG)を越えるように上記A/D変換器のダイナミックレ ンジを過度に拡張すること、 − 上記A/D変換器の下流での信号品位値を発生すること、 − この発生された信号品位値を上記最小許容信号品位と比較すること、 − 上記A/D変換器を過度に拡張した時に上記最小許容信号品位を越えるよう に上記A/D変換器の過拡張を制限すること、 のステップを具備した方法。 2.請求の範囲第1項記載の、デジタル無線送信システム(TS)で受信機( RX)のダイナミックレンジを拡張する方法において、上記受信機は上記A/D 変換器(ADC)に接続した信号リミッタ(LIMIT)を含み、上記方法は、 − 上記信号リミッタ(LIMIT)においてこの信号リミッタに入る信号を制 限して、信号強度が上記A/D変換器の上記上方制限値(OG)を越えるように すること、 − 低域フィルタ(LP)で上記信号リミッタ(LIMIT)においてこのリミ ッタ(LIMIT)で制限された信号を濾波すること、 のステップを具備した方法。 3.請求の範囲第1項または第2項記載の、デジタル無線送信システム(TS )で受信機(RX)のダイナミックレンジを拡張する方法において、上記受信機 は上記A/D変換器(ADC)に接続した直角ディバイダ(I/Q)とこの直角 デ ィバイダ(I/Q)に接続したデコーダ(9)とを含み、蒸気法方は、 − いわゆるベースバンド信号を得るように上記直角ディバイダ(I/Q)への 入来信号をダウンミックスすること、 − 上記ベースバンド信号を部分的にサイン信号とかつ部分的にコサイン信号と 混合して、信号が上記デコーダ(9)で分析されることができるようにすること 、のステップを具備した方法。 4.請求の範囲第1項、第2項または第3項記載の、デジタル無線送信システ ム(TS)で受信機(RX)のダイナミックレンジを拡張する方法において、上 記方法は、1.4の因子だけ上記上方制限値(OG)を越えるように上記A/D 変換器を過度に拡張するステップを更に具備した方法。 5.デジタル無線送信システム(TS)で受信機(RX)のダイナミックレン ジを拡張する装置(100)において、上記装置(100)は信号リミッタ(L IMIT)と、上方制限値(OG)だけ制限される上方制限を有するダイナミッ クレンジを備えた上記リミッタに接続したA/D変換器(ADC)と、上記A/ D変換器(ADC)に接続されかつ上記A.D変換器で処理される信号の信号品 位を検出する手段を含んだ検出器(I/Q、9)とを含み、上記信号リミッタ( LIMIT)は、この信号リミッタによって与えられる信号の信号強度が上記上 方制限値(OG)を越えるようにかつ上記信号リミッタ(LIMIT)によって 与えられる信号の信号強度が上記上方制限値(OG)を越える時に上記検出器( I/Q、9)において検出される信号品位が所定の最小許容信号品位を越えるよ うに入来信号を制限する手段を含んだ装置。
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